JP5552847B2 - 電源装置、画像形成装置 - Google Patents

Description

本発明は、電子機器を駆動するための電力を生成する電源装置、及び、該電源装置から電力が供給される画像形成装置に関する。

電子機器の多くは商用電源等の交流電源やバッテリなどの直流電源から電子機器に適切な駆動電力を生成して基板の回路に供給している。このため、電子機器の多くは、駆動電力を生成する電源装置を備える。

図１，２は、一般的なスイッチング電源装置と交流電源の一例である。図１ではダイオードブリッジ１４と平滑コンデンサ１５から成る整流平滑回路とスイッチング電源装置１００とが接続されている。図１では、交流電源１１から入力される交流電圧をダイオードブリッジ１４が全波整流し、ダイオードブリッジ１４からの出力は平滑コンデンサ１５によりさらに平滑化された後、スイッチング電源装置１００に入力される。

図２では、力率改善回路（Power Factor Correction)１６が平滑コンデンサ１５を介してスイッチング電源装置１００と接続されている。力率改善回路１６からの整流電圧を平滑コンデンサ１５によって整形し、スイッチング電源装置１００に入力する。いずれの場合も直流電圧がスイッチング電源装置１００の端子DCinに入力される。

図３は、従来のスイッチング電源装置１００の構成図の一例である。図３ではトランスを用いた例を示す。スイッチング電源装置１００は、トランスT100、トランスT100の１次コイルＬｐ、１次コイルＬｐに接続されたスイッチング素子であるパワーMOSFET Qsw、制御回路１０１、電圧検出回路２０１、ダイオード Dsub、ダイオードＤｓ、起動抵抗 Rstart、コンデンサ Csub、及び、コンデンサＣｓを有する。

直流電源から電力が供給される端子DCinは、１次コイルＬｐと起動抵抗Rstartの一端に接続され、起動抵抗Rstartの他端は制御回路１０１の端子VCC及びコンデンサCsub、及び、ダイオードDsubの一端に接続されている。制御回路１０１には端子VCCを順方向とするツェナーダイオードZD1が設けられている。

スイッチング電源装置１００の起動時、端子DCinに印加された直流電圧によって起動抵抗Rstartを介して端子VCC及びコンデンサCsubに例えば数mA〜数10mA程度の起動電流Istartが流れ込む。コンデンサCsubは起動電流Istartによって充電され、制御回路１０１はコンデンサCsubに充電された電力により起動する。その後、制御回路１０１はパワーMOSFET Qswのスイッチング制御を開始する。

パワーMOSFET Qswのオン・オフによって、トランスT100の1次コイルＬｐに電流が流れる。この電流変化に伴ってトランスT100の2次コイルＬｓに電磁誘導による起電力が発生し、起電力により２次コイルＬｓに発生した電流はダイオードＤｓとコンデンサＣｓにより整流・平滑化される。整流・平滑化された電圧は、スイッチング電源装置１００の端子DCoutから出力される(第一整流平滑回路)。

同様に、起動電流Istartが1次コイルＬｐに流れると、この電流変化に伴って３次コイルLsubに電磁誘導による起電力が発生する。この起電力により発生した電流は、３次コイルLsubに接続されているダイオードDsubにより整流されコンデンサCsubを充電し、制御回路１０１を駆動するための端子VCCに供給される（第二整流平滑回路）。

電圧検出回路201は、端子DCoutに出力される出力電圧を検出し、制御回路１０１にフィードバック信号を生成する回路である。第一整流平滑回路３０１が生成した電圧は抵抗RFB1及びRFB2より抵抗分圧され、シャントレギュレータZDshuntに入力される。シャントレギュレータZDshuntは、分圧された電圧が内部の基準電圧と常に等しくなるよう、フォトカプラＰＣ内のフォトダイオードＰＤに流れる電流を制御する。また、抵抗RFB5及び抵抗RFB6によりフォトダイオードＰＤに流れる電流値を調整し、コンデンサCFB1と抵抗RFB3はフォトダイオードＰＤによるフィードバックの周波数特性を調整している。

この結果、第一整流平滑回路３０１が生成した電圧が所望のレベルより高くなると、フォトカプラＰＣ内部のフォトダイオードＰＤに電流が流れフォトダイオードＰＤが発光し、フォトカプラＰＣ内部のフォトトランジスタＰＴが導通する。

フォトトランジスタＰＴに流れる電流は、抵抗RFB4の抵抗値と電流値の関係で定まる電圧を、制御回路１０１の端子ＦＢに印加する。

制御回路１０１は、端子ＦＢの電圧レベルに応じてパワーMOSFET Qswをオン・オフする。したがって、電圧検出回路２０１が検出する端子DCoutの出力電圧レベルに応じてパワーMOSFET Qswのスイッチング周波数や時比率を制御することが可能になり、所望の出力電圧を得ることができる。

図４は、従来のスイッチング電源装置の構成図の別の一例である。図４では、パワーMOSFET Qswの一端に抵抗Rocpが接続されている。また、抵抗Rocpの一端はフォトトランジスタＰＴと共に制御回路１０１の端子ＦＢに接続されている。この構成により、制御回路１０１は、フォトトランジスタＰＴに流れる電流の電圧、及び、一次コイルＬｐに流れる電流の電圧をフィードバック制御に利用することが可能になる。

