JP5503427B2 - ゲート駆動回路 - Google Patents

Description

本発明は、ＩＧＢＴなどのパワー半導体を駆動するゲート駆動回路に関する。

バイポーラトランジスタを用いたトーテムポールゲート駆動回路で絶縁ゲート型トランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄｅ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）などのパワー半導体を駆動させる場合、過電流・短絡が生じても遮断できる保護回路が必要になる。
ＩＧＢＴは、ゲート電圧を絞ることにより短絡電流を減じることができるパワー半導体であり、従来の保護回路は、過電流・短絡を検知し、ＩＧＢＴのゲート電位を独立回路で直接低下させる構成が知られている（例えば、特許文献１、２参照）。また、過電流・短絡時には保護回路がゲート電位を低下させると同時に、駆動回路を停止させる動作が行われる。

特公平８−１０８２１号公報 特許第３０３９０９２号公報

しかしながら、特に短絡時にはＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧であるＶｃｅ電位が下がり、コレクタ−ゲート間の電荷（キャリア）がＩＧＢＴゲートに流入し、ゲート電位がベース電位（電源電圧）よりも持ち上がる現象が発生するとされている。
ゲート電位がトランジスタのベース電位よりも上昇すると、ＮＰＮトランジスタのエミッタからベースに電荷が供給されてトランジスタのベース電位が下がらず、保護回路が駆動回路を停止させようとしても電荷が抜けきるまでトランジスタがオン状態となり、結果的に短絡遮断遅延が発生してしまう。

本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、トランジスタの遮断遅延を抑制し、絶縁ゲート型トランジスタ（ＩＧＢＴ）の保護動作を向上できるゲート駆動回路を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明は、絶縁ゲート型トランジスタのゲートに、相補型の対のトランジスタを接続し、対のトランジスタのベースラインの電流制御により絶縁ゲート型トランジスタを駆動するゲート駆動回路において、前記トランジスタのベースラインに、ターンオン時にベースライン電流で充電されるコンデンサと、ターンオフ時に前記コンデンサに充電された電荷を消費すると共に前記絶縁ゲート型トランジスタのゲート電位上昇により前記トランジスタのベースに供給された電荷を消費する抵抗とを並列接続した電荷消費回路を設けると共に、前記電荷消費回路と直列に接続される電流制限抵抗を設け、前記電荷消費回路は、前記電流制限抵抗よりも前記相補型の対のトランジスタ側に配置されることを特徴とする。

この構成によれば、トランジスタのベースラインに、ターンオン時にベースライン電流で充電されるコンデンサと、ターンオフ時に前記コンデンサに充電された電荷を消費すると共に前記絶縁ゲート型トランジスタのゲート電位上昇により前記トランジスタのベースに供給された電荷を消費する抵抗とを並列接続した電荷消費回路を設けたので、ターンオフ時にコンデンサに充電された電荷が電荷消費回路内の抵抗で消費されると共に、短絡などを原因としたゲート電位上昇により注入された電荷も上記抵抗で消費される。このため、異常時のゲート電位上昇があってもトランジスタの遮断遅延を抑制でき、ターンオフ性能が向上し、絶縁ゲート型トランジスタの保護動作を向上することができる。
また、ターンオフ時にコンデンサに充電された電荷が電荷消費回路内の抵抗で瞬間的に消費されるので、オフへの切替速度を早くできるため、ＩＧＢＴスイッチング損失を低減することができる。

また、前記電荷消費回路と直列に接続される電流制限抵抗を設け、前記電荷消費回路は、前記電流制限抵抗よりも前記相補型の対のトランジスタ側に配置されるので、トランジスタのベースへの電流を適正範囲内に確実に抑えることができる。また、前記ゲート駆動回路は、車載バッテリーから供給される直流電圧を、直列接続された前記絶縁ゲート型トランジスタをスイッチングさせて車両駆動用のモーターを駆動する交流電圧に変換するインバータ回路に用いられる前記絶縁ゲート型トランジスタのゲート駆動回路であることを特徴とする。

本発明では、トランジスタのベースラインに、ターンオン時にベースライン電流で充電されるコンデンサと、ターンオフ時に前記コンデンサに充電された電荷を消費すると共に、前記絶縁ゲート型トランジスタのゲート電位上昇により前記トランジスタのベースに供給された電荷を消費する抵抗とを並列接続した電荷消費回路を設けたので、トランジスタの遮断遅延を抑制し、絶縁ゲート型トランジスタ（ＩＧＢＴ）の保護動作を向上することが可能である。

