JP5526901B2 - 直交変復調機能を含む無線通信装置におけるｉｑ不平衡補正方法 - Google Patents

Description

本発明は、直交変復調機能を含む無線通信装置におけるＩＱ不平衡補正方法に関する。

ベースバンド（ＢＢ）信号から一度の周波数変換で無線周波数（ＲＦ）信号に変換して送信し、受信したＲＦ信号を一度の周波数変換（周波数逆変換）でＢＢ信号に変換する直接直交変復調機能を含む無線通信装置（ダイレクトコンバージョン無線機）が知られている。この無線通信装置は、中間周波数（ＩＦ）信号を処理するＩＦ段が不要であるので、ハードウェア規模の増大を招かない利点を有する。

しかし、この無線通信装置の直交変復調器においては、ハードウェア（厳密には、アナログ構成部品）の不完全性に起因して、周波数変換（直交変調）及び周波数逆変換（直交復調）でのＩＱ不平衡（In-phase and Quadrature Imbalance）が発生することを免れな
い。つまり、ＩＱ不平衡は、直交変復調器におけるＩ（同相）チャネル及びＱ（直交位相）チャネルのゲインアンバランスと、Ｉチャネル及びＱチャネルの直交性誤差とに起因するＩチャネル及びＱチャネル間の干渉である。このＩＱ不平衡（以下、ＩＱインバランスと記載することもある）の発生は、特に、ミリ波帯などの高い周波数を利用して通信を行う場合、広帯域信号を扱う場合、または安価な構成部品を用いた場合に顕著である。

ＩＱインバランスが生じた場合、ＩＱインバランスは、直交変復調器におけるＩチャネル及びＱチャネルのそれぞれの振幅偏差（ａｔｉ，ａｔｑ，ａｒｉ，ａｒｑ）及び位相偏差（＋φ／２，−φ／２，＋ψ／２，−ψ／２）として表される（図１参照）。これらのインバランスが生じると、キャリア（搬送波）の中心周波数（Ｆｃ）を中心として対称となる周波数成分が相互いに干渉する。つまり、軸対称の周波数にイメージ信号が生じる（図２参照）。これにより、信号品質が劣化する。

この信号品質劣化を回避するために、様々なＩＱインバランスの補償（補正）方法が提案されている。無線通信装置におけるＩＱインバランスを補正する第１の先行技術として、受信器側で既知の信号であるトレーニング信号を送信器側から送信し、受信器側で観測されるトレーニング信号の変化に基づいて、送信器及び受信器のＩＱインバランスと、伝搬環境のチャネル特性とを一括して補正して、干渉を除去する方法を開示するものがある。

この第１の先行技術における手法では、送信されるトレーニング信号は送信器側のＩＱインバランスの影響を受けているので、仮に理想的な受信器が用意されたとしても、受信器側でも補正を行わなければ、干渉の影響を除去することができない。

また、第２の先行技術として、送信側（送信部）及び受信側（受信部）で別々に補正するための補正係数を求めて、特性の補正を行い、送信される信号が理想に近いものになるように処理を行うことを開示するものがある。

一層詳述すると、この第２の先行技術においては、送信信号が受信側にフィードバックされる経路が設けられており、補正係数を算出する際には、送信側から送信されたトレーニング信号が受信側で受信できるようにフィードバックされる。また、補正係数を算出する際には、局部発振器の発振周波数をシフトすることで、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器で中間周波数（ＩＦ）サンプリングを行う。ＩＦサンプリングされた信号はディジタル回路領域で直交復調される。ディジタル回路での直交復調は、アナログ回路特有の
ＩＱインバランスの影響がないため、理想的な受信器として動作する。

このため、第２の先行技術においては、受信したトレーニング信号を解析することにより、送信側でのＩＱインバランスの影響のみを考慮したインバランス係数を算出することが可能となる。算出された送信側インバランス係数により、送信側のＩＱインバランスを補正した後、再度トレーニング信号を送信し、今度は受信側の局部発振器を通常の発振周波数で動作させて、通常通りベースバンドサンプリングを行う。その後、受信したトレーニング信号を解析することで、受信側のＩＱインバランスの補正係数を算出し、補正を行っている。

この第２の先行技術における手法では、第１の先行技術における問題である送信信号でのＩＱインバランスの影響は除去できるものの、受信側でＩＦサンプリングを行うことを可能にするために、Ａ／Ｄ変換器として、通常の２倍以上（サンプリング定理により、ベースバンド周波数帯域の４倍以上）の帯域を有するＡ／Ｄ変換器が必要となる。また、ＩＱインバランスの影響は除去可能であるが、途中のアナログ部品（例えば、ローパスフィルタＬＰＦ）に存在する、振幅及び位相の周波数偏差については除去が難しい。

特開２００７−６０１０６号公報 特開２００８−１６７０５７号公報 特開２００８−２６３５８５号公報 特表２００５−５２７１５２号公報

鎌田裕之，阪口啓，荒木純道，"ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭにおけるＩＱインバランスの影響とその補償法"，信学技報ＷＢＳ２００４−５７，２００５ 田邉康彦，江頭慶真，佐藤一美，"ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送用ＩＱインバランス補正方式に関する一検討"，信学技報ＲＣＳ２００６−２７２，２００７

課題は、ハードウェア規模を維持しつつ、送信部及び受信部の双方のＩＱインバランス補正を可能にするＲＦトレーニング信号の送信技術を提供することにある。

上記課題を解決するために、アナログ回路領域における直交変復調機能を含む無線通信装置によって実行されるＩＱ不平衡補正方法は、周波数軸上で中心周波数に対して対称な配置位置がそれぞれペアとなる複数組の無線周波数（ＲＦ）トレーニング信号をペア毎に分割送信し；外部空間ではない内部経路を介して、分割送信された前記複数組のＲＦトレーニング信号をペア毎に受信して中間周波数（ＩＦ）トレーニング信号にそれぞれ変換するために、受信ローカル周波数を変更設定し；アナログ／ディジタル変換された前記ＩＦトレーニング信号をディジタル回路領域でそれぞれ直交復調して、ベースバンド（ＢＢ）トレーニング信号を生成し；前記ＢＢトレーニング信号を前記ディジタル回路領域でそれぞれ復調するとき、ＩＱ不平衡補正のための補正係数を計算し；周波数領域全体の前記補正係数に基づいて直交変調機能を含む送信部のＩＱ不平衡補正を行う。

開示したＩＱ不平衡補正方法によれば、ハードウェア規模を維持しつつ、送信部及び受信部の双方のＩＱインバランスを抑制することができる。

他の課題、特徴及び利点は、図面及び特許請求の範囲とともに取り上げられる際に、以下に記載される発明を実施するための形態を読むことにより明らかになるであろう。

従来の無線通信装置の直交変復調器においてＩＱインバランスが生じた場合のＩチャネル及びＱチャネルの振幅偏差及び位相偏差を示す。 従来の無線通信装置の直交変復調器におけるＩＱインバランスによる信号干渉を示す。 一実施の形態及び変形例の直接直交変復調装置の構成を示すブロック図。 一実施の形態の直接直交変復調装置におけるディジタル変調部の詳細構成を示すブロック図。 一実施の形態の直接直交変復調装置におけるディジタル復調部の詳細構成を示すブロック図。 第１のＩＱインバランス補正処理におけるトレーニング信号を示す。 第１のＩＱインバランス補正処理におけるトレーニング信号を示す。 第１のＩＱインバランス補正処理におけるトレーニング信号を示す。 第１のＩＱインバランス補正処理におけるトレーニング信号を示す。 第１のＩＱインバランス補正処理におけるトレーニング信号を示す。 第１のＩＱインバランス補正処理におけるトレーニング信号を示す。 第１のＩＱインバランス補正処理におけるトレーニング信号を示す。 第２のＩＱインバランス補正処理におけるトレーニング信号を示す。 第２のＩＱインバランス補正処理におけるトレーニング信号を示す。 第２のＩＱインバランス補正処理におけるトレーニング信号を示す。 第２のＩＱインバランス補正処理におけるトレーニング信号を示す。 第２のＩＱインバランス補正処理におけるトレーニング信号を示す。 第３のＩＱインバランス補正処理におけるトレーニング信号を示す。 第３のＩＱインバランス補正処理におけるトレーニング信号を示す。 第３のＩＱインバランス補正処理におけるトレーニング信号を示す。 第３のＩＱインバランス補正処理におけるトレーニング信号を示す。 第４のＩＱインバランス補正処理におけるトレーニング信号を示す。 第４のＩＱインバランス補正処理におけるトレーニング信号を示す。 第４のＩＱインバランス補正処理におけるトレーニング信号を示す。 第４のＩＱインバランス補正処理におけるトレーニング信号を示す。 第４のＩＱインバランス補正処理におけるトレーニング信号を示す。 ＩＱインバランス補正処理の概要を説明するためのフローチャート。 ＩＱインバランス補正処理の概要を説明するためのフローチャート。 第２の変形例の直接直交変復調装置におけるディジタル変調部の詳細構成を示すブロック図。 第２の変形例の直接直交変復調装置におけるディジタル復調部の詳細構成を示すブロック図。

以下、添付図面を参照して、さらに詳細に説明する。図面には好ましい実施形態が示されている。しかし、多くの異なる形態で実施されることが可能であり、本明細書に記載される実施形態に限定されると解釈されてはならない。

［一実施の形態の直接直交変復調装置］
［装置構成及び機能］
一実施の形態における装置構成を示す図３を参照すると、無線通信装置としての直接直
交変復調装置１０は、送信機能部２０、受信機能部３０、補正機能部４０、制御部ＣＯＮＴ、及び送受信アンテナＡＴを備える。

送信機能部２０はディジタル変調部ＢＭＯＤ及びアナログ回路領域の送信部ＴＲを備えている。受信機能部３０はディジタル復調部ＢＤＥＭ及びアナログ回路領域の受信部ＲＥＣを備えている。補正機能部４０は、トレーニング信号メモリ４１、送信用補正係数メモリ４２、受信用補正係数メモリ４３、波形メモリ４４、補正係数計算部４５，及び複数のスイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＦＢ−ＳＷを備えている。補正機能部４０はディジタル直交復調部ＤＤＥＭを更に備えている。

この直接直交変復調装置１０は、ベースバンド（ＢＢ）信号から一度の周波数変換で無線周波数（ＲＦ）信号に変換して送信し、受信したＲＦ信号を一度の周波数変換（周波数逆変換）でＢＢ信号に変換するゼロＩＦのダイレクトコンバージョン無線機であり、通常の通信においては、中間周波数（ＩＦ）信号を扱うことはない。

しかし、この直接直交変復調装置１０は、アナログ回路領域での直交変調及び直交復調に起因するＩＱインバランスを補正するために、ＩＦ信号をＢＢ信号に直交復調するディジタル直交復調部ＤＤＥＭを補正機能部４０に含んでいる。

更に詳述すると、この実施の形態においては、送信機能部２０は、マルチキャリア変調による直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を送信する。送信機能部２０を構成するディジタル変調部ＢＭＯＤにおいては、シリアル入力された送信信号は、ＯＦＤＭシンボル毎に、シリアル／パラレル変換を施され、それぞれサブキャリア変調される。この送信信号は、通常の送信データまたはトレーニング信号ＴＲＳであり、いずれもビットストリームである。

また、ディジタル変調部ＢＭＯＤにおいては、送信用補正係数がそれぞれのサブキャリア毎に乗算され、フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier TransformまたはＩＤＦＴ：Inverse Discrete Fourier Transform）演算によりＯＦＤＭ変調された後に、ガードインターバル（ＧＩ）としてサイクリック・プリフィックス（ＣＰ：Cyclic Prefix
）が付加されて送信ベースバンド信号（複素信号）が生成される。なお、送信用補正係数の初期値をオール「１」とすれば、補正なしと等価であり、補正値算出前は、オール「１」が格納されているようにしてもよい。

この機能を達成するためにディジタル変調部ＢＭＯＤは、図４に詳細構成の一例を示すように、シリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換器Ｓ／Ｐ、複数の変調器ＭＯＤ、乗算器ＭＰ、フーリエ逆変換器ＩＦＦＴ、及びサイクリック・プリフィックス付加回路＋ＣＰを含んでいる。

送信機能部２０を構成する送信部ＴＲは、ディジタル変調部ＢＭＯＤから入力された複素のＢＢ信号の実数成分及び虚数成分をディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器ＤＡＣにより、それぞれディジタル／アナログ変換した後、対応のローパスフィルタＬＰＦに入力する。直交変調部ＱＭＯＤは、各ローパスフィルタＬＰＦにおいて帯域制限処理されたアナログのＢＢ信号を搬送周波数（ローカル周波数）Ｆｃの余弦波信号及び正弦波信号を用いてＲＦ信号に直接直交変調（以下、ダイレクトコンバージョンと記載することもある）した後、送信信号として電力増幅器（送信増幅器）ＰＡに入力する。ダイレクトコンバージョンでは、ＲＦ信号への周波数変換とともに直交変調が行われる。直交変調部ＱＭＯＤは、この直交変調機能を達成するために、局部発振器ＬＯ１、ミキサ（乗算器）Ｔ１，Ｔ２、＋４５゜移相器Ｔ３、−４５゜移相器Ｔ４、及び加算器Ｔ５を含んでいる。送信部ＴＲは、直交変調部ＱＭＯＤから入力された送信信号に所定の電力増幅を電力増幅器ＰＡに
よって施した後、送信する。

また、この実施の形態においては、受信したＯＦＤＭ信号を復調する受信機能部３０を構成する受信部ＲＥＣは、低雑音増幅器（受信増幅器）ＬＮＡによって所定の電力増幅を施した受信信号を直交復調部ＱＤＥＭに入力する。

直交復調部ＱＤＥＭは、搬送周波数Ｆｃの余弦波信号及び正弦波信号を用いて受信信号をＢＢ信号に直接直交復調（以下、ダイレクトコンバージョンと記載することもある）する。直交復調部ＱＤＥＭは、この直交復調機能を達成するために、局部発振器ＬＯ２、ミキサ（乗算器）Ｒ１，Ｒ２、＋４５゜移相器Ｒ３、及び−４５゜移相器Ｒ４を含んでいる。

