JP5461113B2 - 双方向コンバータ及びこれを用いた電気自動車の制御装置 - Google Patents

双方向コンバータ及びこれを用いた電気自動車の制御装置 Download PDF

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Description

本発明は、順方向送電状態と逆方向送電状態とに作動する双方向コンバータ、及びこれを用いた電気自動車の制御装置に関する。
一方から他方に電圧を変換しながら電力を送る順方向送電状態と、他方から一方に電圧を変換しながら電力を送る逆方向送電状態とに作動する双方向コンバータが開発されている。この双方向コンバータが適用される機器としては、高電圧系統と低電圧系統とを備える電気自動車が挙げられる。電気自動車は、駆動系に電力を供給する高電圧バッテリ(高電圧系統)、制御系に電力を供給する低電圧バッテリ(低電圧系統)、商用電源(例えばＡＣ２００Ｖ)が接続される充電口(低電圧系統)を備えている。このような電気自動車には双方向コンバータが組み込まれており、双方向コンバータを介して高電圧バッテリから低電圧バッテリに電力が供給され、双方向コンバータを介して充電口(商用電源)から高電圧バッテリに電力が供給されている。また、ハイブリッド型の電気自動車に搭載される双方向コンバータとして、高電圧バッテリから低電圧バッテリに電力を供給する機能と、高電圧バッテリが枯渇した場合に低電圧バッテリからモータジェネレータ(高電圧系統)に電力を供給する機能とを備えた双方向コンバータが提案されている(例えば、特許文献１参照)。
特開平１１−８９１０号公報
ところで、高電圧系統から低電圧系統に電力を供給する場合と、低電圧系統から高電圧系統に電力を供給する場合とでは、双方向コンバータ内のトランスに要求される変圧比が異なることが多く、特許文献１に示されるように、トランスとは別に昇圧回路や降圧回路を組み込む必要がある。しかしながら、昇圧回路や降圧回路を別に組み込むことは、回路構成の複雑化を招くことになるため、双方向コンバータの低コスト化を阻害する要因となっていた。さらに、双方向コンバータが組み込まれる電気自動車の制御装置の低コスト化を阻害する要因となっていた。
本発明の目的は、双方向コンバータ及びこれを用いた電気自動車の制御装置の低コスト化を達成することにある。
本発明の双方向コンバータは、第１スイッチング回路から第２スイッチング回路に電力を送る順方向送電状態と、前記第２スイッチング回路から前記第１スイッチング回路に電力を送る逆方向送電状態とに作動する双方向コンバータであって、前記第１スイッチング回路に接続される第１コイルと、前記第２スイッチング回路に接続されるとともにセンタータップを備える第２コイルと、が磁気結合されるトランス、を有し、前記第２スイッチング回路は、前記センタータップと正極ラインとの間に設けられる第１スイッチ手段と、前記第２コイルの両端と前記正極ラインとの間に設けられる第２スイッチ手段と、を備え、前記第１スイッチ手段を開放して前記第２スイッチ手段を接続することにより、前記第２スイッチング回路は前記第２コイルの両端で通電を行う全コイル通電状態に切り換えられる一方、前記第１スイッチ手段を接続して前記第２スイッチ手段を開放することにより、前記第２スイッチング回路は前記第２コイルの一端と前記センタータップとで通電を行う半コイル通電状態に切り換えられることを特徴とする。
本発明の電気自動車の制御装置は、走行用モータに電力を供給する高電圧バッテリと、制御系に電力を供給する低電圧バッテリと、商用電源が接続される電源接続部とを備える電気自動車の制御装置であって、請求項１記載の双方向コンバータを有し、前記第１スイッチング回路に前記高電圧バッテリを接続し、前記第２スイッチング回路に前記低電圧バッテリ及び前記電源接続部を接続し、前記双方向コンバータを順方向送電状態に制御することにより、前記高電圧バッテリによって前記低電圧バッテリを充電する一方、前記双方向コンバータを逆方向送電状態に制御することにより、前記電源接続部に接続される商用電源によって前記高電圧バッテリを充電することを特徴とする。
本発明の電気自動車の制御装置は、前記双方向コンバータを順方向送電状態に制御する際には、前記第２スイッチング回路は全コイル通電状態に切り換えられることを特徴とする。
本発明の電気自動車の制御装置は、前記双方向コンバータを逆方向送電状態に制御する際には、前記第２スイッチング回路は半コイル通電状態に切り換えられることを特徴とする。
