JP5575731B2 - 電源装置および電源装置の制御方法 - Google Patents
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Description
そこで、本発明は、低コストかつ小型化が可能なフルブリッジインバータを備えた電源装置を提供することを課題とする。
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。
図1は、第1の実施形態に於ける電源装置を示す概略の構成図である。
電源装置10は、直流負荷14が接続された直流電源V1と、直流負荷16が接続された直流電源V2との間に接続され、直流電源V1と直流電源V2との間で電力を授受する。
第1の実施形態に於ける電源装置10は、直流電源V1から直流電源V2および直流負荷16に電力を供給する処理と、直流電源V2から直流電源V1および直流負荷14に電力を供給する処理とを切り替えて実行可能である。
例えば、直流電源V2が蓄電池(12V)であり、直流負荷16は、蓄電池の12V直流によって直接に駆動される携帯端末である。直流負荷14は、コンピュータであり、直流電源V1は、商用電源に接続されたACアダプタである。
第1の実施形態に於ける電源装置10は、商用電源に接続されたACアダプタ(直流電源V1)から蓄電池(直流電源V2)および携帯端末(直流負荷16)に電力を供給する動作と、蓄電池(直流電源V2)からコンピュータ(直流負荷14)に電力を供給する動作とを切り替えて実行可能である。
スイッチング回路11の直流端子間であるノードNd5とノードNd6との間(第1の直流端子間)には、平滑インダクタL1と平滑コンデンサC1(第1の平滑コンデンサ)とが直列接続されている。平滑コンデンサC1には、直流電源V1(第1の直流電源)と直流負荷14とが並列接続されている。
スイッチング回路11は、平滑コンデンサC1に並列接続されている直流電源V1から、ノードNd1とノードNd2との間(第1の交流端子間)に接続されている巻線N1(交流負荷かつ1次巻線)に電力を供給する。
電圧クランプ回路12は、クランプスイッチング素子S0とクランプコンデンサCcを直列接続している。スイッチング素子S0は、ダイオードDS0が逆並列接続されている。この電圧クランプ回路12は、スイッチング回路11の直流端子間に接続され、この直流端子間のサージ電圧を抑制する。
スイッチング回路15の直流端子間であるノードNd7とノードNd8との間(第2の直流端子間)には、平滑コンデンサC2(第2の平滑コンデンサ)が接続されている。平滑コンデンサC2には、直流電源V2(第2の直流電源)と直流負荷16とが並列接続されている。
スイッチング回路11は、スイッチング素子S0とクランプコンデンサCcとで構成された電圧クランプ回路12と、平滑インダクタL1とが接続され、かつスイッチング素子S1〜S4で構成されている。
スイッチング回路15は、スイッチング素子H1〜H4で構成されている。
更に、制御手段20は、パルストランスPT2を介して、スイッチング回路15の第3のスイッチングレッグのスイッチング素子H1,H2に接続されている。制御手段20は、パルストランスPT3を介して、第4のスイッチングレッグのスイッチング素子H3,H4に接続されている。すなわち、本実施形態に於いて、制御手段20と、スイッチング回路11およびスイッチング回路15とは、電気的に絶縁されている。しかし、これに限られず、制御手段20とスイッチング回路11およびスイッチング回路15とは、電気的に絶縁されていなくてもよい。
図2(a)は、パルストランスPT1の概略の構成を示す図である。
パルストランスPT1は、1次駆動巻線30と、2次駆動巻線31,32と、磁性体コア33を有している。1次駆動巻線30と、2次駆動巻線31,32とは、磁性体コア33によって磁気結合している。1次駆動巻線30は、制御手段20に接続され、この両端間に出力信号の電圧が印加される。2次駆動巻線31,32は、それぞれスイッチング素子S1,S3の制御端子に接続されている。
図2(c)は、パルストランスPT1の2次駆動巻線32の出力信号の例を示した図である。2次駆動巻線32の出力信号は、スイッチング素子S3の制御端子に出力される。図2(b),(c)共に、横軸は時間tを示し、縦軸が出力信号を示している。なお、出力信号は、例えばHレベルのときは+5V、Lレベルのときは−5Vとなる信号である。
図2(b)に示す2次駆動巻線31の出力信号がHレベルを出力しているとき、図2(c)に示す2次駆動巻線32の出力信号は、Lレベルを出力している。2次駆動巻線31の出力信号がLレベルを出力しているとき、2次駆動巻線32の出力信号は、Hレベルを出力している。すなわち、2次駆動巻線31の出力信号と2次駆動巻線32の出力信号とは相補的にHレベルとLレベルとを繰り返す。すなわち、2次駆動巻線31(第1の2次駆動巻線)の出力信号と、2次駆動巻線32(第2の2次駆動巻線)の出力信号とは、相補的な駆動パルスである。
