JP5565574B2 - 充電装置 - Google Patents

Description

本発明は、入力電圧をチョッパ制御により電圧変換して得られた出力電圧によって二次電池を充電し得る充電装置に関するものである。

入力電圧をチョッパ制御により電圧変換して得られた出力電圧によって二次電池を充電し得る充電装置として、例えば、下記特許文献１に開示される「充電回路およびその充電方法」がある。この種の充電回路では、入出力間にスイッチング素子を介在させるとともに、充電電圧や充電電流をセンサで検出し二次電池の充電電圧が目標電圧に近づくように充電電流を増減させるチョッパ制御を当該スイッチング素子により行っている。

特開２００７−２８８９８２号公報

しかしながら、上記特許文献１に開示されるような先行技術によると、前述したような充電制御を行う制御部には、一般にはマイクロコンピュータが用いられるため、充電電流を制御する電流指令値はディジタルデータで出力されることが多い。これに対し、スイッチング素子による充電電流のスイッチングによりチョッパ制御可能に構成されるチョッパ制御部は、制御入力信号をアナログ電圧で受けることが多いため、Ｄ／Ａコンバータを介してマイクロコンピュータから電流指令値を受け取る。このため、例えば、二次電池の内部抵抗が変動した場合には、図６に示すような問題が起こり得る。

即ち、図６(A)に示すように、二次電池の内部抵抗が比較的低い場合には（例えば０．６７Ω）、電流指令値（０．３Ａ／ＤＡＣ値１ビット）の増減に対する充電電圧の変化はＤＡＣ値１ビット当たり０．２Ｖと比較的小さいため、充電電圧が目標電圧値の５４Ｖを下回っているときには、マイクロコンピュータから出力される電流指令値を１ビットづつ増加させることによって（例えば、ＤＡＣ値２９(t1)→３０(t2)→３１(t3)→３１(t4)…）、充電電圧を目標電圧値の５４Ｖに設定する。

ところが、図６(B)に示すように、二次電池の内部抵抗が比較的高い場合には（例えば２．６７Ω）、電流指令値（（０．３Ａ／ＤＡＣ値１ビット）の増減に対する充電電圧の変化が増大するため（０．８Ｖ／ＤＡＣ値１ビット）、例えば、充電電圧が目標電圧値よりも０．４Ｖずれているようなときには、たとえ電流指令値を１ビットづつ増減（ＤＡＣ値２９(t1)→３０(t2)→２９(t3)→３０(t4)…）させても、目標電圧値（５４Ｖ）を挟んで充電電圧が上下（上側５４．４Ｖ、下側５３．６Ｖ）するばかりで、目標電圧の５４Ｖにはならない。

つまり、従来の充電装置では、充電電圧を目標電圧値に設定するために充電電流を制御しようとしてもその電流指令値がＤ／Ａコンバータの分解能を超える小さな値の表現を必要とし、Ｄ／Ａコンバータで精確に表現することができない場合には、Ｄ／Ａコンバータから出力されるアナログ電圧値では充電電流を高精度にチョッパ制御することができない。このため、充電電圧の精度が低下し得るという問題があった。

本発明は、上述した課題を解決するためになされたもので、充電電圧の精度を向上し得る充電装置を提供することを目的とする。

本発明は、「入力電圧をチョッパ制御により電圧変換して得られた出力電圧によって二次電池を充電し得る充電装置であって、前記出力電圧を検出する電圧センサと、前記電圧センサから出力される前記出力電圧の電圧情報に基づいて前記出力電圧が所定の目標電圧値の範囲内であるか否かを判断する出力電圧判断手段と、前記出力電圧による前記二次電池の充電電流を検出する電流センサと、前記出力電圧判断手段により前記出力電圧が前記目標電圧値の範囲内ではないと判断された場合、前記電流センサから出力される前記充電電流の電流情報と前記電圧センサによる前記電圧情報とに基づいて前記出力電圧が前記目標電圧値の範囲内に入るように前記充電電流を増加または減少させる電流指令値を所定時間幅のディジタルデータとして出力する充電電流制御手段と、前記充電電流制御手段から出力される前記ディジタルデータを前記所定時間幅よりも短い周期でアナログ電圧値に逐次変換して出力するＤ／Ａ変換部と、前記Ｄ／Ａ変換部から出力される前記アナログ電圧値に基づいて前記チョッパ制御をするチョッパ制御部と、を備え、前記電流センサにより検出された前記充電電流が所定電流値未満である場合、前記充電電流制御手段は、前記電流指令値で前記ディジタルデータの分解能を超える値の電流値情報を、前記所定時間幅内に収容されるパルスのパルス幅に変換したＰＷＭ信号として前記Ｄ／Ａ変換部に出力し、前記所定の目標電圧値をＶｓ、前記充電電流の定格最大値をＩmax、前記出力電圧の精度をＶａ、前記Ｄ／Ａ変換部による分解能の１０進表示値をＤＡmax、前記所定電流値をＩthとすると、前記所定電流値は、
Ｉth＝（Ｖｓ／Ｖａ）×（Ｉmax／ＤＡmax）で、表される」ことを特徴とする充電装置である。