しかしながら、図３又は４のような構成では、消費電力が増大する傾向が生じる。すなわち、スイッチング電源装置１００の起動時には、制御回路１０１の駆動電圧を生成するため起動電流Istartが起動抵抗Rstartを介して制御回路１０１の端子VCCとコンデンサCsubに流れこむ。また、パワーMOSFET Qswのスイッチング制御開始後には、３次コイルLsub及びダイオードDsubを介してコンデンサCsubに充電した電圧により制御回路１０１が駆動される。
ここで、制御回路１０１の端子VCCには過電圧による破損が起こらないよう、ツェナーダイオードZD1を内蔵されており、このツェナーダイオードZD1によって端子VCCの電圧は、例えば数〔V〕〜10数〔V〕となる。一方、端子DCinに印加される電圧は、交流電源がダイオードブリッジ及びコンデンサによって、又は、力率改善回路によって、平滑されることで、百数十〔V〕〜４００〔V〕程度の直流電圧が印加される。

このため、制御回路１０１によりスイッチング制御が開始され、３次コイルLsub及びダイオードDsubを介してコンデンサCsubに電圧が充電された後も、抵抗Rstartの両端には百数十〔V〕〜４００〔V〕程度の電圧が印加され続け、起動抵抗Rstartが電力を消費しつづけてしまう。

スイッチング電源装置１００が待機状態の場合、スイッチング電源装置１００の負荷は数ワット程度の軽負荷になるが、起動抵抗Rstartの損失は両端電圧の二乗に比例するため、大きな割合を占めることになる。
一方、起動抵抗Rstartによる損失を低減するために抵抗値を大きくすることが考えられるが、そうするとコンデンサCsubに流れる電流が小さくなるため、コンデンサCsubの充電時間が長くなってしまい、スイッチング電源装置１００の起動時間が長くなってしまう。

そこで、起動抵抗Ｒ１による消費電力を低減する試みが考案されている（例えば、特許文献１参照）。特許文献１には、電源装置の直流電源に起動抵抗Ｒ１とスイッチ素子Ｑ２とコンデンサＣ2をこの順序で直列に接続し、抵抗Ｒ３、Ｒ４とダイオードＤ２、Ｄ３、Ｄ４によりスイッチ素子Ｑ２を駆動する電源装置が開示されている。このような構成により、電源装置の起動後、スイッチ素子Ｑ２をオフにすることで起動抵抗Ｒ１を電源から切り離すことで、消費電力を低減することを図っている。

しかしながら、特許文献１に開示された電源装置では、仮に起動抵抗Ｒ１に起因した消費電力を低減できる可能性はあっても、直流電源とＧＮＤ間が抵抗Ｒ３とＲ４を介して直列に接続されているため抵抗Ｒ３及びＲ４による損失が発生してしまうという問題がある。

本発明は上記課題を鑑みてなされたものであり、安定動作や待機状態等の軽負荷の際に起動抵抗による損失電力を削減可能なスイッチング電源装置及び画像形成装置を提供することを目的とする。

上記課題に鑑み、本発明は、トランスの1次コイルを介して直流電源に接続されたスイッチング素子と、入力端子の電力を電源にして、前記トランスの２次コイルに発生された電圧を整流及び平滑して負荷に供給する第一整流平滑回路と、前記スイッチング素子のオン及びオフを制御する制御回路と、前記トランスの3次コイルに発生された電圧を整流及び平滑して、前記制御回路の電源電力を生成する第二整流平滑回路と、前記直流電源とＧＮＤの間に直列に接続された、第一トランジスタ、抵抗、及び、前記第一トランジスタのゲート端子と接続されたコンデンサと、前記直流電源と前記第二整流平滑回路との間に接続された第二トランジスタと、前記コンデンサから出力される電圧により、前記第一トランジスタ又は前記第二トランジスタのうち少なくとも前記第二トランジスタをオフするオフ手段（例えば、第二トランジスタのゲート、及び、コンデンサとゲートの間の結線）と、を有することを特徴とする。

安定動作や待機状態等の軽負荷の際に起動抵抗による損失電力を削減可能なスイッチング電源装置及び画像形成装置を提供することができる。

一般的なスイッチング電源装置の概略構成図の一例である。 一般的なスイッチング電源装置の概略構成図の一例である。 従来のスイッチング電源装置の構成図の一例である。 従来のスイッチング電源装置の構成図の別の一例である。 スイッチング電源装置と電子機器の構成例の示す図である。 スイッチング電源装置の構成図の一例である。 図６の制御電圧生成回路の動作を説明する図の一例である。 本実施例のスイッチング電源装置が起動するまでの流れを説明する図の一例である。 スイッチング電源装置の構成図の一例である（実施例２）。 スイッチング電源装置の構成図の一例である（実施例３）。 図１０の変形例を説明する図の一例である。 スイッチング電源装置の構成図の一例である（実施例４）。 実施例１の起動回路（図６）を制御回路に集積化したスイッチング電源装置の概略構成図の一例である。 実施例２の起動回路（図９）を制御回路に集積化したスイッチング電源装置の概略構成図の一例である。 実施例３の起動回路（図１０）を制御回路に集積化したスイッチング電源装置の概略構成図の一例である。 実施例３の起動回路（図１１）を制御回路に集積化したスイッチング電源装置の概略構成図の一例である。 実施例４の起動回路（図１２）を制御回路に集積化したスイッチング電源装置の概略構成図の一例である。

