JP5474453B2 - インターリーブ型スイッチング電源 - Google Patents

Description

本発明は、インターリーブ型スイッチング電源に関し、特に、２つの臨界型昇圧チョッピングコンバータを並列に接続した場合に好適なインターリーブ型スイッチング電源に関する。

例えば、従来、この種のインターリーブ型スイッチング電源としては、図８に示すようなものが知られている。同図に示すように、このインターリーブ型スイッチング電源は、並列接続された２つの昇圧チョッパ回路１０１および１０２を有し、昇圧チョッパ回路１０１は、インダクタＬ１０１とスイッチング素子Ｑ１０１とダイオードＤ１０１とをＴ型接続し、昇圧チョッパ回路１０２は、インダクタＬ１０２とスイッチング素子Ｑ１０２とダイオードＤ１０２とをＴ型接続して構成されている。

このインターリーブ型スイッチング電源は、商用電源の交流を整流回路１１０で整流して得られる脈流を、制御部１２０による制御の下で、昇圧チョッパ回路１０１、１０２によりそれぞれ昇圧チョッピングし、それらの出力をキャパシタＣ１０１で平滑して負荷に供給するようになっており、商用電源の交流はラインフィルタ１３０を通じて供給される。

制御部１２０は、分圧抵抗Ｒ１０１、Ｒ１０２によって得られる昇圧チョッパ回路１０１、１０２の入力電圧の検出値ｅａ、電流検出抵抗Ｒ１００によって得られる昇圧チョッパ回路１０１、１０２の入力電流の検出値ｅｃおよび分圧抵抗Ｒ１０３、Ｒ１０４によって得られるキャパシタＣ１０１の出力電圧の検出値ｅｂに基づく制御信号Ｇ１、Ｇ２で、スイッチング素子Ｑ１０１、Ｑ１０２をそれぞれ制御する。

制御部１２０は、図９に示すように、誤差増幅器２０１で基準値Ｖｒｅｆと出力電圧検出値ｅｂとの差を増幅し、乗算器２０２で入力電圧検出値ｅａと誤差増幅出力Ｖｄとを乗算し、増幅器２０３で乗算器２０２の出力信号Ｖｍと入力電流検出値ｅｃとの差を増幅し、この増幅出力を、比較器２１４、２２４で鋸歯状波発生器２１５、２２５の出力とそれぞれ比較することにより、パルス幅変調された制御信号Ｇ１、Ｇ２をそれぞれ得るようになっている。また、鋸歯状波発生器２１５、２２５の間には遅延回路２３０が設けられ、鋸歯状波発生器２１５、２２５の出力に位相差を生じさせるようになっている。

遅延回路２３０は、例えば、図１０に示すように、比較器２３２で、鋸歯状波発生器２１５の鋸歯状波を基準電圧Ｖｒの分圧抵抗Ｒ１０５、Ｒ１０６による分圧値Ｖｓと比較し、比較出力信号をキャパシタＣ１０２と抵抗Ｒ１０７にからなる微分回路で微分し、この微分出力信号で、鋸歯状波発生器２２５出力端に接続されたトランジスタＱ１０３を駆動するようになっている。

この遅延回路２３０の働きにより、図１１に示すように、鋸歯状波発生器２１５の出力電圧（鋸歯状波１）が電圧Ｖｓを超えるタイミングＳごとに、鋸歯状波発生器２２５の出力電圧（鋸歯状波２）がリセットされる。これによって、鋸歯状波２の周期が鋸歯状波１と同一化されるとともに、位相が鋸歯状波１に対して遅延される。遅延量は電圧Ｖｓに対応する。電圧Ｖｓは遅延量が１／２周期となるように設定される。鋸歯状波１、２が１／２周期の位相差を持つことにより、制御部１２０の制御信号Ｇ１、Ｇ２は、図１２に示すように、１／２周期の位相差を持つパルス幅変調信号となる。

特開２００６−１３６０４６号公報

しかしながら、上記従来例のインターリーブ型スイッチング電源では、乗算器や鋸歯状波発生器、遅延回路等を必要とするために、制御系の構成が複雑になるという問題があった。

また、図７に示すように、主回路のスイッチング素子のオン幅とオフ幅とを一周期（図中の両矢印）し、これと同じ周期で、副回路のスイッチング素子のオン幅とオフ幅とをコントロールして、臨界動作を実現する方法もある。