本発明によると、充電電流制御手段は、充電電圧判断手段により出力電圧が目標電圧値の範囲内ではないと判断した場合、電流センサから出力される充電電流の電流情報と電圧センサによる電圧情報とに基づいて出力電圧が目標電圧値の範囲内に入るように充電電流を増加または減少させる電流指令値を所定時間幅のディジタルデータとして出力し、電流センサにより検出された充電電流が所定電流値未満である場合にはこのディジタルデータの分解能を超える値の電流値情報を、所定時間幅内に収容されるパルスのパルス幅に変換したＰＷＭ信号としてＤ／Ａ変換部に出力する。所定値の設定に関しては、所定の目標電圧値をＶｓ、前記充電電流の定格最大値をＩmax、前記出力電圧の精度をＶａ、前記Ｄ／Ａ変換部による分解能の１０進表示値をＤＡmax、前記所定電流値をＩthとすると、所定電流値は、Ｉth＝（Ｖｓ／Ｖａ）×（Ｉmax／ＤＡmax）で、表される。これにより、Ｄ／Ａ変換部には、電流指令値としてディジタルデータの分解能を超える値の電流値情報がＰＷＭ信号として入力されるので、従来はアナログ電圧に変換することのできなかった「ディジタルデータの分解能を超える値の電流値情報による電流指令値」をアナログ電圧値に変換してＤ／Ａ変換部からチョッパ制御部に出力することが可能となる。このため、チョッパ制御部では、このような「ディジタルデータの分解能を超える値の電流値情報による電流指令値」をアナログ電圧値による電流指令値として受け取ることができる。また、充電電流が所定電流値未満である場合、即ち二次電池の内部抵抗が比較的高い場合に充電電流制御手段からチョッパ制御部に「ディジタルデータの分解能を超える値の電流値情報による電流指令値」をアナログ電圧値による電流指令値として出力する。つまり、充電電流を高精度に制御する必要がある場合には「ディジタルデータの分解能を超える値の電流値情報による電流指令値」を出力するようにできる。したがって、二次電池の内部抵抗に対応して臨機応変な充電電流制御が可能になるため、常にこのような電流指令値を出力する構成に比べて充電電流制御を高速にすることができる。また、所定電流値を上記の式に基づいて任意に設定できる。

本発明によれば、Ｄ／Ａ変換部には、電流指令値としてディジタルデータの分解能を超える値の電流値情報がＰＷＭ信号として入力されるので、従来はアナログ電圧に変換することのできなかった「ディジタルデータの分解能を超える値の電流値情報による電流指令値」をアナログ電圧値に変換してＤ／Ａ変換部からチョッパ制御部に出力することが可能となる。このため、チョッパ制御部では、このような「ディジタルデータの分解能を超える値の電流値情報による電流指令値」をアナログ電圧値による電流指令値として受け取ることができる。したがって、例えば、二次電池の内部抵抗が比較的高い場合であっても、Ｄ／Ａ変換部から出力されるアナログ電圧値で充電電流を高精度にチョッパ制御することができるため、充電電圧の精度を向上することができる。

本発明の実施形態に係る充電装置の構成例を示すブロック図である。 本実施形態の充電装置による充電制御処理の流れを示すフローチャートである。 図３(A)は、図２に示す低インピーダンス処理の流れ、図３(B)は、図２に示す高インピーダンス処理の流れ、を示すフローチャートである。 本実施形態の充電装置によるＤＡＣ値に対する充電電圧の設定例を示す説明図で、図４(A)は二次電池の内部抵抗が比較的低い場合、図４(B)は二次電池の内部抵抗が比較的高い場合、である。 図５(A)は、図３(B)に示す高インピーダンス処理によりＤ／Ａ変換部に出力されるＤＡＣ値信号波形の例を示す説明図で、図５(B)はＤＡＣ値信号波形に対する充電電圧の設定例を示す説明図である。 従来技術によるＤＡＣ値に対する充電電圧の設定例を示す説明図で、図６(A)は二次電池の内部抵抗が比較的低い場合、図６(B)は二次電池の内部抵抗が比較的高い場合、である。

以下、本発明の充電装置の実施形態について各図を参照して説明する。
まず、本実施形態に係る充電装置１０の構成例を図１に基づいて説明する。なお、図１には、充電装置１０の構成例を示すブロック図が図示されている。

図１に示すように、充電装置１０は、入力電圧をチョッパ制御により電圧変換して得られた出力電圧によって二次電池Ｂattを充電し得るもので、主に、トランスＴ、整流部ＤＢ、スイッチング素子ＳＷ、コイルＬ、コンデンサＣ、電流センサＣＴ、電圧センサＶＲ、制御部２０等から構成されている。

即ち、交流電源ＡＣから供給される三相交流電圧をトランスＴにより降圧した後、整流部ＤＢで直流電圧に整流しそれを入力電圧とし、これを、スイッチング素子ＳＷ、コイルＬ、コンデンサＣおよび制御部２０により構成される降圧チョッパ回路によって降圧し出力電圧に変換する。本実施形態では、例えば、交流電源ＡＣとして三相２００Ｖが供給されるため、これを降圧チョッパにより所定の目標電圧値（例えば１２０Ｖ）に降圧する。

