JP5624399B2 - 通信装置及び通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、アレイアンテナを用いて通信を行う通信技術に関する。

従来から無線通信に関して様々な技術が提案されている。例えば特許文献１には、アダプティブアレイアンテナ方式で通信を行う通信装置が開示されている。アレイアンテナの受信の指向性を制御するための受信ウェイトは、例えば、ＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムやＲＬＳ（Recursive Least-Squares）アルゴリズムなどを用いて算出される。

国際公開第２００６／０７０７５６号パンフレット

さて、アダプティブアレイアンテナ方式で通信を行う通信装置においては、その受信信号において周波数選択性フェージングが生じると、受信ウェイトの精度が劣化することがある。その結果、受信性能が低下する。

そこで、本発明は上述の点に鑑みて成されたものであり、受信ウェイトの精度を向上させることが可能な技術を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明に係る通信装置は、通信相手装置と通信を行う通信装置であって、前記通信相手装置からの信号を受信する複数のアンテナと、前記通信相手装置が送信する際に使用する送信周波数帯域を前記通信相手装置に割り当てる無線リソース割り当て部と、前記複数のアンテナの各々における、全送信周波数帯域で受信した受信信号の受信電力の総和を基に当該複数のアンテナのうちの１つのアンテナを選択し、当該選択したアンテナでの受信信号における、前記送信周波数帯域での周波数選択性フェージングの度合を推定する推定部と、前記複数のアンテナの受信の指向性を制御するための受信ウェイトを、前記送信周波数帯域での前記受信信号に含まれる既知信号に基づいて算出し、算出した前記受信ウェイトに基づいて、前記送信周波数帯域における前記複数のアンテナの受信の指向性を制御する受信ウェイト処理部とを備え、前記送信周波数帯域として前記通信相手装置に対して割り当て可能な周波数帯域には、前記通信相手装置に対する周波数帯域の割り当て単位となる割り当て単位帯域が複数含まれ、前記通信相手装置からは各割り当て単位帯域において前記既知信号が送信され、前記受信ウェイト処理部は、前記無線リソース割り当て部が、連続する複数の割り当て単位帯域を前記通信相手装置に割り当てる場合には、当該連続する複数の割り当て単位帯域に関して、Ｎ（≧１）個の割り当て単位帯域ごとに（Ｎが２以上の場合には、連続するＮ個の割り当て単位帯域ごとに）、当該Ｎ個の割り当て単位帯域での前記受信信号に含まれる前記既知信号に基づいて前記受信ウェイトを算出し、算出した前記受信ウェイトに基づいて、対応するＮ個の割り当て単位帯域における前記複数のアンテナの受信の指向性を制御し、前記推定部で推定される、前記送信周波数帯域での周波数選択性フェージングの度合に基づいて前記Ｎの値を決定する。

また、本発明に係る通信装置の一態様では、前記推定部は、前記送信周波数帯域での前記受信信号の受信電力に基づいて、前記送信周波数帯域での周波数選択性フェージングの度合を推定する。

また、本発明に係る通信装置の一態様では、前記推定部は、前記送信周波数帯域での前記受信信号に含まれる前記既知信号と、当該既知信号についての理想信号との相関値に基づいて、前記送信周波数帯域での周波数選択性フェージングの度合を推定する。

また、本発明に係る通信方法は、通信相手装置と通信を行う通信方法であって、（ａ）前記通信相手装置からの信号を複数のアンテナで受信する工程と、（ｂ）前記通信相手装置が送信する際に使用する送信周波数帯域を前記通信相手装置に割り当てる工程と、（ｃ）前記工程（ａ）において、前記複数のアンテナの各々における、全送信周波数帯域で受信した受信信号の受信電力の総和を基に当該複数のアンテナのうちの１つのアンテナを選択し、当該選択したアンテナで受信される受信信号における、前記送信周波数帯域での周波数選択性フェージングの度合を推定する工程と、（ｄ）前記複数のアンテナの受信の指向性を制御するための受信ウェイトを、前記送信周波数帯域での前記受信信号に含まれる既知信号に基づいて算出し、算出した前記受信ウェイトに基づいて、前記送信周波数帯域における前記複数のアンテナの受信の指向性を制御する工程とを備え、前記送信周波数帯域として前記通信相手装置に対して割り当て可能な周波数帯域には、前記通信相手装置に対する周波数帯域の割り当て単位となる割り当て単位帯域が複数含まれ、前記通信相手装置からは各割り当て単位帯域において前記既知信号が送信され、前記工程（ｄ）では、前記工程（ｂ）において連続する複数の割り当て単位帯域が前記通信相手装置に割り当てられる場合には、当該連続する複数の割り当て単位帯域に関して、Ｎ（≧１）個の割り当て単位帯域ごとに（Ｎが２以上の場合には、連続するＮ個の割り当て単位帯域ごとに）、当該Ｎ個の割り当て単位帯域での前記受信信号に含まれる前記既知信号に基づいて前記受信ウェイトが算出され、算出された前記受信ウェイトに基づいて、対応するＮ個の割り当て単位帯域における前記複数のアンテナの受信の指向性が制御され、前記工程（ｃ）で推定される、前記送信周波数帯域での周波数選択性フェージングの度合に基づいて前記Ｎの値が決定される。

本発明によれば、受信ウェイトの精度が向上する。

本実施の形態に係る通信装置の構成を示す図である。 本実施の形態に係る制御部の構成を示す図である。 本実施の形態に係る受信ウェイト処理部の構成を示す図である。 本実施の形態に係るＴＤＤフレームの構成を示す図である。 上りサブフレームの１スロット分の構成を示す図である。 本実施の形態に係る通信装置の動作を示すフローチャートである。 各サブキャリアの受信電力を示す図である。 受信ウェイトベクトルの更新回数と誤差電力との関係を示す図である。 リソースブロックごとの受信ＥＶＭを示す図である。

図１は本実施の形態に係る通信装置１００の構成を示す図である。本実施の形態に係る通信装置１００は、例えば、複信方式としてＴＤＤ（Time Division Duplexing）方式が採用されたＬＴＥ（Long Term Evolution）に準拠した基地局であって、複数の通信相手装置（通信端末）と通信を行う。ＬＴＥは、「Ｅ−ＵＴＲＡ」とも呼ばれている。ＬＴＥでは、下り通信ではＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）方式が使用され、上り通信ではＳＣ−ＦＤＭＡ（Single Carrier-Frequency Division Multiple Access）方式が使用される。したがって、通信装置１００から通信相手装置への送信にはＯＦＤＭＡ方式が使用され、通信相手装置から通信装置１００への送信にはＳＣ−ＦＤＭＡ方式が使用される。ＯＦＤＭＡ方式では、互いに直交する複数のサブキャリアが合成されたＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号が使用される。