しかしながら、この方法では、入力が急変した場合や、負荷が急変した場合、あるいは、電源の起動時等の過渡状態では、出力電圧の上昇を抑えるために、主回路のスイッチング素子のオン幅を強制的に変化させる信号（図中、ＯＶＰ信号）を主回路側に供給した際に、主回路のスイッチング素子のオン幅が一周期前のオン幅に対して、変化するために、主回路のスイッチング素子のオフからオフまでを一周期とした副回路のオフ幅が主回路のオフ幅と等しくならないため、図７に示すように、副回路の制御巻線の電流（図中、スレーブチョーク電流）が完全に放電する前に、充電が始まってしまい、臨界動作が行えないという問題があった。

そこで、本発明は、上述の課題を鑑みてなされたものであり、簡易な構成で制御系を実現するとともに、何らかの要因で出力電圧が上昇した場合においても、副回路の臨界動作を維持するインターリーブ型スイッチング電源を提供することを目的とする。

上述の課題を解決するために、本発明は、以下の事項を提案している。

（１）本発明は、商用電源を整流する整流回路（例えば、図１の整流回路１０に相当）と、前記整流回路の出力をそれぞれ昇圧チョッピングする２個の臨界型昇圧チョッピングコンバータと、該臨界型昇圧チョッピングコンバータの出力電圧を検出する出力電圧検出回路（例えば、図１の出力電圧検出回路５０に相当）とからなり、前記それぞれの臨界型昇圧チョッピングコンバータが、前記整流回路の出力に接続され、チョーク巻線と制御巻線とからなるトランス（例えば、図１のトランス２０に相当）と、該トランスの他端と接地間に設けられたスイッチング素子（例えば、図２、図３のスイッチング素子Ｑ３１、Ｑ３２に相当）と、該スイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路（例えば、図１の制御回路３０ａ、３０ｂに相当）を備え、第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路（例えば、図１の制御回路３０ａに相当）が、第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータの前記制御巻線（例えば、図１の制御巻線Ｌ２に相当）の電圧により前記第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータのスイッチング素子のオンタイミングを生成し、第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路（例えば、図１の制御回路３０ｂに相当）が、前記第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータのスイッチング素子がオフしたタイミングで、前記第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータのスイッチング素子のオンタイミングを生成するインターリーブ型スイッチング電源において、前記出力電圧検出回路からの信号により過電圧を前記第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路が、検出したときに、所定期間、前記第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータの動作を不連続とすることを特徴とするインターリーブ型スイッチング電源を提案している。

この発明によれば、出力電圧検出回路からの信号により過電圧を第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路が、検出したときに、所定期間、第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータの動作を不連続とする。すなわち、過電圧検出信号により、第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータのスイッチング素子のオン幅が一周期前のオン幅に対して変化したときには、第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータのスイッチング素子にゲート信号を供給するのをやめて、第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータのスイッチング素子のオン幅が変化前のオン幅に戻ったときに、通常動作に移行する。これにより、何らかの要因で出力電圧が上昇した場合においても、副回路の臨界動作を維持することができる。

（２）本発明は、（１）のインターリーブ型スイッチング電源について、前記第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路が、前記第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路に、前記第２の臨界型昇圧チョッピングコンバーのオンタイミングとオン幅とを決定するためのオン幅伝達信号およびオントリガ伝達信号を出力することを特徴とするインターリーブ型スイッチング電源を提案している。

この発明によれば、第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路が、第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路に、第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータのオンタイミング及びオン幅を決定するための、オン幅伝達信号およびオントリガ伝達信号を出力する。したがって、簡易な方法で、第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路が、第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータのオン幅、及びオンタイミングをコントロールすることができる。