なお、本実施形態では、二次電池Ｂattとして、鉛蓄電池を充電の対象としているが、充電可能な電池（蓄電池）であれば、これに限られることはなく、例えば、ニッケルカドニウム電池、ニッケル水素電池、リチウムイオン電池等であっても良い。

スイッチング素子ＳＷは、半導体素子により構成されるスイッチングトランジスタで、本実施形態では、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor；絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）が使用されている。ＩＧＢＴは、高耐圧化に伴うオン抵抗の増加をＭＯＳＦＥＴよりも小さくする一方で、バイポーラトランジスタよりも高速にスイッチングできることから、整流部ＤＢからの入力電圧が１００Ｖを超える高電圧であっても大電力高速スイッチングを可能にしている。

本実施形態では、スイッチング素子ＳＷであるＩＧＢＴのコレクタ（入力端子）に整流部ＤＢからの入力電圧が印加されるとともに、ＩＧＢＴのエミッタ（出力端子）からスイッチング出力を取り出し得るようにコイルＬが接続されている。また、スイッチング素子ＳＷを制御し得る制御端子は、ＩＧＢＴのゲートになるので、これには制御部２０を構成するチョッパ制御部２９の出力側が接続されている。

コイルＬの出力側には、当該コイルＬとともにＬＣタイプのＬＰＦ（Low-pass filter）を構成するコンデンサＣがＳＧ（基準電位）との間に接続されている。これにより、スイッチング素子ＳＷから出力されるスイッチング出力に含まれる高周波ノイズ成分を除去するとともに、コンデンサＣから直流電圧、つまり出力電圧を二次電池Ｂattの充電電圧として取り出し得るように構成されている。

このように、スイッチング素子ＳＷ、コイルＬ、コンデンサＣおよび制御部２０により降圧チョッパ回路が構成されるが、本実施形態では、二次電池Ｂattの充電電流や充電電圧を検出する必要から、コイルＬと直列に電流センサＣＴが接続されており、またコンデンサＣと並列に電圧センサＶＲが接続されている。そして、電流センサＣＴからは電流情報が、また電圧センサＶＲからは電圧情報が、それぞれアナログ信号として制御部２０に対して出力される。なお、電流センサＣＴの具体例としてはアンプ付きの電流トランスが、また電圧センサＶＲの具体例としては直列接続された分圧抵抗が、それぞれ挙げられる。

なお、図１には図示されていないが、例えば、スイッチング素子ＳＷの入出力間や整流部ＤＢの出力−ＳＧ間にスナバ回路を設けることにより、当該スイッチング素子ＳＷのオンオフ時に発生し得るサージ電圧による半導体素子（スイッチング素子ＳＷや整流部ＤＢ）の破損を抑制することができる。

制御部２０は、充電制御部２１、Ａ／Ｄ変換部２３，２５、Ｄ／Ａ変換部２７、チョッパ制御部２９等により構成されている。充電制御部２１は、図略のＣＰＵを中心に、半導体メモリや入出力インタフェース等により構成されるディジタル回路で、例えば、ワンチップマイコンがこれに相当する。なお、半導体メモリは、ＲＡＭおよびＥＥＰＲＯＭにより構成されており、後述する充電制御処理は、ＥＥＰＲＯＭに記憶されている充電制御プログラムをＣＰＵが実行することにより実現される。

Ａ／Ｄ変換部２３，２５は、アナログ信号をディジタル信号に変換する機能を有するもので、一般にはＡ／ＤコンバータやＡＤＣと呼ばれるものである。本実施形態では、充電制御部２１と電流センサＣＴとの間にＡ／Ｄ変換部２３が介在することで、電流センサＣＴから出力されるアナログ信号による充電電流の電流情報をディジタル信号に変換して充電制御部２１に出力したり、Ａ／Ｄ変換部２５が充電制御部２１と電圧センサＶＲとの間に介在することにより、電圧センサＶＲから出力されるアナログ信号による充電電圧の電圧情報をディジタル信号に変換して充電制御部２１に出力している。

Ｄ／Ａ変換部２７は、ディジタル信号をアナログ信号に変換する機能を有するもので、Ｄ／ＡコンバータやＤＡＣと呼ばれるものである。本実施形態では、充電制御部２１とチョッパ制御部２９との間にＤ／Ａ変換部２７が介在することによって、後述するように、充電制御部２１から出力される１０ビット構成のディジタルデータ（ＤＡＣ値）による電流指令値をアナログ値の制御入力信号に変換してチョッパ制御部２９に出力する。

チョッパ制御部２９は、充電制御部２１からＤ／Ａ変換部２７を介して入力されるアナログ値の制御入力信号（電流指令値）に従ってスイッチング素子ＳＷのゲートに対して制御信号を出力し得るものである。一般的には、主に、所定周期で繰返すノコギリ波形を生成し得る信号発生器と、このノコギリ波形と制御入力信号とを比較して制御入力信号の大きさに従ったパルス幅をもつ所定周期のパルス波形、つまりＰＷＭ波形を生成するコンパレータと、から構成されており、このＰＷＭ波形をスイッチング素子ＳＷに対してゲート制御信号として出力する。