以下、本発明を実施するための形態について図面を参照しながら実施例を挙げて説明する。

本実施形態のスイッチング電源装置は、種々の電子機器に電力を供給することができる。電子機器の典型的な例は画像形成装置である。電子写真方式の画像形成装置は、印刷が可能になるまでの立ち上がり時間を短縮するという要請から比較的大きな電流を消力する場面がある反面、待機状態ではほとんど電力を消費する必要がない。本実施形態のスイッチング電源装置は、画像形成中及び待機中のいずれも、起動電流Istartによる電力消費をほぼなくすことができる。

図５は、スイッチング電源装置１００と電子機器の構成例の示す図である。交流電源１１が、主電源スイッチ１２を介してダイオードブリッジ１４に接続されている。ダイオードブリッジ１４には平滑コンデンサ１５とスイッチング電源装置１００が接続されている。主電源スイッチ１２は電子機器のメインスイッチであり、主電源スイッチ１２がオンになるとスイッチング電源装置１００に直流電圧が供給される。交流電源１１は主に商用電源であるが、例えば、自然エネルギーから発電した直流電源の電力がパワーコンディショナにより変換された交流電源でもよい。

ダイオードブリッジ１４は、交流電圧を全波整流する整流回路の一例であり、整流された交流電圧は平滑コンデンサ１５により平滑化され、直流電圧が得られる。直流電圧はスイッチング電源装置１００の端子DCinに供給される。この電圧値は、例えば、百数十〔V〕〜４００〔V〕程度の直流電圧である。なお、図５では、ダイオードブリッジ１４と平滑コンデンサ１５により平滑化したが、力率改善回路(Power Factor Correction)によって直流電圧を生成してもよい。

スイッチング電源装置１００は、後述する第一整流平滑回路により所望の電圧の直流電圧を生成し、電子機器に供給する。スイッチング電源装置１００は電子機器に内蔵されることが多い。図示する電子機器は画像形成装置５００である。画像形成装置５００内には、定着装置、マイコン、モータ、二次電池など直流電源を駆動源とする様々な負荷が配置されている。スイッチング電源装置１００はこれらの負荷の１つ以上に電力を供給する。

図６は、スイッチング電源装置１００の構成図の一例である。図６のスイッチング電源装置１００は端子DCinと直列に接続された起動回路４００を有する点に特徴の１つがある。スイッチング電源装置１００は、この起動回路４００の他、トランスT100、トランスT100の１次コイルＬｐ、１次コイルＬｐに接続されたスイッチング素子であるパワーMOSFET Qsw、制御回路１０１、電圧検出回路201、ダイオード Dsub、ダイオードＤｓ、起動抵抗Rstart、コンデンサ Csub、及び、コンデンサＣｓを有する。

直流電源から電力が供給される端子DCinと直列に、起動回路４００及び１次コイルＬｐが並列状態にそれぞれ接続されている。また、１次コイルＬｐの他端はパワーMOSFET Qswのソースに接続されている。このパワーMOSFET Qswのゲートは、制御回路１０１の端子OUTに接続されている。制御回路１０１の端子VCCの内側には、端子VCCを順方向とするツェナーダイオードZD1が設けられている。

トランスT100の３次コイルの一端には、制御回路１０１の端子VCCを順方向とするダイオードDsubが接続されている。ダイオードDsubは、起動回路４００と共に制御回路１０１の端子VCC及びコンデンサCsubに接続されている。

制御回路１０１が、パワーMOSFET Qswのゲートに加える電圧のオン・オフを高速に切り替えると、トランスT100の１次コイルＬｐに生じる電流変化が、トランスT100の２次コイルＬｓに、電磁誘導により１次コイルＬｐと２次コイルの巻数比に応じた起電力を発生させる。この起電力により２次コイルＬｓに発生した電流は、ダイオードＤｓにより整流されコンデンサＣｓを充電する。コンデンサＣｓの充電により生成された電圧は、端子DCoutから出力される。このダイオードＤｓとコンデンサＣｓを第一整流平滑回路３０１という。

同様に、制御回路１０１が、パワーMOSFET Qswのゲートに加える電圧のオン・オフを高速に切り替えると、トランスT100の１次コイルＬｐに生じる電流変化が、トランスT100の３次コイルLsubに、電磁誘導により１次コイルＬｐと３次コイルの巻数比に応じた起電力を発生させる。この起電力により発生した電流は、３次コイルLsubに接続されているダイオードDsubにより整流されコンデンサCsubを充電し、また、制御回路１０１を駆動するための端子VCCに供給される。３次コイルLsub、ダイオードDsub及びコンデンサCsubを第二整流平滑回路３０２と称する。

コンデンサＣｓと端子DCoutの間に、電圧検出回路２０１が接続されている。電圧検出回路２０１は、DCoutに出力される出力電圧を検出し、制御回路１０１にフィードバック信号を生成する回路である。電圧検出回路２０１は、出力端子DCoutの電圧を分圧する抵抗RFB1及びRFB2、分圧された電圧が印加されるシャントレギュレータZDshunt、シャントレギュレータZDshuntと直列に接続された対向した向きのフォトダイオードＰＤ、シャントレギュレータZDshuntと直列に接続された抵抗RFB5及び抵抗RFB6、フォトカプラＰＣのフォトダイオードＰＤと並列に接続されたコンデンサCFB1と抵抗RFB3、を有する。