通信装置１００は、時間軸と周波数軸とからなる２次元で特定される無線リソースを複数の通信相手装置のそれぞれに個別に割り当てることによって、当該複数の通信相手装置と同時に通信することが可能となっている。通信装置１００は、送受信アンテナとしてアレイアンテナ１０を有し、アダプティブアレイアンテナ方式を用いてアレイアンテナ１０の指向性を希望波に向けることが可能である。

図１に示されるように、通信装置１００は、無線通信部１と、複数のＤ／Ａ変換部２と、複数のＡ／Ｄ変換部３と、制御部４とを備えている。

制御部４は、例えばＣＰＵやメモリなどで構成されており、通信装置１００の動作を統括的に制御する。制御部４は、ベースバンドの送信信号を生成して複数のＤ／Ａ変換部２に出力する。また制御部４は、複数のＡ／Ｄ変換部３から出力される受信信号に含まれる、通信相手装置が生成したビットデータを再生する。

無線通信部１は、複数のアンテナ１０ａから成るアレイアンテナ１０と、複数の送信部１１と、複数の受信部１２とを備えている。各アンテナ１０ａは、通信相手装置からの送信信号を受信する。複数のアンテナ１０ａでの受信信号は、複数の受信部１２にそれぞれ入力される。また、複数の送信部１１が出力する送信信号は複数のアンテナ１０ａにそれぞれ入力される。これにより、各アンテナ１０ａから信号が無線送信される。

各Ｄ／Ａ変換部２は、制御部４から入力される、デジタル形式のベースバンドの送信信号をアナログ形式のベースバンドの送信信号に変換して出力する。複数の送信部１１には、複数のＤ／Ａ変換部２から出力される送信信号がそれぞれ入力される。各送信部１１は、入力されたベースバンドの送信信号を搬送帯域の送信信号に変換して出力する。

各受信部１２は、入力される搬送帯域の受信信号をベースバンドの受信信号に変換して出力する。複数のＡ／Ｄ変換部３には、複数の受信部１２から出力されるアナログ形式の受信信号がそれぞれ入力される。各Ａ／Ｄ変換部３は、入力されるアナログ形式の受信信号をデジタル形式の受信信号に変換して出力する。

図２は制御部４の主要な構成を示すブロック図である。図２に示されるように、制御部４は、複数のＩＤＦＴ部４０と、送信ウェイト処理部４１と、送信信号生成部４２とを備えている。さらに制御部４は、複数のＤＦＴ部５０と、受信ウェイト処理部５１と、受信データ取得部５２と、推定部５３と、無線リソース割り当て部６０とを備えている。

複数のＡ／Ｄ変換部３から出力される受信信号は、制御部４において、フィルタ処理された後に、サイクリック・プレフィックス（ＣＰ）が除去されて、複数のＤＦＴ部５０にそれぞれ入力される。各ＤＦＴ部５０は、入力される受信信号に対して離散フーリエ変換（DFT：Discrete Fourier Transform）を行う。これにより、各ＤＦＴ部５０では、入力された受信信号を構成する複数のサブキャリアにそれぞれ対応する複数の複素信号が得られる。以後、ＤＦＴ部５０で得られる複素信号を「受信複素信号」と呼ぶ。また、ＤＦＴ部５０で得られる複数の複素信号を「受信複素信号列」と呼ぶ。各ＤＦＴ部５０で得られた受信複素信号列は、受信ウェイト処理部５１に入力される。

受信ウェイト処理部５１は、各アンテナ１０ａでの受信信号、つまり、各ＤＦＴ部５０から出力される受信複素信号列に設定する受信ウェイトを、例えばＭＭＳＥ（最小二乗誤差法）を用いて算出する。受信ウェイトは、通信相手装置（通信端末）からの送信信号に含まれる既知の複素信号に基づいて算出することができる。

受信ウェイト処理部５１は、入力された複数の受信複素信号列のそれぞれについて、当該受信複素信号列を構成する複数の受信複素信号のそれぞれに対して、対応する受信ウェイトを乗算（複素乗算）する。そして、受信ウェイト処理部５１は、複数の受信複素信号列に含まれる、同一のサブキャリアについての受信ウェイト乗算後の複数の受信複素信号を加算する。これにより、アレイアンテナ１０の指向性が、特定の通信相手装置からの１つのサブキャリア（希望波）に向けられるようになり、当該１つのサブキャリアについての希望複素信号を取得することができる。つまり、複数の受信複素信号列に含まれる、同一のサブキャリアについての受信ウェイト乗算後の複数の受信複素信号を足し合わせて得られる新たな複素信号では、干渉成分が除去されており、当該新たな複素信号が希望複素信号として取得される。受信ウェイト処理部５１は、受信信号を構成する複数のサブキャリアのそれぞれについて希望複素信号を取得して出力する。

受信データ取得部５２は、受信ウェイト処理部５１から出力される、受信信号を構成する複数のサブキャリアについての希望複素信号に対して、等化処理を行った後、逆離散フーリエ変換（IDFT：Inverse DFT）を行う。そして、受信データ取得部５２は、逆離散フーリエ変換の実行によって得られた信号に対して復調処理を行って、当該信号をビットデータに変換する。その後、受信データ取得部５２は、得られたビットデータに対してデスクランブル処理及び復号化処理を行う。これにより、受信データ取得部５２では、通信相手装置で生成された通信装置１００向けのビットデータが再生される。

推定部５３は、複数のＤＦＴ部５０から出力される受信複素信号列に基づいて、アレイアンテナ１０での受信信号における周波数選択性フェージングの度合を推定する。

送信信号生成部４２は、通信相手装置に送信するビットデータを生成し、当該ビットデータに対して、符号化処理及びスクランブル処理を行う。そして、送信信号生成部４２は、処理後のビットデータを、複数のサブキャリアに対応する、ＩＱ平面上での複数の複素信号（複素シンボル）に変換して送信ウェイト処理部４１に入力する。以後、送信信号生成部４２で生成される複素信号を「送信複素信号」と呼ぶ。また、送信信号生成部４２で生成される複数の複素信号を「送信複素信号列」と呼ぶ。

送信ウェイト処理部４１は、入力された送信複素信号列を、アンテナ１０ａの数だけ準備する。この複数の送信複素信号列は、複数のアンテナ１０ａからそれぞれ送信される。そして、送信ウェイト処理部４１は、各送信複素信号列に設定する送信ウェイト、言い換えれば、各アンテナ１０ａからの送信信号に設定する送信ウェイトを算出する。送信ウェイトは、受信ウェイト処理部５１で算出された受信ウェイトに基づいて算出することができる。

送信ウェイト処理部４１は、入力された複数の送信複素信号列のそれぞれについて、当該送信複素信号列を構成する複数の送信複素信号のそれぞれに対して、対応する送信ウェイトを乗算する。その後、送信ウェイト処理部４１は、送信ウェイト乗算後の複数の送信複素信号列を、複数のＩＤＦＴ部４０にそれぞれ入力する。