これにより、パルストランスPT1は、スイッチング素子S1とスイッチング素子S3に対して、相補的にオンオフする信号を出力する。
以下、図3〜図8を用いて、スイッチング回路11とスイッチング回路15が直流電源V1から直流電源V2および/または直流負荷16(図1)へ電力供給する動作を説明する。以下の説明では、直流電源V2および/または直流負荷16(図1)を省略して、直流電源V2と記載している場合がある。この電力供給動作は、もっとも理想的な場合を示している。第1の実施形態の電源装置10による制限事項は後記する。
なお、オン状態のスイッチング素子の両端の電圧や、ダイオードの順方向降下電圧と同等程度かそれ以下の電圧を、以下「ゼロ電圧」と記載している場合がある。また、スイッチング素子の両端の電圧がゼロ電圧のときに、このスイッチング素子をターンオンすることを、以下、「ゼロ電圧スイッチング」と記載している場合がある。このゼロ電圧スイッチングには、スイッチング損失(電力損失)を抑える効果がある。
図3(a)は、電力供給動作のモードaを示す図である。
モードaでは、スイッチング素子H1,H3がオン状態であり、共振インダクタLrに流れる電流が、共振コンデンサCr、ダイオードDH1、スイッチング素子H3、巻線N2に流れている。また、スイッチング素子S1,S2,S4がオン状態であり、平滑インダクタL1には直流電源V1の電圧が印加されている。平滑インダクタL1に流れる電流は徐々に増加していく。巻線N1には、電流が流れている。平滑インダクタL1に流れる電流は、スイッチング素子S1を流れた後、スイッチング素子S2とスイッチング素子S4に分流する。
制御手段20がスイッチング素子S2をターンオフすると、平滑インダクタL1に蓄えられたエネルギに基いて、ノードNd5,Nd6間の電圧は上昇する。ノードNd5,Nd6間の電圧の上昇により、スイッチング素子S2を流れていた電流は、ダイオードDS0に転流してクランプコンデンサCcを充電する。このとき、スイッチング素子S0の両端がゼロ電圧になるので、制御手段20は、スイッチング素子S0をターンオンする(ゼロ電圧スイッチング)。巻線N1には、クランプコンデンサCcの電圧が印加され、この巻線N1と磁気結合している巻線N2に電圧が生じる。この巻線N2に生じた電圧は、共振インダクタLrに印加される。よって、共振インダクタLrに流れる電流は増加していく。一方、平滑インダクタL1に流れる電流は徐々に減少していく。
制御手段20が、スイッチング素子S1とスイッチング素子S4のオン状態と、スイッチング素子S3のオフ状態とを保ったまま、スイッチング素子S2をターンオフする処理は、第1の切り替え処理である。
図4(c)は、電力供給動作のモードcを示す図である。
制御手段20がスイッチング素子H3をターンオフすると、スイッチング素子H3を流れていた電流は、ダイオードDH4、巻線N2、共振インダクタLr、共振コンデンサCr、ダイオードDH1を通って直流電源V2に流れる。この直流電源V2に流れる電流により、直流電源V2にエネルギが供給される。このとき、制御手段20は、スイッチング素子H4をターンオンする(ゼロ電圧スイッチング)。共振インダクタLrに流れる電流の増加に伴い、クランプコンデンサCcの充電電流は減少してゆき、やがて放電に転じる。
制御手段20がスイッチング素子S0をターンオフすると、クランプコンデンサCcからノードNd5に電流が供給されなくなるので、ノードNd5,Nd6間の電圧は下降する。スイッチング素子S0を流れていた電流は、ダイオードDS2,DS3に転流する。このとき、制御手段20は、スイッチング素子S2,S3をターンオンする(ゼロ電圧スイッチング)。巻線N1には、クランプコンデンサCcの電圧が印加されなくなるため、この巻線N1と磁気結合している巻線N2に電圧が生じなくなる。これにより、共振インダクタLrには、ノードNd7,Nd8間の電圧が印加される。よって、共振インダクタLrに流れる電流は減少していく。また、モードaと同様に、直流電源V1のエネルギは、平滑インダクタL1に蓄積される。更に制御手段20は、このモードdに於いて、スイッチング素子H1をターンオフしておく。
図5(e)は、電力供給動作のモードe(第2の切り替え処理)を示す図である。
共振インダクタLrに流れる電流がさらに減少し、ゼロに達すると、ダイオードDH1に逆回復電流が流れ、共振インダクタLrには、モードdで流れていた電流とは逆向きの電流が流れる。これに伴い、巻線N2に流れる電流の向きは反転し、この巻線N2と磁気結合している巻線N1に流れる電流の向きも反転する。制御手段20がスイッチング素子S1をターンオフすると、平滑インダクタL1に流れる電流は、スイッチング素子S3に流れたのち、スイッチング素子S2とスイッチング素子S4とに分流する。
制御手段20がスイッチング素子S4のオン状態を保ったまま、スイッチング素子S2,S3をターンオンし、かつ、スイッチング素子S1をターンオフする処理は、第2の切り替え処理である。