直交復調部ＱＤＥＭは周波数逆変換後のこれらの信号を利得調整のために対応の自動利得制御器ＡＧＣに入力する。各ローパスフィルタＬＰＦは対応の自動利得制御器ＡＧＣから入力されたアナログのベースバンド信号から高域成分を除去する。ここで、一般的には、ローパスフィルタＬＰＦの通過帯域Ｌは、ベースバンド信号の全帯域の１／２（Ｂ／２）が少なくとも通過するように設計される。アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器ＡＤＣは、対応のローパスフィルタＬＰＦから入力されたＢＢ信号をサンプリングしてディジタル信号化する。

受信機能部３０を構成するディジタル復調部ＢＤＥＭは、通常通信時には、Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣによって入力された複素のディジタルＢＢ信号の実数成分及び虚数成分からサイクリック・プリフィックス（ＣＰ）を除去した後、フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier
TransformまたはＤＦＴ：Discrete Fourier Transform）演算を行って時間領域から周波数領域の信号に戻すことにより、ＯＦＤＭ復調を行う。また、ディジタル復調部ＢＤＥＭは、補正係数を算出してＩＱインバランス補正を行う場合は、ディジタル直交復調部ＤＤＥＭから入力された複素のディジタルＢＢ信号に基づいて同様に動作する。

そして、フーリエ変換後の周波数領域の信号は、補正係数算出用信号として波形メモリ４４に格納されるとともに、乗算器ＭＰに入力される。受信用補正係数がある場合は、乗算器ＭＰにおいて、受信用補正係数がフーリエ変換後の信号にサブキャリア毎に乗算されることにより、補正が施される。

複数の復調器ＤＥＭのそれぞれは乗算器ＭＰからの信号をサブキャリア復調する。パラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換器Ｐ／Ｓは、サブキャリア復調されたＯＦＤＭシンボル毎の信号にパラレル／シリアル変換を施した後、受信信号として出力する。この受信信号は、通常の受信データまたはトレーニング信号ＴＲＳであり、いずれもビットストリームである。

この機能を達成するためにディジタル復調部ＢＤＥＭは、図５に詳細構成の一例を示すように、パラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換器Ｐ／Ｓ、複数の復調器ＤＥＭ、乗算器ＭＰ、フーリエ変換器ＦＦＴ、及びサイクリック・プリフィックス除去回路−ＣＰを含んでいる。

ＩＱインバランス補正係数を算出するために、直交復調部ＱＤＥＭに選択的に接続されるディジタル直交復調部ＤＤＥＭは、直交復調部ＱＤＥＭからのＩＦ信号を所定の搬送周波数の余弦波信号及び正弦波信号を用いて直交復調し、ディジタルＢＢ信号をディジタル復調部ＢＤＥＭに入力する。ディジタル直交復調部ＤＤＥＭは、この直交復調機能を達成するために、ディジタル局部発振器ＬＯ３、ミキサ（乗算器）Ｄ１，Ｄ２、０゜移相器Ｄ３、及び＋／−９０゜移相器Ｄ４を含んでいる。

ＩＱインバランス補正のための補正係数を算出する場合、補正機能部４０は送信機能部２０及び受信機能部３０と次のように協働する。また、制御部ＣＯＮＴは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３、フィードバックスイッチＦＢ−ＳＷ、電力増幅器ＰＡ、低雑音増幅器ＬＮＡ、及び局部発振器ＬＯ２などの必要な各種設定を事前に行う。

まず、送信用補正係数を算出する場合、トレーニング信号ＴＲＳは、トレーニング信号メモリ４１からスイッチＳＷ１を介してディジタル変調部ＢＭＯＤにロードされて（読み出されて）、ＯＦＤＭシンボル毎に、シリアル／パラレル変換を施され、それぞれサブキャリア変調される。そして、トレーニング信号ＴＲＳは、フーリエ逆変換演算によりＯＦＤＭ変調された複素のＢＢ信号の実数成分及び虚数成分として、ディジタル変調部ＢＭＯＤから出力される。

ディジタル変調部ＢＭＯＤから送信部ＴＲに入力されたトレーニング信号ＴＲＳは、複素のＢＢ信号の実数成分及び虚数成分として、対応のＤ／Ａ変換器ＤＡＣ及び対応のローパスフィルタＬＰＦで処理された後、直交変調部ＱＭＯＤのＩ（同相）チャネル側及びＱ（直交位相）チャネル側に入力される。トレーニング信号（アナログＢＢ信号）ＴＲＳは、直交変調部ＱＭＯＤにおいて、搬送周波数Ｆｃの余弦波信号及び正弦波信号を用いてＲＦ信号に直接直交変調される。

ＲＦ帯域のトレーニング信号ＴＲＳは、送信信号として、予め利得制御されている電力増幅器ＰＡからフィードバックスイッチＦＢ−ＳＷを含むフィードバック経路ＦＢを経て、受信機能部３０に送信される。

受信機能部３０において、受信信号としてのＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、予め利得制御されている低雑音増幅器ＬＮＡによって所定の電力増幅を施された後、受信部ＲＥＣの直交復調部ＱＤＥＭに入力される。ＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、直交復調部ＱＤＥＭにおいて、予め変更設定されている局部発振器ＬＯ２のローカル周波数Ｆｃ＋Ｆｃｏｎｔの余弦波信号及び正弦波信号を用いて、ＩＦ信号に直交復調される。

トレーニング信号（アナログＩＦ信号）ＴＲＳは、それぞれ対応の自動利得制御器ＡＧＣ、ローパスフィルタＬＰＦ、及びＡ／Ｄ変換器ＡＤＣを経て、受信部ＲＥＣからディジタルＩＦ信号として出力される。ここでは、スイッチＳＷ２が予め開放制御され、かつスイッチＳＷ３が予め切替制御されているので、トレーニング信号（ディジタルＩＦ信号）ＴＲＳは、受信部ＲＥＣのＱチャネル対応のＡ／Ｄ変換器ＡＤＣからＱブランチでディジタル直交復調部ＤＤＥＭに入力される。

受信部ＲＥＣから入力されたディジタルＩＦ信号のトレーニング信号ＴＲＳは、ディジタル直交復調部ＤＤＥＭにおいて、ディジタル局部発振器ＬＯ３のローカル周波数の余弦波信号及び正弦波信号を用いて直交復調され、複素のディジタルＢＢ信号として、実数成分及び虚数成分が得られる。

複素のディジタルＢＢ信号のトレーニング信号ＴＲＳは、ディジタル直交復調部ＤＤＥＭからディジタル復調部ＢＤＥＭに入力された後、フーリエ変換演算によってＯＦＤＭ復調される。フーリエ変換演算後のトレーニング信号（周波数領域信号）ＴＲＳは、補正係数算出用信号として波形メモリ４４に入力される。そして、補正係数算出用信号が波形メモリ４４から補正係数計算部４５に送出される。

補正係数計算部４５においては、送信用補正係数が計算される。計算された送信用補正係数は送信用補正係数メモリ４２に格納される。なお、補正係数の計算方法の詳細につい
ては、上記非特許文献１，２記載などの方法を採用することが可能である。なお、後述するように、トレーニング信号ＴＲＳは、信号帯域上で分割されて送信され、受信の際に合成される。

次に、受信用補正係数を算出する場合について説明するが、ここでは、補正機能部４０と協働する送信機能部２０及び受信機能部３０の機能については、上述した送信用補正係数を算出する場合と同一事項は不明確を生じない限り省略する。

全帯域のトレーニング信号ＴＲＳは、トレーニング信号メモリ４１からスイッチＳＷ１を介してディジタル変調部ＢＭＯＤにロードされて、サブキャリア変調される。サブキャリア変調されたトレーニング信号ＴＲＳは、送信用補正係数メモリ４２からの送信用補正係数を乗算することにより、補正される。そして、補正されたトレーニング信号ＴＲＳは、フーリエ逆変換演算によりＯＦＤＭ変調された複素のディジタルＢＢ信号の実数成分及び虚数成分として、ディジタル変調部ＢＭＯＤから出力される。

ディジタル変調部ＢＭＯＤから送信部ＴＲに入力されたトレーニング信号（複素のディジタルＢＢ信号）ＴＲＳは、直交変調部ＱＭＯＤのＩチャネル側及びＱチャネル側に入力される。Ｄ／Ａ変換後のアナログＢＢ信号のトレーニング信号ＴＲＳは、直交変調部ＱＭＯＤにおいて、ＲＦ信号に直接直交変調される。

直交変調処理後のＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、送信信号として、予め利得制御されている電力増幅器ＰＡからフィードバックスイッチＦＢ−ＳＷを含むフィードバック経路ＦＢを経て、受信機能部３０に送信される。

受信機能部３０において、受信信号としての全帯域のＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、予め利得制御されている低雑音増幅器ＬＮＡによって所定の電力増幅を施された後、受信部ＲＥＣの直交復調部ＱＤＥＭに入力される。ＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、直交復調部ＱＤＥＭにおいて、局部発振器ＬＯ１のローカル周波数Ｆｃと同一に予め変更設定されている局部発振器ＬＯ２のローカル周波数Ｆｃ＋Ｆｃｏｎｔ（Ｆｃｏｎｔ＝０）の余弦波信号及び正弦波信号を用いて、アナログＢＢ信号に直接直交復調される。

直交復調処理後のトレーニング信号（複素のディジタルＢＢ信号）ＴＲＳは、通常状態に予め設定されているスイッチＳＷ２，ＳＷ３を介して、直交復調部ＱＤＥＭからディジタル復調部ＢＤＥＭに入力された後、フーリエ変換演算によってＯＦＤＭ復調される。復調後のトレーニング信号（周波数領域信号）ＴＲＳは、補正係数算出用信号として波形メモリ４４に入力される。そして、補正係数算出用信号が波形メモリ４４から補正係数計算部４５に送出される。

補正係数計算部４５においては、受信用補正係数が計算される。計算された受信用補正係数は受信用補正係数メモリ４３に格納される。

この状態で通常通信を行う場合について説明するが、ここでは、補正機能部４０と協働する送信機能部２０及び受信機能部３０の機能については、上述した送信用補正係数及び受信用補正係数を算出する場合と同一事項は不明確を生じない限り省略する。

通常の送信データである送信信号は、予め切替設定されているスイッチＳＷ１を介して、ディジタル変調部ＢＭＯＤに入力される。シリアル入力された送信信号は、ディジタル変調部ＢＭＯＤにおいて、サブキャリア変調される。サブキャリア変調された送信信号は、送信用補正係数メモリ４２からの送信用補正係数を乗算することにより、補正される。そして、補正された送信信号は、フーリエ逆変換演算によりＯＦＤＭ変調された複素のデ
ィジタルＢＢ信号の実数成分及び虚数成分として、ディジタル変調部ＢＭＯＤから出力される。

ディジタル変調部ＢＭＯＤから送信部ＴＲに入力された送信信号（複素のディジタルＢＢ信号）は、直交変調部ＱＭＯＤのＩチャネル側及びＱチャネル側に入力される。Ｄ／Ａ変換後のアナログＢＢ信号の送信信号は、直交変調部ＱＭＯＤにおいて、ＲＦ信号に直接直交変調される。

直交変調処理後の送信信号は、ＲＦ帯域の送信信号として、予め利得制御されている電力増幅器ＰＡからスイッチＴ／Ｒ−ＳＷ及び送受信アンテナＡＴを経て、外部空間に送信される。

受信機能部３０において、ＲＦ帯域の受信信号は、予め利得制御されている低雑音増幅器ＬＮＡによって所定の電力増幅を施された後、受信部ＲＥＣの直交復調部ＱＤＥＭに入力される。受信信号は、直交復調部ＱＤＥＭにおいて、局部発振器ＬＯ１のローカル周波数Ｆｃと同一に予め変更設定されている局部発振器ＬＯ２のローカル周波数Ｆｃ＋Ｆｃｏｎｔ（Ｆｃｏｎｔ＝０）の余弦波信号及び正弦波信号を用いて、複素のアナログＢＢ信号に直接直交復調される。

直交復調処理後の複素のアナログＢＢ信号は、受信部ＲＥＣからディジタルＢＢ信号として出力され、通常状態に予め設定されているスイッチＳＷ２，ＳＷ３を介してディジタル復調部ＢＤＥＭに入力される。

受信部ＲＥＣから入力されたディジタルＢＢ信号の受信信号ＴＲＳは、ディジタル復調部ＢＤＥＭにおいて、フーリエ変換演算によってＯＦＤＭ復調される。フーリエ変換演算後のサブキャリア毎のＢＢ信号（周波数領域信号）は、受信用補正係数メモリ４３からロードされた（読み出された）受信用補正係数を乗算されることにより、補正が施される。

複数の復調器ＤＥＭのそれぞれは補正済のサブキャリア毎のＢＢ信号を復調する。サブキャリア復調されたＯＦＤＭシンボル毎のＢＢ信号は、Ｐ／Ｓ変換後に受信信号として出力される。

上述した各機能を遂行するために、制御部ＣＯＮＴは直接直交変復調装置１０の全体を統括して制御する。図３において、点線の矢印は制御部ＣＯＮＴから各構成要素への主な制御線を示す。

［ＩＱインバランス補正処理］
次に、図３に示す一実施の形態の直接直交変復調装置１０におけるＩＱインバランス補正処理例を関連図を併せ参照して説明する。

［ＩＱインバランス補正処理の概要］
一実施の形態の直接直交変復調装置１０においては、フィードバックスイッチＦＢ−ＳＷを含むフィードバック経路ＦＢを設けて、送信部ＴＲからの送信信号を受信部ＲＥＣで受信できるようにしている。