各ＩＤＦＴ部４０は、入力される送信複素信号列に対して逆離散フーリエ変換を行う。これにより、ＩＤＦＴ部４０では、送信複素信号列を構成する複数の送信複素信号（複素シンボル）で変調された複数のサブキャリアが合成されたベースバンドのＯＦＤＭ信号が得られる。複数のＩＤＦＴ部４０で生成されたベースバンドの送信信号は、制御部４において、サイクリック・プレフィックスが付加された後、フィルタ処理が行われて、複数のＤ／Ａ変換部２にそれぞれ入力される。

無線リソース割り当て部６０は、各通信相手装置に対して、当該通信相手装置に通信装置１００が信号を送信する際に使用する無線リソース（以後、「下り無線リソース」と呼ぶことがある）を割り当てる。これにより、各通信相手装置について、下り通信（ＯＦＤＭＡ方式）に使用される周波数帯域（サブキャリア）及び通信時間帯が決定される。制御部４は、無線リソース割り当て部６０での下り無線リソースの割り当て結果に基づいてベースバンドの複数の送信信号を生成するとともに、当該割り当て結果に基づいたタイミングで当該複数の送信信号を複数のＤ／Ａ変換部２にそれぞれ入力する。これにより、無線通信部１は、各通信相手装置に対して、当該通信相手装置に割り当てられた下り無線リソースを用いて信号を送信する。

また、無線リソース割り当て部６０は、各通信相手装置に対して、当該通信相手装置が通信装置１００に信号を送信する際に使用する無線リソース（以後、「上り無線リソース」と呼ぶことがある）を割り当てる。これにより、各通信相手装置について、上り通信（ＳＣ−ＦＤＭＡ方式）に使用される周波数帯域及び通信時間帯が決定される。制御部４は、無線リソース割り当て部６０において通信相手装置に対して上り無線リソースが割り当てられると、当該上り無線リソースを当該通信相手装置に通知するための通知信号を生成する。そして、制御部４は、生成した通知信号を含む、ベースバンドの複数の送信信号を生成して、これらを複数のＤ／Ａ変換部２にそれぞれ入力する。これにより、各通信相手装置には、当該通信相手装置に通信装置１００で割り当てられた上り無線リソースが通知される。各通信相手装置は、通信装置１００から通知された上り無線リソースを用いて信号を通信装置１００に送信する。

図３は受信ウェイト処理部５１の構成を示すブロック図である。図３に示されるように、受信ウェイト処理部５１は、複数の複素乗算部５１０と、加算部５１１と、受信ウェイト算出部５１２とを備えている。

複数の複素乗算部５１０には、複数のＤＦＴ部５０で取得された、同一のサブキャリアについての受信複素信号ＲＳがそれぞれ入力される。また、複数の複素乗算部５１０には、受信ウェイト算出部５１２から出力される複数の受信ウェイトＲＷがそれぞれ入力される。各複素乗算部５１０は、入力された受信複素信号ＲＳに対して、入力された受信ウェイトＲＷを複素乗算し、受信ウェイトＲＷが乗算された受信複素信号ＲＳを出力する。加算部５１１は、複数の複素乗算部５１０から出力される、受信ウェイトＲＷが乗算された受信複素信号ＲＳを足し合わせて、それによって得られた新たな受信複素信号を復調複素信号ＤＳとして出力する。

受信ウェイト算出部５１２は、加算部５１１で得られた既知の復調複素信号ＤＳについての参照信号に対する誤差を示す誤差信号を生成して出力する。この参照信号は、加算部５１１で得られた既知の復調複素信号ＤＳについての理想信号である。

受信ウェイト算出部５１２は、逐次推定アルゴリズム、例えばＲＬＳアルゴリズムを用いて、生成した誤差信号が小さくなるように複数の受信ウェイトＲＷを更新する。受信ウェイト算出部５１２は、以下の式（１）〜（３）を使用して複数の受信ウェイトＲＷを更新する。

ここで、ｊは受信ウェイトＲＷの更新回数を示している。ｗ（ｊ）は、複数の複素乗算部５１０にそれぞれ入力される複数の受信ウェイトＲＷから成る受信ウェイトベクトルを示している。ｘ（ｊ）は、複数の複素乗算部５１０にそれぞれ入力される複数の受信複素信号ＲＳから成る受信信号ベクトルを示している。ｅ（ｊ）は、複数の複素乗算部５１０において、受信信号ベクトルｘ（ｊ）を構成する複数の既知の受信複素信号ＲＳに対して、受信ウェイトベクトルｗ（ｊ）を構成する複数の受信ウェイトＲＷをそれぞれ設定したものを、加算部５１１で足し合わせて得られる既知の復調複素信号ＤＳと、それに対応する参照信号との誤差を示す誤差信号を示している。ｋ（ｊ）はカルマンゲインベクトルと呼ばれており、λは忘却係数と呼ばれている。また、Ｐ（０）＝ｃＩで表される。ただし、Ｉは単位行列であって、ｃは任意の大きさの正数である。

受信ウェイト算出部５１２は、複数の受信ウェイトＲＷ（受信ウェイトベクトル）を所定回数更新すると、複数の受信ウェイトＲＷの更新を終了する。更新終了後の複数の受信ウェイトＲＷが複数の複素乗算部５１０にそれぞれ入力されると、加算部５１１からは、干渉成分が除去された復調複素信号ＤＳ、つまり希望複素信号が出力されるようになる。これにより、受信ウェイト処理部５１からは、各サブキャリアについての希望複素信号が出力される。

次に通信装置１００と通信相手装置との間で使用されるＴＤＤフレーム３００について説明する。ＴＤＤフレーム３００は、時間軸と周波数軸とからなる２次元で特定される。ＴＤＤフレーム３００の周波数帯域幅（システム帯域幅）は例えば２０ＭＨｚであって、ＴＤＤフレーム３００の時間長は１０ｍｓである。通信装置１００は、ＴＤＤフレーム３００から、各通信相手装置に対して割り当てる上り無線リソース及び下り無線リソースを決定する。

図４はＴＤＤフレーム３００の構成を示す図である。図４に示されるように、ＴＤＤフレーム３００は、２つのハーフフレーム３０１で構成されている。各ハーフフレーム３０１は、５個のサブフレーム３０２で構成されている。つまり、ＴＤＤフレーム３００は１０個のサブフレーム３０２で構成されている。サブフレーム３０２の時間長は１ｍｓである。

各サブフレーム３０２は、時間方向に２つのスロット３０３を含んで構成されている。各スロット３０３は、７個のシンボル期間３０４で構成されている。したがって、各サブフレーム３０２は、時間方向に１４個のシンボル期間３０４を含んでいる。このシンボル期間３０４は、ＯＦＤＭＡ方式の下り通信では、ＯＦＤＭシンボルの１シンボル期間となり、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式の上り通信では、ＤＦＴＳ（Discrete Fourier Transform Spread）−ＯＦＤＭシンボルの１シンボル期間となる。各シンボル期間３０４は、ＣＰ（サイクリック・プリフィックス）が含められるＣＰ期間３０５と有効シンボル期間３０６とで構成されている。以後、１つのスロット３０３を構成する７個のシンボル期間３０４を先頭から順に第０〜第６シンボル期間３０４とそれぞれ呼ぶことがある。