本発明の双方向コンバータによれば、第２スイッチング回路を全コイル通電状態と半コイル通電状態とに切り換えるようにしたので、第１コイルと第２コイルとの巻数比を切り換えることが可能となる。これにより、トランスの変圧比を切り換えることができるため、昇圧回路や降圧回路を削減することが可能となり、双方向コンバータの低コスト化を達成することが可能となる。
本発明の電気自動車の制御装置によれば、変圧比の切り換えが可能な双方向コンバータを組み込むようにしたので、１つの双方向コンバータを用いて、高電圧バッテリから低電圧バッテリに電力を供給することが可能となり、商用電源から高電圧バッテリに電力を供給することが可能となる。これにより、高電圧バッテリから低電圧バッテリに電力を供給するＤＣ／ＤＣコンバータや、商用電源から高電圧バッテリに電力を供給する車載充電器の共用化を図ることができ、電気自動車の制御装置の低コスト化を達成することが可能となる。
電気自動車の構成を示す概略図である。 電力変換ユニットの構成を示す概略図である。 双方向コンバータの構成を示す回路図である。 (Ａ)及び(Ｂ)はスイッチング素子の動作を示すタイミングチャートである。 (Ａ)及び(Ｂ)は順方向送電状態における双方向コンバータの通電径路を示す回路図である。 (Ａ)及び(Ｂ)は逆方向送電状態における双方向コンバータの通電径路を示す回路図である。 (Ａ)は順方向送電時における変圧状況を示す説明図であり、(Ｂ)は逆方向送電時における変圧状況を示す説明図である。 従来の電気自動車の構成を示す概略図である。 ＤＣ／ＤＣコンバータ及び車載充電器の構成を示す概略図である。
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。図１は電気自動車１０の構成を示す概略図である。この電気自動車１０には本発明の一実施の形態である電気自動車の制御装置が適用されている。図１に示すように、電気自動車１０は走行用モータ１１を有している。走行用モータ１１には歯車列１２を介して駆動軸１３が連結され、この駆動軸１３には車輪１４が連結されている。また、電気自動車１０には走行用モータ１１の電源として機能する高電圧バッテリ１５が設けられている。この高電圧バッテリ１５としては、例えば、電圧制御範囲が２８０Ｖ〜３８０Ｖとなるリチウムイオン二次電池が用いられる。
走行用モータ１１にはインバータ２０が接続されており、このインバータ２０には通電ケーブル２１，２２を介して高電圧バッテリ１５が接続されている。走行用モータ１１を電動機として駆動する際には、インバータ２０によって高電圧バッテリ１５からの直流電流が交流電流に変換され、この交流電流が走行用モータ１１に対して供給される。一方、走行用モータ１１を発電機として駆動する際には、インバータ２０によって走行用モータ１１からの交流電流が直流電流に変換され、この直流電流が高電圧バッテリ１５に対して供給される。なお、高電圧バッテリ１５に接続される通電ケーブル２１，２２にはメインリレー２３が設けられている。
高電圧バッテリ１５には、電力変換ユニット２４を介して低電圧バッテリ２５が接続されている。低電圧バッテリ２５としては、例えば、電圧制御範囲が１０Ｖ〜１４Ｖとなる鉛蓄電池が用いられる。低電圧バッテリ２５は、インバータ２０、電力変換ユニット２４、後述する各種制御ユニット３０，３１の電源として機能するとともに、図示しない空調機器やヘッドライト等の電源として機能している。このように、低電圧バッテリ２５から電気自動車１０の制御系や補機類に対して電力が供給されるようになっている。また、電力変換ユニット２４はＤＣ／ＤＣコンバータの機能を有しており、電力変換ユニット２４を介して高電圧バッテリ１５から低電圧バッテリ２５に電力を供給することが可能となっている。
また、電気自動車１０を統括的に制御するため、電気自動車１０には車両制御ユニット３０が設けられている。車両制御ユニット３０には各種車両情報が入力されており、車両制御ユニット３０は車両情報に基づき電力変換ユニット２４やインバータ２０等に対して制御信号を出力する。また、高電圧バッテリ１５の充放電を制御するため、電気自動車１０にはバッテリ制御ユニット(ＢＣＵ)３１が設けられている。このバッテリ制御ユニット３１は、高電圧バッテリ１５の電圧や電流を制御するとともに、電圧、電流、温度等に基づき高電圧バッテリ１５の充電状態ＳＯＣを算出する。さらに、電気自動車１０内には通信ネットワーク３２が構築されており、この通信ネットワーク３２を介して、車両制御ユニット３０、バッテリ制御ユニット３１、電力変換ユニット２４、インバータ２０等は相互に接続されている。