制御部ＣＯＮＴからの指示を契機に、送信機能部２０は、周波数軸上で、中心周波数Ｆｃに対して対称な配置位置がペアとなる上側波帯（ＵＳＢ：Upper Side Band）及び下側
波帯（ＬＳＢ：Lower Side Band）の無線周波数（ＲＦ）のトレーニング信号ＴＲＳを複
数回に分けて送信する（例えば、図６参照）。トレーニング信号ＴＲＳの分割ペア（組）数は任意に設定可能である。ただし、分割ペアは、後述するように、ＩＦ信号として受信
する際、中心周波数を変化させることで、ディジタル変換部（後述のＬＰＦ、ＡＤＣ）の受信帯域の制約下で、同時に受信できるか、あるいは互いに干渉が起こらない条件で片方ずつ別々に受信できる。

受信機能部３０の受信部ＲＥＣでは、送信ローカル周波数（搬送周波数）Ｆｃと異なるローカル周波数Ｆｃ＋ＦｃｏｎｔでＲＦトレーニング信号ＴＲＳを受信する。受信ローカル周波数のＦｃｏｎｔはＲＦトレーニング信号ＴＲＳの送信パターンによって異なる値を採る。

受信部ＲＥＣでフィードバック受信されるＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、ＩＱインバランスがあると、中心周波数Ｆｃに対称にイメージ信号を含む（例えば、図７参照）。受信ローカル周波数Ｆｃ＋Ｆｃｏｎｔを周波数Ｆｚ（Ｆｃｏｎｔ＝−ｆ１）に変更設定した後、イメージ信号を含むＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、周波数変換され、中心周波数ｆ１のアナログ中間周波数（ＩＦ）信号として、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器ＡＤＣによってサンプリング周波数ｆｓでＩＦサンプリングを行われる（例えば、図８参照）。

好ましくは、ある分割ペアの全体の帯域が、ＬＰＦの帯域Ｌに収まらないような場合（例えば、図６中のトレーニング（２）のような場合）には、ＲＦトレーニング信号ＴＲＳは２回送信される。１回目では、トレーニング信号ＴＲＳは受信ローカル周波数Ｆｃ＋Ｆｃｏｎｔを周波数ＦＬ（Ｆｃｏｎｔ＝−Ｆ２Ｌ−ｆ２）に変更設定して周波数変換される（例えば、図９参照）。そして、片側の信号のみがＬＰＦの帯域Ｌを通過するように設定される（例えば、図６中のトレーニング（２）−ＬＳＢ）。

２回目では、トレーニング信号ＴＲＳは、受信ローカル周波数Ｆｃ＋Ｆｃｏｎｔを周波数ＦＵ（Ｆｃｏｎｔ＝＋Ｆ２Ｒ＋ｆ２,ＦＵ＞ＦＬ）に変更設定して周波数変換される（
例えば、図１１参照）。そして、１回目で選択されなかった方の信号（例えば、図６中のトレーニング（２）−ＵＳＢ）がＬＰＦの帯域Ｌを通過するように設定される。なお、このとき、図１２中の点線矢印で示すように、ＩＦサンプリングされたＩＦトレーニング信号ＴＲＳは周波数軸上で反転したものになる。

しかし、分割ペアのＲＦトレーニング信号ＴＲＳを２回送信することは、受信ローカル周波数Ｆｃ＋Ｆｃｏｎｔの変更設定の仕方に応じて必須ではない。つまり、取り出したい中心周波数ｆ２のＩＦトレーニング信号ＴＲＳがＬＰＦの受信帯域幅Ｌに確実に収まり、かつ不要信号がＬＰＦにより抑圧されるように変更設定すれば、１回の送信でよい。

上述したように、複数回に分けて受信された分割ペアのトレーニング信号ＴＲＳは、Ｉチャネル側またはＱチャネル側でＡ／Ｄ変換された後、中心周波数に応じて、ディジタル直交復調処理を施される。更に、トレーニング信号ＴＲＳには、ベースバンド復調処理が行われ、送信部ＴＲ単体のＩＱインバランス補正のための送信用補正係数が、分割パート毎に計算され、計算結果を合算して、データ信号帯域全体の送信用補正係数とする。

通常、ＩＦサンプリングした信号をディジタル直交復調処理すると、この復調処理自体ではＩＱインバランスを生じないので、送信部ＴＲのＩＱインバランスのみを検出できる。送信用補正係数を用いて送信部ＴＲのＩＱインバランス補正を行った後、受信部ＲＥＣのＩＱインバランス補正を行えば、送信部ＴＲと受信部ＲＥＣとをあたかも分離して補正したものと同様の効果が得られる。

続いて、ＩＱインバランス補正処理の概要フローを示す図２７Ａ及び図２７Ｂを参照すると、制御部ＣＯＮＴは次の処理手順で送信部ＴＲ及び受信部ＲＥＣのＩＱインバランス
補正を実行する。

先ず、送信部ＴＲ及び受信部ＲＥＣのＩＱインバランス補正係数を取得済か否かが判断され（Ｓ１）、取得済でないときは、送信部ＴＲを補正済か否かが判断される（Ｓ２）。送信部ＴＲを補正済でないときは、ＢＢトレーニング信号ＴＲＳの分割ペアがトレーニング信号メモリ４１から読み出される（Ｓ３）。また、局部発振器ＬＯ２の受信ローカル周波数が変更される（Ｓ４）。

ディジタル変調部ＢＭＯＤにおいて、ＢＢトレーニング信号ＴＲＳの分割ペアのＯＦＤＭ変調が行われた後（Ｓ５）、直交変調部ＱＭＯＤにおけるダイレクトコンバージョンにより送信ＲＦ信号が生成される（Ｓ６）。

送信ＲＦ信号は、受信部ＲＥＣにフィードバックされ（Ｓ７）、直交復調部ＱＤＥＭにおいてＩＦ信号に変換される（Ｓ８）。ＩＦトレーニング信号ＴＲＳの分割ペアは、ディジタル領域のディジタル直交復調部ＤＤＥＭにおいて直交復調される（Ｓ９）。

直交復調後のＢＢトレーニング信号ＴＲＳは、ディジタル復調部ＢＤＥＭにおいてＯＦＤＭ復調される（Ｓ１０）。ＢＢトレーニング信号ＴＲＳの分割ペアに対応する補正係数が、補正係数計算部４５において算出される（Ｓ１１）。そして、全帯域（周波数領域全体）で送信部ＴＲ単体のＩＱインバランス補正のための送信用補正係数が算出されるまで、処理Ｓ３から処理Ｓ１１までを繰り返す（Ｓ１２）。

全帯域での送信用補正係数が算出されたときは（Ｓ１２）、この送信用補正係数が送信用補正係数メモリ４２に格納された後（Ｓ１３）、処理Ｓ２に戻り、送信部ＴＲを補正済か否かが判断される。

送信部ＴＲを補正済であるときは、全帯域のＢＢトレーニング信号ＴＲＳがトレーニング信号メモリ４１から一括に読み出される（Ｓ１４）。また、局部発振器ＬＯ２の受信ローカル周波数が、局部発振器ＬＯ１と同一に変更される（Ｓ１５）。

ディジタル変調部ＢＭＯＤにおいて、送信用補正係数メモリ４２からの全帯域での送信用補正係数を用いて、全帯域のＢＢトレーニング信号ＴＲＳが補正され（Ｓ１６）、補正されたＢＢトレーニング信号ＴＲＳのＯＦＤＭ変調が行われる（Ｓ１７）。そして、直交変調部ＱＭＯＤにおける直接直交復調により送信ＲＦ信号が生成される（Ｓ１８）。

送信ＲＦ信号は、受信部ＲＥＣにフィードバックされ（Ｓ１９）、直交復調部ＱＤＥＭにおいてＢＢ信号に変換される（Ｓ２０）。ＢＢトレーニング信号ＴＲＳは、ディジタル復調部ＢＤＥＭにおいてＯＦＤＭ復調される（Ｓ２１）。

そして、補正係数計算部４５において、全帯域での受信部ＲＥＣのＩＱインバランス補正のための受信用補正係数が算出される（Ｓ２２）。算出された全帯域での受信用補正係数が受信用補正係数メモリ４３に格納され後（Ｓ２３）、ＩＱインバランス補正処理を終了する。なお、処理Ｓ１において、送信部ＴＲ及び受信部ＲＥＣのＩＱインバランス補正係数が取得済と判断されたときは、通常の通信における送信信号及び受信信号に対して補正処理を行う。

［第１のＩＱインバランス補正処理］
第１のＩＱインバランス補正処理におけるＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、図６に周波数配置を示すように、周波数軸上で４分割可能となるようなものを準備する。ここでは、周波数軸上において、中心周波数Ｆｃの両側に配置される中央の２ブロック分の２つのト
レーニング信号（トレーニング（１）−ＵＳＢ、トレーニング（１）−ＬＳＢ）ＴＲＳと、周波数軸上において、中心周波数Ｆｃの更に両側に配置される外側の２ブロック分の２つのトレーニング信号（トレーニング（２）−ＵＳＢ、トレーニング（２）−ＬＳＢ）ＴＲＳとが用いられ、全帯域Ｂを４等分するブロックを構成しているものとする。中央の２ブロック分の２つのトレーニング信号ＴＲＳ及び外側の２ブロック分の２つのトレーニング信号ＴＲＳのそれぞれは、全帯域（帯域幅）Ｂ（Ｂ＝Ｂ１＋Ｂ２（Ｂ１＝Ｂ２））に対して同一の部分帯域Ｂ１／２，Ｂ２／２を有する。これらのトレーニング信号ＴＲＳの送信順番は特に制限しない。しかし、中央の１ペアのトレーニング信号ＴＲＳと、外側の１ペアのトレーニング信号ＴＲＳとは、それぞれ同時に送信する必要がある。

［処理１−１］まず、送信部ＴＲは、図７に示すように、中心周波数Ｆｃを中心とした、帯域Ｂの半分（Ｆｃ−Ｂ／４〜Ｆｃ＋Ｂ／４）対応の１ペアのＲＦトレーニング信号（トレーニング（１）：ｐ１）ＴＲＳを同時に送信する。このＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、ＩＱインバランスを送信部ＴＲで受けた後、フィードバックスイッチＦＢ−ＳＷを含むフィードバック経路ＦＢを通じて受信部ＲＥＣで受信される。

受信部ＲＥＣの局部発振器ＬＯ２は、受信された全信号（図７中のＵＳＢ及びＬＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）がＬＰＦの受信帯域幅Ｌに収まるように、中心周波数Ｆｃから一定量のＢ／４シフトした周波数Ｆｚ（Ｆｚ＝Ｆｃ−Ｂ／４）を発振する。

これにより、直交復調部ＱＤＥＭによる周波数変換後には、受信ＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、図８に示すように、ＩＦトレーニング信号ＴＲＳとして、中心周波数ｆ１＝Ｂ／４で、帯域Ｂ／２の信号となる。受信ＬＰＦの通過帯域Ｌは、通常の受信処理と共通であり、上述のように、少なくとも帯域Ｂ／２の信号（より好ましくは、帯域Ｂ／２の信号のみ）を通過させられるように設定されているため、受信ＲＦトレーニング信号ＴＲＳは受信ＬＰＦに収まる。受信ＬＰＦの出力のＩＦトレーニング信号（ＵＳＢ，ＬＳＢ）ＴＲＳは、Ｑチャネル側のＡ／Ｄ変換器ＡＤＣにおいて、ＩＦサンプリングが行われ、ディジタル化される。

ディジタル化されたＩＦトレーニング信号ＴＲＳはディジタル領域のディジタル直交復調部ＤＤＥＭにて直交復調される。そして、ディジタル直交復調部ＤＤＥＭからＢＢトレーニング信号ＴＲＳが出力される。ディジタル復調部ＢＤＥＭは、ディジタル直交復調部ＤＤＥＭから入力されたＢＢトレーニング信号ＴＲＳをＩＱインバランス補正係数算出のために処理する。

［処理１−２］次に、送信部ＴＲは、図９に示されるように、外側の２ブロック分のＲＦトレーニング信号（トレーニング（２）：ｐ２）ＴＲＳを同時に送信する。このトレーニング信号ＴＲＳは、ＩＱインバランスを送信部ＴＲで受けた後、フィードバック経路ＦＢを通って受信部ＲＥＣで受信される。

直交復調部ＱＤＥＭによる周波数変換後には、図９に示す一方のトレーニング信号ＴＲＳがＬＰＦの受信帯域幅Ｌ内に収まり、他方のトレーニング信号ＴＲＳがＬＰＦの受信帯域幅Ｌ外に出るように、受信部ＲＥＣにおける局部発振器ＬＯ２の発振周波数ＦＬは、中心周波数Ｆｃから−Ｂ／２−Ｂ／４＋Ｂ／８分シフトして設定される。制御部ＣＯＮＴは、発振周波数がＦＬ＝Ｆｃ−Ｂ／２−Ｂ／４＋Ｂ／８の関係となるように、局部発振器ＬＯ２を予め制御する。

これにより、２ブロック分のＩＦトレーニング信号（ｐ２）ＴＲＳは、図１０に示すように、一方（図９中のＬＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）が中心周波数ｆ２＝Ｂ／４、帯域幅Ｂ／４の信号となって受信ＬＰＦに収まり、他方（図９中のＵＳＢのトレーニング信
号ＴＲＳ）は、信号の左端が７／８×Ｂとなり、これは受信ＬＰＦの通過帯域外（Ｌ≒Ｂ／２＜７／８×Ｂ）であるため、受信ＬＰＦにより十分にカット（遮断）される。受信ＬＰＦの出力のＩＦトレーニング信号（ＬＳＢ）ＴＲＳは、Ｑチャネル側のＡ／Ｄ変換器ＡＤＣにおいて、ＩＦサンプリングが行われ、ディジタル化される。

ディジタル化されたＩＦトレーニング信号ＴＲＳはディジタル直交復調部ＤＤＥＭにて直交復調される。そして、ディジタル直交復調部ＤＤＥＭからＢＢトレーニング信号ＴＲＳが出力される。ディジタル復調部ＢＤＥＭはディジタル直交復調部ＤＤＥＭから入力されたＢＢトレーニング信号ＴＲＳをＩＱインバランス補正係数算出のために処理する。