（３）本発明は、（１）のインターリーブ型スイッチング電源について、前記第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路が、前記出力電圧検出回路からの信号により過電圧を検出する過電圧検出手段（例えば、図２の過電圧検出回路３３に相当）と、該過電圧検出手段が過電圧を検出したときに、所定の時定数でタイマを起動し、信号を出力するタイマ回路（例えば、図２のタイマ回路３４に相当）と、前記過電圧検出手段からの検出信号と、前記タイマ回路の出力信号と、前記スイッチング素子のゲート信号とから前記第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路に出力する信号を生成する信号生成手段（例えば、図２のスレーブ伝達信号生成回路３５に相当）と、を備え、前記第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路が、前記第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路から入力した前記オン幅伝達信号により、前記スイッチング素子のオン時間を計測する計測手段（例えば、図３のＯＮ時間計測回路３６に相当）と、該計測手段が計測した計測時間が所定の閾値を超えたときに、前記第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路から入力した前記オントリガ伝達信号をマスクするオントリガ生成手段（例えば、図３のオントリガ生成回路３７に相当）と、前記ＯＮ時間内計測回路より出力される信号と、オントリガ生成回路からの信号を元に、オン幅入力端子に入力されたオン時間と等しいオン時間を、オントリガ伝達入力端子からの信号によって所定の時間ずらして出力するディレイ回路と、を備えたことを特徴とするインターリーブ型スイッチング電源を提案している。

この発明によれば、第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路が、過電圧を検出すると、所定の時定数でタイマを起動し、信号を出力する。そして、過電圧検出手段からの検出信号と、タイマ回路の出力信号と、スイッチング素子のゲート信号とから第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路に出力する信号を生成する。第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路は、第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路から入力したオン幅伝達信号により、スイッチング素子のオン時間を計測し、計測した信号が所定の閾値を超えたときに、第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路から入力したオントリガ伝達信号をマスクする。したがって、過電圧検出信号により、第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータのスイッチング素子のオン幅が一周期前のオン幅に対して変化した時には、第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータのスイッチング素子にゲート信号をマスクして、第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータのスイッチング素子のオン幅が変化前のオン幅に戻ったときに、通常動作に移行する。これにより、何らかの要因で出力電圧が上昇した場合においても、スレーブ側コンバータの臨界動作を維持することができる。

（４）本発明は、（３）のインターリーブ型スイッチング電源について、前記信号生成手段が、前記過電圧検出手段からの検出信号と、前記タイマ回路の出力信号と、前記スイッチング素子のゲート信号とのＯＲ演算を行って、信号を生成することを特徴とするインターリーブ型スイッチング電源を提案している。

この発明によれば、信号生成手段が、過電圧検出回路の検出信号と、タイマ回路の出力信号と、スイッチング素子のゲート信号とのＯＲ演算を行って、信号を生成する。したがって、簡易な演算器により、所望の信号を生成することができる。

（５）本発明は、商用電源を整流する整流回路と、前記整流回路の出力をそれぞれ昇圧チョッピングする１のマスター用臨界型昇圧チョッピングコンバータと該臨界型昇圧チョッピングコンバータの出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、前記１のマスター用臨界型昇圧チョッピングコンバータと並列に配置されたｋ−１（２≦ｋ≦ｎの正の整数）個のスレーブ用臨界型昇圧チョッピングコンバータとからなり、前記それぞれの臨界型昇圧チョッピングコンバータが、前記整流回路の出力に接続され、チョーク巻線と制御巻線とからなるトランスと、該トランスの他端と接地間に設けられたスイッチング素子と、該スイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路を備え、隣接する臨界型昇圧チョッピングコンバータの前記制御回路に、マスター側に隣接する臨界型昇圧チョッピングコンバータのスイッチング素子がオフするタイミングで、スイッチング素子のオンタイミングを供給するインターリーブ型スイッチング電源において、前記出力電圧検出回路からの信号により過電圧を前記マスター用の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路が検出したときに、所定期間、前記マスター用の臨界型昇圧チョッピングコンバータ以外の動作を不連続とすることを特徴とするインターリーブ型スイッチング電源を提案している。

この発明によれば、出力電圧検出回路からの信号により過電圧を前記マスター用の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路が検出したときに、所定期間、前記第マスター用の臨界型昇圧チョッピングコンバータ以外の動作を不連続とする。すなわち、過電圧検出信号により、第マスター用の臨界型昇圧チョッピングコンバータのスイッチング素子のオン幅が一周期前のオン幅に対して変化したときには、それ以外の臨界型昇圧チョッピングコンバータのスイッチング素子にゲート信号を供給するのをやめて、マスター用の臨界型昇圧チョッピングコンバータのスイッチング素子のオン幅が変化前のオン幅に戻ったときに、通常動作に移行する。これにより、何らかの要因で出力電圧が上昇した場合においても、副回路の臨界動作を維持することができる。