ダイオードDH1が逆回復すると、このダイオードDH1の逆回復電流により蓄積された共振インダクタLrに流れる電流は、巻線N2、スイッチング素子H4、ダイオードDH2、共振コンデンサCrを流れる。このとき、制御手段20は、スイッチング素子H2をターンオンする(ゼロ電圧スイッチング)。モードfに於いて、共振コンデンサCrには電荷が蓄積され、共振インダクタLrに流れる電流を増加させる向きに電圧を生じている。これにより、共振インダクタLrに流れる電流は、徐々に増加していく。
図6(g)は、電力供給動作のモードgを示す図である。このモードgは、モードbの対称動作である。
制御手段20がスイッチング素子S4をターンオフすると、平滑インダクタL1に蓄えられたエネルギに基いて、ノードNd5,Nd6間の電圧は上昇する。ノードNd5,Nd6間の電圧の上昇により、スイッチング素子S4を流れていた電流は、ダイオードDS0に転流してクランプコンデンサCcを充電する。このとき、スイッチング素子S0の両端がゼロ電圧になるので、制御手段20は、スイッチング素子S0をターンオンする(ゼロ電圧スイッチング)。巻線N1にはクランプコンデンサCcの電圧が印加され、この巻線N1と磁気結合している巻線N2に電圧が生じる。この巻線N2に発生した電圧は、共振インダクタLrに印加される。よって、共振インダクタLrに流れる電流は増加していく。一方、平滑インダクタL1に流れる電流は徐々に減少していく。
制御手段20がスイッチング素子H4をターンオフすると、スイッチング素子H4を流れていた電流は、ダイオードDH2、共振コンデンサCr、共振インダクタLr、巻線N2、ダイオードDH3を通り、直流電源V2に流れる。この直流電源V2に流れる電流により、直流電源V2にエネルギが供給される。このとき、制御手段20は、スイッチング素子H3をターンオンする(ゼロ電圧スイッチング)。共振インダクタLrに流れる電流の増加に伴い、クランプコンデンサCcを充電する電流は減少してゆき、やがて放電に転じる。
図7(i)は、電力供給動作のモードiを示す図である。このモードiは、モードdの対称動作である。
制御手段20がスイッチング素子S0をターンオフすると、クランプコンデンサCcからノードNd5に電流が供給されなくなるので、ノードNd5,Nd6間の電圧は下降する。スイッチング素子S0を流れていた電流は、ダイオードDS4,DS1に転流する。このとき、制御手段20は、スイッチング素子S1,S4をターンオンする(ゼロ電圧スイッチング)。巻線N1には、クランプコンデンサCcの電圧が印加されなくなるため、この巻線N1と磁気結合している巻線N2に電圧が生じなくなる。これにより、共振インダクタLrには、ノードNd7,Nd8間の電圧が印加される。よって、共振インダクタLrに流れる電流は減少していく。また、モードfと同様に、直流電源V1のエネルギは平滑インダクタL1に蓄積される。更に制御手段20は、このモードiに於いて、スイッチング素子H2をターンオフしておく。
共振インダクタLrに流れる電流がさらに減少し、ゼロに達すると、ダイオードDH2に逆回復電流が流れ、共振インダクタLrには、モードiに流れていた電流とは逆向きの電流が流れる。これに伴い、巻線N2に流れる電流の向きが反転し、この巻線N2と磁気結合している巻線N1に流れる電流の向きも反転する。制御手段20がスイッチング素子S3をターンオフすると、平滑インダクタL1に流れる電流は、スイッチング素子S1に流れたのち、スイッチング素子S2とスイッチング素子S4とに分流する。
このモードjの次の動作は、図3(a)に示すモードaの動作となり、以下、モードa〜jの動作を繰り返す。
図8(a)は、スイッチング素子H1のオンオフ状態を示している。スイッチング素子H1は、モードcからモードdへの切り替わりでターンオフされ、モードjからモードaへの切り替わりでターンオンされる。
図8(b)は、スイッチング素子H2のオンオフ状態を示している。スイッチング素子H2は、モードeからモードfの切り替わりでターンオンされ、モードhからモードiの切り替わりでターンオフされる。
図8(c)は、スイッチング素子H3のオンオフ状態を示している。スイッチング素子H3は、モードbからモードcへの切り替わりでターンオフされ、モードgからモードhの切り替わりでターンオンされる。
図8(d)は、スイッチング素子H4のオンオフ状態を示している。スイッチング素子H4は、モードbからモードcへの切り替わりでターンオンされ、モードgからモードhへの切り替わりでターンオフされる。
図8(f)は、スイッチング素子S2のオンオフ状態を示している。スイッチング素子S2は、モードaからモードbへの切り替わりでターンオフされ、モードcからモードdへの切り替わりでターンオンされる。
図8(g)は、スイッチング素子S3のオンオフ状態を示している。スイッチング素子S3は、モードcからモードdへの切り替わりでターンオンされ、モードiからモードjへの切り替わりでターンオフされる。
図8(h)は、スイッチング素子S4のオンオフ状態を示している。スイッチング素子S4は、モードfからモードgへの切り替わりでターンオフされ、モードhからモードiへの切り替わりでターンオンされる。