シャントレギュレータZDshuntは、分圧された電圧が内部の基準電圧と常に等しくなるよう、フォトカプラＰＣ内のフォトダイオードＰＤに流れる電流を制御する。抵抗RFB5及び抵抗RFB6は、出力電圧からフォトダイオードＰＤに流れる電流値を調整し、コンデンサCFB1と抵抗RFB3は、フォトダイオードＰＤによるフィードバックの周波数特性を調整している。

端子DCoutに印加される出力電圧が所望のレベルより高くなると、シャントレギュレータZDshuntに流れる電流が大きくなり、フォトカプラＰＣ内のフォトダイオードＰＤに電流が流れる。端子DCoutに印加される出力電圧が所望のレベル以下となると、シャントレギュレータZDshuntに流れる電流が小さくなり、フォトカプラＰＣ内のフォトダイオードＰＤに電流が流れなくなる。フォトカプラＰＣ内のフォトダイオードＰＤに電流が流れると、フォトダイオードＰＤが発光し、フォトカプラＰＣ内部のフォトトランジスタＰＴが導通する。

フォトトランジスタＰＴに流れる電流と、抵抗RFB4の抵抗値と抵抗RFB4に流れる電流値の関係で定まる電圧が、制御回路１０１の端子ＦＢに印加される。制御回路１０１は、端子ＦＢに印加される電圧を監視し、端子outから出力するパワーMOSFET Qswのオン・オフ信号（デューティ比）を制御する。

続いて、起動回路４００について説明する。起動回路４００は、端子DCinに直列に接続され、互いに並列な第一トランジスタＱ１及び第二トランジスタＱ２を有する。第一トランジスタＱ１及び第二トランジスタＱ２のゲートは共に、コンデンサＣ１に接続されている。第一トランジスタＱ１のソースは直流電源から電力が供給される端子DCinに接続され、第一トランジスタＱ１のドレインには抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ１が直列に接続され、さらに接地となる端子GNDinに接続されている。

この第一トランジスタＱ１、抵抗Ｒ１、及び、コンデンサＣ１によって制御電圧生成回路を構成している。このコンデンサＣ１の電圧を電圧V(t)とする。「ｔ」は時間である。
また、第二トランジスタＱ２のソースは、第一トランジスタＱ１と同様に、端子DCinに接続され、第二トランジスタＱ２のドレインは、コンデンサCsubに接続されている（第二整流平滑回路３０２と接続されている）。第二トランジスタＱ２のゲートは、第一トランジスタと共にコンデンサＣ１に接続されている。
図７は、図６の制御電圧生成回路の動作を説明する図の一例である。図７では、主電源スイッチ１２がオンになってからの時間に対する、電圧V(t)と端子DCinに印加する電圧V（DCin）の経過が示されている。

主電源スイッチ１２がオンになる、スイッチング電源装置１００の起動直前には、コンデンサＣ１は充電されておらず、主電源スイッチ１２がオンされた時刻をt=0とすると、コンデンサＣ１の電圧V(t)はV(0)=0となる。

そして、スイッチング電源装置１００の起動直後、第一トランジスタＱ１、第二トランジスタＱ２のゲート-ソース間電圧に、ゲート-ソース間電圧の閾値Vth1よりも大きな電圧が印加され、第一トランジスタＱ１とＱ２がオンになる。これにより、直流電源の電流が抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ１の充電を開始する（コンデンサCsubの充電も始まる。）。

ここで、コンデンサＣ１の電圧V(t)は、コンデンサＣ１の静電容量をＣ１として、次式で表すことができる。

式（１）に従いコンデンサＣ１が充電されるにつれて電圧V(t)が上昇すると、第一トランジスタＱ１のゲート-ソース間電圧が低下する。ゲート-ソース間電圧は、「V(DCin)−V(t)」で表される。そして、ゲート-ソース間電圧が第一トランジスタＱ１の閾値電圧Vth1以下になると、第一トランジスタＱ１はオフする。したがって、コンデンサＣ１の電圧V(t)が「V(DCin)−V(t)」≦Vth1」を満たす関係まで上昇すると、第一トランジスタＱ１がオフになる。

同様に、そして、ゲート-ソース間電圧が第二トランジスタＱ２の閾値電圧Vth2以下になると、第二トランジスタＱ２はオフする。したがって、コンデンサＣ１の電圧V(t)が「V(DCin)−V(t)」≦Vth2」を満たす関係まで上昇すると、第二トランジスタＱ２がオフになる。閾値電圧Vth1とVth2は異なる場合もあるが、以下では、第一トランジスタＱ１と第二トランジスタＱ２はほぼ同じタイミングでオフになるものとする。なお、第二トランジスタのゲート、及び、コンデンサとゲートの間の結線Ｌ１が、請求の範囲の「オフ手段」に相当する。