本発明によれば、簡易な構成で制御系を実現するとともに、何らかの要因で出力電圧が上昇した場合においても、副回路の臨界動作を維持することができるという効果がある。

第１の実施形態に係るインターリーブ型スイッチング電源の一例を示す接続図である。 第１の実施形態に係る第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路の構成図である。 第１の実施形態に係る第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路の構成図である。 第１の実施形態に係るインターリーブ型スイッチング電源の各部波形図である。 第２の実施形態に係るインターリーブ型スイッチング電源の一例を示す接続図である。 第２の実施形態に係るインターリーブ型スイッチング電源の第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路の構成図である。 従来例に係る各部波形図である。 従来例に係る電源の構成を示す図である。 従来例に係る制御部の電気的構成を示す図である。 従来例に係る遅延回路の電気的構成を示す図である。 従来例に係る鋸歯状波発生器の出力信号を示す図である。 従来例に係る鋸歯状波と制御信号との関係を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。なお、本実施形態における構成要素は適宜、既存の構成要素等との置き換えが可能であり、また、他の既存の構成要素との組合せを含む様々なバリエーションが可能である。したがって、本実施形態の記載をもって、特許請求の範囲に記載された発明の内容を限定するものではない。

＜第１の実施形態＞
図１から図４を用いて、本発明に係る第１の実施形態について説明する。なお、本実施形態では、２つの臨界型昇圧チョッピングコンバータからなるインターリーブ型スイッチング電源を例示して説明する。

＜インターリーブ型スイッチング電源の構成＞
本実施形態に係るインターリーブ型スイッチング電源は、主として、図１に示すように、整流回路１０と、チョークコイルＬ１および制御巻線Ｌ２とからなるトランス２０と、マスター側制御回路（第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路）３０ａと、スレーブ側制御回路（第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路）３０ｂと、出力電圧検出回路５０とから構成されている。

整流回路１０は、商用電源の交流を全波整流して得られる脈流をトランス２０およびチョークコイルＬ３に供給する。トランス２０は、後述する制御回路３０ａ、３０ｂ内のスイッチング素子がオンの場合に、負荷に電力を供給するのと同時に、入出力の電圧差に相当するエネルギーをチョークコイルＬ１、Ｌ３に蓄積し、スイッチング素子がオフの場合に、チョークコイルＬ１、Ｌ３に蓄積したエネルギーを負荷に供給する。制御巻線Ｌ２は、チョークコイルＬ１を流れる電流に対応した信号をマスター側制御回路３０ａのＶＺ端子に供給する。この信号は、マスター側制御回路３０ａにおけるスイッチング素子をオンするためのトリガ信号となる。

出力電圧検出回路５０は、出力電圧を検出するための抵抗Ｒ１、Ｒ２と、基準電圧源Ｖｃと、出力電圧を抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧した分圧値をマイナス入力に、基準電圧源Ｖｃをプラス入力に接続し、フィードバック抵抗Ｒ３を有するオペアンプＯＰ１とから構成されている。出力電圧検出回路５０の出力は、制御回路６０ａのＦＢ端子に接続され、出力電圧の分圧値が基準電圧よりも高くなると、両者の電位差に応じた電流をＦＢ端子から引き抜くように動作する。

なお、マスター側制御回路３０ａにオン幅伝達出力端子とオントリガ伝達出力端子を備えるとともに、スレーブ側制御回路３０ｂにオン幅伝達入力端子とオントリガ伝達入力端子を備え、マスター側制御回路３０ａが、スレーブ側制御回路３０ｂにマスター側制御回路３０ａで検出したオントリガとオン幅（オン時間幅）を伝達し、スレーブ側制御回路３０ｂが伝達されたオン時間幅及びオントリガでスイッチング素子を制御するようにしている。

＜マスター側制御回路の構成＞
本実施形態に係るマスター側制御回路（第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路）３０ａは、図２に示すように、スイッチング素子Ｑ３１と、ＯＮ／ＯＦＦ時間設定回路３１と、定電流源３２と、抵抗Ｒ３１と、過電圧検出回路３３と、タイマ回路３４と、スレーブ伝達信号生成回路３５とから構成されており、ＦＢ端子、ＶＺ端子を有している。