以上のように構成されるＴＤＤフレーム３００には、少なくとも１つの上り通信用のサブフレーム３０２と、少なくとも２つの下り通信用のサブフレーム３０２とが含められる。以後、上り通信用のサブフレーム３０２を「上りサブフレーム３０２」と呼び、下り通信用のサブフレーム３０２を「下りサブフレーム３０２」と呼ぶ。

ＬＴＥでは、ＴＤＤフレーム３００において、周波数方向に１８０ｋＨｚの周波数帯域幅を含み、かつ時間方向に７個のシンボル期間３０４（１スロット３０３）を含む領域（無線リソース）が「リソースブロック」と呼ばれている。リソースブロックには、１２個のサブキャリアが含まれる。ＴＤＤフレーム３００には、周波数方向において、複数のリソースブロックが含まれる。ＴＤＤフレーム３００において、周波数方向に含まれる複数のリソースブロックの数をＬで表すと、例えばＬ＝１００に設定される。

無線リソース割り当て部６０での通信相手装置に対する無線リソースの割り当ては、リソースブロック単位で行われる。したがって、リソースブロックの周波数帯域は、通信相手装置に対する周波数帯域の割り当て単位となる。以後、リソースブロックの周波数帯域を「割り当て単位帯域」と呼ぶことがある。上り通信ではＳＣ−ＦＤＭＡ方式が使用されていることから、上りサブフレーム３０２の１つのスロット３０３において、通信相手装置に対して複数のリソースブロックが割り当てられる際には、周波数方向に連続した複数のリソースブロック、つまり連続した複数の割り当て単位帯域が割り当てられる。

以後、ＴＤＤフレーム３００において、周波数方向に並ぶＬ個のリソースブロックを、周波数が低い方から順にリソースブロックＲＢ₀〜ＲＢ_Lと呼ぶことがある。また、上りサブフレーム３０２に含まれるスロット３０３を「上りスロット３０３」と呼び、上りスロット３０３に含まれるリソースブロックを「上りリソースブロック」と呼ぶことがある。

図５は上りサブフレーム３０２の１スロット分を示す図である。上りサブフレーム３０２の各上りスロット３０３では、先頭から４つ目の第３シンボル期間３０４の各サブキャリアにおいて、既知の複素信号である復調リファレンス信号（ＤＲＳ：Demodulation Reference Signal）が送信される。そして、上りサブフレーム３０２の各上りスロット３０３では、第０〜２シンボル期間３０４及び第４〜第６シンボル期間３０４においてデータが送信される。

以後、上りリソースブロックＲＢ_n（０≦ｎ≦９９）に含まれる１２個のサブキャリアを用いて送信される１２個の復調リファレンス信号を、送信されるサブキャリアの周波数が低いものから順に復調リファレンス信号ｓ（ｎ，０）〜ｓ（ｎ，１１）とそれぞれ呼ぶ。そして、アレイアンテナ１０を構成する複数のアンテナ１０ａで受信される複数の復調リファレンス信号ｓ（ｎ，ｉ）（０≦ｉ≦１１）から成る信号ベクトルを「リファレンス信号ベクトルＳ（ｎ，ｉ）」とする。

受信ウェイト処理部５１は、上りスロット３０３ごとに受信ウェイトベクトルを算出する。受信ウェイト処理部５１は、各上りスロット３０３において、上り無線リソースとして少なくとも１つの上りリソースブロックが割り当てられた通信相手装置から受信する、データを含む受信信号に設定する受信ウェイトベクトルを、当該少なくとも１つの上りリソースブロックで送信される複数の復調リファレンス信号に基づいて算出する。

以上のような本実施の形態に係る通信装置１００において、その受信信号における周波数選択性フェージングの度合が大きい場合には、広い周波数帯域を占める複数の復調リファレンス信号の間では受信状態に大きなばらつきが生じることになる。したがって、広い周波数帯域を占める複数の復調リファレンス信号を使用して１つの受信ウェイトベクトルを求めると、その受信ウェイトベクトルの精度が大きく劣化し、その結果、受信性能が大きく劣化してしまう。

そこで、本実施の形態では、受信信号における周波数選択性フェージングの度合にかかわらず、受信ウェイトベクトルの精度を向上させることが可能な通信装置１００を提供する。以下に、通信装置１００が受信ウェイトベクトルを算出する際の当該通信装置１００の動作について詳細に説明する。

本実施の形態では、ある上りスロット３０３において、周波数方向で連続するＭ個（２≦Ｍ≦Ｌ）の上りリソースブロックが通信相手装置に割り当てられている場合には、受信ウェイト処理部５１は、当該Ｍ個の上りリソースブロックに関して、Ｎ個（１≦Ｎ≦Ｍ）の上りリソースブロックごとに（Ｎが２以上の場合には、周波数方向に連続するＮ個の上りリソースブロックごとに）１つの受信ウェイトベクトルを求める。そして、受信ウェイト処理部５１は、求めた受信ウェイトベクトルに基づいて、それに対応するＮ個の上りリソースブロックの周波数帯域における複数のアンテナ１０ａの受信の指向性を制御する。つまり、受信ウェイト処理部５１は、求めた受信ウェイトベクトルを、それに対応するＮ個の上りリソースブロックの周波数帯域での受信信号に設定する。受信ウェイト処理部５１は、アレイアンテナ１０での受信信号における、Ｍ個の上りリソースブロックの周波数帯域での周波数選択性フェージングの度合に基づいてＮの値を決定する。言い換えれば、受信ウェイト処理部５１は、アレイアンテナ１０での受信信号における、Ｍ個の上りリソースブロックの周波数帯域での周波数選択性フェージングの影響に基づいてＮの値を決定する。周波数選択性フェージングの度合は推定部５３で推定される。以後、周波数選択性フェージングの度合を単に「選択性フェージング度合」と呼ぶ。

図６は、ある上りスロット３０３において、周波数方向で連続するＭ個の上りリソースブロックＲＢ_m〜ＲＢ_m+(M-1)が割り当てられている通信相手装置からの受信信号に設定される受信ウェイトベクトルが算出される際の本実施の形態に係る通信装置１００の動作を示すフローチャートである。以下では、説明の対象の上りスロット３０３を「対象上りスロット３０３」と呼び、説明の対象の通信相手装置を「対象通信相手装置」と呼ぶ。また、通信相手装置に対して割り当てられた上りリソースブロックを「割り当て上りリソースブロック」と呼ぶことがある。また、通信相手装置に対して割り当てられたＭ個の上りリソースブロックＲＢ_m〜ＲＢ_m+(M-1)の周波数帯域を「相手側送信周波数帯域」と呼ぶことがある。