本発明の実施形態を適用したモーター駆動装置の概要構成図である。 ゲート駆動回路を示す図である。 ゲート駆動回路を簡略的に示す図である。 比較例を示す図である。 （Ａ）は比較例の回路のＩＧＢＴ短絡波形を示す特性曲線図であり、（Ｂ）は、本回路のＩＧＢＴ短絡波形を示す特性曲線図である。

以下、図面を参照して本発明の一実施の形態について説明する。
図１は、本発明の実施形態を適用したモーター駆動装置の概要構成図である。
このモーター駆動装置１００は、電気自動車或いはハイブリッド自動車に搭載される車載装置であり、車載バッテリーである外部電源１２からの電力を、負荷としての車両駆動用のモーター３０を駆動するための駆動電力に変換する電力変換装置１０を備えている。

電力変換装置１０は、パワー半導体である絶縁ゲート型トランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄｅ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：以下、「ＩＧＢＴ」という）３１Ｈ，３１Ｌを用いた電力変換装置であり、入力側の高圧側入力端子１３と低圧側入力端子１４とに、外部電源１２が接続され、出力側のＵ相出力端子１５、Ｖ相出力端子１６及びＷ相出力端子１７に、三相交流モーター３０が接続される。
この電力変換装置１０は、コントローラー２３の制御下で動作し、外部電源１２から供給される直流電圧を、複数（本構成では６個）のスイッチング素子（ＩＧＢＴ３１Ｈ，３１Ｌ）を用いて三相交流電圧に変換し、各出力端子１５〜１７から車両駆動用の三相交流モーター３０に出力することで、三相交流モーター３０を回転駆動する。

電力変換装置１０は、高圧側入力端子１３と低圧側入力端子１４との間に設けられ、外部電源１２から供給された直流電源の平滑化を行う平滑コンデンサ２２と、複数（６個）のＩＧＢＴ３１Ｈ，３１Ｌを備えたインバーター回路２４と、インバーター回路２４のＩＧＢＴ３１Ｈ，３１Ｌを各々駆動するゲート駆動回路２５を配置したゲート駆動基板２６を備えている。
インバーター回路２４は、Ｕ相出力端子１５、Ｖ相出力端子１６及びＷ相出力端子１７の各々に対応するＩＧＢＴ直列回路２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗを備えており、各ＩＧＢＴ直列回路２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗは、直列接続された一対のＩＧＢＴ３１Ｈ，３１Ｌを備えている。

インバーター回路２４のＩＧＢＴ３１Ｈ，３１Ｌのゲートは、ゲート駆動回路２５に接続されている。ゲート駆動回路２５は、ＩＧＢＴ３１Ｈ，３１Ｌの各々にゲート電圧を供給可能であり、ＩＧＢＴ３１Ｈ，３１Ｌへのゲート電圧をオン（Ｈｉレベル）／オフ（Ｌｏｗレベル）に制御することで、ＩＧＢＴ３１Ｈ，３１Ｌをスイッチングさせる。
ＩＧＢＴ直列回路２４ＵのＩＧＢＴ３１Ｈは、高圧側入力端子１３とＵ相出力端子１５との間に接続され、Ｕ相出力端子１５と低圧側入力端子１４との間にＩＧＢＴ３２Ｌが接続され、これらＩＧＢＴ３１Ｈ，３１ＬによりＵ相電流が出力される。

また、ＩＧＢＴ直列回路２４ＶのＩＧＢＴ３１Ｈは、高圧側入力端子１３とＶ相出力端子１６との間に接続され、Ｖ相出力端子１６と低圧側入力端子１４との間にはＩＧＢＴ３１Ｌが接続されており、これらＩＧＢＴ３１Ｈ，３１ＬによりＶ相電流が出力される。ＩＧＢＴ直列回路２４ＷのＩＧＢＴ３１Ｈは、高圧側入力端子１３とＷ相出力端子１７との間に接続され、Ｗ相出力端子１７と低圧側入力端子１４との間にはＩＧＢＴ３１Ｌが接続され、ＩＧＢＴ３１Ｈ，３１ＬによりＷ相電流が出力される。
各ＩＧＢＴ３１Ｈ，３１Ｌのコレクタ−エミッタ間には、転流ダイオード３２Ｈが接続され、転流ダイオード３２Ｈには、ＩＧＢＴ３１Ｈ，３１Ｌがオフの間にＩＧＢＴ３１Ｈ，３１Ｌのエミッタ側からコレクタ側に電流が流れる。