図8(i)は、スイッチング素子S0のオンオフ状態を示している。スイッチング素子S0は、モードaからモードbへの切り替わりでターンオンされ、モードcからモードdへの切り替わりでターンオフされる。更に、スイッチング素子S0は、モードfからモードgへの切り替わりでターンオンされ、モードhからモードiへの切り替わりでターンオフされる。
制御手段20は、上記に示すパターンでスイッチング素子H1〜H4、スイッチング素子S0〜S4を制御することにより、直流電源V1から直流電源V2への電力供給動作を行わせることができる。
以下の図9〜図14を用いて、スイッチング回路11とスイッチング回路15が直流電源V2から直流電源V1および/または直流負荷14(図1)へ電力供給する動作を説明する。以下の説明では、直流電源V1および/または直流負荷14(図1)を省略して、直流電源V1と記載している場合がある。この電力供給動作は、もっとも理想的な制御方法を示している。第1の実施形態の電源装置10による制限事項は後記する。
図9(A),(B)は、直流電源V2から直流電源V1への電力供給動作(その1)を示す図である。
図9(A)は、電力供給動作のモードAを示す図である。
モードAでは、スイッチング素子H1,H4がオン状態であり、直流電源V2の電圧が、スイッチング素子H1,H4、共振コンデンサCr、共振インダクタLrを介して巻線N2に印加されている。この巻線N2と磁気結合している巻線N1に生じた電圧は、ダイオードDS1,DS4、平滑インダクタL1を介して直流電源V1に印加され、直流電源V1にエネルギが供給される。更に、巻線N1に生じた電圧は、ダイオードDS0を介してクランプコンデンサCcに印加される。よって、クランプコンデンサCcは充電される。このとき、制御手段20は、スイッチング素子S0をターンオンする(ゼロ電圧スイッチング)。
クランプコンデンサCcの充電電流は減少してゆき、やがて放電に変化する。クランプコンデンサCcの放電電流は、平滑インダクタL1を介して直流電源V1に供給される。
図10(C)は、電力供給動作のモードC(第3の切り替え処理)を示す図である。
制御手段20がスイッチング素子H4をターンオフすると、スイッチング素子H4を流れていた電流は、ダイオードDH3、スイッチング素子H1、共振コンデンサCr、共振インダクタLr、巻線N2へ流れる。このとき、制御手段20は、スイッチング素子H3をターンオンする(ゼロ電圧スイッチング)。また、制御手段20がスイッチング素子S0をターンオフすると、クランプコンデンサCcの放電は終了する。よって、ノードNd5,Nd6間の電圧は下降する。スイッチング素子S0を流れていた電流は、ダイオードDS2,DS3へ転流する。このとき、制御手段20はスイッチング素子S2をターンオンして同期整流を行う。平滑インダクタL1に蓄積されているエネルギは、直流電源V1に供給される。
制御手段20が、スイッチング素子S1とスイッチング素子S4のオン状態と、スイッチング素子S3のオフ状態とを保ったまま、スイッチング素子S2をターンオンする処理は、第3の切り替え処理である。
制御手段20がスイッチング素子H1をターンオフすると、スイッチング素子H1を流れていた電流は、直流電源V2、ダイオードDH2、共振コンデンサCr、共振インダクタLr、巻線N2、ダイオードDH3を流れる。このとき、制御手段20は、スイッチング素子H2をターンオンする(ゼロ電圧スイッチング)。共振インダクタLrには、直流電源V2の電圧が印加される。よって、共振インダクタLrに流れる電流は減少していく。本実施形態に於いて、制御手段20は更に、スイッチング素子S3をターンオンし、スイッチング素子S1,S4をターンオフする。制御手段20は、次のモードEが終了する前に、スイッチング素子S1,S4をターンオフしておくことが必要である。
制御手段20が、第3の切り替え処理によりターンオンしたスイッチング素子S2のオン状態を保ったまま、スイッチング素子S1とスイッチング素子S4をターンオフしつつ、スイッチング素子S3をターンオンする処理は、第4の切り替え処理である。
図11(E)は、電力供給動作のモードEを示す図である。
共振インダクタLrに流れる電流がゼロに達した後は、それまでに流れていた電流とは逆向きに流れる電流が増加していく。これに伴い、巻線N2に流れる電流の向きは反転し、この巻線N2と磁気結合している巻線N1に流れる電流の向きは反転する。ダイオードDS1,DS4に流れる電流は減少していく。
ダイオードDS1,DS4に流れる電流がゼロに達した後、ダイオードDS1,DS4には逆回復電流が流れる。この逆回復電流は、ダイオードDS1,DS4が逆回復すると、ダイオードDS0に転流する。このとき、制御手段20は、スイッチング素子S0をターンオンする(ゼロ電圧スイッチング)。また、直流電源V2の電圧は巻線N2に印加される。巻線N2に電圧が印加されると、この巻線N2と磁気結合している巻線N1には電圧が生じる。巻線N1に生じた電圧は、ダイオードDS2,DS3、平滑インダクタL1を介して直流電源V1に印加され、直流電源V1にエネルギが供給される。更に、巻線N1に生じた電圧は、スイッチング素子S0とダイオードDS0とを介してクランプコンデンサCcに印加され、クランプコンデンサCcが充電される。