このように制御部２０を構成することによって、スイッチング素子ＳＷのゲートには、電流指令値の大きさに従ったパルス幅をもつ所定周期のパルス波形がゲート制御信号として入力されるため、スイッチング素子ＳＷは、このパルス幅の時間だけ入出力（エミッタ−コレクタ）間を導通させる動作を繰り返し行うことで、ＰＷＭ波形に従ったスイッチング動作をする。これにより、スイッチング素子ＳＷの出力（コレクタ）側には、ＰＷＭ波形とほぼ同じ波形の電圧が出力されるため、これをコイルＬとコンデンサＣとからなるＬＰＦを通すことによって不要な高周波成分がほぼ除去され、実効値として目標値に近い直流電圧となる。つまり、降圧チョッパが可能となる。

次に、制御部２０による充電制御処理の流れを図２〜図５に基づいて説明する。なお、図２には、充電制御処理の流れを示すフローチャート、図３には、低インピーダンス処理の流れ（図３(A)）や高インピーダンス処理の流れ（図３(B)）が、それぞれ図示されている。また図４には、ＤＡＣ値に対する充電電圧の設定例を示す説明図が図示されている。さらに図５には、高インピーダンス処理によりＤ／Ａ変換部に出力されるＤＡＣ値信号波形の例を示す説明図（図５(A)）やＤＡＣ値信号波形に対する充電電圧の設定例を示す説明図（図５(B)）が図示されている。

なお、この充電制御処理は、前述したように、ＥＥＰＲＯＭに記憶されている充電制御プログラムをＣＰＵが実行することにより実現されるもので、充電装置１０の主電源が投入された直後に自動的に起動される。

図２に示すように、充電制御処理では、図略の主電源が投入されると、まずステップＳ１０１により所定の初期化処理が行われる。この処理では、充電制御部２１を構成するＣＰＵが演算処理等に使用するＲＡＭのワークエリアやフラグを所定値でクリアしたり、入出力インタフェースに対応する各ポート等を初期化する。

続くステップＳ１０３では、充電電圧検出処理が行われる。この処理は、電圧センサＶＲから出力される電圧情報を取得するもので、例えば、本充電制御処理とは別のタスクやプロセスにより次のようなアルゴリズムで移動平均値を算出している。

例えば、５０ｍＳ（ｍＳ；ミリ秒、以下同じ）の間に５１２回計測しその平均値を直近の過去８００ｍＳ間分、記憶する。そして直近８００ｍＳ間分の１６データを総和した後、１６で除算することで、リアルタイムに変動する移動平均値を得ている。これにより、スイッチング素子ＳＷによるスイッチングノイズの影響や外来ノイズ等の他の要因による誤差の発生を抑制している。これにより、充電装置１０に接続されている二次電池Ｂattの端子電圧（充電電圧）を正確に検出することができる。

なお、このステップＳ１０３の後に、充電電圧検出処理（Ｓ１０３）により検出された電圧情報に基づいて、当該充電装置１０に二次電池Ｂattが接続されているか否かを判断しても良い。そして、二次電池Ｂattが接続されていないと判断された場合、直ちにこの充電制御処理を終えて待機状態に移行する等の処理をすることにより、無負荷状態による障害や故障の発生を防止することが可能となる。

ステップＳ１０５では、ステップＳ１０３により得た電圧情報に基づいて、二次電池Ｂattの端子電圧が目標電圧値の範囲内であるか否かを判断する処理が行われる。本実施形態では、二次電池Ｂattの公称出力電圧（例えば１２０Ｖ）を目標電圧値に設定しそれに例えば±２Ｖの幅を持たせる場合には、「目標電圧値の範囲」は１１８Ｖ〜１２２Ｖとなる。つまり、この例では、１１８Ｖ〜１２２Ｖの間であるか否かをステップＳ１０５により判断する。

そして、ステップＳ１０５により二次電池Ｂattの電圧が目標電圧値の範囲内（例えば１１８Ｖ〜１２２Ｖ）であると判断された場合には（Ｓ１０５；Ｙｅｓ）、当該二次電池Ｂattは現状では充電をする必要がないので、再度、ステップＳ１０３に戻って充電電圧検出処理を行う。つまり、二次電池Ｂattの電圧が目標電圧値の範囲内にある限り、ステップＳ１０３の処理とステップＳ１０５の処理を繰り返し行うことで、継続的な電圧監視が可能となる。

これに対し、目標電圧値の範囲内（例えば１１８Ｖ〜１２２Ｖ）であると判断されない場合には（Ｓ１０５；Ｎｏ）、当該二次電池Ｂattは充電をする必要があるため、次のステップＳ１０７に処理を移行する。なお、このステップＳ１０５の後に二次電池Ｂattの電圧が目標電圧値を上回っているか否かを判断する処理を置いても良い。これにより、過充電状態に陥った二次電池Ｂattを検出することが可能となる。

ステップＳ１０７では、充電電流検出処理が行われる。この処理は、電流センサＣＴから出力される電流情報を取得するもので、前述したステップＳ１０３による充電電圧検出処理と同様に、リアルタイムに変動する充電電流の移動平均値を得ることで、スイッチング素子ＳＷによるスイッチングノイズの影響や外来ノイズ等の他の要因による誤差の発生を抑制するとともに、充電装置１０に接続されている二次電池Ｂattの充電電流を正確に検出する可能にしている。