スイッチング電源装置１００が起動してから、第一トランジスタＱ１及び第二トランジスタＱ２がオフになる時間toffは、次式で現される。

時間toffとコンデンサCsubの充電の関係について説明する。第一トランジスタＱ１と同様に、第二トランジスタＱ２のゲートはコンデンサＣ１に接続されているため、スイッチング電源装置１００の起動時(t=0)には第二トランジスタＱ２はオンである。このため、第二トランジスタＱ２を介して、直流電源の電流が第二整流平滑回路３０２のコンデンサCsubを充電する。

コンデンサCsubが充電され、制御回路１０１の駆動電圧に達すると、制御回路１０１が起動し、パワーMOSFET Qswのオン・オフするスイッチング制御を開始する。

パワーMOSFET Qswがスイッチング制御されると、１次コイルＬｐに流れる電流値が変化し、２次コイルＬｓと３次コイルLsubに電流が流れ始める。２次コイルＬｓに流れる電流は、ダイオードＤｓとコンデンサＣｓで構成される第一整流平滑回路３０１によりコンデンサＣｓを充電し、端子DCoutに電圧を発生させる。

３次コイルLsubの電流は、ダイオードDsubとコンデンサCsubにより構成される第二整流平滑回路３０２によってコンデンサCsubを充電し、制御回路１０１の端子VCCに供給される。なお、以下では、制御回路１０１を駆動させる電圧を「駆動電圧VCC」という場合がある。

このように、制御回路１０１を駆動する駆動電圧VCCは、起動回路４００と第二整流平滑回路３０２から電力を供給されるように構成されるので、第二整流平滑回路３０２から電力を供給される状態になれば、起動回路４００からの電力の供給が不要になる。このため、第二整流平滑回路３０２から駆動電圧VCCを供給された後、第一トランジスタＱ１及び第二トランジスタＱ２がオフになるように式（２）の時間toffを調整すればよいことが分かる。

時間ｔｏff ＞コンデンサCsubの電圧が駆動電圧VCCになるまでの時間
続いて、本実施例の作用効果について説明する。第二トランジスタＱ２がオフすることによって、端子DCinに印加される直流電圧と駆動電圧VCC間に大きいインピーダンスを得られ、起動抵抗Rstartによる消費電力を低減することができる。すなわち、第二トランジスタＱ２と第一トランジスタＱ１は同時にオフになる必要はなく、起動から時間toffの経過により第二トランジスタＱ２がオフとなればよい。

しかし、第一トランジスタＱ１と第二トランジスタＱ２のオフのタイミングを同時とすることで、第一トランジスタＱ１と第二トランジスタＱ２を同じ電気特性にして結線Ｌ１を１つにできるなどコスト増を抑制できる。また、第二トランジスタＱ２だけでなく第一トランジスタＱ１がオフになることでわずかな損失もなくすことができる。もちろん、第一トランジスタＱ１と第二トランジスタＱ２のオフのタイミングをそれぞれ制御して、第一トランジスタＱ１のオフのタイミングを後にしてもよい。

第二トランジスタＱ２のドレイン-ソース間の遮断電流は数μA〜10数μA程度であり、起動抵抗Rstartによる損失に比べ千分の１のオーダに低減できる。

また、式（２）で示した時間toff、すなわち、第一トランジスタＱ１及び第二トランジスタＱ２がオフになるまでの時間（起動回路４００によるコンデンサＣ１の充電時間）は、抵抗Ｒ１の抵抗値とコンデンサＣ１の静電容量、及び、第一トランジスタＱ１を調整することにより、任意に変更できる（また、第一トランジスタＱ１及び第二トランジスタＱ２のゲート-ソース間の閾値電圧Vth1を調整しても時間toffを制御できる）。

例えば、第二トランジスタＱ２を介してコンデンサCsubに直接（抵抗Ｒ１,コンデンサＣ１を介することなく）充電できるので、抵抗Ｒ１の抵抗値を大きめにすることで、優先的にコンデンサCsubを充電できる。このため、起動回路４００が起動時間に及ぼす影響も調整できる。したがって、起動時間を長くすることなく起動回路４００による消費電力を低減することが可能である。

図８は、本実施例のスイッチング電源装置１００が起動するまでの流れを説明する図の一例である。

まず、主電源スイッチ１２がオンに操作される（Ｓ１０）。これにより、スイッチング電源装置１００が起動を開始する。

すると、直流電源の電圧が第一トランジスタＱ１と第二トランジスタＱ２のソースに印加され、ゲート-ソース間電圧が第一トランジスタＱ１、Ｑ２の閾値電圧Vth1より大きいことから、第一トランジスタＱ１とＱ２がオンになる（Ｓ２０）。これにより、コンデンサＣ１、Csubが充電を開始する。

次に、コンデンサCsubの電圧が駆動電圧VCCに到達する（Ｓ３０）。コンデンサCsubの電圧が駆動電圧VCCに到達するまでの時間は、コンデンサＣ１の電圧が「DCin−V(t)」≦Vth1」の関係を満たす時間よりも短い。

コンデンサCsubの電圧が駆動電圧VCCに到達すると、制御回路１０１がスイッチング制御を開始する（Ｓ４０）。これにより、1次コイルＬｐがスイッチング制御され、第一整流平滑回路３０１によりコンデンサＣｓが充電される。

制御回路１０１がスイッチング制御を開始した後、コンデンサＣ１の電圧が「DCin−V(t)≦Vth1」を満たすまで上昇する（Ｓ５０）。これにより、第一トランジスタＱ１とＱ２がオフになる（Ｓ６０）。したがって、以降は、抵抗Ｒ１を含み起動回路４００に電流が流れなくなり、消費電力を低減することができる。