図６に示されるように、ステップＳＴ１において、推定部５３は、対象上りスロット３０３において、相手側送信周波数帯域での受信信号における選択性フェージング度合を推定する。本実施の形態では、複数のアンテナ１０ａのうちの１つのアンテナ１０ａでの受信信号における選択性フェージング度合を推定する。

ステップＳＴ１では、まず、推定部５３は、アレイアンテナ１０を構成する複数のアンテナ１０ａのそれぞれに関して、対象上りスロット３０３に含まれるＬ個（例えばＬ＝１００）の上りリソースブロックのそれぞれについての受信電力を、当該上りリソースブロックで送信される１２個の復調リファレンス信号に基づいて算出する。１つのアンテナ１０ａで受信される、上りリソースブロックＲＢ_nの信号についての受信電力ＰＷ（ｎ）は、以下の式（４）で求められる。

次に、推定部５３は、各アンテナ１０ａに関して、対象スロット３０３のＬ個のリソースブロックについての受信電力の総和を総和受信電力ＰＷ_sumとして求める。つまり、推定部５３は、各アンテナ１０ａに関して、対象スロット３０３におけるシステム帯域全体での受信電力を求める。総和受信電力ＰＷ_sumは以下の式（５）で求められる。

次に、推定部５３は、複数のアンテナ１０ａのうち、対応する総和受信電力ＰＷ_sumが最大となるアンテナ１０ａを、選択性フェージング度合を推定するために使用するアンテナとして決定する。以後、選択性フェージング度合を推定するために使用するアンテナ１０ａを「推定使用アンテナ１０ａ」と呼ぶ。

次に、推定部５３は、推定使用アンテナ１０ａで受信された復調リファレンス信号に基づいて算出した、Ｍ個の割り当て上りリソースブロックＲＢ_m〜ＲＢ_m+(M-1)についての受信電力の平均値ＰＷ_aveと標準偏差ＰＷ_sdを求める。平均値ＰＷ_ave及び標準偏差ＰＷ_sdは以下の式（６），（７）でそれぞれ求められる。

そして、推定部５３は、標準偏差ＰＷ_sdを平均値ＰＷ_aveで割った値を、受信信号における相手側送信周波数帯域での選択性フェージング度合の推定値ＥＶとする。推定値ＥＶは以下の式（８）で表される。

ここで、受信信号における相手側送信周波数帯域での受信電力のばらつきが大きくなると、標準偏差ＰＷ_sdが大きくなって、推定値ＥＶが大きくなる。受信信号における相手側送信周波数帯域での受信電力のばらつきが大きいことは、受信信号における相手側送信周波数帯域での選択性フェージング度合が大きいことを意味していることから、推定値ＥＶは、選択性フェージング度合を示すことになる。

図７は受信信号に含まれる各サブキャリアの受信電力をシミュレーションによって求めた結果を示すグラフである。図７のグラフ６００，６０１は、周波数選択性フェージングが有る場合と周波数選択性フェージングが無い場合の受信信号に含まれる各サブキャリアの受信電力を示している。グラフ６００，６０１は、伝送路モデルとしてＶｅｈｉｃｕｌａｒ−Ａを用いた際のシミュレーション結果である。図７に示されるように、受信信号に周波数選択性フェージングが存在する場合には、複数のサブキャリアの間で受信電力が大きくばらついている。したがって、受信信号における相手側送信周波数帯域での選択性フェージング度合が大きくなると、標準偏差ＰＷ_sdが大きくなって、推定値ＥＶが大きくなる。

ステップＳＴ１では、以上のようにして、対象スロット３０３での受信信号における相手側送信周波数帯域での選択性フェージング度合が推定される。

次にステップＳＴ２において、受信ウェイト算出部５１２は、Ｍ個の割り当て上りリソースブロックＲＢ_m〜ＲＢ_m+(M-1)に関して、Ｎ個の割り当て上りリソースブロックごとに１つの受信ウェイトベクトルを求める際のそのＮの値を、推定値ＥＶに基づいて決定する。

例えば、受信ウェイト算出部５１２は、推定値ＥＶがしきい値（例えば０．５）以上の場合には、選択性フェージング度合が大きいと判断して、Ｎ＝１とする。これにより、選択性フェージング度合が大きい場合には、Ｍ個の割り当て上りリソースブロックＲＢ_m〜ＲＢ_m+(M-1)のそれぞれについて１つの受信ウェイトベクトルが求められる。

一方で、受信ウェイト算出部５１２は、推定値ＥＶがしきい値（例えば０．５）未満の場合には、選択性フェージング度合が小さいと判断して、Ｎの値を、選択性フェージング度合が大きいと判断した場合と比較して大きい値に設定する。

例えば、Ｍの値が５の倍数である場合には、Ｎ＝５とする。Ｍの値が、５の倍数でなく４の倍数である場合には、Ｎ＝４とする。Ｍの値が、５の倍数及び４の倍数ではなく、３の倍数の場合には、Ｎ＝３とする。そして、Ｍの値が、５の倍数、４の倍数及び３の倍数ではなく、２の倍数の場合には、Ｎ＝２とする。これにより、選択性フェージング度合が大きい場合には、複数の割り当て上りリソースブロックごとに１つの受信ウェイトベクトルが求められるようになる。ただし、Ｍの値が、５の倍数、４の倍数、３の倍数及び２の倍数ではない場合には、選択性フェージング度合が大きい場合と同様にＮ＝１とする。なお、Ｍの値が、７以上の素数の倍数となる場合にも、Ｎ＝１としてもよい。

このように、本実施の形態では、選択性フェージング度合が大きい場合には、少ない数の割り当て上りリソースブロックごとに受信ウェイトベクトルを求めることによって、狭い周波数帯域を占める複数の復調リファレンス信号を使用して受信ウェイトベクトルを求めることができる。選択性フェージング度合が大きい場合には、つまり周波数選択性フェージングの影響が大きい場合には、広い周波数帯域を占める複数の復調リファレンス信号の間では受信状態に大きなばらつきが生じることから、広い周波数帯域を占める複数の復調リファレンス信号を使用して１つの受信ウェイトベクトルを求めると、その受信ウェイトベクトルの精度が大きく劣化し、その結果、受信性能が大きく劣化してしまう。本実施の形態のように、狭い周波数帯域を占める複数の復調リファレンス信号を使用して１つの受信ウェイトベクトルを求めることによって、受信ウェイトベクトルの精度を高めることができ、その結果、受信性能を向上することができる。