続くステップＳ１０９では、ステップＳ１０７により得た電流情報に基づいて、二次電池Ｂattの充電電流が予め設定された所定電流値に対して「所定電流値以上」であるか「所定電流値未満」であるかを判断する処理が行われる。この「所定電流値」は、二次電池Ｂattの内部抵抗が比較的高いか否か、または比較的低いか否か、を調べるために用いられる指標で、次の式(1)により算出することができる。

Ｉth ＝ （Ｖｓ／Ｖａ）×（Ｉmax／ＤＡmax） ・・・ (1)

なお、上式(1)において、「Ｉth」は当該所定電流値、「Ｖｓ」は二次電池Ｂattの目標電圧値、「Ｉmax」は充電電流の定格最大値、「Ｖａ」は充電電圧の精度、「ＤＡmax」はＤ／Ａ変換部２７による分解能の１０進表示値、をそれぞれ表す。

例えば、上記の例では、二次電池Ｂattの目標電圧値Ｖｓは１２０Ｖで、仮に充電電流の定格最大値Ｉmaxを２８０Ａとし、さらに充電電圧の精度Ｖａを１Ｖに設定する。また、前述したようにＤ／Ａ変換部２７に入力されるディジタルデータは１０ビット構成であることから、その最大分解能は１０進表示値で１０２４（以下、１０進表示値を「○○○○ｄ」のように数字の末尾に‘ｄ’を付して表すことにする）になるが、目標電圧値（１２０Ｖ）付近の領域で使用する分解能ＤＡmaxは「７８０ｄ」となるのでこれを用いる。

これらの値を上式(1)に代入すると、所定電流値Ｉth（＝（１２０／１）×（２８０／７８０））は、４３．０７７Ａになる。つまり、この例では、ステップＳ１０７により検出された二次電池Ｂattの充電電流が所定電流値４３Ａ以上であるか否か（または４３Ａ未満であるか否か）をステップＳ１０９において判断する。

そして、本実施形態では、二次電池Ｂattの充電電流が所定電流値４３Ａ以上である場合には（Ｓ１０９；「以上」）、当該二次電池Ｂattの内部抵抗は比較的低いと判断して、ステップＳ１２０による低インピーダンス処理に移行する。

即ち、充電電流が所定電流値４３Ａ以上である場合には（Ｓ１０９；「以上」）、当該二次電池Ｂattの内部抵抗は例えば０．５Ω前後と低く、Ｄ／Ａ変換部２７から出力されるディジタルデータ（ＤＡＣ値）の１ビット当たりの電流指令値に対する変換後のアナログ電圧値も比較的細かい値となる。このため、このアナログ電圧値を入力してチョッパ制御を行うチョッパ制御部２９においては、［発明が解決しようとする課題］の欄で既に述べたように、従来と同様にチョッパ制御をしても問題なく充電電圧を目標電圧値に近づけることができる。したがって、ステップＳ１２０による低インピーダンス処理では従来と同様のチョッパ制御を行うこととする。

これに対し、充電電流が所定電流値４３Ａ未満である場合には（Ｓ１０９；「未満」）、当該二次電池Ｂattの内部抵抗は比較的高いと判断されるので、ステップＳ１３０による高インピーダンス処理に移行する。

即ち、充電電流が所定電流値４３Ａ未満である場合には（Ｓ１０９；「未満」）、当該二次電池Ｂattの内部抵抗は例えば２Ω前後と高く、Ｄ／Ａ変換部２７から出力されるディジタルデータ（ＤＡＣ値）の１ビット当たりの電流指令値に対する変換後のアナログ電圧値も比較的粗い値となる。したがって、このアナログ電圧値を入力してチョッパ制御を行うチョッパ制御部２９においては、［発明が解決しようとする課題］の欄で図６(B)を参照して説明したように、従来と同様のチョッパ制御をすると、目標電圧値を挟んで充電電圧が上下するため、目標電圧値に近づけることは難しい。このため、本発明に特有の情報処理、つまりステップＳ１３０による高インピーダンス処理を行う。

なお、上式(1)を変形することによって、次式(2)に示すように、目標電圧値付近の領域で使用するために必要となる分解能ＤＡmaxを求めることが可能となる。

ＤＡmax ≧ （Ｉmax／Ｉth）×（Ｖｓ／Ｖａ） ・・・ (2)

例えば、上記と同じ条件（二次電池Ｂattの目標電圧値Ｖｓ（＝１２０Ｖ）、充電電流の定格最大値Ｉmax（＝２８０Ａ）、充電電圧の精度Ｖａ（＝１Ｖ））で、所定電流値Ｉthを１０Ａに設定した場合には、目標電圧値付近の領域で使用するために必要となる分解能ＤＡmax（＝（２８０／１０）×（１２０／１））は、「３６６０ｄ」になる。つまり、二次電池Ｂattに流れている充電電流として「１０Ａ」を基準に、低インピーダンス処理（Ｓ１２０）に移行するか、高インピーダンス処理（Ｓ１３０）に移行するかを判断するには、少なくとも使用領域において「３６６０ｄ」の分解能を持つＤ／Ａ変換部２７（例えば１２ビット（＝「４０９６ｄ」））を選択する必要のあることがわかる。

