JP5586230B2 - 電流測定方法および電流測定装置 - Google Patents
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Description
多相制御の行われる電動機では、しばしば、相電流を検出することが要求される。電動機への電流供給は個々のブリッジ分岐に複数のスイッチング素子を配置した制御可能なブリッジ回路を介して行われ、当該の電動機に対して所望の給電が行われる。相電流を検出するために、それぞれの相線路に低オームのシャント抵抗が配置される。このため多相の電流測定装置には大きなコストがかかる。
(n−1)×アナログディジタル変換器の最小変換時間W
が前述した和にさらに加算される。ここでnはPWM周期ごとの相電流の測定回数を表す。これによりアナログディジタル変換器の変換時間、すなわち、PWM周期ごとの測定回数に関連する時間が考慮される。
図1には直流電流回路2に接続されたブリッジ回路1が示されている。ブリッジ回路1は3つのブリッジ分岐3を備えたB6ブリッジとして構成されている。各ブリッジ分岐3は制御可能なスイッチング素子4を2つずつ有している。当該のブリッジ回路1により、3相の非同期機6として構成された電気負荷5が制御される。図示されていない制御ユニットにより、所定のクロックパターンにしたがって制御信号が形成される。ここで、制御信号は各スイッチング素子4の制御入力側7へ供給され、これにより各スイッチング素子4が導通状態または阻止状態へ切り換えられる。直流電流回路2は中間回路コンデンサ9を有する直流電流中間回路8として構成されている。直流電流回路2はシャント抵抗10を介してブリッジ回路1に接続されている。
シフト量=ブリッジ分岐の無駄時間+センスアンプ回路の過渡時間+アナログディジタル変換器のサンプリング時間
として得られる。部分期間Bは2回の測定にわたっているから
部分期間B=2×シフト量
として得られ、部分期間Aは
部分期間A=PWM周期−部分期間B
として得られる。
最小位相シフト量=スイッチング素子の最小無駄時間T(特にブリッジ分岐の最小無駄時間T)+センスアンプ回路の最小過渡時間E+アナログディジタル変換器の最小変換時間W・(n−1)+アナログディジタル変換器の最小サンプリング時間A
ここで、nはPWM周期ごとの相電流の測定回数
によって得られる。アナログディジタル変換器の変換時間Wは、サンプルアンドホールド回路のサンプリング時間とアナログディジタル変換器の変換時間とから成る完全な変換時間であると理解されたい。図23によれば、部分期間Bにおいて、まず第1の相の2回の電流測定、すなわち測定1.1および測定1.2が行われている。1つの相につき2回の測定が行われるのである。部分期間B内の続く時間範囲では、他の相の2回の電流測定、すなわち測定2.1.測定2.2が行われる。第3の相の電流はキルヒホッフの法則にしたがって求められる。
Claims (10)
- 制御可能な複数のスイッチング素子(4)により電気負荷(5)に対して所望の量だけ電流を供給するために、制御ユニットにより、前記制御可能な複数のスイッチング素子に作用する制御信号を形成し、
唯一のシャント抵抗のみを介して電流を測定し、
前記制御信号のクロックパターンに応じて相電流の順次の電流測定のための測定窓を定め、
前記制御信号のクロックパターンを、充分な時間的大きさの測定窓が得られるように時間的にシフトする、
相ベクトルを有する多相電流源の電流測定方法において、
前記制御信号としてパルス幅変調信号を用い、
当該パルス幅変調周期中に電流測定される相電流ごとにn個の測定窓を定め、
前記時間的なシフト量の最小シフト量が、ブリッジ分岐(3)の最小無駄時間と、センスアンプ回路(12)の最小過渡時間と、アナログディジタル変換器(11)の最小サンプリング時間と、(n−1)×前記アナログディジタル変換器の最小変換時間Wとの和から成るようにし、
前記制御信号のクロックパターンを、前記相ベクトルの瞬時の回転角度位置を考慮して選択し、
前記電流測定によって生じた電流測定ベクトルを、前記瞬時の回転角度位置に応じて、前記相ベクトルとともに回転させ、
前記制御信号のクロックパターンを、電流測定に対する相を考慮して、時間的にシフトして選択し、
前記制御ユニットにより相ベクトルとして設定される目標ベクトルに対して前記電流測定によって生じる偏差がゼロとなるかまたはできるだけ小さく維持されるように、前記相の選択を行い、
第1の電流測定によって生じた第1の電流測定ベクトルと第2の電流測定によって生じた第2の電流測定ベクトルとをベクトル加算して合成電流測定ベクトルを形成し、該合成電流測定ベクトルの位相を前記偏差の最小化のために選択することを特徴とする電流測定方法。 - 前記電気負荷(5)として非同期機(6)または永久磁石同期機への給電を行う、請求項1記載の電流測定方法。
- 前記測定窓ごとに前記電気負荷(5)の1つの相電流の測定を行う、請求項1または2記載の電流測定方法。
- 前記複数のスイッチング素子(4)として電子モジュールを用いる、請求項1から3までのいずれか1項記載の電流測定方法。
- 制御可能なブリッジ回路(1)により前記電気負荷への給電を行う、請求項1から4までのいずれか1項記載の電流測定方法。
- 前記ブリッジ回路(1)はB6ブリッジである、請求項5記載の電流測定方法。
- 前記ブリッジ回路(1)への給電を直流電流回路(8)から行う、請求項5または6記載の電流測定方法。
- トルク調整ベクトルと場形成ベクトルとを合成して相ベクトルを形成する、請求項1から7までのいずれか1項記載の電流測定方法。
- 前記電気負荷(5)は星形結線部を有している、請求項1から8までのいずれか1項記載の電流測定方法。
- 制御可能な複数のスイッチング素子(4)により電気負荷(5)に対して所望の量だけ電流を供給するために、制御ユニットにより、前記制御可能な複数のスイッチング素子に作用する制御信号が形成され、
唯一のシャント抵抗のみを介して電流が測定され、
前記制御信号のクロックパターンに応じて相電流の順次の電流測定のための測定窓が定められ、前記制御信号のクロックパターンが、充分な時間的大きさの測定窓が得られるように時間的にシフトされる、
相ベクトルを有する多相電流源の電流測定装置において、
前記制御信号としてパルス幅変調信号が用いられ、
当該パルス幅変調周期中に電流測定される相電流ごとにn個の測定窓が定められ、
前記時間的なシフト量の最小シフト量が、ブリッジ分岐(3)の最小無駄時間と、センスアンプ回路(12)の最小過渡時間と、アナログディジタル変換器(11)の最小サンプリング時間と、(n−1)×前記アナログディジタル変換器の最小変換時間Wとの和から成り、
さらに、前記制御信号のクロックパターンが、前記相ベクトルの瞬時の回転角度位置を考慮して選択され、
前記電流測定によって生じた電流測定ベクトルが、前記瞬時の回転角度位置に応じて、前記相ベクトルとともに回転され、
前記制御信号のクロックパターンが、電流測定に対する相を考慮して、時間的にシフトして選択され、
前記制御ユニットにより相ベクトルとして設定される目標ベクトルに対して前記電流測定によって生じる偏差がゼロとなるかまたはできるだけ小さく維持されるように、前記相の選択が行われ、
第1の電流測定によって生じた第1の電流測定ベクトルと第2の電流測定によって生じた第2の電流測定ベクトルとをベクトル加算して合成電流測定ベクトルが形成され、該合成電流測定ベクトルの位相が前記偏差の最小化のために選択される
ことを特徴とする電流測定装置。
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