また、商用電源３３(例えばＡＣ２００Ｖ)を用いて高電圧バッテリ１５を充電するため、電気自動車１０には電源接続部としての充電口３４が設けられている。この充電口３４は接続端子３５を備えており、接続端子３５は電力変換ユニット２４に接続されている。さらに、商用電源３３に接続して使用される充電ケーブル３６にはコネクタ３７が設けられており、このコネクタ３７には充電口３４の接続端子３５に対応する接続端子３８が設けられている。そして、充電口３４に対してコネクタ３７を接続することにより、電力変換ユニット２４を介して商用電源３３から高電圧バッテリ１５に電力を供給することが可能となる。すなわち、電力変換ユニット２４は、ＤＣ／ＤＣコンバータとしての機能を有するだけでなく、車載充電器としての機能をも有している。なお、商用電源３３から高電圧バッテリ１５を充電する際には、電力変換ユニット２４を介して低電圧バッテリ２５にも充電が施されている。
以下、電力変換ユニット２４の構成について説明する。図２は電力変換ユニット２４の構成を示す概略図である。図２に示すように、電力変換ユニット２４は、高電圧バッテリ１５が接続される高電圧部４０と、低電圧バッテリ２５が接続される低電圧部４１と、充電口３４が接続される交流電源部４２とを有している。低電圧部４１と交流電源部４２との間には、絶縁型の力率改善回路(絶縁ＰＦＣ)４３が設けられている。交流電源部４２に入力される商用電源３３からの交流電流は、力率改善回路４３を介して低電圧部４１に対応する直流電流に変換される。また、高電圧部４０と低電圧部４１との間には、本発明の一実施の形態である双方向コンバータ４４が設けられている。この双方向コンバータ４４は低電圧部４１の直流電流を昇圧させる機能を有しており、双方向コンバータ４４を介して低電圧部４１から高電圧部４０に電力を送ることが可能となっている。また、双方向コンバータ４４は高電圧部４０の直流電流を降圧させる機能を有しており、双方向コンバータ４４を介して高電圧部４０から低電圧部４１に電力を送ることが可能となっている。なお、双方向コンバータ４４はフォワード方式のコンバータとなっている。
このように、電力変換ユニット２４は力率改善回路４３と双方向コンバータ４４とを有することから、交流電源部４２から低電圧部４１を介して高電圧部４０に電力を供給することができ、商用電源３３を用いて高電圧バッテリ１５を充電することが可能となる。また、電力変換ユニット２４は双方向コンバータ４４を有することから、高電圧部４０から低電圧部４１に電力を供給することができ、高電圧バッテリ１５を用いて低電圧バッテリ２５を充電することが可能となる。さらに、電力変換ユニット２４は、高電圧部４０と交流電源部４２との間に低電圧部４１を挟み込む構成であるため、緊急時においては、低電圧部４１から高電圧部４０に電力を供給することが可能となる。例えば、高電圧バッテリ１５の電力が枯渇した場合であっても、低電圧バッテリ２５の電力を用いて走行用モータ１１を緊急的に動かすことができ、電気自動車１０を安全な場所に移動させることが可能となる。また、高電圧バッテリ１５の電力が枯渇した場合に、低電圧バッテリ２５の低電圧系統に接続された電源(例えば、他の自動車のオルタネータ)によって高電圧バッテリ１５を充電することが可能となる。
また、電力変換ユニット２４の低電圧部４１には、双方向コンバータ４４の駆動信号を生成する駆動回路４５、力率改善回路４３の駆動信号を生成する駆動回路４６、これらの駆動回路４５，４６に対する制御信号を演算するＣＰＵ４７が設けられている。さらに、低電圧部４１にはＣＰＵ４７や駆動回路４５，４６の制御電源として機能するフライバック方式の制御電源部４８，４９が設けられている。このように、電力変換ユニット２４の制御系回路を低電圧部４１に集約させることにより、制御系回路の簡素化や低コスト化が図られている。なお、一方の制御電源部４８は高電圧部４０からの電力を制御電源として利用し、他方の制御電源部４９は交流電源部４２からの電力を制御電源として利用している。これにより、高電圧バッテリ１５の電力が枯渇した場合であっても、充電ケーブル３６を充電口３４に接続することで電力変換ユニット２４を作動させることができ、商用電源３３から高電圧バッテリ１５に対して確実に電力を供給することが可能となる。