スイッチング素子Ｑ３１は、ＯＮ／ＯＦＦ時間設定回路３１からの出力信号により、オン／オフ動作を行う。具体的には、ＶＤＳ−ＧＮＤ間をオープン状態、ショート状態とする。

ＯＮ／ＯＦＦ時間設定回路３１は、ＦＢ端子およびＶＺ端子に接続され、ＶＺ端子に接続される制御巻線Ｌ２からの信号により、スイッチング素子Ｑ３１をオンとするトリガを得るとともに、ＦＢ端子の電圧値に応じて、スイッチング素子Ｑ３１のオン時間幅を決定し、これに準じた信号をスイッチング素子Ｑ３１に供給する。

なお、上記では、ＦＢ端子の電圧値とスイッチング素子Ｑ３１のオン時間幅とを関連付けて説明したが、これに限らず、ＦＢ端子の電流値とスイッチング素子Ｑ３１のオン時間幅とを関連付けてもよい。

ここで、ＦＢ端子には、定電流源３２と抵抗Ｒ３１とが接続されるとともに、過電圧検出回路３３を介して、前述の出力電圧検出回路５０の出力も接続されている。したがって、出力電圧の分圧値が基準電圧と略等しい場合には、ＦＢ端子の電圧値は、定電流源３２と抵抗Ｒ３１とで得られる一定の電圧となり、スイッチング素子Ｑ３１のオン時間幅（Ｔ_ＯＮ）は、ある一定の幅となるが、出力電圧の分圧値が基準電圧よりも高くなると、出力電圧検出回路５０の出力は、両者の電位差に応じた電流をＦＢ端子から引き抜くように動作するため、ＦＢ端子の電圧値が低下して、スイッチング素子Ｑ３１のオン時間幅（Ｔ_ＯＮ）が、ＦＢ端子の電圧値が低下に応じて、狭くなる。したがって、出力電圧の変動に応じて、ＦＢ端子の電圧を制御することにより、簡単な構成で、スイッチング素子Ｑ３１のオン時間幅（Ｔ_ＯＮ）を適切にコントロールすることができる。

過電圧検出回路３３は、出力電圧検出端子に接続され、出力電圧が所定の電圧値を超えた場合に過電圧検出信号（ＯＶＰ信号）を出力する。タイマ回路３４は、図示しない時定数回路を備え、過電圧検出回路３３から過電圧検出信号（ＯＶＰ信号）を入力すると、この時定数回路を動作させ、時定数回路の電圧が所定の閾値を越えると、この越えている時間に相当する幅のパルス信号（ＯＶＰタイマ出力信号）を出力する。

スレーブ伝達信号生成回路３５は、スイッチング素子Ｑ３１のゲート信号と、タイマ回路からのパルス信号（ＯＶＰタイマ出力信号）と、過電圧検出回路３３からの過電圧検出信号（ＯＶＰ信号）とを入力し、図示しないＯＲ演算器により、これらの信号のＯＲをとって生成した信号をオントリガ伝達信号、オン幅伝達信号として、オントリガ伝達端子、オン幅伝達端子からスレーブ側制御回路３０ｂに出力する。

＜スレーブ側制御回路の構成＞
図３に示すように、スレーブ側制御回路３０ｂは、スレーブ側のスイッチング素子Ｑ３２と、ＯＮ時間計測回路３６と、オントリガ生成回路３７と、ディレイ回路３８とから構成されている。また、ＯＮ時間計測回路３６は、オン幅伝達入力端子に接続され、オントリガ生成回路３７は、オントリガ伝達入力端子に接続されている。

ＯＮ時間計測回路３６は、マスター側制御回路３０ａのオン幅伝達出力端子から出力される信号をオン幅伝達入力端子で入力し、入力した信号に基づいて、マスター側と等しいＯＮ時間幅をスレーブ側で生成する。

オントリガ生成回路３７は、オントリガ伝達入力端子を介して、マスター側制御回路３０ａからオントリガ伝達信号を入力する。また、ＯＮ時間計測回路３６からの信号を入力する。そして、ＯＮ時間計測回路３６から入力された信号によって、ＯＮ時間が所定値以上であると認識した場合のみ、次のオントリガ伝達信号の立ち上がりまでの長さに等しいパルス幅を持ったマスク信号を生成し、この期間のオントリガ伝達信号をマスクしたオントリガ伝達信号を生成する。