図12(G)は、電力供給動作のモードGを示す図である。このモードGは、モードBの対称動作である。
クランプコンデンサCcの充電電流は減少してゆき、やがて放電に変化する。クランプコンデンサCcの放電電流は、平滑インダクタL1を介して直流電源V1に供給される。
制御手段20がスイッチング素子H3をターンオフすると、スイッチング素子H3を流れていた電流は、巻線N2、共振インダクタLr、共振コンデンサCr、スイッチング素子H2、ダイオードDH4へ流れる。このとき、制御手段20は、スイッチング素子H4をターンオンする(ゼロ電圧スイッチング)。また、制御手段20がスイッチング素子S0をターンオフすると、クランプコンデンサCcの放電は終了する。よって、ノードNd5,Nd6間の電圧は下降する。スイッチング素子S0を流れていた電流は、ダイオードDS1,DS4へ転流する。このとき、制御手段20はスイッチング素子S4をターンオンして同期整流を行う。平滑インダクタL1に蓄積されているエネルギは、直流電源V1に供給される。
図13(I)は、電力供給動作のモードIを示す図である。このモードIは、モードDの対称動作である。
制御手段20がスイッチング素子H2をターンオフすると、スイッチング素子H2を流れていた電流は、直流電源V2、ダイオードDH1、共振コンデンサCr、共振インダクタLr、巻線N2、ダイオードDH4を流れる。このとき、制御手段20は、スイッチング素子H1をターンオンする(ゼロ電圧スイッチング)。共振インダクタLrには、直流電源V2の電圧が印加される。よって、共振インダクタLrに流れる電流は減少していく。本実施形態に於いて、制御手段20は更に、スイッチング素子S1をターンオンし、スイッチング素子S2,S3をターンオフする。制御手段20は、次のモードJが終了する前に、スイッチング素子S2,S3をターンオフしておくことが必要である。
共振インダクタLrに流れる電流がゼロに達した後は、それまでに流れていた電流とは逆向きに流れる電流が増加していく。これに伴い、巻線N2に流れる電流の向きは反転し、この巻線N2と磁気結合している巻線N1に流れる電流の向きも反転する。ダイオードDS2,DS3に流れる電流は減少していく。
図14(a)は、スイッチング素子H1のオンオフ状態を示している。スイッチング素子H1は、モードCからモードDへの切り替わりでターンオフされ、モードHからモードIへの切り替わりでターンオンされる。
図14(b)は、スイッチング素子H2のオンオフ状態を示している。スイッチング素子H2は、モードCからモードDへの切り替わりでターンオンされ、モードHからモードIへの切り替わりでターンオフされる。
図14(c)は、スイッチング素子H3のオンオフ状態を示している。スイッチング素子H3は、モードBからモードCへの切り替わりでターンオンされ、モードGからモードHへの切り替わりでターンオフされる。なお、スイッチング素子H3は、モードCからモードDへの切り替わりでターンオンされてもよい。
図14(d)は、スイッチング素子H4のオンオフ状態を示している。スイッチング素子H4は、モードBからモードCへの切り替わりでターンオフされ、モードGからモードHへの切り替わりでターンオンされる。なお、スイッチング素子H4は、モードHからモードIへの切り替わりでターンオンされてもよい。
図14(g)は、スイッチング素子S3のオンオフ状態を示している。スイッチング素子S3は、モードCからモードDへの切り替わりでターンオンされ、モードHからモードIへの切り替わりでターンオフされる。なお、スイッチング素子S3は、モードBからモードCへの切り替わりでターンオンされてもよく、モードIからモードJへの切り替わり、または、モードJからモードAへの切り替わりでターンオフされてもよい。
図14(i)は、スイッチング素子S0のオンオフ状態を示している。スイッチング素子S0は、モードBからモードCへの切り替わりでターンオフされ、モードEからモードFへの切り替わりでターンオンされる。更にスイッチング素子S0は、モードGからモードHへの切り替わりでターンオフされ、モードJからモードAへの切り替わりでターンオンされる。
制御手段20は、上記に示すパターンでスイッチング素子H1〜H4、スイッチング素子S0〜S4を制御することにより、直流電源V2から直流電源V1への電力供給動作を行わせることができる。
直流電源V1から直流電源V2への電力供給動作では、スイッチング素子S0をターンオフしてからスイッチング素子S4をターンオフするまで、すなわちモードd〜fの期間の長さを変化させることにより、出力電力の大きさを調整する。スイッチング素子S1は、このモードdの開始からモードfの終了までにターンオフしておけばよい。このターンオフタイミングが出力電力の大きさに与える影響は少ない。したがって、スイッチング素子S1は、モードdに於けるスイッチング素子S3のターンオンと同時にターンオフするか、または、ある時間後にターンオフするようにしてもよい。