ここからは、ステップＳ１２０，１３０による各処理の流れを説明する。なお、これらの情報処理はその流れが図３に示されているので、ここからは図３を参照して説明する。まず、従来と同様の情報処理を行う低インピーダンス処理（Ｓ１２０）を図３(A)に基づいて説明する。

図３(A)に示すように、低インピーダンス処理では、まずステップＳ１２１により目標電圧値に対して二次電池Ｂattの現在の充電電圧が「目標電圧値以上」であるか「目標電圧値未満」であるかを判断する処理が行われる。即ち、ステップＳ１０３により電圧センサＶＲから出力される電圧情報を取得しているため、これに基づいて現在の充電電圧が「目標電圧値以上」であるか「目標電圧値未満」であるかを判断する。

そして、現在の充電電圧が「目標電圧値以上」であると判断された場合には（Ｓ１２１；「以上」）、充電電圧を下げるために充電電流を低下させる必要から、続くステップＳ１２３に処理を移行する。これとは逆に「目標電圧値未満」であると判断された場合には（Ｓ１２１；「未満」）、充電電圧を上げるために充電電流を増加させる必要から、続くステップＳ１２５に処理を移行する。

ステップＳ１２３では充電電流を低下させるため、Ｄ／Ａ変換部２７から出力する電流指令値としての現在のディジタルデータを１ビット下げる処理、つまりＤＡＣ値を１ビット減少させる処理を行う。これに対し、ステップＳ１２５では充電電流を上昇させるため、Ｄ／Ａ変換部２７から出力する電流指令値としての現在のディジタルデータを１ビット上げる処理、つまりＤＡＣ値を１ビット増加させる処理を行う。

具体的には、図４(A)に示すように、例えば、目標電圧値が５４Ｖである場合に現在の充電電圧が５３．６Ｖであったときには、充電電圧を上げるために充電電流を上昇させる。つまり、ＤＡＣ値を２９から１ビット増加させて３０にする処理を行う。これにより、充電電圧が０．２Ｖ上がるため、再度この処理によりＤＡＣ値を３０から３１に１ビット増加させることで、充電電圧は０．２Ｖ増加し目標電圧値の５４．０Ｖに到達する（ＤＡＣ値２９(t1)→３０(t2)→３１(t3)→３１(t4)→３１(t5)…）。

一方、図３(B)に示すように、高インピーダンス処理でも、まずステップＳ１３１により目標電圧値に対して二次電池Ｂattの現在の充電電圧が「目標電圧値以上」であるか「目標電圧値未満」であるかを判断する処理が行われる。この処理は、低インピーダンス処理のステップＳ１２１と同様、電圧センサＶＲから既に取得している電圧情報に基づき行う。

そして、現在の充電電圧が「目標電圧値以上」であると判断された場合には（Ｓ１３１；「以上」）、充電電圧を下げるため続くステップＳ１３３に処理を移行し、「目標電圧値未満」であると判断された場合には（Ｓ１３１；「未満」）、充電電圧を上げるために続くステップＳ１３５に処理を移行する。

ステップＳ１３３，１３５では、増減させるＤＡＣ値のビット数が１ビット未満である点が、低インピーダンス処理によるステップＳ１２３，１２５と大きく異なる。即ち、図３(B)や図４(B)に示すように、本来は、１ビットごとの増減を原則としているＤＡＣ値を１ビット未満（例えば１／４ビットづつ）で増減することで、１ビットよりも細かい数値を表現可能にしている。

例えば、図５(A)に示すように、ＤＡＣ値としてのディジタルデータに対して時間軸方向に意味づけをする。具体的には、１ビットでは、「０」か「１」の二値表現になるため、通常の最小単位時間幅Ｔよりも狭い時間幅ttで時間軸方向に「０」と「１」とを表現する。このとき、ＤＡＣ値としてのディジタルデータの波高は「１」のときの値となる。これにより、例えば、図５(A)に示すように、通常の最小単位時間幅Ｔを１Ｓ（１秒）間とした場合には、その１／１０の時間幅ttである１００ｍＳを１スロットとしてそれを１０個形成しこの各スロット内で４値を表現可能にＰＷＭ波形を形成する。つまり、通常の最小単位時間幅Ｔ内に１０スロット分のＰＷＭ波形を収容する。

例えば、図５(A)に示すαのように、最初の２５ｍＳの間だけ「１」を形成した後、残りの７５ｍＳを「０」にすることで、１／４（＝０．２５）を表現する。また、同図のβのように、最初の５０ｍＳの間だけ「１」を形成した後、残りの５０ｍＳを「０」にすることで２／４（＝０．５０）を表現し、さらにγのように、最初の７５ｍＳの間「１」を形成した後、残りの２５ｍＳを「０」にすることで３／４（＝０．７５）を表現する。

なお、図５(A)に示すδは、最初から最後まで１００ｍＳの間「０」を維持することで０／４（＝０）である「０」を表現し、同図のεは、最初から最後まで１００ｍＳの間「１」を維持することで４／４（＝１）である「１」を表現する。つまり、「０」と「１」は、従来のディジタルデータの表現と同様にＤＡＣ値を生成する。