ディレイ回路３８は、オントリガ生成回路３７が生成したオントリガ伝達信号とＯＮ時間計測回路３６により出力される信号を元に、マスター側制御回路３０ａのスイッチング素子のオフタイミング時に、マスターＯＮ幅と等しいＯＮ状態をスレーブ側のスイッチング素子Ｑ３２のゲートに出力することによって、スレーブ側制御回路３０ｂのスイッチング素子Ｑ３２を制御する。

＜インターリーブ型スイッチング電源の動作＞
図４を参照して、本実施形態に係るインターリーブ型スイッチング電源の動作について詳細に説明する。

＜通常動作時の動作＞
通常状態では、まず、マスター側のスイッチング素子Ｑ３１に供給されるマスターゲート信号に応じて、マスター側のチョーク電流は、マスターゲート信号が「Ｈｉ」の間、充電し、マスターゲート信号が「Ｌｏｗ」の間、放電を行って、図中「Ａ」のようなきれいな三角波状の波形になる。

そして、マスターゲート信号がオントリガ伝達出力端子およびオン幅伝達出力端子を解して、オン幅伝達信号およびオントリガ伝達信号として、スレーブ側制御回路３０ｂに出力される。スレーブ側制御回路３０ｂのＯＮ時間計測回路３６は、入力したオン幅伝達信号によりマスター側と等しいＯＮ時間幅をスレーブ側で生成する。

また、このとき、ＯＮ時間計測回路３６の波形は、図４に示すように、所定の閾値には達しないため、スレーブオンマスク信号はＬｏｗのままであり、オントリガ生成回路３７を介して入力したオントリガ伝達信号と、ＯＮ時間計測回路３６から出力されるＯＮ時間幅信号を元に、マスター側のスイッチング素子のオフタイミング時に、ＯＮ時間計測回路３６から出力される信号をスレーブ側のスイッチング素子Ｑ３２のゲートに出力することによって、スレーブ側のスイッチング素子Ｑ３２を制御する。

＜過電圧検出時の動作＞
入力が急変した場合や、負荷が急変した場合、あるいは、電源の起動時等の過渡状態では、出力電圧の上昇を抑えるために、過電圧検出により、図４「Ｂ」に示すように、マスターゲート信号のオン幅が狭くなる。そして、マスター側制御回路３０ａの過電圧検出回路３３は、出力電圧検出端子から入力する信号が所定の値よりも高いことを検出すると、図４「Ｃ」に示すような過電圧検出信号（ＯＶＰ信号）を生成し、ＯＮ／ＯＦＦ時間設定回路３１、タイマ回路３４、スレーブ伝達信号生成回路３５に、その生成した信号を出力する。

タイマ回路３４は、過電圧検出回路３３から過電圧検出信号（ＯＶＰ信号）を入力すると、図４「Ｄ」に示すように、時定数回路を動作させ、時定数回路の電圧が所定の閾値を越えると、この越えている時間に相当する幅のパルス信号（ＯＶＰタイマ出力信号）をスレーブ伝達信号生成回路３５に出力する（図４の「Ｅ」参照）。

スレーブ伝達信号生成回路３５は、過電圧検出回路３３からの過電圧検出信号（ＯＶＰ信号）、タイマ回路３４からのパルス信号（ＯＶＰタイマ出力信号）およびスイッチング素子Ｑ３１のマスターゲート信号を入力し、図示しないＯＲ演算器により、これらの信号のＯＲをとって信号を生成する。そして、図４「Ｆ」に示すような信号をオントリガ伝達信号、オン幅伝達信号として、オントリガ伝達端子、オン幅伝達端子からスレーブ側制御回路６０ｂに出力する。

オン幅伝達入力端子からオン幅伝達信号を入力したＯＮ時間計測回路３６は、入力した信号に基づいて、マスター側と等しいＯＮ時間幅をスレーブ側で生成し、その信号をオントリガ生成回路３７及びディレイ回路３８に出力する（図４の「Ｇ」参照）。