コントローラー２３は、モーター駆動装置１００の各部を制御するマイクロコンピューターとして機能し、Ｕ相のゲート駆動回路２５に各々つながる信号ラインＵＨ，ＵＬ、Ｖ相のゲート駆動回路２５に各々つながる信号ラインＶＨ，ＶＬ、及び、Ｗ相のゲート駆動回路２５に各々つながる信号ラインＷＨ，ＷＬにモーター駆動信号を出力する等の動作を行う。

次に、ゲート駆動回路２５について説明する。ゲート駆動回路２５は、ＩＧＢＴ３１Ｈ，３１Ｌのいずれのゲート駆動回路２５も同構成であるため、以下、単一のゲート駆動回路２５を説明する。また、以下の説明において、ＩＧＢＴ３１Ｈ，３１Ｌを特に区別して説明する必要がない場合には、ＩＧＢＴ３１と表記する。
図２は、ゲート駆動回路２５を示す図であり、図３は、ゲート駆動回路２５を簡略的に示している。図２に示すように、ゲート駆動回路２５は、トーテムポールゲート駆動回路で構成されており、プッシュプル回路を構成する相補型の対のトランジスタ４１Ａ，４１Ｂを有する駆動回路部４１と、駆動回路部４１のトランジスタ４１Ａ，４１Ｂのベースに共通接続されるベースライン４２に設けられるベースライン回路部４３と、ベースライン４２に接続されるゲートドライバー（ゲートＩＣ）４４と、ＩＧＢＴ３１の短絡や過電流を検出するための検出回路部４５とを備えている。なお、ゲートドライバー４４には、コントローラー２３からモーター駆動信号が入力される端子や、コントローラー２３へエラー出力する端子等が設けられている。

トランジスタ４１Ａは、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタであり、このトランジスタ４１ＡのエミッタがＩＧＢＴ３１のゲートに接続され、コレクタが電源電圧ＶＤＤが印可される電源ライン（高圧側入力端子１３につながるライン）ＨＬに接続され、オン状態の時に高いゲート電流を供給する。なお、図２及び図３中、ＩＧＢＴ３１のゲートラインを符号３１Ｇを付して示している。
トランジスタ４１Ｂは、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタであり、このトランジスタ４１ＢのコレクタがＩＧＢＴ３１のゲートに接続され、エミッタがアースライン（低圧側入力端子１４につながるライン（ＧＮＤ））ＬＬに接続され、オン状態の時にゲート放電経路を与える。

また、図２中、抵抗４１Ｃは、ＩＧＢＴ３１のターンオン速度調整用の抵抗である。両トランジスタ４１Ａ，４１Ｂは、バイポーラトランジスタであるため低い電圧で駆動できるメリットがある。この構成の下、ＩＧＢＴ３１をオンにするには、両トランジスタ４１Ａ，４１Ｂで共通のベースライン４２に電荷が供給され（＝ベースライン４２がＨｉレベルにされ）、トランジスタ４１Ａがオンにされ、トランジスタ４１Ｂがオフにされる。一方、トランジスタ４１Ａがオフにされ、トランジスタ４１ＢがオンされたときにＩＧＢＴ３１がオフされる。

検出回路部４５は、ＩＧＢＴ３１の過電流や短絡を検出する回路であり、検出結果をゲートドライバー４４に出力する。本構成の検出回路部４５は、ＩＧＢＴ３１に設けられたセンス端子から出力される微少電流（センス電流）に基づいて過電流や短絡を検出する構成を示している。但し、この構成に限らず、公知の他の回路構成を適用してもよい。

ところで、このゲート駆動回路２５では、検出回路部４５により過電流や短絡を検出すると、ゲートドライバー４４がベースライン４２をＬｏｗレベル（Ｈｉインピーダンスにする場合も含む）にしてゲート電位を低下させる動作を行う。この際、特に短絡時には、ＩＧＢＴ３１Ｌのコレクタ−エミッタ間電圧であるＶｃｅ電位が下がり、コレクタ−ゲート間の電荷（キャリア）がＩＧＢＴ３１のゲートに流入してゲート電位がベース電位（電源電圧ＶＤＤ）よりも持ち上がる現象、つまり、ゲート電位上昇が発生するおそれがある。
このゲート電位上昇は、トランジスタ（ＮＰＮトランジスタ）４１Ａのエミッタからベースに電荷が供給されてトランジスタ４１Ａのベース電位が低下しなくなる状況を招いてしまい、電荷が抜けきれるまでトランジスタ４１Ａがオフに切り替わらず、短絡遮断が遅れてしまう。