このように、本実施例のスイッチング電源装置１００は、起動時間を長くすることなく起動回路４００による消費電力を低減するという背反する課題を解決することが可能である。

図９は、本実施例のスイッチング電源装置１００の構成図の一例である。図９において図6と同一部には同一の符号を付しその説明は省略する。

図９では、起動回路４００が図６のものと異なる。すなわち、図９の起動回路４００では、第二トランジスタＱ２とコンデンサCsubの間に、抵抗Ｒ２が備えられている。

第二トランジスタＱ２に直列に接続された抵抗Ｒ２により、抵抗Ｒ２とコンデンサCsubが直列に接続される。この結果、式（１）と同様に、コンデンサCsubの端子電圧は緩やかに上昇する。

すなわち抵抗Ｒ２をトランジスタＱ２とコンデンサCsubの間に備えることで、コンデンサCsub及び制御回路１０１の端子VCCに対して、直流電源から急激な突入電流が流れることを防止することができる。また、第二トランジスタＱ２を介して制御回路１０１に供給される電流値を調整することも可能となる。

なお、スイッチング電源装置１００の動作は実施例１と同様である。すなわち、スイッチング電源装置１００の起動直後、第一トランジスタＱ１及び第二トランジスタＱ２がオンになる。時間toffが経過するまで、直流電源の電力が起動回路４００を介してコンデンサＣ１、Csubを充電し、制御回路１０１の駆動電圧を供給する。制御回路１０１がパワーMOSFET Qswのスイッチング制御を開始した後、コンデンサＣ１の電圧が増大して、第一トランジスタＱ１及び第二トランジスタＱ２がオフになる。したがって、制御回路１０１がパワーMOSFET Qswのスイッチング制御を開始した後は、起動電流が消費する電力を極めて小さくすることができる。

なお、抵抗Ｒ２の抵抗値は、急激な突入電流を抑制するための最小限の値とすればよい。仮に、抵抗Ｒ２をコンデンサCsubの前に配置した結果、コンデンサCsubの電圧が制御回路１０１の駆動電圧VCCに到達するまでの時間が、時間toffよりも長くなった場合は、抵抗Ｒ１の抵抗値やコンデンサＣ１の静電容量を調整する。したがって、抵抗Ｒ２を配置しても、実施例１に比べて起動時間が長くなることを最小限にできる。また、コンデンサCsubの電圧が駆動電圧VCCに到達するまでに、第一トランジスタＱ１と第二トランジスタＱ２がオフしないようにすることも容易に調整できる。

図１０は、本実施例のスイッチング電源装置１００の構成図の一例である。図１０において図６と同一部には同一の符号を付しその説明は省略する。

図１０では、起動回路４００が図６のものと異なる。すなわち、図１０の起動回路４００では、直流電源の電力が供給される端子DCINと、第一トランジスタＱ１及び第二トランジスタＱ２との間に、直列に抵抗Ｒ３が備えられている。

実施例１の図６や実施例２の図９では、スイッチング電源装置１００の起動時に第一トランジスタＱ１及び第二トランジスタＱ２に、直流電源から直流電圧が供給されていた。しかし、第一トランジスタＱ１及び第二トランジスタＱ２が直流電源に直接、接続されていると、起動直後には比較的大きな電圧が第一トランジスタＱ１及び第二トランジスタＱ２に印加されることになる。すなわち、スイッチング電源装置１００が起動した直後は、コンデンサＣ１が充電されていないため、起動直後、ドレイン-ソース間及びゲート-ソース間電圧には百数十〔V〕〜400〔V〕程度の電圧が印加されることになる。

このような大電圧はドレイン-ソース間及びゲート-ソース間の絶対最大定格を超え、第一トランジスタＱ１及び第二トランジスタＱ２を破損する可能性を生じさせる。絶対最大定格の大きな第一トランジスタＱ１及び第二トランジスタＱ２を採用してもよいが、そうすると起動回路４００が増大したりコスト増となる。

そこで、本実施例では、図１０に示すように、第一トランジスタＱ１及び第二トランジスタＱ２と直流電圧が供給される端子DCinの間に、抵抗Ｒ３を配置する。こうすることで、コンデンサＣ１及びCsubを充電する電流である電流Istartと抵抗Ｒ３により、電圧降下が生じ、起動直後のドレイン-ソース間及びゲート-ソース間の電圧を低下させることができる。すなわち、起動直後にコンデンサＣ１の電圧がゼロでも、起動直後の第一トランジスタＱ１及び第二トランジスタＱ２のドレイン-ソース間及びゲート-ソース間電圧は、「抵抗値Ｒ３×Istart」分、電圧降下するので、抵抗値Ｒ３を適切に選択することで、絶対最大定格を超えないよう制限することが可能となる。

また、ドレイン-ソース間及びゲート-ソース間の電圧の絶対最大定格が比較的小さい第一トランジスタＱ１及び第二トランジスタＱ２を採用できるので、省スペース化及び低コスト化が可能となる。