これに対して、本実施の形態では、選択性フェージング度合が小さい場合には、つまり周波数選択性フェージングの影響が小さい場合には、多くの割り当て上りリソースブロックごとに１つの受信ウェイトベクトルを求めている。したがって、選択性フェージング度合が小さい場合には、周波数方向に並ぶ多くの復調リファレンス信号を使用して１つの受信ウェイトベクトルを求めることができる。選択性フェージング度合が小さい場合には、周波数方向に並ぶ複数の復調リファレンス信号の間での受信状態のばらつきは小さいことから、広い周波数帯域を占める多くの復調リファレンス信号を使用して１つの受信ウェイトベクトルを求めたとしても、周波数選択性フェージングの影響によって受信ウェイトベクトルの精度が劣化することは少ない。一方で、より多くの復調リファレンス信号を使用して１つの受信ウェイトベクトルを求める場合には、つまり受信ウェイトベクトルを求める際に当該受信ウェイトベクトルをより多く更新する場合には、受信ウェイトベクトルをより最適値に近づけることができる。したがって、本実施の形態のように、選択性フェージング度合が小さい場合には、周波数方向に並ぶより多くの復調リファレンス信号を使用して１つの受信ウェイトベクトルを求めることによって、受信ウェイトベクトルの精度を高めることができる。その結果、受信性能を向上することができる。

ステップＳＴ２においてＮの値が決定されると、ステップＳＴ３において、受信ウェイト算出部５１２は、Ｍ個の割り当て上りリソースブロックＲＢ_m〜ＲＢ_m+(M-1)に関して、Ｎ個の割り当て上りリソースブロックごとに１つの受信ウェイトベクトルを算出する。受信ウェイト算出部５１２においては、受信ウェイトベクトルが（Ｍ÷Ｎ）個求められる。

例えば、Ｍ＝１０、Ｎ＝５の場合には、受信ウェイト算出部５１２は、対象スロット３０３において、アレイアンテナ１０が受信する、５個の割り当て上りリソースブロックＲＢ_m〜ＲＢ_m+4の周波数帯域の受信信号に含まれる６０個のリファレンス信号ベクトルＳ（ｍ，０）〜Ｓ（ｍ，１１），Ｓ（ｍ＋１，０）〜Ｓ（ｍ＋１，１１），Ｓ（ｍ＋２，０）〜Ｓ（ｍ＋２，１１），Ｓ（ｍ＋３，０）〜Ｓ（ｍ＋３，１１），Ｓ（ｍ＋４，０）〜Ｓ（ｍ＋４，１１）を用いて１つの受信ウェイトベクトルを求める。そして、受信ウェイト算出部５１２は、対象スロット３０３において、アレイアンテナ１０が受信する、残りの５個の割り当て上りリソースブロックＲＢ_m+5〜ＲＢ_m+9の周波数帯域の受信信号に含まれる６０個のリファレンス信号ベクトルＳ（ｍ＋５，０）〜Ｓ（ｍ＋５，１１），Ｓ（ｍ＋６，０）〜Ｓ（ｍ＋６，１１），Ｓ（ｍ＋７，０）〜Ｓ（ｍ＋７，１１），Ｓ（ｍ＋８，０）〜Ｓ（ｍ＋８，１１），Ｓ（ｍ＋９，０）〜Ｓ（ｍ＋９，１１）を用いて１つの受信ウェイトベクトルを求める。

例えば、Ｍ＝３、Ｎ＝１の場合には、受信ウェイト算出部５１２は、対象スロット３０３において、アレイアンテナ１０が受信する、１つの割り当て上りリソースブロックＲＢ_mの周波数帯域の受信信号に含まれる１２個のリファレンス信号ベクトルＳ（ｍ，０）〜Ｓ（ｍ，１１）を用いて１つの受信ウェイトベクトルを求める。また、受信ウェイト算出部５１２は、対象スロット３０３において、アレイアンテナ１０が受信する、別の１つの割り当て上りリソースブロックＲＢ_m+1の周波数帯域の受信信号に含まれる１２個のリファレンス信号ベクトルＳ（ｍ＋１，０）〜Ｓ（ｍ＋１，１１）を用いて１つの受信ウェイトベクトルを求める。そして、受信ウェイト算出部５１２は、対象スロット３０３において、アレイアンテナ１０が受信する、さらに別の１つの割り当て上りリソースブロックＲＢ_m+2の周波数帯域の受信信号に含まれる１２個のリファレンス信号ベクトルＳ（ｍ＋２，０）〜Ｓ（ｍ＋２，１１）を用いて１つの受信ウェイトベクトルを求める。

Ｎ個の割り当て上りリソースブロックＲＢ_n〜ＲＢ_n+(N-1)の複数の復調リファレンス信号を用いて１つの受信ウェイトベクトルを求める際には、上述の式（２），（３）における受信信号ベクトルｘ（ｊ）を以下の式（９）のようにし、式（１）を用いて受信ウェイトベクトルを（１２×Ｎ）回更新する。

ここで、［ａ］はａを超えない最大の整数を意味し、ｍｏｄ（ａ，ｂ）は、ａをｂで割った余りを意味している。

ステップＳＴ３において（Ｍ÷Ｎ）個の受信ウェイトベクトルが求められると、ステップＳＴ４が実行される。ステップＳＴ４では、受信ウェイト処理部５１は、算出された各受信ウェイトベクトルついて、当該受信ウェイトベクトルを、対象スロット３０３においてアレイアンテナ１０が受信する、当該受信ウェイトベクトルに対応するＮ個の割り当て上りリソースブロックの周波数帯域での受信信号に含まれる、リファレンス信号ベクトル以外の受信信号ベクトル、つまりデータを含む受信信号ベクトルに対して設定する。これにより、受信ウェイト処理部５１からは、干渉成分が除去された、データを含む復調複素信号ＤＳが出力されるようになる。よって、対象スロット３０３の第０〜第２シンボル期間３０４及び第４〜第６シンボル期間３０４において対象通信相手装置から送信されるデータを受信データ取得部５２において適切に再生することができる。

以上のようにして、通信相手装置に対して複数の上りリソースブロックが割り当てられている場合には、少なくとも１つの受信ウェイトベクトルが求められる。なお、通信相手装置に対して１つの上りリソースブロックが割り当てられている場合には、当該１つの上りリソースブロックで送信される１２個の復調リファレンス信号を用いて１つの受信ウェイトベクトルが求められる。