これにより、通常の最小単位時間幅Ｔ内に収容されたＰＷＭ波形のパルス幅によって、通常の最小単位時間幅Ｔで表現される２値表現されるディジタルデータの分解能を超える値を時間軸方向に重畳させてＤＡＣ値として表現することが可能になるので、このようなをＤＡＣ値をＤ／Ａ変換部２７に出力することにより、当該Ｄ／Ａ変換部２７は、電流指令値の大きさに従ったパルス幅をもつパルス波形をゲート制御信号としてスイッチング素子ＳＷに出力する。つまり、従来はアナログ電圧に変換することのできなかった「ディジタルデータの分解能を超える値の電流値情報による電流指令値」をアナログ電圧値に変換してＤ／Ａ変換部からチョッパ制御部に出力することが可能となる。

したがって、スイッチング素子ＳＷでは、このパルス幅の時間だけ入出力（エミッタ−コレクタ）間を導通させる動作を繰り返し行うことにより、通常の最小単位時間幅Ｔ内に収容された１０スロット分のＰＷＭ波形に従ったスイッチング動作をするため、時間軸方向に４値（0.00，0.25，0.50，0.75，1.00）で表現された値に従った実効値の直流電圧を充電電圧（出力電圧）として二次電池Ｂattに出力することが可能となる（図５(A)，(B)に示す各波形におけるグレーの部分）。なお、図５(B)に示す波形例では、最小単位時間幅Ｔ内に１０スロット分の時間幅ttが存在するところを、４スロット分に省略して図面上表現している点に注意されたい。

このような最小単位時間幅Ｔ内に１０スロット分の時間幅ttでＰＷＭ波形を生成する具体的な情報処理としては、例えば、従来のＤＡＣ値（ディジタルデータ）の出力タイミングよりも４倍速いタイミング（従来を１００ｍＳ周期とすると本発明は２５ｍＳ周期）で「１」，「０」をＤＡＣ値としてＤ／Ａ変換部２７に出力することにより行う。例えば、図５(A)に示すαの場合、２５ｍＳごとに割り込みが入るカウンタを用いて、割り込みタイミングで「１」→「０」→「０」→「０」の順にビットの上げ下げを行う。これにより、生成されるＰＷＭ波形のビット列は「１０００ｂ」となる（以下、２進表示値を「○○○○ｂ」のように数字の末尾に‘ｂ’を付して表す）。

また、同図に示すβの場合には「１」→「１」→「０」→「０」の順に、同様にγの場合には「１」→「１」→「１」→「０」の順に、それぞれビットの上げ下げを行う。これにより、生成されるＰＷＭ波形のビット列はβの場合は「１１００ｂ」となり、またγの場合には「１１１０ｂ」となる。なお、δの場合の「００００ｂ」やεの場合の「１１１１ｂ」には、従来と同様に最小単位時間幅Ｔ内において「０」や「１」を維持することになるが、これらの場合も、「０」→「０」→「０」→「０」の順、あるいは「１」→「１」→「１」→「１」の順にビットの状態制御を行うことで、α〜γに対する処理と同様の情報処理で実現が可能となる。

ステップＳ１３３では、ＤＡＣ値を１／４減少させる処理を行うので、前回出力をした値を記憶しておき、それに対してＤＡＣ値を１／４減少させる。例えば、図５(B)に示すように、前回出力をしたＤＡＣ値が２９．７５である場合には「２９」の波高で「１」→「１」→「１」→「０」の順に出力（１１１０ｂ）をしているので、今回はそれよりもＤＡＣ値を１／４減少させて「２９」の波高で「１」→「１」→「０」→「０」の順で出力（１１００ｂ）をするようにビットの上げ下げを１０スロット分について行う（図５(B)では４スロット分だけ図示し６スロット分を省略している）。

なお、前回出力をしたＤＡＣ値が２９である場合には「２９」の波高で「０」→「０」→「０」→「０」の順に出力（００００ｂ）をしているので、ＤＡＣ値を１／４減少させた場合には、波高を一段階下げた「２８」としてその波高で「１」→「１」→「１」→「０」の順に出力（１１１０ｂ）をするようにビットの上げ下げを１０スロット分について行う。

これに対しステップＳ１３５では、ＤＡＣ値を１／４増加させる処理を行うので、ステップＳ１３３と同様に前回出力をした値を記憶しておき、それに対してＤＡＣ値を１／４増加させる。例えば、図５(B)に示すように、前回出力をしたＤＡＣ値が２９．２５である場合には「２９」の波高で「１」→「０」→「０」→「０」の順に出力（１０００ｂ）をしているので、今回はそれよりもＤＡＣ値を１／４増加させて「２９」の波高で「１」→「１」→「０」→「０」の順で出力（１１００ｂ）をするようにビットの上げ下げを１０スロット分について行う（図５(B)では４スロット分だけ図示し６スロット分を省略している）。

なお、前回出力をしたＤＡＣ値が３０である場合には「３０」の波高で「０」→「０」→「０」→「０」の順に出力（００００ｂ）をしているので、ＤＡＣ値を１／４増加させた場合には、波高を一段階上げた「３１」としてその波高で「１」→「０」→「０」→「０」の順に出力（１０００ｂ）をするようにビットの上げ下げを１０スロット分について行う。