［処理１−３］続いて、送信部ＴＲは、上記処理１−２と同一のトレーニング信号ＴＲＳ、つまり図１１に示されるように、外側の２ブロック分の１ペアのＲＦトレーニング信号（ｐ２）ＴＲＳを同時に送信する。このＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、ＩＱインバランスを送信部ＴＲで受けた後、フィードバック経路ＦＢを通って受信部ＲＥＣで受信される。

受信部ＲＥＣにおける局部発振器ＬＯ２の発振周波数ＦＵは、直交復調部ＱＤＥＭにおける周波数変換後の１ペアのＩＦトレーニング信号ＴＲＳが周波数軸上で互いに反対側に位置するように、中心周波数Ｆｃから＋Ｂ／２＋Ｂ／４−Ｂ／８分シフトして設定される（図１２参照）。制御部ＣＯＮＴは、発振周波数ＦＵがＦＵ＝Ｆｃ＋Ｂ／２＋Ｂ／４−Ｂ／８の関係となるように、局部発振器ＬＯ２を予め制御する。

なお、よく知られているように、この処理により、図１２に信号配置を示すように、Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣの特徴として、周波数変換後のＩＦトレーニング信号ＴＲＳがＤＣ（直流）成分を軸に対称に折り返る。ここでは、具体的には述べないが、ＩＦトレーニング信号ＴＲＳを直交復調するディジタル直交復調部ＤＤＥＭにおいて、この折り返りを考慮した処理がなされるものとする。

これにより、処理１−２で記載したときと同様、２ブロック分のＩＦトレーニング信号（ｐ２）ＴＲＳは、図１２に示すように、一方（図１１中のＵＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）が受信ＬＰＦに収まり、他方（図１１中のＬＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）が受信ＬＰＦにより遮断される。受信ＬＰＦの出力のＩＦトレーニング信号（ＵＳＢ）ＴＲＳは、Ｑチャネル側のＡ／Ｄ変換器ＡＤＣにおいて、ＩＦサンプリングが行われ、ディジタル化される。

ディジタル化されたＩＦトレーニング信号ＴＲＳはディジタル直交復調部ＤＤＥＭにて直交復調される。そして、ディジタル直交復調部ＤＤＥＭからＢＢトレーニング信号ＴＲＳが出力される。ディジタル復調部ＢＤＥＭはディジタル直交復調部ＤＤＥＭから入力されたＢＢトレーニング信号ＴＲＳをＩＱインバランス補正係数算出のために処理する。

［処理１−４］次に、補正係数計算部４５は、上記処理１−２，１−３で波形メモリ４４に保存されたデータを合成し、上記処理１−１と同様にＩＱインバランス補正係数算出のために処理する。

上記処理１−１〜１−４で算出された補正係数は、それぞれ別々の周波数領域の補正係数であるため、これらの補正係数をディジタル領域の補正係数計算部４５で合算し、周波数領域全体の補正係数とする。その後、算出された送信用補正係数を用いて、送信部ＴＲのＩＱインバランス補正を行う。

送信部ＴＲのＩＱインバランスが補正された後には、図６に示す２ペアのＲＦトレーニ
ング信号ＴＲＳは、送信部ＴＲから周波数領域で一括送信され、フィードバック経路ＦＢを介して受信部ＲＥＣで受信される。このとき、受信部ＲＥＣの局部発振器ＬＯ２が、制御部ＣＯＮＴの制御により、通常の発振周波数、すなわち送信部ＴＲの局部発振器ＬＯ１と同じ周波数に設定された後、直交復調部ＱＤＥＭによる直接直交復調が行われる。

つまり、送信部ＴＲから受信した２ペアのＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、直交復調部ＱＤＥＭのＩＱインバランスのみを受けて、周波数変換される。周波数変換されたＢＢトレーニング信号ＴＲＳは、ディジタル復調部ＢＤＥＭにおいて同様に処理され、ＩＱインバランス補正係数が算出される。算出されたＩＱインバランス補正係数は、受信側のＩＱインバランスを補正する係数であるので、この受信用補正係数を用いて受信部ＲＥＣのＩＱインバランス補正を行う。

上述したように、この第１のＩＱインバランス補正処理においては、周波数軸上で中心周波数に対して対称な配置位置がそれぞれペアとなる複数組のＲＦトレーニング信号ＴＲＳをペア毎に分割送信し、分割送信された複数組のＲＦトレーニング信号ＴＲＳをペア毎に受信してＩＦトレーニング信号ＴＲＳにそれぞれ変換する。この変換のために、受信ローカル周波数を随時変更設定し、Ａ／Ｄ変換されたＩＦトレーニング信号ＴＲＳをディジタル回路領域でそれぞれ直交復調して、ＢＢトレーニング信号ＴＲＳを生成する。生成したＢＢトレーニング信号ＴＲＳをディジタル回路領域でそれぞれ復調するとき、ＩＱ不平衡補正のための補正係数を計算し、周波数領域全体の補正係数に基づいて直交変調機能を含む送信部ＴＲのＩＱインバランス補正を行った後、直交復調機能を含む受信部ＲＥＣのＩＱインバランス補正を行う。

この第１のＩＱインバランス補正処理によると、受信機能部３０のＡ／Ｄ変換器ＡＤＣの変換速度を倍増することなく、つまりＡ／Ｄ変換器ＡＤＣを通信に必要とされる最低限度の速度のものを利用して、ＩＱインバランス補正係数の算出が可能となる。この結果、ＩＱインバランス補正のためだけにＡ／Ｄ変換器ＡＤＣの高速化やローパスフィルタＬＰＦの変更などを行う必要がなくなり、アナログ回路領域における構成要素のハードウェア規模の増大を抑制できる。

［第２のＩＱインバランス補正処理］
第２のＩＱインバランス補正処理におけるＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、図１３に周波数配置を示すように、周波数軸上で８等分された２個ずつのブロックｐ１，ｐ２，ｐ３，ｐ４に分割されている。したがって、この第２のＩＱインバランス補正処理においては、分割組数が４ペアのトレーニング信号ＴＲＳを用いる。

［処理２−１］まず、送信部ＴＲは、図１４（Ａ）に示すように、中心周波数Ｆｃを中心とした、帯域Ｂの１／４（Ｆｃ−Ｂ／８〜Ｆｃ＋Ｂ／８）対応の１ペアのＲＦトレーニング信号（トレーニング（１）：ｐ１）ＴＲＳを同時に送信する。このＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、ＩＱインバランスを送信部ＴＲで受けた後、フィードバックスイッチＦＢ−ＳＷを含むフィードバック経路ＦＢを通じて受信部ＲＥＣで受信される。

受信部ＲＥＣの局部発振器ＬＯ２は、受信された全信号（図１４（Ａ）中のＵＳＢ及びＬＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）がＬＰＦの受信帯域幅Ｌに収まるように、中心周波数Ｆｃから一定量の−Ｂ／８シフトした周波数ＦＡ１（ＦＡ１＝Ｆｃ−Ｂ／８）を発振する。

これにより、直交復調部ＱＤＥＭによる周波数変換後には、受信ＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、図１４（Ｂ）に示すように、ＩＦトレーニング信号ＴＲＳとして中心周波数ｆ１＝Ｂ／８、帯域幅Ｂ／４の信号となって受信ＬＰＦに収まる。受信ＬＰＦの出力のＩＦ
トレーニング信号（ＵＳＢ，ＬＳＢ）ＴＲＳは、Ｑチャネル側のＡ／Ｄ変換器ＡＤＣにおいて、ＩＦサンプリングが行われ、ディジタル化される。

ディジタル化されたＩＦトレーニング信号ＴＲＳはディジタル直交復調部ＤＤＥＭにて直交復調される。そして、ディジタル直交復調部ＤＤＥＭからＢＢトレーニング信号ＴＲＳが出力される。ディジタル復調部ＢＤＥＭはディジタル直交復調部ＤＤＥＭから入力されたＢＢトレーニング信号ＴＲＳをＩＱインバランス補正係数算出のために処理する。以下、特に限定を要しない場合、ここでの処理は簡略に記載する。

［処理２−２］次に、送信部ＴＲは、図１５（Ａ）に示されるように、内側から２番目の２ブロック分のＲＦトレーニング信号（トレーニング（２）：ｐ２）ＴＲＳを同時に送信する。この１ペアのＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、ＩＱインバランスを送信部ＴＲで受けた後、フィードバック経路ＦＢを通って受信部ＲＥＣで受信される。

直交復調部ＱＤＥＭによる周波数変換後には、図１５（Ａ）に示す２ブロック分のＲＦトレーニング信号ＴＲＳがＬＰＦの受信帯域幅Ｌ内に収まるように、受信部ＲＥＣにおける局部発振器ＬＯ２の発振周波数ＦＡ２は、中心周波数Ｆｃから−Ｂ／４分シフトして設定される。制御部ＣＯＮＴは、発振周波数がＦＡ２＝Ｆｃ−Ｂ／４の関係となるように、局部発振器ＬＯ２を予め制御する。

これにより、２ブロック分のＩＦトレーニング信号（ｐ２）ＴＲＳは、図１５（Ｂ）に示すように、中心周波数ｆ２＝Ｂ／４、帯域幅Ｂ／２の信号となって受信ＬＰＦに収まる。受信ＬＰＦの出力のＩＦトレーニング信号（ＵＳＢ，ＬＳＢ）ＴＲＳは、Ｑチャネル側のＡ／Ｄ変換器ＡＤＣにおいて、ＩＦサンプリングが行われ、ディジタル化される。続いて、上記処理２−１と同様の処理が行われる。

［処理２−３−１］次に、送信部ＴＲは、図１６に示されるように、内側から３番目の２ブロック分のＲＦトレーニング信号（トレーニング（３）：ｐ３）ＴＲＳを同時に送信する。この１ペアのＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、ＩＱインバランスを送信部ＴＲで受けた後、フィードバック経路ＦＢを通って受信部ＲＥＣで受信される。

直交復調部ＱＤＥＭによる周波数変換後には、図１６（Ａ）に示す２ブロック分の内の一方のトレーニング信号ＴＲＳがＬＰＦの受信帯域幅Ｌ内に収まり、他方のトレーニング信号ＴＲＳがＬＰＦの受信帯域幅Ｌ外に出るように、受信部ＲＥＣにおける局部発振器ＬＯ２の発振周波数ＦＡ３は、中心周波数Ｆｃから−３／８×Ｂ−Ｂ／４＋Ｂ／１６分シフトして設定される。制御部ＣＯＮＴは、発振周波数がＦＡ３＝Ｆｃ−３／８×Ｂ−Ｂ／４＋Ｂ／１６の関係となるように、局部発振器ＬＯ２を予め制御する。

これにより、ＩＦトレーニング信号（ｐ３）ＴＲＳは、図１６（Ｂ）に示すように、一方（図１６（Ａ）中のＬＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）が中心周波数ｆ３＝Ｂ／４、帯域幅Ｂ／８の信号となって受信ＬＰＦに収まり、他方（図１６（Ａ）中のＵＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）は、左端の周波数が１３／１６×Ｂとなり、これは受信ＬＰＦの通過帯域外（Ｌ≒Ｂ／２＜１３／１６×Ｂ）であるため、受信ＬＰＦにより遮断される。受信ＬＰＦの出力のＩＦトレーニング信号（ＬＳＢ）ＴＲＳは、Ｑチャネル側のＡ／Ｄ変換器ＡＤＣにおいて、ＩＦサンプリングが行われ、ディジタル化される。続いて、上記処理２−１と同様の処理が行われる。

［処理２−３−２］次に、送信部ＴＲは、上記処理２−３−１と同一のトレーニング信号（Ｐ３）ＴＲＳを同時に送信する。この１ペアのＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、ＩＱインバランスを送信部ＴＲで受けた後、フィードバック経路ＦＢを通って受信部ＲＥＣで
受信される。

受信部ＲＥＣにおける局部発振器ＬＯ２の発振周波数ＦＡ３は、直交復調部ＱＤＥＭにおける周波数変換後の１ペアのＩＦトレーニング信号ＴＲＳが周波数軸上で互いに反対側に位置するように、中心周波数Ｆｃから＋３／８×Ｂ＋Ｂ／４−Ｂ／１６分シフトして設定される（図１６（Ａ）参照）。制御部ＣＯＮＴは、発振周波数がＦＡ３＝Ｆｃ＋３／８×Ｂ＋Ｂ／４−Ｂ／１６の関係となるように、局部発振器ＬＯ２を予め制御する。この折り返りのＩＦトレーニング信号ＴＲＳの信号配置を図１６（Ｃ）に示す。

これにより、２ブロック分のＩＦトレーニング信号（ｐ３）ＴＲＳは、図１６（Ｃ）に示すように、一方（図１６（Ａ）中のＵＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）が中心周波数ｆ３＝Ｂ／４で、帯域幅Ｂ／８の信号となって受信ＬＰＦに収まり、他方（図１６（Ａ）中のＬＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）は、左端の周波数が１３／１６×Ｂとなり、これは受信ＬＰＦの通過帯域外（Ｌ≒Ｂ／２＜１３／１６×Ｂ）であるため、受信ＬＰＦにより遮断される。受信ＬＰＦの出力のＩＦトレーニング信号（ＵＳＢ）ＴＲＳは、Ｑチャネル側のＡ／Ｄ変換器ＡＤＣにおいて、ＩＦサンプリングが行われ、ディジタル化される。続いて、上記処理２−１と同様の処理が行われる。

［処理２−３−３］次に、補正係数計算部４５は、上記処理２−３−１，２−３−２で波形メモリ４４に保存されたデータを合成し、上記処理２−１と同様にＩＱインバランス補正係数算出のために処理する。

［処理２−４−１］次に、送信部ＴＲは、図１７（Ａ）に示される内側から４番目の２ブロック分のＲＦトレーニング信号（トレーニング（４）：ｐ４）ＴＲＳを同時に送信する。このＲＦトレーニング信号（ｐ４）ＴＲＳは、ＩＱインバランスを送信部ＴＲで受けた後、フィードバック経路ＦＢを通って受信部ＲＥＣで受信される。

