JP2011035557A - シンボルレート検出器及び受信装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】回路規模を抑え、短時間でデジタル変調信号のシンボルレートを検出する。
【解決手段】シンボルレート検出器であって、デジタル変調信号に非線形処理を行い、非線形処理後のデジタル変調信号を出力する非線形処理部と、前記非線形処理後のデジタル変調信号に位相同期する位相同期ループとを有する。前記位相同期ループは、検出シンボルレートに応じた周波数の信号を生成する発振器と、前記非線形処理後のデジタル変調信号と前記発振器で生成された信号とを乗算し、乗算結果を出力する複素乗算器と、前記乗算結果を平滑化し、平滑化された前記乗算結果を前記検出シンボルレートとして出力するループフィルタとを有する。
【選択図】図2
【解決手段】シンボルレート検出器であって、デジタル変調信号に非線形処理を行い、非線形処理後のデジタル変調信号を出力する非線形処理部と、前記非線形処理後のデジタル変調信号に位相同期する位相同期ループとを有する。前記位相同期ループは、検出シンボルレートに応じた周波数の信号を生成する発振器と、前記非線形処理後のデジタル変調信号と前記発振器で生成された信号とを乗算し、乗算結果を出力する複素乗算器と、前記乗算結果を平滑化し、平滑化された前記乗算結果を前記検出シンボルレートとして出力するループフィルタとを有する。
【選択図】図2
Description
本明細書で開示される技術は、デジタル変調信号のシンボルレートを検出する技術に関する。
近年、デジタル変調方式を用いて音声信号や映像信号を伝送するデジタルテレビジョン放送が実用化されている。例えば、ケーブルテレビジョン方式であるDVB−C(Digital Video Broadcasting-Cable)に基づく放送が、世界の多くの国で行われている。テレビジョン放送の各チャンネルが占有する周波数帯域は国によって異なるので、周波数帯域幅を決定するシンボルレートの運用範囲は、例えば4〜7.2MBaudという範囲に規定されている。そこで、シンボルレートを自動的に検出する機能を受信装置が有するようにすると、受信装置が多くの国で共通に使用可能となり、開発コストを削減することができる。
シンボルレートの自動検出には、回路規模が小さいことと、短時間で高精度のレート検出ができることが要求される。シンボルレートを自動検出する方法としては、受信信号に対して非線形処理及びFFT(Fast Fourier Transform)処理を行い、FFT処理後の周波数領域信号から、ピークを有する成分の周波数をシンボルレートとして検出する方式が知られている(例えば、特許文献1参照)。
しかしながら、特許文献1に開示された技術では、シンボルレートの検出の分解能を高めるためには、FFTの対象とするサンプル数を大きくする必要がある。このため、FFT回路のメモリ容量を大きくする必要があり、回路規模が増大する。また、FFT処理の際には、周波数0からサンプリング周波数までの全周波数領域を対象にして一括演算する必要がある。検出されるべきシンボルレートの範囲外の成分についても常に演算の対象となるので、シンボルレート検出に要する時間が長い。
本発明は、回路規模を抑え、かつ短時間でデジタル変調信号のシンボルレートを検出することを目的とする。
本発明の実施形態によるシンボルレート検出器は、デジタル変調信号に非線形処理を行い、非線形処理後のデジタル変調信号を出力する非線形処理部と、前記非線形処理後のデジタル変調信号に位相同期する位相同期ループとを有する。前記位相同期ループは、検出シンボルレートに応じた周波数の信号を生成する発振器と、前記非線形処理後のデジタル変調信号と前記発振器で生成された信号とを乗算し、乗算結果を出力する複素乗算器と、前記乗算結果を平滑化し、平滑化された前記乗算結果を前記検出シンボルレートとして出力するループフィルタとを有する。
これによると、非線形処理後のデジタル変調信号に位相同期ループが同期し、FFTを用いることなく、デジタル変調信号のシンボルレートを検出することができる。