抵抗値Ｒ３は、コンデンサＣ１とCsubのそれぞれ直列に接続されているので、実施例１の起動回路４００を図１０にそのまま搭載することで、コンデンサCsubの電圧が駆動電圧VCCに到達するまでの時間が、時間toffよりも短い状態を保つことができる。よって、抵抗Ｒ３を配置することによる、抵抗Ｒ１の抵抗値やコンデンサＣ１の静電容量の調整は不要である。

なお、スイッチング電源装置１００の動作は実施例１と同様である。すなわち、スイッチング電源装置１００の起動直後、第一トランジスタＱ１及び第二トランジスタＱ２がオンになる。時間toffが経過するまで、直流電源が起動回路４００を介してコンデンサＣ１，Csubを充電し、制御回路１０１の駆動電圧を供給する。制御回路１０１がパワーMOSFET Qswのスイッチング制御を開始した後、コンデンサＣ１の電圧が増大して、第一トランジスタＱ１及び第二トランジスタＱ２がオフになる。したがって、制御回路１０１がパワーMOSFET Qswのスイッチング制御を開始した後は、起動電流が消費する電力を極めて小さくすることができる。

また、図１１は、図１０の変形例を説明する図の一例である。図１１では、図１０の抵抗Ｒ３の代わりに、端子DCinと第一トランジスタＱ１の間に抵抗Ｒ３Ａが、端子DCinと第一トランジスタＱ２の間に抵抗Ｒ３Ｂが、それぞれ直列に接続されている。

図１０と同様に、起動直後の第一トランジスタＱ１のドレイン-ソース間及びゲート-ソース間電圧は、「抵抗値Ｒ３Ａ×IstartA」分、電圧降下するので、抵抗値Ｒ３Ａを適切に選択することで、第一トランジスタＱ１の絶対最大定格を超えないよう制限することが可能となる。起動直後の第二トランジスタＱ２のドレイン-ソース間及びゲート-ソース間電圧は、「抵抗値Ｒ３Ｂ×IstartB」分、電圧降下するので、抵抗値Ｒ３Ｂを適切に選択することで、第二トランジスタＱ２の絶対最大定格を超えないよう制限することが可能となる。

また、図１１では、コンデンサCsubの電圧が駆動電圧VCCに到達するまでの時間が、時間toffよりも短いという制約内で、抵抗値Ｒ３Ａと抵抗値Ｒ３Ｂを変えることができる。したがって、例えば、端子VCCへの突入電流を抑制する最小限の抵抗となるよう抵抗値Ｒ３Ｂを選定することで、起動時間が増大することも防止できる。

図１２は、本実施例のスイッチング電源装置１００の構成図の一例である。図１２において図６と同一部には同一の符号を付しその説明は省略する。

図１２では、起動回路４００が図６のものと異なる。すなわち、図１２の起動回路４００では、直流電源から電力が供給される端子DCinと第一トランジスタＱ１のゲートの間、及び、直流電源から電力が供給される端子DCinと第二トランジスタＱ２のゲートとの間に、共通のツェナーダイオードZD2（定電圧ダイオード）が備えられている。

実施例３にて説明したように、スイッチング電源装置１００が起動した直後は、コンデンサＣ１が充電されていないため、起動直後、ドレイン-ソース間及びゲート-ソース間電圧には百数十〔V〕〜400〔V〕程度の電圧が印加されることになる。このような大電圧は、第一トランジスタＱ１及び第二トランジスタＱ２に過負荷を与えるおそれがある。

そこで、本実施例では、図１２に示すように、直流電源からの電圧を緩衝するツェナーダイオードZD2を設けた。ツェナーダイオードは、よく知られているように、定格の降伏電圧より大きい逆電圧が印加されると、逆方向にも電流を流すことができる。

このツェナーダイオードZD２の降伏電圧は、スイッチング電源装置１００の起動直後、第一トランジスタＱ１のゲート-ソース間、及び、第二トランジスタＱ２のゲート-ソース間に印加される直流電圧よりも小さい。したがって、スイッチング電源装置１００の起動直後、ツェナーダイオードZD2を介して電流が流れ、第一トランジスタＱ１のゲート-ソース間、及び、第二トランジスタＱ２のゲート-ソース間に印加される直流電圧を低下させることができる。すなわち、ツェナーダイオードZD2により、第一トランジスタＱ１のゲート-ソース間、及び、第二トランジスタＱ２のゲート-ソース間の絶対最大定格を超えないよう制限することが可能となる。

また、ドレイン-ソース間及びゲート-ソース間の電圧の絶対最大定格が比較的小さい第一トランジスタＱ１及び第二トランジスタＱ２を採用できるので、省スペース化及び低コスト化が可能となる。

スイッチング電源装置１００の動作について説明する。スイッチング電源装置１００の起動直後、第一トランジスタＱ１及び第二トランジスタＱ２がオンになる。また、ツェナーダイオードZD２が降伏し、ツェナーダイオードZD２からもコンデンサＣ１に電流が流れる。時間toffが経過するまで、直流電源の電力が起動回路４００を介してコンデンサＣ１，Csubを充電し、制御回路１０１の駆動電圧を供給する。制御回路１０１がパワーMOSFET Qswのスイッチング制御を開始した後、コンデンサＣ１の電圧が増大して、第一トランジスタＱ１及び第二トランジスタＱ２がオフになる。したがって、制御回路１０１がパワーMOSFET Qswのスイッチング制御を開始した後は、起動電流が消費する電力を極めて小さくすることができる。