直交復調部ＱＤＥＭによる周波数変換後には、図１７（Ａ）に示す２ブロック分の内の一方のトレーニング信号ＴＲＳがＬＰＦの受信帯域幅Ｌ内に収まり、他方のトレーニング信号ＴＲＳがＬＰＦの受信帯域幅Ｌ外に出るように、受信部ＲＥＣにおける局部発振器ＬＯ２の発振周波数ＦＡ４は、中心周波数Ｆｃから−Ｂ／２−Ｂ／４＋Ｂ／１６分シフトして設定される。制御部ＣＯＮＴは、発振周波数がＦＡ４＝Ｆｃ−Ｂ／２−Ｂ／４＋Ｂ／１６の関係となるように、局部発振器ＬＯ２を予め制御する。

これにより、１ペアのＩＦトレーニング信号（ｐ４）ＴＲＳは、図１７（Ｂ）に示すように、一方（図１７（Ｂ）中のＬＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）が中心周波数ｆ４＝Ｂ／４、帯域幅Ｂ／８の信号となって受信ＬＰＦに収まり、他方（図１７（Ｂ）中のＵＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）は、左端の周波数が１７／１６×Ｂとなり、これは受信ＬＰＦの通過帯域外（Ｌ≒Ｂ／２＜１７／１６×Ｂ）であるため、受信ＬＰＦにより遮断される。受信ＬＰＦの出力のＩＦトレーニング信号（ＬＳＢ）ＴＲＳは、Ｑチャネル側のＡ／Ｄ変換器ＡＤＣにおいて、ＩＦサンプリングが行われ、ディジタル化される。続いて、上記処理２−１と同様の処理が行われる。

［処理２−４−２］次に、送信部ＴＲは、上記処理２−４−１と同一の１ペアのトレーニング信号（ｐ４）ＴＲＳを同時に送信する。このＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、ＩＱインバランスを送信部ＴＲで受けた後、フィードバック経路ＦＢを通って受信部ＲＥＣで受信される。

受信部ＲＥＣにおける局部発振器ＬＯ２の発振周波数ＦＡ４は、直交復調部ＱＤＥＭにおける周波数変換後の１ペアのＩＦトレーニング信号ＴＲＳが周波数軸上で互いに反対側
に位置するように、中心周波数Ｆｃから＋Ｂ／２＋Ｂ／４−Ｂ／１６分シフトして設定される（図１７（Ｃ）参照）。制御部ＣＯＮＴは、発振周波数がＦＡ４＝Ｆｃ＋Ｂ／２＋Ｂ／４−Ｂ／１６の関係となるように、局部発振器ＬＯ２を予め制御する。この折り返りのＩＦトレーニング信号ＴＲＳの信号配置を図１７（Ｃ）に示す。

これにより、２ブロック分のＩＦトレーニング信号（ｐ４）ＴＲＳは、図１７（Ｃ）に示すように、一方（図１７（Ａ）中のＵＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）が中心周波数ｆ４＝Ｂ／４で、帯域幅Ｂ／８の信号となって受信ＬＰＦに収まり、他方（図１７（Ａ）中のＬＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）は、左端の周波数は１７／１６×Ｂとなり、これは受信ＬＰＦの通過帯域外（Ｌ≒Ｂ／２＜１７／１６×Ｂ）であるため、受信ＬＰＦにより遮断される。受信ＬＰＦの出力のＩＦトレーニング信号（ＵＳＢ）ＴＲＳは、Ｑチャネル側のＡ／Ｄ変換器ＡＤＣにおいて、ＩＦサンプリングが行われ、ディジタル化される。続いて、上記処理２−１と同様の処理が行われる。

［処理２−４−３］次に、補正係数計算部４５は、上記処理２−４−１〜２−４−２で波形メモリ４４に保存されたデータを合成し、上記処理２−１と同様にＩＱインバランス補正係数算出のために処理する。

上記処理２−１〜２−４−３で算出された補正係数は、それぞれ別々の周波数領域の補正係数であるため、これらの補正係数をディジタル領域の補正係数計算部４５で合算し、周波数領域全体の補正係数とする。その後、算出された送信用補正係数を用いて、送信部ＴＲのＩＱインバランス補正を行う。

送信部ＴＲのＩＱインバランスが補正された後には、図１３に示す４ペアのＲＦトレーニング信号（ｐ１，ｐ２，ｐ３，ｐ４）ＴＲＳは、送信部ＴＲから周波数領域で一括送信され、フィードバック経路ＦＢを介して受信部ＲＥＣで受信される。このとき、受信部ＲＥＣの局部発振器ＬＯ２が、制御部ＣＯＮＴの制御により、通常の発振周波数、すなわち送信部ＴＲの局部発振器ＬＯ１と同じ周波数に設定され後、直交復調部ＱＤＥＭによる直接直交復調が行われる。

つまり、送信部ＴＲから受信した４ペアのＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、直交復調部ＱＤＥＭのＩＱインバランスを受けて、周波数変換される。周波数変換されたＢＢトレーニング信号ＴＲＳは、ディジタル復調部ＢＤＥＭにおいて同様に処理され、ＩＱインバランス補正係数が算出される。この受信用補正係数を用いて受信部ＲＥＣのＩＱインバランス補正を行う。

この第２のＩＱインバランス補正処理によると、上述した第１のＩＱインバランス補正処理と同様の効果が期待できる。

［第３のＩＱインバランス補正処理］
第３のＩＱインバランス補正処理におけるＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、図１８に周波数配置を示すように、周波数軸上で不均等の帯域幅で２個ずつのブロックｐ１，ｐ２，ｐ３に６分割されている。したがって、この第３のＩＱインバランス補正処理においては、分割組数が３ペアのトレーニング信号ＴＲＳを用いる。

［処理３−１］まず、送信部ＴＲは、図１９（Ａ）に示すように、中心周波数Ｆｃを中心とした、帯域Ｂの１／２（Ｆｃ−Ｂ／４〜Ｆｃ＋Ｂ／４）対応の１ペアのＲＦトレーニング信号（トレーニング（１）：ｐ１）ＴＲＳを同時に送信する。このＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、ＩＱインバランスを送信部ＴＲで受けた後、フィードバックスイッチＦＢ−ＳＷを含むフィードバック経路ＦＢを通じて受信部ＲＥＣで受信される。

受信部ＲＥＣの局部発振器ＬＯ２は、受信された全信号（図１９（Ａ）中のＵＳＢ及びＬＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）がＬＰＦの受信帯域幅Ｌに収まるように、中心周波数Ｆｃから一定量の−Ｂ／４シフトした周波数ＦＢ１（ＦＢ１＝Ｆｃ−Ｂ／４）を発振する。

これにより、直交復調部ＱＤＥＭによる周波数変換後には、受信ＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、図１９（Ｂ）に示すように、中心周波数ｆ１＝Ｂ／４、帯域幅Ｂ／２の信号となって受信ＬＰＦに収まる。受信ＬＰＦの出力のＩＦトレーニング信号（ＵＳＢ，ＬＳＢ）ＴＲＳは、Ｑチャネル側のＡ／Ｄ変換器ＡＤＣにおいて、ＩＦサンプリングが行われ、ディジタル化される。

ディジタル化されたＩＦトレーニング信号ＴＲＳはディジタル直交復調部ＤＤＥＭにて直交復調される。そして、ディジタル直交復調部ＤＤＥＭからＢＢトレーニング信号ＴＲＳが出力される。ディジタル復調部ＢＤＥＭはディジタル直交復調部ＤＤＥＭから入力されたＢＢトレーニング信号ＴＲＳをＩＱインバランス補正係数算出のために処理する。以下、特に限定を要しない場合、ここでの処理は簡略に記載する。

［処理３−２−１］次に、送信部ＴＲは、図２０（Ａ）に示されるように、内側から２番目の２ブロック分のＲＦトレーニング信号（トレーニング（２）：ｐ２）ＴＲＳを同時に送信する。この１ペアのＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、ＩＱインバランスを送信部ＴＲで受けた後、フィードバック経路ＦＢを通って受信部ＲＥＣで受信される。

直交復調部ＱＤＥＭによる周波数変換後には、図２０（Ａ）に示す２ブロック分の内の一方のトレーニング信号ＴＲＳがＬＰＦの受信帯域幅Ｌ内に収まり、他方のトレーニング信号ＴＲＳがＬＰＦの受信帯域幅Ｌ外に出るように、受信部ＲＥＣにおける局部発振器ＬＯ２の発振周波数ＦＢ２は、中心周波数Ｆｃから−３／８×Ｂ−Ｂ／４＋Ｂ／１６分シフトして設定される。制御部ＣＯＮＴは、発振周波数がＦＢ２＝Ｆｃ−３／８×Ｂ−Ｂ／４＋Ｂ／１６の関係となるように、局部発振器ＬＯ２を予め制御する。

これにより、ＩＦトレーニング信号（ｐ２）ＴＲＳは、図２０（Ｂ）に示すように、一方（図２０（Ａ）中のＬＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）が中心周波数ｆ２＝Ｂ／４、帯域幅Ｂ／８の信号となって受信ＬＰＦに収まり、他方（図２０（Ａ）中のＵＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）は、左端の周波数は１３／１６×Ｂとなり、これは受信ＬＰＦの通過帯域外（Ｌ≒Ｂ／２＜１３／１６×Ｂ）であるため、受信ＬＰＦにより遮断される。受信ＬＰＦの出力のＩＦトレーニング信号（ＬＳＢ）ＴＲＳは、Ｑチャネル側のＡ／Ｄ変換器ＡＤＣにおいて、ＩＦサンプリングが行われ、ディジタル化される。続いて、上記処理３−１と同様の処理が行われる。

［処理３−２−２］次に、送信部ＴＲは、上記処理３−２−１と同一のＲＦトレーニング信号（ｐ２）ＴＲＳを同時に送信する。この１ペアのＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、ＩＱインバランスを送信部ＴＲで受けた後、フィードバック経路ＦＢを通って受信部ＲＥＣで受信される。

受信部ＲＥＣにおける局部発振器ＬＯ２の発振周波数ＦＢ２は、直交復調部ＱＤＥＭにおける周波数変換後のＩＦトレーニング信号ＴＲＳが周波数軸上で互いに反対側に位置するように、中心周波数Ｆｃから−３／８×Ｂ＋Ｂ／４−Ｂ／１６分シフトして設定される（図２０（Ｃ）参照）。制御部ＣＯＮＴは、発振周波数がＦＢ２＝Ｆｃ−３／８×Ｂ＋Ｂ／４−Ｂ／１６の関係となるように、局部発振器ＬＯ２を予め制御する。この折り返りのＩＦトレーニング信号ＴＲＳの信号配置を図２０（Ｃ）に示す。

これにより、２ブロック分のＩＦトレーニング信号（ｐ２）ＴＲＳは、図２０（Ｃ）に示すように、一方（図２０（Ａ）中のＵＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）が中心周波数ｆ２＝Ｂ／４、帯域幅Ｂ／８の信号となって受信ＬＰＦに収まり、他方（図２０（Ａ）中のＬＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）は、左端の周波数は１３／１６×Ｂとなり、これは受信ＬＰＦの通過帯域外（Ｌ≒Ｂ／２＜１３／１６×Ｂ）であるため、受信ＬＰＦにより遮断される。受信ＬＰＦの出力のＩＦトレーニング信号（ＵＳＢ）ＴＲＳは、Ｑチャネル側のＡ／Ｄ変換器ＡＤＣにおいて、ＩＦサンプリングが行われ、ディジタル化される。続いて、上記処理３−１と同様の処理が行われる。

［処理３−２−３］次に、補正係数計算部４５は、上記処理３−２−１，３−２−２で波形メモリ４４に保存されたデータを合成し、上記処理３−１と同様にＩＱインバランス補正係数算出のために処理する。

［処理３−３−１］次に、送信部ＴＲは、図２１（Ａ）に示されるように、内側から３番目の２ブロック分のＲＦトレーニング信号（トレーニング（３）：ｐ３）ＴＲＳを同時に送信する。この１ペアのＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、ＩＱインバランスを送信部ＴＲで受けた後、フィードバック経路ＦＢを通って受信部ＲＥＣで受信される。

直交復調部ＱＤＥＭによる周波数変換後には、図２１（Ａ）に示す内側から３番目の２ブロック分の内の一方のトレーニング信号ＴＲＳがＬＰＦの受信帯域幅Ｌ内に収まり、他方のトレーニング信号ＴＲＳがＬＰＦの受信帯域幅Ｌ外に出るように、受信部ＲＥＣにおける局部発振器ＬＯ２の発振周波数ＦＢ３は、中心周波数Ｆｃから−Ｂ／２−Ｂ／４＋Ｂ／１６分シフトして設定される。制御部ＣＯＮＴは、発振周波数がＦＢ３＝Ｆｃ−Ｂ／２−Ｂ／４＋Ｂ／１６の関係となるように、局部発振器ＬＯ２を予め制御する。

これにより、ＩＦトレーニング信号（ｐ３）ＴＲＳは、図２１（Ｂ）に示すように、一方（図２１（Ａ）中のＬＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）が中心周波数ｆ３＝Ｂ／４、帯域幅Ｂ／８の信号となって受信ＬＰＦに収まり、他方（図２１（Ａ）中のＵＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）は、左端の周波数は１７／１６×Ｂとなり、これは受信ＬＰＦの通過帯域外（Ｌ≒Ｂ／２＜１７／１６×Ｂ）であるため、受信ＬＰＦにより遮断される。受信ＬＰＦの出力のＩＦトレーニング信号（ＬＳＢ）ＴＲＳは、Ｑチャネル側のＡ／Ｄ変換器ＡＤＣにおいて、ＩＦサンプリングが行われ、ディジタル化される。続いて、上記処理３−１と同様の処理が行われる。

［処理３−３−２］次に、送信部ＴＲは、上記処理３−３−１と同一のＲＦトレーニング信号（ｐ３）ＴＲＳを同時に送信する。この１ペアのＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、ＩＱインバランスを送信部ＴＲで受けた後、フィードバック経路ＦＢを通って受信部ＲＥＣで受信される。