本発明の実施形態による受信装置は、デジタル変調信号を受信する受信装置であって、前記デジタル変調信号から、前記デジタル変調信号のシンボルレートを検出するシンボルレート検出器と、前記デジタル変調信号のうち、前記シンボルレート検出器で検出された検出シンボルレートに応じた帯域の信号を通過させる帯域可変フィルタとを有する。前記シンボルレート検出器は、前記デジタル変調信号に非線形処理を行い、非線形処理後のデジタル変調信号を出力する非線形処理部と、前記非線形処理後のデジタル変調信号に位相同期する位相同期ループとを有する。前記位相同期ループは、前記検出シンボルレートに応じた周波数の信号を生成する発振器と、前記非線形処理後のデジタル変調信号と前記発振器で生成された信号とを乗算し、乗算結果を出力する複素乗算器と、前記乗算結果を平滑化し、平滑化された前記乗算結果を前記検出シンボルレートとして出力するループフィルタとを有する。
本発明の実施形態によれば、FFTを行うことなくシンボルレートの検出を行うので、高精度化しても回路規模の増大を抑えることができ、かつ、短時間でシンボルレートの検出が可能となる。
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
本明細書における各機能ブロックは、典型的にはハードウェアで実現され得る。例えば各機能ブロックは、IC(集積回路)の一部として半導体基板上に形成され得る。ここでICは、LSI(Large-Scale Integrated circuit)、ASIC(Application-Specific Integrated Circuit)、ゲートアレイ、FPGA(Field Programmable Gate Array)などを含む。代替としては各機能ブロックの一部又は全ては、ソフトウェアで実現され得る。例えばそのような機能ブロックは、プロセッサ上で実行されるプログラムによって実現され得る。換言すれば、本明細書で説明される各機能ブロックは、ハードウェアで実現されてもよいし、ソフトウェアで実現されてもよいし、ハードウェアとソフトウェアとの任意の組合せで実現され得る。
図1は、本発明の実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。図1の受信装置は、チューナ12と、AD(Analog-to-Digital)コンバータ(ADC)14と、直交検波回路16と、帯域可変フィルタ18と、補間回路20と、シンボルレート検出器22と、タイミング再生回路24と、デジタル復調回路26と、誤り訂正回路28とを有している。図1及び以下のブロック図において、太線は複素信号を示す。
チューナ12には、デジタル変調信号である受信信号RSが供給される。受信信号RSは、アンテナ又はケーブルテレビジョン放送のケーブルから供給されるRF(Radio Frequency)信号である。チューナ12は、選局情報に従って、受信信号RSから所望のチャンネルの信号を選択して、中間周波数帯の信号(IF信号)としてADC14に出力する。ADC14は、チューナから出力された信号をデジタル信号に変換して出力する。直交検波回路16は、ADC14から出力された信号に、デジタル復調回路26が検出したキャリア周波数誤差に基づいて周波数補正を行い、更に直交検波を行って、生成されたベースバンド信号DTを帯域可変フィルタ18及びシンボルレート検出器22に出力する。ベースバンド信号DTは複素信号である。
シンボルレート検出器22は、ベースバンド信号DTから、この信号のシンボルレートを検出し、その結果を検出シンボルレートIFSYMとして帯域可変フィルタ18及びタイミング再生回路24に出力する。帯域可変フィルタ18は、ベースバンド信号DTのうち、検出シンボルレートIFSYMに応じた帯域の信号を通過させる。この際、帯域可変フィルタ18は、帯域外の不要な高調波成分が抑圧された信号を出力する。
補間回路20は、タイミング再生回路24から出力されるタイミング信号に基づいて、帯域可変フィルタ18の出力に補間処理(内挿)を施し、シンボル間干渉がない、すなわち、シンボル識別が可能なベースバンド信号を出力する。タイミング再生回路24は、補間回路20が出力するベースバンド信号にシンボル間干渉が生じないように、検出シンボルレートIFSYMと補間回路20の出力するベースバンド信号とを用いてタイミング信号を生成して、補間回路20に出力する。
デジタル復調回路26は、補間回路20から出力されたベースバンド信号から周波数誤差を検出し、直交検波回路16に出力する。また、デジタル復調回路26は、受信信号RSに対して波形等化処理及び復調処理を行い、得られた復調データを誤り訂正回路28に出力する。マルチパス等の影響を受けて伝送路で受信信号RSに生じた歪みが、波形等化処理により除去される。誤り訂正回路28は、復調データに対して、ビタビ復号やリードソロモン復号等の処理を行ってビット誤りを訂正し、訂正後のデータをトランスポートストリームパケットTPとして、映像音声デコーダに出力する。