同様に、スイッチング素子S3は、モードdの対称期間であるモードiに於けるスイッチング素子S1のターンオンと同時にターンオフするか、または、ある時間後にターンオフするようにしてもよい。
すなわちスイッチング素子S1とスイッチング素子S3は、同時にオン状態になる期間を確保しつつ、相補的にオンオフするよう制御することができ、1つのパルストランスPT1で、両方のスイッチング素子S1,S3を操作可能である。
以上説明した第1の実施形態では、次の(A)〜(D)のような効果がある。
第2の実施形態の電源装置10の特徴は、図1に示す第1の実施形態の電源装置10と比べて直流電源V2から直流電源V1への電力供給動作に於いて、電力損失を抑制したことである。
第2の実施形態の電源装置10の構成は、第1の実施形態の電源装置10(図1)とは異なり、パルストランスPT1(図1)と、スイッチング素子S1,S3(図1)との間に、それぞれターンオフ遅延回路40,41(図15)が接続されていることである。それ以外の構成は、第1の実施形態の電源装置10(図1)と同様である。
図15は、第2の実施形態に於けるスイッチング素子制御回路を示す概略の構成図である。
第2の実施形態に於けるスイッチング素子制御回路は、スイッチング素子S1とスイッチング素子S3が同時にオン状態になる期間を確保しつつ相補的にオンオフするようにするための回路の例である。
第2の実施形態に於けるスイッチング素子制御回路は、パルストランスPT1と、ターンオフ遅延回路40と、ターンオフ遅延回路41とを備えている。
パルストランスPT1の一方の出力側は、ターンオフ遅延回路40を介して、スイッチング素子S1の制御端子に接続されている。更に、パルストランスPT1の他方の出力側は、ターンオフ遅延回路41を介して、スイッチング素子S3の制御端子に接続されている。
このターンオフ遅延回路40,41は、入力された信号がスイッチング素子S1,S3をターンオンするパターンのときには、遅延無しに、この入力された信号パターンを出力する。入力された信号がスイッチング素子S1,S3をターンオフするパターンのときには、所定の遅延時間の後に、この入力された信号パターンを出力する。
直流電源V2から直流電源V1への電力供給動作では、モードCの期間を変化させることにより、出力電力の大きさを調整する。出力電力を最大にする場合にはモードCが省略される。
同様にパルストランスPT1が、スイッチング素子S1のターンオンとスイッチング素子S3のターンオフを同時に実施するような信号を出力すると、ターンオフ遅延回路41によりスイッチング素子S3のターンオフタイミングが遅くなるので、スイッチング素子S1がターンオンしてからスイッチング素子S2がターンオフするようになる。スイッチング素子S1とスイッチング素子S3が同時にオン状態になる期間の長さは、モードGの開始からモードJの終了までの期間の長さよりも短くしておけばよい。
以上説明した第2の実施形態では、次の(E)〜(G)のような効果がある。
本発明は、上記実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、変更実施が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次の(a)〜(e)のようなものがある。
11 スイッチング回路(第1のスイッチング回路)
12 電圧クランプ回路
13 フォトカプラ(絶縁手段)
14 直流負荷
15 スイッチング回路(第2のスイッチング回路)
16 直流負荷
20 制御手段
30 1次駆動巻線
31,32 2次駆動巻線
33 磁性体コア
40 ターンオフ遅延回路(第1のターンオフ遅延回路)
41 ターンオフ遅延回路(第2のターンオフ遅延回路)
C1 平滑コンデンサ(第1の平滑コンデンサ)
S1 スイッチング素子(第1の上アームスイッチング素子)
S2 スイッチング素子(第1の下アームスイッチング素子)
S3 スイッチング素子(第2の上アームスイッチング素子)
S4 スイッチング素子(第2の下アームスイッチング素子)
N1 巻線(1次巻線)
N2 巻線(2次巻線)
H1 スイッチング素子(第3の上アームスイッチング素子)
H2 スイッチング素子(第3の下アームスイッチング素子)
H3 スイッチング素子(第4の上アームスイッチング素子)
H4 スイッチング素子(第4の下アームスイッチング素子)
C2 平滑コンデンサ(第2の平滑コンデンサ)
V1 直流電源(第1の直流電源)
V2 直流電源(第2の直流電源)
Nd1,Nd2 ノード(第1の交流端子間)
Nd5,Nd6 ノード(第1の直流端子間)
Nd7,Nd8 ノード(第2の交流端子間)
Nd3,Nd4 ノード(第2の直流端子間)
PT1 パルストランス(第1のパルストランス)
PT2 パルストランス(第2のパルストランス)