受信部ＲＥＣにおける局部発振器ＬＯ２の発振周波数ＦＢ３は、直交復調部ＱＤＥＭにおける周波数変換後のＩＦトレーニング信号ＴＲＳが周波数軸上で互いに反対側に位置するように、中心周波数Ｆｃから＋Ｂ／２＋Ｂ／４−Ｂ／１６分シフトして設定される（図２１（Ｃ）参照）。制御部ＣＯＮＴは、発振周波数がＦＢ３＝Ｆｃ＋Ｂ／２＋Ｂ／４−Ｂ／１６の関係となるように、局部発振器ＬＯ２を予め制御する。この折り返りのＩＦトレーニング信号ＴＲＳの信号配置を図２１（Ｃ）に示す。

これにより、２ブロック分のＩＦトレーニング信号（ｐ３）ＴＲＳは、図２１（Ｃ）に示すように、一方（図２１（Ａ）中のＵＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）が中心周波数ｆ３＝Ｂ／４、帯域幅Ｂ／８の信号となって受信ＬＰＦに収まり、他方（図２１（Ａ）中の
ＬＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）は、左端の周波数は１７／１６×Ｂとなり、これは受信ＬＰＦの通過帯域外（Ｌ≒Ｂ／２＜１７／１６×Ｂ）であるため、受信ＬＰＦにより遮断される。受信ＬＰＦの出力のＩＦトレーニング信号（ＵＳＢ）ＴＲＳは、Ｑチャネル側のＡ／Ｄ変換器ＡＤＣにおいて、ＩＦサンプリングが行われ、ディジタル化される。続いて、上記処理３−１と同様の処理が行われる。

［処理３−３−３］次に、補正係数計算部４５は、上記処理３−３−１〜３−３−２で波形メモリ４４に保存されたデータを合成し、上記処理３−１と同様にＩＱインバランス補正係数算出のために処理する。

上記処理３−１〜３−３−３で算出された補正係数は、それぞれ別々の周波数領域の補正係数であるため、これらの補正係数をディジタル領域の補正係数計算部４５で合算し、周波数領域全体の補正係数とする。その後、算出された送信用補正係数を用いて、送信部ＴＲのＩＱインバランス補正を行う。

送信部ＴＲのＩＱインバランスが補正された後には、図１８に示す３ペアのＲＦトレーニング信号（ｐ１，ｐ２，ｐ３）ＴＲＳは、送信部ＴＲから周波数領域で一括送信され、フィードバック経路ＦＢを介して受信部ＲＥＣで受信される。このとき、受信部ＲＥＣの局部発振器ＬＯ２が、制御部ＣＯＮＴの制御により、通常の発振周波数、すなわち送信部ＴＲの局部発振器ＬＯ１と同じ周波数に設定され後、直交復調部ＱＤＥＭによる直接直交復調が行われる。

つまり、送信部ＴＲから受信した３ペアのＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、直交復調部ＱＤＥＭのＩＱインバランスを受けて、周波数変換される。周波数変換されたＢＢトレーニング信号ＴＲＳは、ディジタル復調部ＢＤＥＭにおいて同様に処理され、ＩＱインバランス補正係数が算出される。この受信用補正係数を用いて受信部ＲＥＣのＩＱインバランス補正を行う。

なお、ＲＦトレーニング信号ＴＲＳの不均等分割の方法は、受信部ＲＥＣにおけるＬＰＦの受信帯域幅ＬにＩＦトレーニング信号ＴＲＳが収まり、かつ不要なＩＦトレーニング信号ＴＲＳが抑圧できるような周波数関係になっていれば、任意に決定してよい。

この第３のＩＱインバランス補正処理によると、上述した第１のＩＱインバランス補正処理と同様の効果が期待できる。

［第４のＩＱインバランス補正処理］
第４のＩＱインバランス補正処理においては、直交復調部ＱＤＥＭによる周波数変換後の中心周波数Ｆｃが同一になるようにすれば、送信部ＴＲのＩＱインバランス補正の情報に加えて、直交変調部ＱＭＯＤにおける振幅の周波数特性も同時に得ることができる。この振幅周波数特性の逆特性を送信側で補正すれば、送信信号の振幅の周波数偏差を取り除くことが可能である。この補正処理においては、受信側の局部発振器ＬＯ２の周波数を、ＩＦサンプリングする際の信号の中心周波数ｆ０が同じになるように調整する。

第４のＩＱインバランス補正処理におけるＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、図２２に周波数配置を示すように、周波数軸上で８等分された２個ずつのブロックｐ１，ｐ２，ｐ３，ｐ４に分割されている。送信部ＴＲから受信部ＲＥＣに至るまでのＲＦ系に、振幅及び位相の周波数特性が存在する場合、４ペアのＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、図２２に示すような周波数特性を持つ。この例では、振幅の周波数特性の影響により、ＲＦトレーニング信号ＴＲＳが不均一な高さである。

［処理４−１−１］まず、送信部ＴＲは、図２３（Ａ）に示すように、中心周波数Ｆｃを中心とした、帯域Ｂの１／４（Ｆｃ−Ｂ／８〜Ｆｃ＋Ｂ／８）対応の１ペアのＲＦトレーニング信号（トレーニング（１）：ｐ１）ＴＲＳを同時に送信する。この１ペアのＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、ＩＱインバランスを送信部ＴＲで受けた後、フィードバックスイッチＦＢ−ＳＷを含むフィードバック経路ＦＢを通じて受信部ＲＥＣで受信される。

受信部ＲＥＣの局部発振器ＬＯ２は、受信された全信号（図２３（Ａ）中のＵＳＢ及びＬＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）がＬＰＦの受信帯域幅Ｌに収まり、かつ左側のブロックｐ１（ＬＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）の中心が周波数ｆ０（ｆ０＝Ｂ／４）に位置するように、中心周波数Ｆｃから一定量シフトした周波数ＦＣ０（ＦＣ０＝Ｆｃ−Ｂ／４−Ｂ／８／２）を発振する。

これにより、直交復調部ＱＤＥＭによる周波数変換後には、受信ＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、図２３（Ｂ）に示すように、１ペアのＩＦトレーニング信号ＴＲＳとして受信ＬＰＦに収まる。受信ＬＰＦの出力のＩＦトレーニング信号（ＵＳＢ，ＬＳＢ）ＴＲＳは、Ｑチャネル側のＡ／Ｄ変換器ＡＤＣにおいて、ＩＦサンプリングが行われ、ディジタル化される。

ディジタル化されたＩＦトレーニング信号（ＵＳＢ，ＬＳＢ）ＴＲＳはディジタル直交復調部ＤＤＥＭにて直交復調される。そして、ディジタル直交復調部ＤＤＥＭからＢＢトレーニング信号ＴＲＳが出力される。ディジタル復調部ＢＤＥＭはディジタル直交復調部ＤＤＥＭから入力されたＢＢトレーニング信号ＴＲＳをＩＱインバランス補正係数算出のために処理する。以下、特に限定を要しない場合、ここでの処理は簡略に記載する。

［処理４−１−２］次に、送信部ＴＲは、上記処理４−１−１と同一のＲＦトレーニング信号（ｐ１）ＴＲＳを送信する。この１ペアのトレーニング信号ＴＲＳは、ＩＱインバランスを送信部ＴＲで受けた後、フィードバック経路ＦＢを通って受信部ＲＥＣで受信される。

受信部ＲＥＣにおける局部発振器ＬＯ２の発振周波数ＦＣ０は、直交復調部ＱＤＥＭにおける周波数変換後の１ペアのＩＦトレーニング信号ＴＲＳが周波数軸上で互いに反対側に位置し、かつＵＳＢのトレーニング信号ＴＲＳの中心が周波数ｆ０（ｆ０＝Ｂ／４）に位置するように、中心周波数Ｆｃから一定量シフトして設定される。制御部ＣＯＮＴは、発振周波数ＦＣ０がＦＣ０＝Ｆｃ＋Ｂ／４＋Ｂ／８／２）の関係となるように、局部発振器ＬＯ２を予め制御する。このＩＦトレーニング信号ＴＲＳの信号配置を図２３（Ｃ）に示す。

これにより、２ブロック分のＩＦトレーニング信号（ｐ１）ＴＲＳは、図２３（Ｃ）に示すように、受信ＬＰＦに収まる。受信ＬＰＦの出力のＩＦトレーニング信号（ＵＳＢ，ＬＳＢ）ＴＲＳは、Ｑチャネル側のＡ／Ｄ変換器ＡＤＣにおいて、ＩＦサンプリングが行われ、ディジタル化される。続いて、上記処理４−１−１と同様の処理が行われる。

［処理４−１−３］次に、補正係数計算部４５は、上記処理４−１−１，４−１−２で波形メモリ４４に保存されたデータから、中心がＩＦ信号の中心周波数がｆ０になっていたほうのトレーニング信号ＴＲＳをそれぞれ取り出して合成した後、ＩＱインバランス補正の係数と、１ペアのトレーニング信号（ｐ１）ＴＲＳの帯域内偏差とを算出する。

［処理４−２−１］次に、送信部ＴＲは、図２４（Ａ）に示されるように、内側から２番目の２ブロック分のＲＦトレーニング信号（トレーニング（２）：ｐ２）ＴＲＳを同時に送信する。この１ペアのＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、ＩＱインバランスを送信部Ｔ
Ｒで受けた後、フィードバック経路ＦＢを通って受信部ＲＥＣで受信される。

受信部ＲＥＣの局部発振器ＬＯ２は、受信された全信号（図２４（Ａ）中のＵＳＢ及びＬＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）がＬＰＦの受信帯域幅Ｌに収まり、かつ左側のブロックｐ２（ＬＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）の中心が周波数ｆ０（ｆ０＝Ｂ／４）に位置するように、中心周波数Ｆｃから一定量シフトした周波数ＦＣ１（ＦＣ１＝Ｆｃ−３／８×Ｂ−Ｂ／８／２）を発振する。

これにより、直交復調部ＱＤＥＭによる周波数変換後には、受信ＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、図２４（Ｂ）に示すように、１ペアのＩＦトレーニング信号ＴＲＳとして受信ＬＰＦに収まる。受信ＬＰＦの出力のＩＦトレーニング信号（ＵＳＢ，ＬＳＢ）ＴＲＳは、Ｑチャネル側のＡ／Ｄ変換器ＡＤＣにおいて、ＩＦサンプリングが行われ、ディジタル化される。

ディジタル化されたＩＦトレーニング信号（ＵＳＢ，ＬＳＢ）ＴＲＳはディジタル直交復調部ＤＤＥＭにて直交復調される。そして、ディジタル直交復調部ＤＤＥＭからＢＢトレーニング信号ＴＲＳが出力される。ディジタル復調部ＢＤＥＭはディジタル直交復調部ＤＤＥＭから入力されたＢＢトレーニング信号ＴＲＳをＩＱインバランス補正係数算出のために処理する。

［処理４−２−２］次に、送信部ＴＲは、上記処理４−２−１と同一のＲＦトレーニング信号（ｐ２）ＴＲＳを送信する。この１ペアのＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、ＩＱインバランスを送信部ＴＲで受けた後、フィードバック経路ＦＢを通って受信部ＲＥＣで受信される。

受信部ＲＥＣにおける局部発振器ＬＯ２の発振周波数ＦＣ１は、直交復調部ＱＤＥＭにおける周波数変換後の１ペアのＩＦトレーニング信号ＴＲＳが周波数軸上で互いに反対側に位置し、折り返った信号の中心が周波数ｆ０（ｆ０＝Ｂ／４）に位置するように、中心周波数Ｆｃから一定量シフトして設定される。制御部ＣＯＮＴは、発振周波数ＦＣ１がＦＣ１＝Ｆｃ＋３／８×Ｂ＋Ｂ／８／２の関係となるように、局部発振器ＬＯ２を予め制御する。この折り返りのＩＦトレーニング信号ＴＲＳの信号配置を図２４（Ｃ）に示す。

これにより、２ブロック分のＩＦトレーニング信号（ｐ２）ＴＲＳは、図２４（Ｃ）に示すように、受信ＬＰＦに収まる。受信ＬＰＦの出力のＩＦトレーニング信号（ＵＳＢ，ＬＳＢ）ＴＲＳは、Ｑチャネル側のＡ／Ｄ変換器ＡＤＣにおいて、ＩＦサンプリングが行われ、ディジタル化される。続いて、上記処理４−２−１と同様の処理が行われる。

［処理４−２−３］次に、補正係数計算部４５は、上記処理４−２−１，４−２−２で波形メモリ４４に保存されたデータを合成した後、ＩＱインバランス補正の係数と、１ペアのトレーニング信号（ｐ２）ＴＲＳの帯域内偏差とを算出する。

［処理４−３−１］次に、送信部ＴＲは、図２５（Ａ）に示されるように、内側から３番目の２ブロック分のＲＦトレーニング信号（ｐ３）ＴＲＳを同時に送信する。この１ペアのＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、ＩＱインバランスを送信部ＴＲで受けた後、フィードバック経路ＦＢを通って受信部ＲＥＣで受信される。

直交復調部ＱＤＥＭによる周波数変換後には、図２５（Ａ）に示す２ブロック分の内の一方のトレーニング信号ＴＲＳがＬＰＦの受信帯域幅Ｌ内に収まるとともに左側のブロックｐ３（ＬＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）の中心が周波数ｆ０（ｆ０＝Ｂ／４）に位置し、他方のトレーニング信号ＴＲＳがＬＰＦの受信帯域幅Ｌ外に出るように、受信部ＲＥ
Ｃにおける局部発振器ＬＯ２の発振周波数ＦＣ２は、中心周波数Ｆｃから一定量シフトした周波数を発振する。制御部ＣＯＮＴは、発振周波数がＦＣ２＝Ｆｃ−Ｂ／２−Ｂ／８／２の関係となるように、局部発振器ＬＯ２を予め制御する。