図2は、図1のシンボルレート検出器22の構成例を示すブロック図である。シンボルレート検出器22は、LPF(Low Pass Filter)32と、非線形処理部40と、DCキャンセラ50と、位相同期ループ60とを有している。
LPF32には、直交検波器16の出力であるベースバンド信号DTが入力される。LPF32は、入力され得る最大シンボルレートのデジタル信号スペクトルを通過させ、隣接チャンネル成分を抑圧するような周波数特性を有し、隣接チャンネルの影響を受けることなく所望のチャンネルのシンボルレートを精度よく検出できるようにする。なお、チューナ12において、隣接チャンネルを抑圧する効果が高い場合には、LPF32を有しないようにしてもよい。
非線形処理部40は、LPF32から出力されたベースバンド信号に非線形処理を行うことにより、シンボルレート成分を生成し、非線形処理後のベースバンド信号をDCキャンセラ50に出力する。具体的には、非線形処理部40は、乗算器42,44と、加算器46と、平方根演算器48とを有している。LPF32から出力されたベースバンド信号のうち、同相信号(I信号)及び直交信号(Q信号)が、乗算器42,44にそれぞれ入力される。
乗算器42は、I信号にI信号を乗算し、2乗されたI信号を出力する。乗算器44は、Q信号にQ信号を乗算し、2乗されたQ信号を出力する。加算器46は、2乗されたI信号と2乗されたQ信号との和を求めて出力する。平方根演算器48は、加算器46で得られた和の平方根を求めて出力する。I信号をIsinΔωt、Q信号をQcosΔωt(Δωはキャリア周波数のオフセット成分(キャリアオフセット))とすると、得られる平方根は、√(I^2+Q^2)となる。すなわち、このような非線形処理により、キャリアオフセットΔωの影響をキャンセルすることができる。
図3(a)は、図1の非線形処理部40に入力されるベースバンド信号のスペクトラムを示す模式図である。破線はベースバンド信号のスペクトラムを示し、矢印はデジタル変調のシンボルレート成分であって、破線のスペクトラムの帯域端に生じている。図3(b)は、非線形処理部40による処理後の信号のスペクトラムを示す模式図である。図3(b)に示すように、シンボルレート成分のキャリアオフセットの影響がキャンセルされ、DC成分と周波数±Fsymの成分にエネルギーが集中し、その他の成分は破線に示すように拡散される。
ここで、平方根演算器48は、周波数±Fsymの成分の生成には必須ではない。しかし、平方根を求めることにより、2乗演算により多くなった演算結果のビット数を、分解能を維持しながら半分にすることができる。このため、その後の処理を行う回路の規模を小さくすることができる。
DCキャンセラ50は、非線形処理部40による非線形処理後のベースバンド信号を、その直流成分(DC成分)を抑圧して、複素乗算器62に出力する。具体的には、DCキャンセラ50は、LPF52と、減算器54とを有している。LPF52は、非線形処理後のベースバンド信号からDC成分を抽出し、減算器54に出力する。減算器54は、非線形処理後のベースバンド信号から、LPF52で抽出されたDC成分を減算して、DC成分を除去する。DCキャンセラ50は、DC成分を抑圧することにより、後段の位相同期ループが誤ってDC成分へ位相同期をすることを防ぐ。
図3(c)は、図1のDCキャンセラ50の出力信号のスペクトラムを示す模式図である。図3(c)に示すように、図3(b)のスペクトラムのDC成分が抑圧されて、周波数±Fsymのスペクトルが大きく残った状態となる。
図2の位相同期ループ60は、DCキャンセラ50の出力信号に位相同期する。位相同期ループ60は、複素乗算器62と、LPF63と、加算器64と、発振器65と、同期検出器68と、制御部69と、ループフィルタ70と、掃引部80とを有している。発振器65は、数値制御発振器(NCO)66と、COS/SIN変換器67とを有している。
複素乗算器62は、DCキャンセラ50の出力信号とCOS/SIN変換器67で生成された信号とを複素乗算し、その結果をLPF63に出力する。例えば、COS/SIN変換器67が周波数−Fsymの成分を出力している場合には、DCキャンセラ50の出力は、複素乗算によって周波数−Fsymだけシフトする。すなわち、周波数−Fsymの成分は−2Fsymへ、周波数+Fsymの成分はDCへ周波数シフトする。図3(d)は、周波数が−Fsymシフトした、複素乗算器62の出力信号のスペクトラムを示す模式図である。複素乗算器62の出力信号のQ信号は、一般的な位相同期ループにおける位相比較器の出力と同等である。