このように、本実施の形態に係る通信装置１００では、通信相手装置に割り当てたＭ個の割り当て上りリソースブロックに関して、Ｎ個の割り当て上りリソースブロックごとに（Ｎが２以上の場合には周波数方向に連続するＮ個の上りリソースブロックごとに）受信ウェイトベクトルを求める際のそのＮの値を、当該Ｍ個の割り当て上りリソースブロックの周波数帯域での選択性フェージング度合に基づいて決定している。周波数方向で言えば、上り無線リソースの周波数帯域として通信相手装置に割り当てたＭ個の割り当て単位帯域（相手側送信周波数帯域）に関して、Ｎ個の割り当て単位帯域ごと（Ｎが２以上の場合には連続するＮ個の割り当て単位帯域ごとに）に受信ウェイトベクトルを求める際のそのＮの値を、当該Ｍ個の割り当て単位帯域での選択性フェージング度合に基づいて決定している。そのため、相手側送信周波数帯域での選択性フェージング度合が大きい場合には、狭い周波数帯域ごとに受信ウェイトベクトルを求めることができる。その結果、受信ウェイトベクトルの精度を向上することができる。一方で、相手側送信周波数帯域での選択性フェージング度合が小さい場合には、広い周波数帯域ごとに受信ウェイトベクトルを求めることができる。その結果、多くの既知信号を用いて受信ウェイトベクトルを求めることができ、受信ウェイトベクトルをより最適値に近づけることができる。よって、受信ウェイトベクトルの精度が向上する。

図８は、受信ウェイトベクトルの更新回数（ｊ）と誤差信号ｅ（ｊ）の電力（大きさ）との関係をシミュレーションで求めた結果を示す図である。図８の縦軸に示す誤差電力は、誤差信号ｅ（ｊ）の電力を意味している。図８及び後述の図９に示されるシミュレーション結果は、伝搬路モデルとしてＶｅｈｉｃｕｌａｒ−Ａが用いられている。

図８のグラフ７００は、受信信号において周波数選択性フェージングが無い場合において、１つの割り当て上りリソースブロックごとに受信ウェイトベクトルを求める際の当該受信ウェイトベクトルの更新回数と誤差電力との関係を示している。

図８のグラフ７０１は、受信信号において周波数選択性フェージングが有る場合において、１つの割り当て上りリソースブロックごとに受信ウェイトベクトルを求める際の当該受信ウェイトベクトルの更新回数と誤差電力との関係を示している。

図８のグラフ７１０は、受信信号において周波数選択性フェージングが無い場合において、連続する５個の割り当て上りリソースブロックごとに受信ウェイトベクトルを求める際の当該受信ウェイトベクトルの更新回数と誤差電力との関係を示している。

図８のグラフ７１１は、受信信号において周波数選択性フェージングが有る場合において、連続する５個の割り当て上りリソースブロックごとに受信ウェイトベクトルを求める際の当該受信ウェイトベクトルの更新回数と誤差電力との関係を示している。

グラフ７００，７０１あるいはグラフ７１０，７１１を比較すると理解できるように、選択性フェージング度合が大きくなると、受信ウェイトベクトルの更新完了後の誤差電力が大きくなり、受信ウェイトベクトルの精度が劣化する。

図９は、Ｍ＝３０の場合、つまり３０個の上りリソースブロックを通信相手装置に割り当てた際の各割り当て上りリソースブロックでの受信ＥＶＭ（Error Vector Magnitude）をシミュレーションで求めた結果を示す図である。

ここで、受信ウェイト処理部５１で得られる希望複素信号、つまり、更新完了後の受信ウェイトベクトルが設定された複数の受信複素信号ＲＳが足し合わされて得られる復調複素信号ＤＳのＩＱ平面上での信号点と、その信号点の理想点との差を示すベクトルの大きさを「サブキャリアＥＶＭ」とする。割り当て上りリソースブロックでの受信ＥＶＭとは、当該割り当て上りリソースブロックで送信される、復調リファレンス信号以外の複数の複素信号（データを含む複素信号）についてのサブキャリアＥＶＭの平均値である。図９の横軸のリソースブロック番号は、通信相手装置に割り当てられている３０個の上りリソースブロックに対して、周波数が低いものから順に１〜３０までの番号をそれぞれ付与した場合のその番号を示している。

図９のグラフ８００は、受信信号に周波数選択性フェージングが有る場合において、１つの割り当て上りリソースブロックごとに受信ウェイトベクトルを求めた際の受信ＥＶＭを示している。

図９のグラフ８０１は、受信信号に周波数選択性フェージングが有る場合において、連続する５つの割り当て上りリソースブロックごとに受信ウェイトベクトルを求めた際の受信ＥＶＭを示している。

図９のグラフ８０２は、受信信号に周波数選択性フェージングが無い場合において、１つの割り当て上りリソースブロックごとに受信ウェイトベクトルを求めた際の受信ＥＶＭ、及び連続する５つの割り当て上りリソースブロックごとに受信ウェイトベクトルを求めた際の受信ＥＶＭを示している。

グラフ８０１に示されるように、受信信号に周波数選択性フェージングが有る場合において、５つの割り当て上りリソースブロックごとに受信ウェイトベクトルを求めると、つまり広い周波数帯域を占める複数の復調リファレンス信号を用いて受信ウェイトベクトルを求めると、受信ＥＶＭが大きくなって、希望複素信号の誤差が大きくなる。したがって、希望複素信号に含まれるデータを適切に再生できなくなる。

これに対して、グラフ８００に示されるように、受信信号に周波数選択性フェージングが有る場合において、１つの割り当て上りリソースブロックごとに受信ウェイトベクトルを求めると、つまり狭い周波数帯域を占める複数の復調リファレンス信号を用いて受信ウェイトベクトルを求めると、受信ＥＶＭが小さくなって、希望複素信号の誤差が小さくなる。したがって、希望複素信号に含まれるデータを適切に再生することができる。

以上より、選択性フェージング度合が大きい場合には、本実施の形態のように、少ない数の割り当て上りリソースブロックごとに受信ウェイトベクトルを求めることによって、つまり狭い周波数帯域を占める複数の復調リファレンス信号を用いて受信ウェイトベクトルを求めることによって、希望複素信号の誤差を小さくすることができ、受信性能が向上する。

なお、上記の例では、推定値ＥＶと比較されるしきい値は１つであったが、互いに異なる複数のしきい値と推定値ＥＶを比較しても良い。例えば、Ｍの値が４の倍数に設定される場合には、推定値ＥＶが第１しきい値以上のときにはＮ＝１とし、推定値ＥＶが第２しきい値（＜第１しきい値）以上第１しきい値未満のときにはＮ＝２とし、推定値ＥＶが第２しきい値未満のときにはＮ＝４としても良い。

また例えば、Ｍの値が８の倍数に設定される場合には、推定値ＥＶが第１しきい値以上のときにはＮ＝２とし、推定値ＥＶが第２しきい値（＜第１しきい値）以上第１しきい値未満のときにはＮ＝４とし、推定値ＥＶが第２しきい値未満のときにはＮ＝８としても良い。

＜選択性フェージング度合の推定方法の変形例＞
上述の実施の形態では、推定部５３は、相手側送信周波数帯域での受信信号の受信電力に基づいて、選択性フェージング度合を推定していたが、他の方法によって選択性フェージング度合を推定しても良い。例えば、推定部５３は、相手側送信周波数帯域での受信信号に含まれる既知信号と、当該既知信号についての理想信号（参照信号）との相関値に基づいて選択性フェージング度合を推定しても良い。以下にこの方法について詳細に説明する。