これにより、ＩＦトレーニング信号（ｐ３）ＴＲＳは、図２５（Ｂ）に示すように、一方（図２５（Ａ）中のＬＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）が受信ＬＰＦに収まり、他方（図２５（Ａ）中のＵＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）が受信ＬＰＦにより遮断される。受信ＬＰＦの出力のＩＦトレーニング信号（ＬＳＢ）ＴＲＳは、Ｑチャネル側のＡ／Ｄ変換器ＡＤＣにおいて、ＩＦサンプリングが行われ、ディジタル化される。

ディジタル化されたＩＦトレーニング信号（ＬＳＢ）ＴＲＳはディジタル直交復調部ＤＤＥＭにて直交復調される。そして、ディジタル直交復調部ＤＤＥＭからＢＢトレーニング信号ＴＲＳが出力される。ディジタル復調部ＢＤＥＭはディジタル直交復調部ＤＤＥＭから入力されたＢＢトレーニング信号ＴＲＳをＩＱインバランス補正係数算出のために処理する。

［処理４−３−２］次に、送信部ＴＲは、上記処理４−３−１と同一のＲＦトレーニング信号（ｐ３）ＴＲＳを送信する。この１ペアのＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、ＩＱインバランスを送信部ＴＲで受けた後、フィードバック経路ＦＢを通って受信部ＲＥＣで受信される。

受信部ＲＥＣにおける局部発振器ＬＯ２の発振周波数ＦＣ２は、直交復調部ＱＤＥＭにおける周波数変換後の１ペアのＩＦトレーニング信号ＴＲＳが周波数軸上で互いに反対側に位置し、折り返った信号の中心が周波数ｆ０（ｆ０＝Ｂ／４）に位置するように、中心周波数Ｆｃから一定量シフトして設定される。制御部ＣＯＮＴは、発振周波数ＦＣ２がＦＣ２＝Ｆｃ＋Ｂ／２＋Ｂ／８／２の関係となるように、局部発振器ＬＯ２を予め制御する。この折り返りのＩＦトレーニング信号ＴＲＳの信号配置を図２５（Ｃ）に示す。

これにより、ＩＦトレーニング信号（ｐ３）ＴＲＳは、図２５（Ｃ）に示すように、一方（図２５（Ａ）中のＵＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）が受信ＬＰＦに収まり、他方（図２５（Ａ）中のＬＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）が受信ＬＰＦにより遮断される。受信ＬＰＦの出力のＩＦトレーニング信号（ＵＳＢ）ＴＲＳは、Ｑチャネル側のＡ／Ｄ変換器ＡＤＣにおいて、ＩＦサンプリングが行われ、ディジタル化される。続いて、上記処理４−３−１と同様の処理が行われる。

［処理４−３−３］次に、補正係数計算部４５は、上記処理４−３−１，４−３−２で波形メモリ４４に保存されたデータを合成した後、ＩＱインバランス補正の係数と、１ペアのトレーニング信号（ｐ３）ＴＲＳの帯域内偏差とを算出する。

［処理４−４−１］次に、送信部ＴＲは、図２６（Ａ）に示されるように、内側から４番目の２ブロック分のＲＦトレーニング信号（ｐ４）ＴＲＳを同時に送信する。この１ペアのＲＦトレーニング信号ＴＲＳは、ＩＱインバランスを送信部ＴＲで受けた後、フィードバック経路ＦＢを通って受信部ＲＥＣで受信される。

直交復調部ＱＤＥＭによる周波数変換後には、図２６（Ａ）に示す２ブロック分の内の一方のトレーニング信号ＴＲＳがＬＰＦの受信帯域幅Ｌ内に収まるとともに左側のブロックｐ４（ＬＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）の中心が周波数ｆ０（ｆ０＝Ｂ／４）に位置し、他方のトレーニング信号ＴＲＳがＬＰＦの受信帯域幅Ｌ外に出るように、受信部ＲＥＣにおける局部発振器ＬＯ２の発振周波数ＦＣ３は、中心周波数Ｆｃから一定量シフトした周波数を発振する。制御部ＣＯＮＴは、発振周波数がＦＣ３＝Ｆｃ−５／８×Ｂ−Ｂ／
８／２の関係となるように、局部発振器ＬＯ２を予め制御する。

これにより、ＩＦトレーニング信号（ｐ４）ＴＲＳは、図２６（Ｂ）に示すように、一方（図２６（Ａ）中のＬＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）が受信ＬＰＦに収まり、他方（図２６（Ａ）中のＵＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）が受信ＬＰＦにより遮断される。受信ＬＰＦの出力のＩＦトレーニング信号（ＬＳＢ）ＴＲＳは、Ｑチャネル側のＡ／Ｄ変換器ＡＤＣにおいて、ＩＦサンプリングが行われ、ディジタル化される。

ディジタル化されたＩＦトレーニング信号（ＬＳＢ）ＴＲＳはディジタル直交復調部ＤＤＥＭにて直交復調される。そして、ディジタル直交復調部ＤＤＥＭからＢＢトレーニング信号ＴＲＳが出力される。ディジタル復調部ＢＤＥＭはディジタル直交復調部ＤＤＥＭから入力されたＢＢトレーニング信号ＴＲＳをＩＱインバランス補正係数算出のために処理する。

［処理４−４−２］次に、送信部ＴＲは、上記処理４−４−１と同一のＲＦトレーニング信号ＴＲＳを送信する。この１ペアのＲＦトレーニング信号（ｐ４）ＴＲＳは、ＩＱインバランスを送信部ＴＲで受けた後、フィードバック経路ＦＢを通って受信部ＲＥＣで受信される。

受信部ＲＥＣにおける局部発振器ＬＯ２の発振周波数ＦＣ３は、直交復調部ＱＤＥＭにおける周波数変換後の１ペアのＩＦトレーニング信号ＴＲＳが周波数軸上で互いに反対側に位置し、折り返った信号の中心が周波数ｆ０（ｆ０＝Ｂ／４）に位置するように、中心周波数Ｆｃから一定量シフトして設定される。制御部ＣＯＮＴは、発振周波数ＦＣ３がＦＣ３＝Ｆｃ＋５／８×Ｂ＋Ｂ／８／２の関係となるように、局部発振器ＬＯ２を予め制御する。この折り返りのＩＦトレーニング信号ＴＲＳの信号配置を図２６（Ｃ）に示す。

これにより、ＩＦトレーニング信号（ｐ４）ＴＲＳは、図２６（Ｃ）に示すように、一方（図２６（Ａ）中のＵＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）が受信ＬＰＦに収まり、他方（図２６（Ａ）中のＬＳＢのトレーニング信号ＴＲＳ）が受信ＬＰＦにより遮断される。受信ＬＰＦの出力のＩＦトレーニング信号（ＵＳＢ）ＴＲＳは、Ｑチャネル側のＡ／Ｄ変換器ＡＤＣにおいて、ＩＦサンプリングが行われ、ディジタル化される。続いて、上記処理４−４−１と同様の処理が行われる。

［処理４−４−３］次に、補正係数計算部４５は、上記処理４−４−１，４−４−２で波形メモリ４４に保存されたデータを合成した後、ＩＱインバランス補正の係数と、１ペアのトレーニング信号（ｐ４）ＴＲＳの帯域内偏差とを算出する。

上記処理４−１−１〜４−４−３で算出された補正係数は、それぞれ別々の周波数領域の補正係数であるため、これらの補正係数をディジタル領域の補正係数計算部４５で合算し、周波数領域全体の補正係数とする。その後、算出された送信用補正係数を用いて、送信部ＴＲのＩＱインバランス補正を行う。

ここで、トレーニング信号ＴＲＳのすべての小ブロックｐ１，ｐ２，ｐ３，ｐ４の中心周波数が、同じ周波数ｆ０＋Ｂ／１６になっていることに着目すると、仮に直交復調部ＱＤＥＭに帯域内の位相偏差及び振幅偏差があったとしても、ベースバンドで比較すれば、その偏差を無視することができる。この性質に基づいて、上記処理４−１−１〜４−１−３で得られた信号で上記処理４−２−１〜４−４−３で得られた信号を規格化することにより、直交復調部ＱＤＥＭの周波数特性を無視した形態での周波数特性、すなわちＲＦ系での周波数特性を調べることができる。この周波数特性の周波数分解能はトレーニング信号ＴＲＳの分割組数で決定される。

上述したように、第４のＩＱインバランス補正処理によると、受信側の直交復調部ＱＤＥＭでは必ず同じ中心周波数ｆ０のＩＦトレーニング信号ＴＲＳとなるため、受信側の直交復調部ＱＤＥＭの周波数特性を無視して、送信側のアナログ回路領域から受信側の直交復調部ＱＤＥＭの前までの相対的な周波数特性を得ることができる。

［変形例の直接直交変復調装置］
［第１の変形例］
上述した一実施の形態の直接直交変復調装置１０においては、ＩＱインバランス補正を行うために、フィードバックスイッチＦＢ−ＳＷを含むフィードバック経路ＦＢを設け、このフィードバック経路ＦＢを通じて、送信部ＴＲから受信部ＲＥＣにＲＦ帯域のトレーニング信号ＴＲＳを伝送している。しかし、この第１の変形例においては、ハードウェア規模の増大を招く、個別のフィードバックスイッチＦＢ−ＳＷを設けることなく、ＩＱインバランス補正を行うことを可能にする。

このためには、フィードバックスイッチＦＢ−ＳＷの代替として、次の手法により、ＲＦトレーニング信号ＴＲＳのフィードバックを行う。つまり、送受信アンテナＡＴの送受信切替スイッチＴ／Ｒ−ＳＷのアイソレーション特性に応じた送信部ＴＲから受信部ＲＥＣへの送信信号の漏れ（リーケージ）を利用して、フィードバック経路ＦＢを形成する。なお、送受信切替スイッチＴ／Ｒ−ＳＷはサーキュレータであってもよい。

送信部ＴＲから受信部ＲＥＣにトレーニング信号ＴＲＳを送信する際には、制御部ＣＯＮＴの制御に基づいて、スイッチＴ／Ｒ−ＳＷは、負荷状態、つまり送信も受信もせず、送信電力を抵抗などに吸収させる構成を採るように切り替えられる。また、制御部ＣＯＮＴの制御に基づいて、電力増幅器ＰＡ及び低雑音増幅器ＬＮＡが同時にＯＮ状態に設定される。

制御部ＣＯＮＴは、電力増幅器ＰＡの利得（ゲイン）を制御して、低雑音増幅器ＬＮＡが飽和しないレベルにリーケージを抑える。詳述すると、トレーニング信号ＴＲＳを送信する際には、制御部ＣＯＮＴは、電力増幅器ＰＡを制御して、出力電力を低下させる。低下させる程度は、スイッチＴ／Ｒ−ＳＷなどでの減衰を考慮した上で、低雑音増幅器ＬＮＡの飽和入力レベルに達しない程度とする。さらに、制御部ＣＯＮＴは、低雑音増幅器ＬＮＡのゲインを制御して、低雑音増幅器ＬＮＡの飽和出力レベルあるいは後段の回路の飽和入力レベルに達しないように制御を行う。

具体的には、電力増幅器ＰＡのゲインを下げる程度は、例えば送信電力を約−２０ｄＢｍにする。また、低雑音増幅器ＬＮＡのゲインは、ノイズファクタ（ＮＦ）が大幅に変わらない範囲で下げる。例えば、これは＋２０ｄＢ程度とする。このような制御をすると、低雑音増幅器ＬＮＡによる増幅後の受信電力は、スイッチＴ／Ｒ−ＳＷのアイソレーションロスを２０ｄＢとすれば、−２０ｄＢｍ程度となる。

さらに、制御部ＣＯＮＴは、受信部ＲＥＣのローカル周波数Ｆｃ＋Ｆｃｎｔを変更するとともに、直交復調部ＱＤＥＭとディジタル復調部ＢＤＥＭとの間にディジタル直交復調部ＤＤＥＭを接続する。そして、上述した一実施の形態と同様に、ＲＦトレーニング信号ＴＲＳを送信して、ＩＱインバランス補正を行う。

［第２の変形例］
上述した一実施の形態の直接直交変復調装置１０においては、マルチキャリア変復調によるＯＦＤＭでの実施について説明したが、シングルキャリア変復調による直接直交変復調装置１０Ａでも、周波数等価（ＦＤＥ：Frequency Domain Equalization）を行うもの
であれば、同様の手法が適用可能である。

ＯＦＤＭ技術でのｋサブキャリア目の送信信号ベクトルｓ_ｋ及び受信信号ベクトルｙ_ｋの関係は、式（１）に示すとおりである（詳細は非特許文献１参照）。

[数１]
式（１）・・・

ここで、Ｆ_ｋはフーリエ直交関数行列であり、Ｈ_ｋはｋサブキャリアにおけるチャネル行列を表す。

また、周波数等価型シングルキャリア（ＳＣ−ＦＤＥ：Single-Carrier Modulation with Frequency Domain Equalization）伝送では、ＯＦＤＭでのｋサブキャリア目に相当する周波数応答は、式（２）のように表現できる。

[数２]
式（２）・・・

したがって、ＳＣ−ＦＤＥ伝送におけるトレーニング信号ｓ_０チルダ（〜）を周波数軸上におけるトレーニング信号ｓから、式（３）となるように準備すればよい。

[数３]
式（３）・・・

なお、実際は離散的な値となるため、サブキャリア毎に、式（４）に示す計算を行う。

[数４]
式（４）・・・

上述したように、シングルキャリアであっても、周波数等価を行う直接直交変復調装置１０Ａであれば、ＯＦＤＭと同様に、補正係数の演算が可能である。ただし、補正係数を用いてＩＱインバランスを補正する際には工夫が必要である。補正係数ベクトルをｃとすると、ＯＦＤＭ信号の場合の信号補正は、式（５）のように表される。

[数５]
式（５）・・・

よって、シングルキャリアの場合は、式（６）に示すように、フーリエ変換（ＦＦＴまたはＤＦＴ）演算及びフーリエ逆変換（ＩＦＦＴまたはＩＤＦＴ）演算を送信機能部２０のディジタル変調部ＢＭＯＤで行うか、あるいは式（７）に示すタップ係数を持つフィルタを用意し、式（８）に示す畳み込み演算を行ってもよい。