図3(e)は、位相同期ループ60のLPF63の出力信号のスペクトラムを示す模式図である。LPF63は、複素乗算器62の出力のDC付近の成分を通過させて、同期検出器68及びループフィルタ70へ供給する。DC付近以外の成分が阻止されるので、シンボルレート成分以外の拡散スペクトルが抑圧される。
図4は、図2の位相同期ループ60内のLPF63の出力信号について、位相誤差評価関数を示すグラフである。図4では、複素乗算器62の入力信号間の位相差をパラメータとし、LPF63の出力信号のQ信号及びI信号について、位相誤差評価関数を示している。
複素乗算器62の入力信号間に位相差がない場合には、Q信号は誤差0となり、この場合より位相が遅れるか進むかに応じて誤差の符号が変化する。また、複素乗算器62の入力信号間の位相差が0の場合には、I信号の誤差は最も大きな正の値になる。そこで、Q信号の誤差が0となるようにCOS/SIN変換器67が信号を生成することにより、位相同期ループ60を周波数Fsymの成分に位相同期させる。
ループフィルタ70は、LPF63の出力のQ信号に平滑化処理を行い、平滑化された信号を加算器64に出力する。ループフィルタ70は、Q信号の単位時間当たりの位相変動を推定する。具体的には、ループフィルタ70は、アンプ72,74と、加算器76,78と、フリップフロップ77とを有している。アンプ72,74には、所定のゲインが設定されている。LPF63の出力のQ信号から、アンプ72は直接項を求め、アンプ74、加算器76、及びフリップフロップ77は積分項を求める。加算器78は、直接項と積分項とを加算して出力する。
加算器64は、ループフィルタ70の出力に掃引部80の出力を加算し、加算結果を検出シンボルレートIFSYMとしてNCO66に出力する。また、検出シンボルレートIFSYMは、帯域可変フィルタ18及びタイミング再生回路24にも出力される。
NCO66は、検出シンボルレートIFSYMを積分し、積分値をCOS/SIN変換器67に出力する。NCO66の積分値は所定値に達する毎に0に戻るので、積分値は、のこぎり波状に変化する。COS/SIN変換器67は、NCO66の積分値に従ってCOS波及び−SIN波を生成し、複素乗算器62に出力する。すなわち、発振器65は、検出シンボルレートIFSYMに応じた周波数の信号を生成する。
同期検出器68は、LPF63の出力信号(I信号及びQ信号)から、位相同期ループ60の同期が確立しているか否か、言い換えると、検出シンボルレートIFSYMが一定値になったか否かを判定し、判定結果を同期フラグとして制御部69に出力する。例えば、Q信号が0であり、かつ、I信号の値が設定された閾値以上である場合には、同期検出器68は、同期が確立していると判定する。
掃引部80は、加算器82と、値をロード可能なフリップフロップ84とを有している。制御部69は、外部CPUからのスタートパルスをトリガとして、最大シンボルレートFsymMAXをフリップフロップ84にロードする。フリップフロップ84は、ロードされた最大シンボルレートFsymMAXを掃引周波数SWPFとして出力し、その後、加算器82の出力を遅延させて出力する。加算器82は、フリップフロップ84の出力と一定値−ΔFとを加算して出力する。すなわち、掃引部80は、最大シンボルレートFsymMAXに−ΔFを繰り返し加算することにより、掃引周波数SWPFを減少させる。
図5は、検出シンボルレートIFSYM及び掃引周波数SWPFの例を示すグラフである。例えば、シンボルレートがFsymのデジタル変調信号DTがシンボルレート検出器22に入力された場合、検出シンボルレートIFSYMは、掃引周波数SWPFと同様に減少するが、シンボルレートFsymに達すると、位相同期ループ60がロック状態となり、検出シンボルレートIFSYMは一定(IFSYM=Fsym)になる。これは、ロック状態時に、掃引回路80の出力SWPFの時間的な減少が加算器64の出力においてキャンセルされるように、ループフィルタ70が時間的に増加する信号を出力するためである。すなわち、ループフィルタ70に入力信号を供給するLPF63が、定常的な位相誤差を出力することになる。