オントリガ生成回路３７は、オントリガ伝達入力端子を介して、マスター側制御回路３０ａからオントリガ伝達信号を入力する。また、ＯＮ時間計測回路３６からの信号を入力する。そして、ＯＮ時間計測回路３６から入力した信号が所定の閾値を越えてから、次のオントリガ伝達信号の立ち上がりまでの長さに等しいパルス幅を持ったマスク信号を生成し（図４の「Ｈ」参照）、この期間のオントリガをマスクしたオントリガ生成信号を生成する（図４の「Ｊ」参照）。

そして、オントリガ生成回路３７で生成したオントリガ生成信号とＯＮ時間計測回路出力信号をディレイ回路３８に入力し、所望のディレイ時間を与えて、マスター側のスイッチング素子Ｑ３１のオフタイミング時に、スレーブ側のスイッチング素子Ｑ３２がオンするようなスレーブゲート信号をスイッチング素子Ｑ３２に供給する（図４の「Ｋ」参照）。

こうすることにより、スレーブチョーク電流は、過電圧検出時に不連続となる臨界動作を行う（図４の「Ｌ」参照）。

したがって、本実施形態によれば、過電圧検出信号により、マスター側コンバータのスイッチング素子のオン幅が一周期前のオン幅に対して変化した時には、オフ幅からなる周期が崩れたときには、スレーブ側コンバータのスイッチング素子にゲート信号を供給するのをやめて、マスター側コンバータのスイッチング素子のオン幅が変化前のオン幅に戻ったときに、通常動作に移行する。これにより、何らかの要因で出力電圧が上昇した場合においても、スレーブ側コンバータの臨界動作を維持することができる。

＜第２の実施形態＞
図５および図６を用いて、本発明の第２の実施形態について説明する。
本実施形態は、３組以上の臨界型昇圧チョッピングコンバータを組み合わせたインターリーブ型スイッチング電源を例示するものである。

本実施形態は、第１の実施形態に対して、トランス２０の制御巻線がＬ２で構成され、制御巻線Ｌ２の巻線電圧がマスター側制御回路６０ａのＶＺ端子に供給されている。また、マスター側制御回路６０ａからスレーブ側制御回路６０ｂに、スレーブ側制御回路６０ｂからスレーブ側制御回路６０ｃにオン幅伝達信号とオントリガ伝達信号とを伝達するようにしている。このときのスレーブ側制御回路の構成は、図６に示すようになる。つまり、マスター側制御回路６０ａから入力したオン幅伝達信号とオントリガ伝達信号からゲート信号を生成し、これをオン幅伝達信号、オントリガ伝達信号として、隣接する他のスレーブ側制御回路６０ｂ、６０ｃに伝達することにより、マスター側制御回路と複数のスレーブ側制御回路とを並列に接続したインターリーブ型スイッチング電源においても、第１の実施形態と同様の処理を行うことができる。

したがって、本実施形態によれば、上記のように、各制御回路間にオン幅伝達信号とオントリガ伝達信号とを伝達することにより、３個以上の臨界型昇圧チョッピングコンバータを組み合わせたインターリーブ型スイッチング電源を簡単に実現することができる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や応用が可能である。

１０；整流回路
２０；トランス
３０ａ、３０ｂ；制御回路
３１；ＯＮ／ＯＦＦ時間設定回路
３２；定電流源
３３；過電圧検出回路
３４；タイマ回路
３５；スレーブ伝達信号生成回路
３６；ＯＮ時間計測回路
３７；オントリガ生成回路
３８；ディレイ回路
５０；出力電圧検出回路
６０ａ、６０ｂ、６０ｃ；制御回路
Ｃ１、Ｃ２；コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３；平滑ダイオード
Ｌ１、Ｌ３、Ｌ４；チョークコイル
Ｌ２；制御巻線
ＯＰ１；オペアンプ
Ｑ３１；スイッチング素子（マスター側）
Ｑ３２；スイッチング素子（スレーブ側）
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ３１；抵抗
Ｖｃ；基準電圧源

Claims (5)