[数６]
式（６）・・・

[数７]
式（７）・・・

[数８]
式（８）・・・

なお、サイクリック・プリフィックス（ＣＰ）は、あくまでもマルチパス干渉を抑圧するための技術であり、ＣＰ付加処理及びＣＰ除去処理を行わなくても、ＳＣ−ＦＤＭ（Single-Carrier Frequency Division Multiplexing）などの周波数等価を行う直接直交変復調装置であれば、この第２の変形例による技術の適用が可能である。

この第２の変形例の直接直交変復調装置１０Ａを実現する場合、送信機能部２０のディジタル変調部ＢＭＯＤ及び受信機能部３０のディジタル復調部ＢＤＥＭは、それぞれ図２７及び図２８に示す構成を採ることが可能である。なお、他の構成要素である送信機能部２０の直交変調部ＱＭＯＤ、受信機能部３０の直交復調部ＱＤＥＭ、及び補正機能部４０などは、一実施の形態の直接直交変復調装置１０と同一構成を採る。

この第２の変形例の直接直交変復調装置１０Ａにおいては、ディジタル変調部ＢＭＯＤは、図２８に詳細構成の一例を示すように、変調器ＭＯＤ、シリアル／パラレル変換器Ｓ／Ｐ、フーリエ変換器ＦＦＴ、マッピング回路ＭＡＰ、乗算器ＭＰ、フーリエ逆変換器ＩＦＦＴ、パラレル／シリアル変換器Ｐ／Ｓ、波形整形回路ＳＰ、及びサイクリック・プリフィックス付加回路＋ＣＰを含んでいる。

周波数等価型シングルキャリアのディジタル変調部ＢＭＯＤにおいては、シリアル入力された送信信号は、シングルキャリア変調を施され、更にシリアル／パラレル変換された後に、フーリエ変換（ＦＦＴまたはＤＦＴ）演算で時間領域から周波数領域の信号に変換され、更に周波数軸上にマッピングされる。そして、送信信号は、周波数毎に補正係数（送信用補正係数）が乗算され、フーリエ逆変換（ＩＦＦＴまたはＩＤＦＴ）演算で時間軸上の信号（複素のディジタルＢＢ信号）に戻される。更に、送信信号は、パラレル／シリアル変換が施され、サイクリック・プリフィックスの付加及び波形整形後に送出される。

一方、ディジタル復調部ＢＤＥＭは、図２９に詳細構成の一例を示すように、復調器Ｄ
ＥＭ、パラレル／シリアル変換器Ｐ／Ｓ、フーリエ逆変換器ＩＦＦＴ、デマッピング回路ＤＭＡＰ、周波数等価器ＥＱ、フーリエ変換器ＦＦＴ、シリアル／パラレル変換器Ｓ／Ｐ、及びサイクリック・プリフィックス除去回路−ＣＰを含んでいる。

ディジタル復調部ＢＤＥＭにおいては、入力された受信信号（複素のディジタルＢＢ信号）からサイクリック・プリフィックス（ＣＰ）を除去した後、フーリエ変換演算を行って時間領域から周波数領域の信号に戻す。そして、フーリエ変換後の周波数領域の信号は、補正係数算出用信号として波形メモリに格納されるとともに、デマッピング回路ＤＭＡＰ及び周波数等価器ＥＱに入力される。補正係数（受信用補正係数）がある場合は、デマッピング及び周波数等価の段階で補正が施される。

補正後の受信信号は、フーリエ逆変換演算で時間軸上の信号（ＢＢ信号）に戻され、パラレル／シリアル変換が施され、更にシングルキャリア復調後に、送出される。

［その他変形例］
上述した一実施の形態及び変形例における処理はコンピュータで実行可能なプログラムとして提供され、ＣＤ−ＲＯＭやフレキシブルディスクなどの記録媒体、さらには通信回線を経て提供可能である。

また、上述した一実施の形態及び変形例における各処理はその任意の複数または全てを選択し組合せて実施することもできる。

［その他］
上述した一実施の形態及び変形例に関し、更に以下の付記を開示する。

（付記１）アナログ回路領域における直交変復調機能を含む無線通信装置によって実行されるＩＱ不平衡補正方法であって；
周波数軸上で中心周波数に対して対称な配置位置がそれぞれペアとなる複数組の無線周波数（ＲＦ）トレーニング信号をペア毎に分割送信し；
外部空間ではない内部経路を介して、分割送信された前記複数組のＲＦトレーニング信号をペア毎に受信して中間周波数（ＩＦ）トレーニング信号にそれぞれ変換するために、受信ローカル周波数を変更設定し；
アナログ／ディジタル変換された前記ＩＦトレーニング信号をディジタル回路領域でそれぞれ直交復調して、ベースバンド（ＢＢ）トレーニング信号を生成し；
前記ＢＢトレーニング信号を前記ディジタル回路領域でそれぞれ復調するとき、ＩＱ不平衡補正のための補正係数を計算し；
周波数領域全体の前記補正係数に基づいて直交変調機能を含む送信部のＩＱ不平衡補正を行う
ＩＱ不平衡補正方法。

（付記２）前記送信部のＩＱ不平衡補正を行った後、直交復調機能を含む受信部のＩＱ不平衡補正を行うとき、
前記複数組のＲＦトレーニング信号を周波数領域で一括送信し、
前記受信ローカル周波数を送信ローカル周波数と同一に変更設定して、前記ＲＦトレーニング信号を前記ＢＢトレーニング信号に直接直交復調し、
更にアナログ／ディジタル変換された前記ＢＢトレーニング信号を前記ディジタル回路領域で復調するとき、ＩＱ不平衡補正のための受信用補正係数を計算する
付記１記載のＩＱ不平衡補正方法。

（付記３）前記複数組のＲＦトレーニング信号の内の少なくとも１つの特定ペアは２回
送信され、
下側波帯（ＬＳＢ）及び上側波帯（ＵＳＢ）の双方の前記ＲＦトレーニング信号を前記ＩＦトレーニング信号に変換するために、前記受信ローカル周波数を第１の周波数（ＦＲ１）及び第２の周波数（ＦＲ２；ＦＲ２＞ＦＲ１）に変更設定する
付記１または２記載のＩＱ不平衡補正方法。

（付記４）前記ＩＦトレーニング信号は、Ｉチャネル側またはＱチャネル側でアナログ／ディジタル変換された後、前記ディジタル回路領域で直交復調されて、前記ＢＢトレーニング信号に変換される
付記１または３記載のＩＱ不平衡補正方法。

（付記５）前記複数組のＲＦトレーニング信号から変換される複数組のＩＦトレーニング信号の中心周波数が常に一定になるように前記受信ローカル周波数を変更設定し、前記複数組のＩＦトレーニング信号に関する振幅偏差及び位相偏差の少なくとも一方を偏差として取得し、取得した偏差に基づいて補正係数を求めて補正を行う
付記１または２記載のＩＱ不平衡補正方法。

（付記６）前記内部経路は、送受信アンテナの送受信切替スイッチのアイソレーション特性に応じた前記送信部から前記受信部への信号リーケージを利用して形成される
付記１または２記載のＩＱ不平衡補正方法。

（付記７）前記内部経路は、前記送受信アンテナの送受信切替スイッチが送信電力を吸収する負荷状態の構成を採るように設定され、送信増幅器及び受信増幅器の双方がオン状態に設定され、かつ前記送信増幅器の利得を制御して、前記受信増幅器が飽和しないレベルに信号リーケージを抑えることにより形成される
付記６記載のＩＱ不平衡補正方法。

（付記８）前記内部経路は、フィードバックスイッチを含むフィードバック経路である
付記１または２記載のＩＱ不平衡補正方法。

（付記９）前記複数組のＲＦトレーニング信号は、マルチキャリア変調による直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号である
付記１または２記載のＩＱ不平衡補正方法。

（付記１０）前記複数組のＲＦトレーニング信号は、周波数等価型シングルキャリア（ＳＣ−ＦＤＥ：Single-Carrier Modulation with Frequency Domain Equalization）信号である
付記１または２記載のＩＱ不平衡補正方法。

（付記１１）前記複数組のＲＦトレーニング信号は、少なくとも２ペアである
付記１または２記載のＩＱ不平衡補正方法。

（付記１２）前記複数組のＲＦトレーニング信号は、周波数軸上の均等帯域または不均等帯域で分割送信される
付記１または２記載のＩＱ不平衡補正方法。

（付記１３）前記無線通信装置は、直接直交変復調機能を含む
付記１または２記載のＩＱ不平衡補正方法。

１０ 直接直交変復調装置
１０Ａ 直接直交変復調装置
２０ 送信機能部
３０ 受信機能部
４０ 補正機能部
ＣＯＮＴ 制御部
ＡＴ 送受信アンテナ
ＴＲ 送信部
ＱＭＯＤ 直交変調部
ＢＭＯＤ ディジタル変調部
ＬＯ１ 局部発振器
ＬＯ２ 局部発振器
ＲＥＣ 受信部
ＱＤＥＭ 直交復調部
ＤＤＥＭ ディジタル直交復調部
ＢＤＥＭ ディジタル復調部
ＦＢ−ＳＷ フィードバックスイッチ
Ｔ／Ｒ−ＳＷ 送受信切替スイッチ
ＦＢ フィードバック経路

Claims (7)

1. アナログ回路領域における直交変復調機能を含む無線通信装置によって実行されるＩＱ不平衡補正方法であって；
   周波数軸上で中心周波数に対して対称なペアの無線周波数（ＲＦ）トレーニング信号毎にＲＦトレーニング信号を送信し；
   前記アナログ回路領域における直交復調回路において、前記ＲＦトレーニング信号を中間周波数（ＩＦ）トレーニング信号に変換し；
   アナログ／ディジタル変換器で前記ＩＦトレーニング信号にアナログ／ディジタル変換を遂行し、ベースバンド（ＢＢ）トレーニング信号を生成するためにディジタル回路領域において前記ＩＦトレーニング信号をそれぞれ処理し；
   前記ＢＢトレーニング信号を前記ディジタル回路領域でそれぞれ復調するとき、ＩＱ不平衡を補正するための補正係数を計算し；
   前記補正係数の使用により、直交変調機能を含む送信部のＩＱ不平衡を補正することを備え；
   前記送信ステップは、複数ペアの前記ＲＦトレーニング信号を分割送信し、
   前記遂行ステップは、前記ＢＢトレーニング信号を生成するために、前記ＩＦトレーニング信号に前記ディジタル回路領域において直交復調を遂行し、
   前記変換ステップは、受信側ローパスフィルタ（ＬＰＦ）の受信帯域幅の範囲内に含まれる組合せ帯域を有する１つのペアを構成するＲＦトレーニング信号を受信する場合は、前記受信側ＬＰＦの受信帯域幅の範囲内に１つのペアを構成する両方のＲＦトレーニング信号を配置することに適合し、前記受信側ＬＰＦの受信帯域幅の範囲内に含まれない組合せ帯域を有する１つのペアを構成するＲＦトレーニング信号を受信する場合は、前記受信側ＬＰＦの受信帯域幅の範囲内に１つのペアを構成する一方のＲＦトレーニング信号を配置することに適合する、周波数に変更するために、前記アナログ回路領域における前記直交復調回路の受信ローカル周波数を設定し、
   前記補正ステップは、周波数領域全体の補正係数を使用する、
   ＩＱ不平衡補正方法。
2. 前記送信部のＩＱ不平衡補正を行った後、直交復調機能を含む受信部のＩＱ不平衡補正を行うとき、
   前記複数ペアのＲＦトレーニング信号を周波数領域で一括送信し、
   前記受信ローカル周波数を送信ローカル周波数と同一に変更設定して、前記アナログ回路領域の前記直交復調回路における直接直交復調により前記ＲＦトレーニング信号を前記ＢＢトレーニング信号に復調し、
   更に前記アナログ／ディジタル変換器によりアナログ／ディジタル変換された前記ＢＢトレーニング信号を前記ディジタル回路領域で復調するとき、ＩＱ不平衡補正のための受信用補正係数を計算する
   請求項１記載のＩＱ不平衡補正方法。
3. 前記複数ペアのＲＦトレーニング信号の内の少なくとも１つの特定ペアのＲＦトレーニング信号は２回送信され、
   下側波帯（ＬＳＢ）及び上側波帯（ＵＳＢ）の双方の前記ＲＦトレーニング信号を前記ＩＦトレーニング信号に変換するために、前記受信ローカル周波数を第１の周波数（ＦＲ１）及び第２の周波数（ＦＲ２；ＦＲ２＞ＦＲ１）に変更設定する
   請求項１または２記載のＩＱ不平衡補正方法。
4. 前記ＩＦトレーニング信号は、Ｉチャネル側またはＱチャネル側でアナログ／ディジタル変換された後、前記ディジタル回路領域で直交復調されて、前記ＢＢトレーニング信号に変換される
   請求項１または３記載のＩＱ不平衡補正方法。
5. 前記複数ペアのＲＦトレーニング信号から変換される複数ペアのＩＦトレーニング信号の中心周波数が常に一定になるように前記受信ローカル周波数を変更設定し、前記複数ペアのＩＦトレーニング信号に関する振幅偏差及び位相偏差の少なくとも一方を偏差として取得し、取得した偏差に基づいて補正係数を求めて補正を行う
   請求項１または２記載のＩＱ不平衡補正方法。
6. 外部空間ではない内部経路は、送受信アンテナの送受信切替スイッチのアイソレーション特性に応じた前記送信部から前記受信部への信号リーケージを利用して形成される
   請求項２記載のＩＱ不平衡補正方法。
7. 前記内部経路は、前記送受信アンテナの送受信切替スイッチが送信電力を吸収する負荷状態の構成を採るように設定され、送信増幅器及び受信増幅器の双方がオン状態に設定され、かつ前記送信増幅器の利得を制御して、前記受信増幅器が飽和しないレベルに信号リーケージを抑えることにより形成される
   請求項６記載のＩＱ不平衡補正方法。

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