この短絡遮断の遅延を解消するには、短絡などでゲート電位上昇があると仮定した場合にトランジスタ４１Ａのベースに注入された電荷を強制的に消費する回路を備えることが望まれる。また、その回路は、通常のターンオン・オフに悪影響を与えない回路（できれば良い方向に寄与する回路）であることが望まれる。
そこで、本構成では、トランジスタ４１Ａ，４１Ｂのベースライン４２に設けられるベースライン回路部４３を、図２及び図３に示すように、電流制限抵抗Ｒｂ１と、抵抗Ｒｂ２とコンデンサＣｓとを並列接続した回路（電荷消費回路）４３Ａとを直列接続した回路構成にしている。

次に、ゲート駆動回路２５の動作を説明する。
まず、ＩＧＢＴ３１をオンに切り替える場合を説明する。オフからオンへ切り替える場合、ゲートドライバー４４は、ベースライン４２をＨｉレベルにしてトランジスタ４１Ａ，４１Ｂのベースに電流を供給する。この場合、電流制限抵抗Ｒｂ１を通過してコンデンサＣｓに貫通電流が流れると共に、このコンデンサＣｓに電荷がチャージされるため、コンデンサＣｓを付加したことによるＩＧＢＴオンスピードの低下はほぼなくなる。

次いで、ＩＧＢＴ３１をオフに切り替える場合を説明する。なお、オフに切り替える場合には、通常のスイッチング動作（モーター３０の回転駆動を正常に行うためのスイッチング動作）の場合と、検出回路部４５が過電流や短絡を検出した場合とがあるが、いずれもゲートドライバー４４がベース電位を低下させる（ベースの電荷を引き抜く）点では共通であるため、まとめて説明する。なお、過電流や短絡を検出した場合には、ゲート電位を低下させると同時に各種回路を停止させる動作も行われる。

オンからオフへ切り替える場合、ゲートドライバー４４は、ベースライン４２をＬｏｗレベル（Ｈｉインピーダンスにする場合も含む）にする。この場合、コンデンサＣｓにチャージされている電荷が、抵抗Ｒｂ２を介して消費される閉回路（図３中、符号α参照）が形成されるので、電流制限抵抗Ｒｂ１による電荷の引き抜きが遅くなる要因があっても、この要因を相殺してベース電位の低下を早くすることができる。従って、両トランジスタ４１Ａ，４１Ｂの切り替えを早くすることができ、ＩＧＢＴ３１を素早くオフに切り替えることができる。

また、このオンからオフに切り替える間、つまり、ターンオフ時に、短絡などを原因としてゲート電位上昇が生じており、トランジスタ４１Ａのエミッタからベースに電荷が注入されている場合には（図３中、符号β参照）、この注入された電荷が上記閉回路αに流れて抵抗Ｒｂ２で瞬間的に消費される。このため、ゲート電位上昇が生じてもベース電位の低下が早く、ＩＧＢＴ３１を素早くオフに切り替えることができる。従って、ゲート電位上昇が生じても、オフへの切り替わりの遅延を抑制でき、短絡遮断を迅速に行うことが可能になる。
従って、ゲート駆動回路２５内の電荷消費回路４３Ａは、通常のターンオン・オフに悪影響を与えることなく、ベースライン４２の残存電荷を強制的に消費する回路として機能することができる。

図４は、比較例を示している。この比較例は、図３に示すゲート駆動回路２５から、電荷消費回路４３Ａを除いた回路である。また、図５（Ａ）は、この比較例の回路におけるＩＧＢＴ短絡波形を示す特性曲線図であり、図５（Ｂ）は、本ゲート駆動回路におけるＩＧＢＴ短絡波形を示す特性曲線図である。
この図５（Ａ）（Ｂ）では、横軸が時間（Ｔｉｍｅ［μｓｅｃ］）を示し、縦軸が、電圧値或いは電流値を示しており、短絡時のトランジスタ４１Ａのオン時間を符号Ｔ１で各々示している。
また、図５中、符号Ｖｇｅは、ＩＧＢＴ３１のゲート−エミッタ間電圧であるゲート電位であり、符号Ｉｃは、ＩＧＢＴ３１のコレクタ電流であり、符号Ｖｃｅは、ＩＧＢＴ３１のコレクタ−エミッタ間電圧である。