まず、推定部５３は、上述のようにして、推定使用アンテナ１０ａを決定する。次に推定部５３は、Ｍ個の割り当て上りリソースブロックＲＢ_m〜ＲＢ_m+(M-1)のそれぞれについて、推定使用アンテナ１０ａで受信された復調リファレンス信号と、その理想信号である参照信号との相関値を算出する。割り当て上りリソースブロックＲＢ_nについての相関値ＣＶ（ｎ）は以下の式（１０）を用いて求められる。

式（１０）のｒ（ｎ，ｉ）は、推定使用アンテナ１０ａで受信された復調リファレンス信号ｓ（ｎ，ｉ）についての参照信号（理想信号）を示している。またｒ^*（ｎ，ｉ）は、ｒ（ｎ，ｉ）の共役複素信号を示している。

次に、推定部５３は、Ｍ個の割り当て上りリソースブロックＲＢ_m〜ＲＢ_m+(M-1)についての相関値の平均値ＣＶ_aveと標準偏差ＣＶ_sdを求める。平均値ＣＶ_ave及び標準偏差ＣＶ_sdは以下の式（１１），（１２）でそれぞれ求められる。

そして、推定部５３は、標準偏差ＣＶ_sdを平均値ＣＶ_aveで割った値を、受信信号における相手側送信周波数帯域での選択性フェージング度合の推定値ＥＶとする。推定値ＥＶは以下の式（１３）で表される。

受信ウェイト処理部５１は、上述の実施の形態と同様にして、式（１３）で示される推定値ＥＶに基づいてＮの値を決定する。

このように、相手側送信周波数帯域での受信信号に含まれる既知信号と、当該既知信号についての理想信号との相関値に基づいて選択性フェージング度合を推定する場合であっても、実施の形態と同様の効果を得ることができる。

＜その他の変形例＞
上述の説明では、本発明をＬＴＥの基地局に適用する場合について説明したが、本発明は他の通信装置にも適用することができる。例えば、本発明は、ＰＨＳ（Personal Handyphone System）での基地局や、ＷｉＭＡＸ（Worldwide Interoperability for Microwave Access）での基地局にも適用することができる。

１０ａ アンテナ
５１ 受信ウェイト処理部
５３ 推定部
６０ 無線リソース推定部
１００ 通信装置

Claims (4)

1. 通信相手装置と通信を行う通信装置であって、
   前記通信相手装置からの信号を受信する複数のアンテナと、
   前記通信相手装置が送信する際に使用する送信周波数帯域を前記通信相手装置に割り当てる無線リソース割り当て部と、
   前記複数のアンテナの各々における、全送信周波数帯域で受信した受信信号の受信電力の総和を基に当該複数のアンテナのうちの１つのアンテナを選択し、当該選択したアンテナでの受信信号における、前記送信周波数帯域での周波数選択性フェージングの度合を推定する推定部と、
   前記複数のアンテナの受信の指向性を制御するための受信ウェイトを、前記送信周波数帯域での前記受信信号に含まれる既知信号に基づいて算出し、算出した前記受信ウェイトに基づいて、前記送信周波数帯域における前記複数のアンテナの受信の指向性を制御する受信ウェイト処理部と
   を備え、
   前記送信周波数帯域として前記通信相手装置に対して割り当て可能な周波数帯域には、前記通信相手装置に対する周波数帯域の割り当て単位となる割り当て単位帯域が複数含まれ、
   前記通信相手装置からは各割り当て単位帯域において前記既知信号が送信され、
   前記受信ウェイト処理部は、
   前記無線リソース割り当て部が、連続する複数の割り当て単位帯域を前記通信相手装置に割り当てる場合には、
   当該連続する複数の割り当て単位帯域に関して、Ｎ（≧１）個の割り当て単位帯域ごとに（Ｎが２以上の場合には、連続するＮ個の割り当て単位帯域ごとに）、当該Ｎ個の割り当て単位帯域での前記受信信号に含まれる前記既知信号に基づいて前記受信ウェイトを算出し、算出した前記受信ウェイトに基づいて、対応するＮ個の割り当て単位帯域における前記複数のアンテナの受信の指向性を制御し、
   前記推定部で推定される、前記送信周波数帯域での周波数選択性フェージングの度合に基づいて前記Ｎの値を決定する、通信装置。
2. 請求項１に記載の通信装置であって、
   前記推定部は、前記送信周波数帯域での前記受信信号の受信電力に基づいて、前記送信周波数帯域での周波数選択性フェージングの度合を推定する、通信装置。
3. 請求項１に記載の通信装置であって、
   前記推定部は、前記送信周波数帯域での前記受信信号に含まれる前記既知信号と、当該既知信号についての理想信号との相関値に基づいて、前記送信周波数帯域での周波数選択性フェージングの度合を推定する、通信装置。
4. 通信相手装置と通信を行う通信方法であって、
   （ａ）前記通信相手装置からの信号を複数のアンテナで受信する工程と、
   （ｂ）前記通信相手装置が送信する際に使用する送信周波数帯域を前記通信相手装置に割り当てる工程と、
   （ｃ）前記工程（ａ）において、前記複数のアンテナの各々における、全送信周波数帯域で受信した受信信号の受信電力の総和を基に当該複数のアンテナのうちの１つのアンテナを選択し、当該選択したアンテナで受信される受信信号における、前記送信周波数帯域での周波数選択性フェージングの度合を推定する工程と、
   （ｄ）前記複数のアンテナの受信の指向性を制御するための受信ウェイトを、前記送信周波数帯域での前記受信信号に含まれる既知信号に基づいて算出し、算出した前記受信ウェイトに基づいて、前記送信周波数帯域における前記複数のアンテナの受信の指向性を制御する工程と
   を備え、
   前記送信周波数帯域として前記通信相手装置に対して割り当て可能な周波数帯域には、前記通信相手装置に対する周波数帯域の割り当て単位となる割り当て単位帯域が複数含まれ、
   前記通信相手装置からは各割り当て単位帯域において前記既知信号が送信され、
   前記工程（ｄ）では、
   前記工程（ｂ）において連続する複数の割り当て単位帯域が前記通信相手装置に割り当てられる場合には、
   当該連続する複数の割り当て単位帯域に関して、Ｎ（≧１）個の割り当て単位帯域ごとに（Ｎが２以上の場合には、連続するＮ個の割り当て単位帯域ごとに）、当該Ｎ個の割り当て単位帯域での前記受信信号に含まれる前記既知信号に基づいて前記受信ウェイトが算出され、算出された前記受信ウェイトに基づいて、対応するＮ個の割り当て単位帯域における前記複数のアンテナの受信の指向性が制御され、
   前記工程（ｃ）で推定される、前記送信周波数帯域での周波数選択性フェージングの度合に基づいて前記Ｎの値が決定される、通信方法。

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