以上説明したように、本実施形態に係る充電装置１０によると、制御部２０は、ステップＳ１０５により充電電圧が目標電圧値の範囲内ではないと判断した場合（Ｓ１０５；Ｎｏ）において、(1)電流センサＣＴによる電流情報に基づいて充電電流が所定電流値以上であるときには（Ｓ１０９；「以上」）、低インピーダンス処理（Ｓ１２０）として、充電電圧が目標電圧値の範囲内に入るように充電電流を増加または減少させる電流指令値としてのＤＡＣ値をＤ／Ａ変換部２７に通常の最小単位時間幅Ｔのディジタルデータとして出力する。これに対し、(2)電流センサＣＴによる電流情報に基づいて充電電流が所定電流値未満であるときには（Ｓ１０９；「未満」）、高インピーダンス処理（Ｓ１３０）として、充電電圧が目標電圧値の範囲内に入るように充電電流を増加または減少させる電流指令値で最小単位時間幅Ｔのディジタルデータの分解能を超える電流指令値としてのＤＡＣ値を、当該最小単位時間幅Ｔ内に収容されるパルスのパルス幅に変換したＰＷＭ信号としてＤ／Ａ変換部２７に出力する。

これにより、上記(2)のときには、Ｄ／Ａ変換部２７には、電流指令値としてディジタルデータの分解能を超えるＤＡＣ値がＰＷＭ信号として入力されるので、従来はアナログ電圧に変換することのできなかった「ディジタルデータの分解能を超える値の電流値情報による電流指令値」をアナログ電圧値に変換してＤ／Ａ変換部２７からチョッパ制御部２９に出力することが可能となる。このため、チョッパ制御部２９では、このような「ディジタルデータの分解能を超える値の電流値情報による電流指令値」をアナログ電圧値による電流指令値として受け取ることができるため、例えば、二次電池Ｂattの内部抵抗が比較的高い場合であっても、Ｄ／Ａ変換部２７から出力されるアナログ電圧値で充電電流を高精度にチョッパ制御することができるため、充電電圧の精度を向上することができる。

なお、以上説明した充電装置１０では、充電電圧（出力電圧）を入力電圧よりも低くする降圧チョッパ制御を可能に構成したが、本発明の適用はこれに限られることはなく、充電電圧（出力電圧）を入力電圧よりも高くする昇圧チョッパ制御にも適用することができ、降圧チョッパ制御の場合と同様の作用・効果を得ることが可能となる。

また、以上説明した充電装置１０では、充電制御処理による低インピーダンス処理（Ｓ１３０）において、ＤＡＣ値を１／４ビットづつ減少させたり増加させたりしたが（Ｓ１３３，１３５）、増減させるビットをより細分化（例えば１／ｎ（ｎは５以上の整数））させても良い。これにより、さらに多くの情報量をＤＡＣ値として時間軸方向に重畳させることが可能となるので、充電電圧の精度をより向上することができる。

１０…充電装置
２０…制御部
２１…充電制御部
２３，２５…Ａ／Ｄ変換部
２７…Ｄ／Ａ変換部
２９…チョッパ制御部
ＡＣ…交流電源
Ｂatt…二次電池
Ｃ…コンデンサ
ＣＴ…電流センサ
ＶＲ…電圧センサ
ＤＢ…整流部
ＳＷ…スイッチング素子
Ｔ…トランス
Ｌ…コイル

Claims (1)

1. 入力電圧をチョッパ制御により電圧変換して得られた出力電圧によって二次電池を充電
   し得る充電装置であって、
   前記出力電圧を検出する電圧センサと、
   前記電圧センサから出力される前記出力電圧の電圧情報に基づいて前記出力電圧が所定
   の目標電圧値の範囲内であるか否かを判断する出力電圧判断手段と、
   前記出力電圧による前記二次電池の充電電流を検出する電流センサと、
   前記出力電圧判断手段により前記出力電圧が前記目標電圧値の範囲内ではないと判断さ
   れた場合、前記電流センサから出力される前記充電電流の電流情報と前記電圧センサによ
   る前記電圧情報とに基づいて前記出力電圧が前記目標電圧値の範囲内に入るように前記充
   電電流を増加または減少させる電流指令値を所定時間幅のディジタルデータとして出力す
   る充電電流制御手段と、
   前記充電電流制御手段から出力される前記ディジタルデータを前記所定時間幅よりも短
   い周期でアナログ電圧値に逐次変換して出力するＤ／Ａ変換部と、
   前記Ｄ／Ａ変換部から出力される前記アナログ電圧値に基づいて前記チョッパ制御をす
   るチョッパ制御部と、を備え、
   前記電流センサにより検出された前記充電電流が所定電流値未満である場合、前記充電電流制御手段は、前記電流指令値で前記ディジタルデータの分解能を超える値の電流値情報を、前記所定時間幅内に収容されるパルスのパルス幅に変換したＰＷＭ信号として前記Ｄ／Ａ変換部に出力し、
   前記所定の目標電圧値をＶｓ、前記充電電流の定格最大値をＩmax、前記出力電圧の精
   度をＶａ、前記Ｄ／Ａ変換部による分解能の１０進表示値をＤＡmax、前記所定電流値を
   Ｉthとすると、前記所定電流値は、
   Ｉth＝（Ｖｓ／Ｖａ）×（Ｉmax／ＤＡmax）で、表されることを特徴とする充電装置。

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