掃引部80は、掃引周波数SWPFが最小シンボルレートFsymMINに達すると、掃引を終了し、掃引周波数SWPFをホールドする。このとき、掃引周波数SWPFの時間的な減少が停止することから、ループフィルタ70に入力信号を供給するLPF63の出力の定常的な位相誤差が平均的に0となり、ループフィルタ70がロック状態となっている。その後、制御部69は、同期検出器68が同期の確立を検出しているか否かをモニターし、同期の確立が検出されている場合には、可変帯域フィルタ18及びタイミング再生回路24に対して、検出シンボルレートIFSYMを用いて動作する許可を与える。可変帯域フィルタ18及びタイミング再生回路24は、許可を受けると、検出シンボルレートIFSYMに基づいて復調動作を開始する。
以上のように、シンボルレート検出器22によると、非線形処理後のベースバンド信号DTに位相同期ループ60が同期し、FFTを用いることなく、ベースバンド信号DTのシンボルレートIFSYMを検出することができる。FFTを行う必要がないので、FFTのためのメモリが必要なく、高精度化しても、回路規模の大幅な増加を抑えることが可能となる。また、掃引部80及び加算器64を有しているので、シンボルレートIFSYMを速く求めることができる。掃引部80は、予め設定した掃引範囲を掃引すると動作を終了するので、サーチのために無駄な時間を費やすこともない。
図5に示すように、検出シンボルレートIFSYMが一定値Fsymにロックすると、ループフィルタ70への入力信号が定常的な位相誤差をもった状態となる。そこで、同期検出器68は、位相誤差が特定の範囲内にあれば、同期が確立していると判定する。同期検出器68は、例えば、LPF63の出力のQ信号の絶対値の大きさが特定の閾値以下である場合、若しくは、I^2+Q^2又は√(I^2+Q^2)の大きさが特定の閾値以上である場合には、同期が確立していると判定してもよい。ここで、QはLPF63の出力の直交成分、IはLPF63の出力の同相成分を示す。
制御部69は、掃引中も同期フラグを監視する。同期が確立していることを示す同期フラグを同期検出器68が出力すると、制御部69は、可変帯域フィルタ18及びタイミング再生回路24へ、同期が確立していることを通知する。これにより、更にサーチ時間の短縮を図ることができる。
掃引スタート時のシンボルレートを、最も使用される周波数から開始するようにしてもよい。すると、更にサーチ時間の短縮を図ることができる。高精細画質を実現するために、伝送レートを高くして運用する場合が多いので、例えば、図5のように、掃引スタート時の周波数を最大シンボルレートFsymMAXとし、周波数の高い方から低い方へ掃引する。
LPF63は、複素信号を出力するように構成されているが、同期検出器68が、Q信号の値が0であることのみを検出する場合には、Q信号のみを出力するように構成されていてもよい。
ループフィルタ70にはLPF63の出力信号が入力されているが、複素乗算器62から出力されたQ信号が直接入力されるようにしてもよい。
掃引部80が、最大シンボルレートFsymMAXから最小シンボルレートFsymMINまで、掃引周波数SWPFを減少させる場合について説明したが、最小シンボルレートFsymMINから最大シンボルレートFsymMAXまで、掃引周波数SWPFを増加させてもよい。
同期検出器68は、掃引部80が掃引を終了した後、所定の時間が経過すると、同期が確立していると判定してもよい。
本発明の多くの特徴及び優位性は、記載された説明から明らかであり、よって添付の特許請求の範囲によって、本発明のそのような特徴及び優位性の全てをカバーすることが意図される。更に、多くの変更及び改変が当業者には容易に可能であるので、本発明は、図示され記載されたものと全く同じ構成及び動作に限定されるべきではない。したがって、全ての適切な改変物及び等価物は本発明の範囲に入るものとされる。
以上の実施形態によると、短時間でシンボルレートの検出が可能であるので、本発明は、シンボルレート検出器及び受信装置等について有用である。
16 直交検波回路
18 帯域可変フィルタ
20 補間回路
22 シンボルレート検出器
24 タイミング再生回路
26 デジタル復調回路
28 誤り訂正回路
40 非線形処理部
50 DCキャンセラ
60 位相同期ループ
62 複素乗算器
64 加算器
65 発振器
68 同期検出器
70 ループフィルタ
80 掃引部
18 帯域可変フィルタ
20 補間回路
22 シンボルレート検出器
24 タイミング再生回路