図５（Ａ）（Ｂ）に示すように、本構成のトランジスタ４１Ａのオン時間Ｔ１は、比較例と比較して半分以下の長さであり（本構成では約３μｓｅｃ、比較例では約７μｓｅｃ）、短絡遮断の遅延を効果的に抑制できることが判る。
トランジスタ４１Ａのオン時間Ｔ１が短ければ、図５（Ａ）（Ｂ）に示すように、ゲート電位Ｖｇｅが高い時間、及び、コレクタ電流Ｉｃが供給され続ける時間（コレクタ電流印可時間）を短くすることができ、ＩＧＢＴ３１の耐量をオーバーする事態を効果的に回避できることが判る。

以上説明したように、本実施の形態では、トランジスタ４１Ａ，４１Ｂのベースライン４２に、ターンオン時にベースライン電流で充電されるコンデンサＣｓと、ターンオフ時にコンデンサＣｓに充電された電荷を消費すると共に、ＩＧＢＴ３１のゲート電位上昇によりトランジスタ４１Ａのベースに供給された電荷を消費する抵抗Ｒｂ２とを並列接続した電荷消費回路４３Ａを設けたので、短絡などの異常時のゲート電位上昇があってもトランジスタ４１Ａの遮断遅延を抑制できる。このため、短絡保護機能などの保護機能が作用した際にトランジスタ４１Ａのオン状態が継続する事態を防止することができ、ターンオフ性能が向上し、ＩＧＢＴ３１の保護動作を向上することができる。

さらに、通常のターンオフ時であっても、コンデンサＣｓにチャージされた電荷が、抵抗Ｒｂ２を介して瞬間的に消費されるため、ベース電位の低下が早く、オンからオフへの切り替え速度を早くできる効果も奏する。
これらにより、本構成では、異常時のゲート電位上昇に起因するキャリアの注入があっても遮断時間の遅延を抑制でき、遮断時間を短縮できるという効果に加え、通常のスイッチングにおけるターンオフスピードが向上し、特にトランジスタ蓄積時間が改善されることでオフ性能が向上し、ＩＧＢＴ損失低減にも効果がある。

また、本構成では、ベースライン４２に、電荷消費回路４３Ａと直列に接続される電流制限抵抗Ｒｂ１を設けるので、トランジスタ４１Ａ，４１Ｂのベースへの電流を適正範囲内に確実に抑えることができる。
また、本構成では、上記電力消費回路４３Ａを、車両駆動用モーター３０を駆動するモーター駆動装置１００の電力変換装置１０に使用しているので、ターンオフスピードの向上などで車両の燃費向上、モーター制御のタイムラグ短縮などに有利である。

なお、上述した実施形態は、あくまでも本発明の一態様を示すものであり、本発明の範囲内で任意に変形可能である。例えば、上述の実施形態では、電流制限抵抗Ｒｂ１を設ける場合について説明したが、電流制限抵抗Ｒｂ１を設けない構成にしてもよい。また、上述の実施形態では、モーター駆動装置１００の電力変換装置１０に使用されるゲート駆動回路２５に本発明を適用する場合について説明したが、それ以外の装置に使用されるゲート駆動回路に本発明を適用してもよい。

１０ 電力変換装置
２５ ゲート駆動回路
３１，３１Ｈ，３１Ｌ 絶縁ゲート型トランジスタ（ＩＧＢＴ）
４１Ａ，４１Ｂ トランジスタ
４２ ベースライン
４３Ａ 電荷消費回路
４４ ゲートドライバー
Ｃｓ コンデンサ
Ｒｂ１ 電流制限抵抗
Ｒｂ２ 抵抗

Claims (2)

1. 絶縁ゲート型トランジスタのゲートに、相補型の対のトランジスタを接続し、対のトランジスタのベースラインの電流制御により絶縁ゲート型トランジスタを駆動するゲート駆動回路において、
   前記トランジスタのベースラインに、ターンオン時にベースライン電流で充電されるコンデンサと、ターンオフ時に前記コンデンサに充電された電荷を消費すると共に前記絶縁ゲート型トランジスタのゲート電位上昇により前記トランジスタのベースに供給された電荷を消費する抵抗とを並列接続した電荷消費回路を設けると共に、前記電荷消費回路と直列に接続される電流制限抵抗を設け、
   前記電荷消費回路は、前記電流制限抵抗よりも前記相補型の対のトランジスタ側に配置されることを特徴とするゲート駆動回路。
2. 前記ゲート駆動回路は、車載バッテリーから供給される直流電圧を、直列接続された前記絶縁ゲート型トランジスタをスイッチングさせて車両駆動用のモーターを駆動する交流電圧に変換するインバータ回路に用いられる前記絶縁ゲート型トランジスタのゲート駆動回路であることを特徴とする請求項１に記載のゲート駆動回路。

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