PT3 パルストランス(第3のパルストランス)
L1 平滑インタクタ
Cr 共振コンデンサ
Lr 共振インダクタ
T1 トランス(メイントランス)
Claims (15)
- 平滑インダクタと第1の平滑コンデンサとが第1の直流端子間に直列接続された第1のスイッチング回路と、
前記第1のスイッチング回路が備えているスイッチング素子のオンオフ状態を制御する制御手段と、
を備えた電源装置に於いて、
前記第1のスイッチング回路の前記第1の直流端子間には更に、第1の上アームスイッチング素子と第1の下アームスイッチング素子とを直列接続した第1のスイッチングレッグと、第2の上アームスイッチング素子と第2の下アームスイッチング素子とを直列接続した第2のスイッチングレッグと、が並列接続され、
前記第1の上アームスイッチング素子と前記第1の下アームスイッチング素子の直列接続点と、前記第2の上アームスイッチング素子と前記第2の下アームスイッチング素子の直列接続点とを第1の交流端子間とし、
前記第1の交流端子間には、交流負荷が接続され、
前記制御手段は、前記第1の上アームスイッチング素子と前記第2の下アームスイッチング素子のオン状態と、前記第2の上アームスイッチング素子のオフ状態とを保ったまま、前記第1の下アームスイッチング素子をターンオフする第1の切り替え処理と、
前記第1の切り替え処理を実行したのち、継続して前記第2の下アームスイッチング素子のオン状態を保ったまま、前記第1の下アームスイッチング素子と前記第2の上アームスイッチング素子とをターンオンし、かつ、前記第1の上アームスイッチング素子をターンオフする第2の切り替え処理と、を実行する、
ことを特徴とする電源装置。 - 前記第2の切り替え処理にて、前記第1の上アームスイッチング素子がオフ状態に変化するのは、前記第2の上アームスイッチング素子がオン状態に変化したのちである、
ことを特徴とする請求項1に記載の電源装置。 - 請求項1または請求項2に記載の電源装置は更に、
前記制御手段に接続されて、両端間に電圧が印加される第1の1次駆動巻線と、第1の2次駆動巻線および第2の2次駆動巻線を磁気結合する第1のパルストランスを備え、
前記第1のパルストランスは、前記第1の2次駆動巻線の出力信号によって前記第1の上アームスイッチング素子のオンオフ状態を制御し、前記第2の2次駆動巻線の出力信号によって前記第2の上アームスイッチング素子のオンオフ状態を制御し、
前記第1の2次駆動巻線の出力信号と、前記第2の2次駆動巻線の出力信号とは相補的である、
ことを特徴とする電源装置。 - 前記第1のパルストランスの前記第1の2次駆動巻線には更に、第1のターンオフ遅延回路が接続され、前記第1のターンオフ遅延回路は、前記第1の2次駆動巻線の出力信号のターンオフを遅延させ、
前記第2の2次駆動巻線には更に、第2のターンオフ遅延回路が接続され、前記第2のターンオフ遅延回路は、前記第2の2次駆動巻線の出力信号のターンオフを遅延させる、
ことを特徴とする請求項3に記載の電源装置。 - 前記第1の上アームスイッチング素子と前記第1の下アームスイッチング素子と前記第2の上アームスイッチング素子と前記第2の下アームスイッチング素子とは、それぞれに逆並列接続されたダイオードを備える、
ことを特徴とする請求項1ないし請求項4のいずれか1項に記載の電源装置。 - 前記第1のスイッチング回路は、前記第1の直流端子間に接続されている電圧クランプ回路を備えること、
を特徴とする請求項1ないし請求項5のいずれか1項に記載の電源装置。 - 前記電圧クランプ回路は、少なくとも直列に接続されたスイッチング素子とコンデンサとを備える、
ことを特徴とする請求項6に記載の電源装置。 - 請求項1ないし請求項7のいずれか1項に記載の電源装置は更に、
1次巻線である前記交流負荷と2次巻線とを磁気結合するメイントランスと、
第2の直流端子間に直流負荷と第2の平滑コンデンサとが並列接続されている第2のスイッチング回路と、
を備え、
前記第2のスイッチング回路の前記第2の直流端子間には、第3の上アームスイッチング素子と第3の下アームスイッチング素子を直列接続した第3のスイッチングレッグと、第4の上アームスイッチング素子と第4の下アームスイッチング素子を直列接続した第4のスイッチングレッグと、が並列接続され、
前記第3の上アームスイッチング素子と前記第3の下アームスイッチング素子の直列接続点と、前記第4の上アームスイッチング素子と前記第4の下アームスイッチング素子の直列接続点との間である第2の交流端子間には、前記2次巻線が接続され、
前記制御手段は更に、前記第2のスイッチング回路が備える前記第3の上アームスイッチング素子、前記第3の下アームスイッチング素子、前記第4の上アームスイッチング素子、および、前記第4の下アームスイッチング素子のオンオフ状態を制御する、
ことを特徴とする電源装置。 - 前記制御手段に接続されて両端間に電圧が印加される第2の1次駆動巻線と、
前記第3の上アームスイッチング素子のオンオフ状態を操作する第3の2次駆動巻線と、