26 デジタル復調回路
28 誤り訂正回路
40 非線形処理部
50 DCキャンセラ
60 位相同期ループ
62 複素乗算器
64 加算器
65 発振器
68 同期検出器
70 ループフィルタ
80 掃引部
Claims (12)
- デジタル変調信号に非線形処理を行い、非線形処理後のデジタル変調信号を出力する非線形処理部と、
前記非線形処理後のデジタル変調信号に位相同期する位相同期ループとを備え、
前記位相同期ループは、
検出シンボルレートに応じた周波数の信号を生成する発振器と、
前記非線形処理後のデジタル変調信号と前記発振器で生成された信号とを乗算し、乗算結果を出力する複素乗算器と、
前記乗算結果を平滑化し、平滑化された前記乗算結果を前記検出シンボルレートとして出力するループフィルタとを有する
シンボルレート検出器。 - 請求項1に記載のシンボルレート検出器において、
前記非線形処理後のデジタル変調信号を、その直流成分を抑圧して、前記複素乗算器に出力するDCキャンセラを更に備える
シンボルレート検出器。 - 請求項1に記載のシンボルレート検出器において、
前記非線形処理部は、前記非線形処理として、前記デジタル変調信号の同相成分の2乗と前記デジタル変調信号の直交成分の2乗との和を求める
シンボルレート検出器。 - 請求項1に記載のシンボルレート検出器において、
前記位相同期ループは、
出力値を増加又は減少させる掃引部と、
前記ループフィルタで平滑化された前記乗算結果に前記掃引部の出力値を加算し、加算結果を前記検出シンボルレートとして出力する加算器とを更に有する
シンボルレート検出器。 - 請求項4に記載のシンボルレート検出器において、
前記位相同期ループは、前記乗算結果の同相成分が閾値以上である場合に、同期が確立していると判定する同期検出器を更に有する
シンボルレート検出器。 - 請求項4に記載のシンボルレート検出器において、
前記位相同期ループは、前記掃引部が掃引を終了した後、所定の時間が経過すると、同期が確立していると判定する同期検出器を更に有する
シンボルレート検出器。 - 請求項4に記載のシンボルレート検出器において、
前記位相同期ループは、前記乗算結果の直交成分が閾値以下である場合に、同期が確立していると判定する同期検出器を更に有する
シンボルレート検出器。 - 請求項4に記載のシンボルレート検出器において、
前記位相同期ループは、前記乗算結果の同相成分の2乗と前記乗算結果の直交成分の2乗との和が閾値以上である場合に、同期が確立していると判定する同期検出器を更に有する
シンボルレート検出器。 - デジタル変調信号を受信する受信装置であって、
前記デジタル変調信号から、前記デジタル変調信号のシンボルレートを検出するシンボルレート検出器と、
前記デジタル変調信号のうち、前記シンボルレート検出器で検出された検出シンボルレートに応じた帯域の信号を通過させる帯域可変フィルタとを備え、
前記シンボルレート検出器は、
前記デジタル変調信号に非線形処理を行い、非線形処理後のデジタル変調信号を出力する非線形処理部と、
前記非線形処理後のデジタル変調信号に位相同期する位相同期ループとを有し、
前記位相同期ループは、
前記検出シンボルレートに応じた周波数の信号を生成する発振器と、
前記非線形処理後のデジタル変調信号と前記発振器で生成された信号とを乗算し、乗算結果を出力する複素乗算器と、
前記乗算結果を平滑化し、平滑化された前記乗算結果を前記検出シンボルレートとして出力するループフィルタとを有する
受信装置。 - 請求項9に記載の受信装置において、
タイミング信号に従って、前記帯域可変フィルタの出力に補間処理を行って出力する補間回路と、
前記検出シンボルレートを用いて、前記補間回路の出力から前記タイミング信号を生成するタイミング再生回路とを更に備える
受信装置。 - 請求項10に記載の受信装置において、
前記補間回路の出力に復調処理を行い、得られた復調データを出力する復調回路と、
前記復調データに誤り訂正処理を行って出力する誤り訂正回路とを更に備える
受信装置。 - 請求項9に記載の受信装置において、
前記デジタル変調信号に直交検波を行い、生成された複素信号を出力する直交検波回路を更に備え、
前記シンボルレート検出器は、前記複素信号から前記シンボルレートを検出する
受信装置。
Priority Applications (4)
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