1. 商用電源を整流する整流回路と、前記整流回路の出力をそれぞれ昇圧チョッピングする２個の臨界型昇圧チョッピングコンバータと、該臨界型昇圧チョッピングコンバータの出力電圧を検出する出力電圧検出回路とからなり、
   前記それぞれの臨界型昇圧チョッピングコンバータが、前記整流回路の出力に接続され、
   前記２個の臨界型昇圧チョッピングコンバータのうち第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータが、チョークコイルと制御巻線とからなるトランスと、該チョークコイルの出力端と接地間に設けられたスイッチング素子と、該スイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路を備え、
   前記２個の臨界型昇圧チョッピングコンバータのうち第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータが、チョークコイルと、該チョークコイルの出力端と接地間に設けられたスイッチング素子と、該スイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路を備え、
   前記第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路が、前記第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータの前記制御巻線の電圧により前記第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータのスイッチング素子のオンタイミングを生成し、
   前記第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路が、前記第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータのスイッチング素子がオフしたタイミングで、前記第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータのスイッチング素子のオンタイミングを生成するインターリーブ型スイッチング電源において、
   前記出力電圧検出回路からの信号により過電圧を前記第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路が、検出したときに、所定期間、前記第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータの動作を不連続とすることを特徴とするインターリーブ型スイッチング電源。
2. 前記第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路が、前記第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路に、前記第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータのオンタイミングとオン幅とを決定するためのオン幅伝達信号およびオントリガ伝達信号を出力することを特徴とする請求項１に記載のインターリーブ型スイッチング電源。
3. 前記第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路が、
   前記出力電圧検出回路からの信号により過電圧を検出する過電圧検出手段と、
   該過電圧検出手段が過電圧を検出したときに、所定の時定数でタイマを起動し、信号を出力するタイマ回路と、
   前記過電圧検出手段からの検出信号と、前記タイマ回路の出力信号と、前記スイッチング素子のゲート信号とから前記第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路に出力する信号を生成する信号生成手段と、
   を備え、
   前記第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路が、
   前記第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路から入力した前記オン幅伝達信号により、前記スイッチング素子のオン時間を計測する計測手段と、
   該計測手段が計測した計測時間が所定の閾値を超えたときに、前記第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路から入力した前記オントリガ伝達信号をマスクするオントリガ生成手段と、
   前記計測手段が計測した計測時間と、オントリガ生成回路からの信号を元に、オン幅入力端子に入力されたオン時間と等しいオン時間を、オントリガ伝達入力端子からの信号によって所定の時間ずらして出力するディレイ回路と、
   を備えたことを特徴とする請求項２に記載のインターリーブ型スイッチング電源。
4. 前記信号生成手段が、前記過電圧検出手段からの検出信号と、前記タイマ回路の出力信号と、前記スイッチング素子のゲート信号とのＯＲ演算を行って、信号を生成することを特徴とする請求項３に記載のインターリーブ型スイッチング電源。
5. 商用電源を整流する整流回路と、前記整流回路の出力を昇圧チョッピングする１のマスター用臨界型昇圧チョッピングコンバータと、前記１のマスター用臨界型昇圧チョッピングコンバータと並列に配置されて前記整流回路の出力をそれぞれ昇圧チョッピングするｋ−１（２≦ｋ≦ｎの正の整数）個のスレーブ用臨界型昇圧チョッピングコンバータと、該臨界型昇圧チョッピングコンバータの出力電圧を検出する出力電圧検出回路とからなり、
   前記それぞれの臨界型昇圧チョッピングコンバータが、前記整流回路の出力に接続され、
   前記マスター用臨界型昇圧チョッピングコンバータが、チョークコイルと制御巻線とからなるトランスと、該チョークコイルの出力端と接地間に設けられたスイッチング素子と、該スイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路を備え、
   前記スレーブ用臨界型昇圧チョッピングコンバータのそれぞれが、チョークコイルと、該チョークコイルの出力端と接地間に設けられたスイッチング素子と、該スイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路を備え、
   互いに隣接する２つの臨界型昇圧チョッピングコンバータのうち、マスター側に設けられた一方の臨界型昇圧チョッピングコンバータのスイッチング素子がオフするタイミングで、他方の臨界型昇圧チョッピングコンバータの前記制御回路に、前記一方の臨界型昇圧チョッピングコンバータが前記他方の臨界型昇圧チョッピングコンバータのスイッチング素子のオンタイミングを供給するインターリーブ型スイッチング電源において、
   前記出力電圧検出回路からの信号により過電圧を前記マスター用臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路が検出したときに、所定期間、前記マスター用臨界型昇圧チョッピングコンバータ以外の動作を不連続とすることを特徴とするインターリーブ型スイッチング電源。

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