また、スイッチング電源装置１００の停止時（電源停止時）に直流電源の電圧（端子DCinの電圧）がゼロ〔V〕になると、コンデンサＣ１に充電された電荷が、定電圧ダイオードZD2を介してDCinに放電されるため、スイッチング電源装置１００の停止後の安全性をより高めることができる。

実施例１〜４では、制御装置１０１と別体の起動回路４００を説明した。しかし、起動回路４００を構成する素子は、トランジスタ、抵抗、コンデンサ又はダイオードの組み合わせである。このため、各素子を制御回路１０１の同一シリコン基板上に形成し、起動回路４００を制御回路１０１に集積化することも可能である。

図１３は、実施例１の起動回路（図６）を制御回路１０１に集積化したスイッチング電源装置１００の概略構成図の一例を示す。同様に、図１４は、実施例２の起動回路（図９）を、図１５、１６は、実施例３の起動回路（図１０，１１）を、図１７は、実施例４の起動回路（図１２）を、制御回路１０１に集積した例を示す。

図１３と図６、図１４と図９、図１５，１６と図１０，１１、図１７と図１２をそれぞれ比較すると分かるように、起動回路４００を制御回路１０１に集積化しても第一平滑回路、第二整流平滑回路３０２及び電圧検出回路２０１には変更がない。制御回路１０１には、直流電源からの電力を供給する新たな端子VDCが必要になるが、端子VDCを設けることは大きなコスト増にはならない。

したがって、本実施例のスイッチング電源装置１００は、スイッチング電源装置１００の部品点数を低減し、また、設計を容易化することを可能にする。

１１ 交流電源
１２ 主電源スイッチ
１４ ダイオードブリッジ
１５ 平滑コンデンサ
１００ スイッチング電源装置
１０１ 制御回路
２０１ 電圧検出回路
３０１ 第一整流平滑回路
３０２ 第二整流平滑回路
４００ 起動回路
５００ 画像形成装置

特開平１０−３２３０３１号公報

Claims (12)

1. トランスの1次コイルを介して直流電源に接続されたスイッチング素子と、
   前記直流電源を電源にして、前記トランスの２次コイルに発生された電圧を整流及び平滑して負荷に供給する第一整流平滑回路と、
   前記スイッチング素子のオン及びオフを制御する制御回路と、
   前記トランスの3次コイルに発生された電圧を整流及び平滑して、前記制御回路の電源電力を生成する第二整流平滑回路と、
   前記直流電源とＧＮＤの間に直列に接続された、第一トランジスタ、抵抗、及び、前記第一トランジスタのゲート端子と接続されたコンデンサと、
   前記直流電源と前記第二整流平滑回路との間に接続された第二トランジスタと、
   前記コンデンサから出力される電圧により、前記第一トランジスタ又は前記第二トランジスタのうち少なくとも前記第二トランジスタをオフするオフ手段と、
   を有することを特徴とした電源装置。
2. 前記コンデンサは、前記第二整流平滑回路が有する電源用コンデンサが所定値に充電される時間よりも長い時間をかけて、前記第二トランジスタをオフ可能な電圧まで充電される、ことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
3. 前記抵抗の抵抗値及び前記コンデンサの容量は、前記第一トランジスタ及び前記第二トランジスタがオンを継続する時間を制御する、
   ことを特徴とした請求項１又は２記載の電源装置。
4. 前記第二トランジスタと前記第二整流平滑回路の間に配置された第２の抵抗により、前記制御回路へ印加される電圧を制御する、
   ことを特徴とする請求項１〜３いずれか１項記載の電源装置。
5. 前記直流電源と前記第一トランジスタ及び前記第二トランジスタの間に第３の抵抗が配置されている、ことを特徴とする請求項１〜３いずれか１項記載の電源装置。
6. 前記第３の抵抗は、前記直流電源と前記第一トランジスタの間、及び、前記直流電源と前記第二トランジスタの間に、別々に配置されている、
   ことを特徴とする請求項５記載の電源装置。
7. 前記直流電源と前記コンデンサの間に、
   前記第一トランジスタのゲート端子及び前記第二トランジスタのゲート端子と接続された、前記オフ手段を兼ねる定電圧ダイオードが配置されている、
   ことを特徴とする請求項１〜３いずれか１項記載の電源装置。
8. 前記制御回路に、
   前記第一トランジスタ、前記抵抗及び前記コンデンサと、
   前記第二トランジスタと、
   前記オフ手段と、が集積されている、ことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
9. 前記制御回路に、前記制御回路へ印加される電圧を制御する第２の抵抗が集積されている、ことを特徴とする請求項８記載の電源装置。
10. 前記制御回路の、前記直流電源と前記第一トランジスタ及び前記第二トランジスタの間に第３の抵抗が集積されている、ことを特徴とする請求項８記載の電源装置。
11. 前記制御回路に、定電圧ダイオードが集積されており、
    前記定電圧ダイオードは、前記直流電源と前記コンデンサの間に配置され、前記第一トランジスタのゲート端子及び前記第二トランジスタのゲート端子と接続され、前記オフ手段を兼ねる、
    ことを特徴とする請求項８記載の電源装置。
12. 請求項１〜１１いずれか１項記載の電源装置を搭載した画像形成装置。

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