前記第3の下アームスイッチング素子のオンオフ状態を操作する第4の2次駆動巻線と、
を磁気結合する第2のパルストランスを備え、
前記第3の2次駆動巻線の出力信号と、前記第4の2次駆動巻線の出力信号とは相補的である、
ことを特徴とする請求項8に記載の電源装置。 - 前記制御手段に接続されて、両端間に電圧が印加される第3の1次駆動巻線と、
前記第4の上アームスイッチング素子のオンオフ状態を操作する第5の2次駆動巻線と、
前記第4の下アームスイッチング素子のオンオフ状態を操作する第6の2次駆動巻線と、
を磁気結合する第3のパルストランスを備え、
前記第5の2次駆動巻線の出力信号と、前記第6の2次駆動巻線の出力信号とは相補的である、
ことを特徴とする請求項8に記載の電源装置。 - 前記第3の上アームスイッチング素子と前記第3の下アームスイッチング素子と前記第4の上アームスイッチング素子と前記第4の下アームスイッチング素子とは、それぞれに逆並列接続されたダイオードを備える、
ことを特徴とする請求項8ないし請求項10のいずれか1項に記載の電源装置。 - 前記第2の直流端子間に接続された電源から、前記第1の直流端子間に接続された負荷に電力を供給する処理と、
前記第1の直流端子間に接続された電源から、前記第2の直流端子間に接続された負荷に電力を供給する処理とを切り替えて実行可能である、
ことを特徴とする請求項8ないし請求項10のいずれか1項に記載の電源装置。 - 前記1次巻線および/または前記2次巻線と直列接続された共振コンデンサおよび/または共振インダクタを備える、
ことを特徴とする請求項8ないし請求項12のいずれか1項に記載の電源装置。 - 交流端子間に1次巻線が接続され、かつ直流端子間に平滑インダクタと平滑コンデンサが直列接続された第1のスイッチング回路と、直流電源の電圧を交流に変換して2次巻線に印加する第2のスイッチング回路と、前記1次巻線と前記2次巻線とを磁気結合するトランスと、前記第1、第2のスイッチング回路が備えたスイッチング素子のオンオフ状態を制御する制御手段と、を備え、前記直流電源から前記平滑コンデンサに並列接続された直流負荷に電力供給する電源装置において、
前記第1のスイッチング回路は、第1の上アームスイッチング素子と第1の下アームスイッチング素子を直列接続した第1のスイッチングレッグと、第2の上アームスイッチング素子と第2の下アームスイッチング素子を直列接続し、かつ前記第1のスイッチングレッグに並列接続した第2のスイッチングレッグと、を備え、前記第1のスイッチングレッグの両端間を直流端子間とし、前記第1の上アームスイッチング素子と前記第1の下アームスイッチング素子の直列接続点と、前記第2の上アームスイッチング素子と前記第2の下アームスイッチング素子の直列接続点との間を交流端子間とし、
前記制御手段は、前記第1の上アームスイッチング素子と前記第2の下アームスイッチング素子のオン状態と、前記第2の上アームスイッチング素子のオフ状態とを保ったまま、前記第1の下アームスイッチング素子をターンオンする第3の切り替え処理と、
前記第3の切り替え処理によりターンオンした前記第1の下アームスイッチング素子のオン状態を保ったまま、前記第1の上アームスイッチング素子と前記第2の下アームスイッチング素子をターンオフしつつ前記第2の上アームスイッチング素子をターンオンする第4の切り替え処理と、
を実行することを特徴とする電源装置。 - 平滑インダクタと第1の平滑コンデンサとが第1の直流端子間に直列接続された第1のスイッチング回路と、
前記第1のスイッチング回路が備えているスイッチング素子のオンオフ状態を制御する制御手段と、
を備え、
前記第1のスイッチング回路の前記第1の直流端子間には更に、第1の上アームスイッチング素子と第1の下アームスイッチング素子とを直列接続した第1のスイッチングレッグと、第2の上アームスイッチング素子と第2の下アームスイッチング素子とを直列接続した第2のスイッチングレッグと、が並列接続され、
前記第1の上アームスイッチング素子と前記第1の下アームスイッチング素子の直列接続点と、前記第2の上アームスイッチング素子と前記第2の下アームスイッチング素子の直列接続点とを第1の交流端子間とし、
前記第1の交流端子間には、交流負荷が接続された、電源装置の制御方法であって、
前記制御手段は、前記第1の上アームスイッチング素子と前記第2の下アームスイッチング素子のオン状態と、前記第2の上アームスイッチング素子のオフ状態とを保ったまま、前記第1の下アームスイッチング素子をターンオフする第1の切り替え処理と、
前記第1の切り替え処理を実行したのち、継続して前記第2の下アームスイッチング素子のオン状態を保ったまま、前記第1の下アームスイッチング素子と前記第2の上アームスイッチング素子とをターンオンし、かつ、前記第1の上アームスイッチング素子をターンオフする第2の切り替え処理と、を実行する、
ことを特徴とする電源装置の制御方法。
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