図３は双方向コンバータ４４の構成を示す回路図である。図３に示すように、双方向コンバータ４４は、電力変換ユニット２４の高電圧部４０に接続される第１スイッチング回路５０と、電力変換ユニット２４の低電圧部４１及び交流電源部４２に接続される第２スイッチング回路５１とを有している。また、第１スイッチング回路５０と第２スイッチング回路５１との間にはトランス５３が設けられており、このトランス５３には第１スイッチング回路５０に接続される第１コイルとしての一次コイル５４と、第２スイッチング回路５１に接続される第２コイルとしての二次コイル５５とを有している。一次コイル５４と二次コイル５５とは共通の磁気回路に巻かれて磁気結合されており、二次コイル５５にはセンタータップ５６が設けられている。
第１スイッチング回路５０は４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を有している。これらのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４としては、トランジスタ、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等が用いられる。正極ライン６０側のスイッチング素子Ｓ１と負極ライン６１側のスイッチング素子Ｓ２とは直列接続されており、素子Ｓ１，Ｓ２の接続点は一次コイル５４の一端６２に接続されている。また、正極ライン６０側のスイッチング素子Ｓ３と負極ライン６１側のスイッチング素子Ｓ４とは直列接続されており、素子Ｓ３，Ｓ４の接続点は一次コイル５４の他端６３に接続されている。
第２スイッチング回路５１は４つのスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８を有している。これらのスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８としては、トランジスタ、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等が用いられる。正極ライン６４側のスイッチング素子(第１スイッチ手段)Ｓ５は、二次コイル５５のセンタータップ５６に接続されている。また、正極ライン６４側のスイッチング素子(第２スイッチ手段)Ｓ６は、整流素子６５を介して負極ライン６６側のスイッチング素子Ｓ７に直列接続されている。この整流素子６５とスイッチング素子Ｓ７との接続点は、二次コイル５５の一端６７に接続されている。さらに、正極ライン６４側のスイッチング素子Ｓ６は、整流素子６８を介して負極ライン６６側のスイッチング素子Ｓ８に直列接続されている。この整流素子６８とスイッチング素子Ｓ８との接続点は、二次コイル５５の他端６９に接続されている。
ここで、図４(Ａ)及び(Ｂ)はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８の動作を示すタイミングチャートである。図４(Ａ)には高電圧部４０側の第１スイッチング回路５０から低電圧部４１側の第２スイッチング回路５１に電力を供給する順方向送電状態が示され、図４(Ｂ)には低電圧部４１側の第２スイッチング回路５１から高電圧部４０側の第１スイッチング回路５０に電力を供給する逆方向送電状態が示されている。なお、図４(Ａ)及び(Ｂ)においては、塗り潰した箇所がスイッチング素子のオン状態を示している。また、図５(Ａ)及び(Ｂ)は順方向送電状態における双方向コンバータ４４の通電径路を示す回路図である。また、図６(Ａ)及び(Ｂ)は逆方向送電状態における双方向コンバータ４４の通電径路を示す回路図である。
図４(Ａ)に示すように、双方向コンバータ４４の順方向送電時には、第１スイッチング回路５０において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオン状態に制御してスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をオフ状態に制御する第１モードと、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオフ状態に制御してスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をオン状態に制御する第２モードとが所定周期で交互に繰り返される。また、第２スイッチング回路５１においては、スイッチング素子Ｓ６をオン状態に保持したまま、第１スイッチング回路５０の第１及び第２モードに同期させるように、スイッチング素子Ｓ７をオン状態に制御してスイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する第１モードと、スイッチング素子Ｓ７をオフ状態に制御してスイッチング素子Ｓ８をオン状態に制御する第２モードとが所定周期で交互に繰り返される。なお、図４(Ａ)に示すように、順方向送電時においては、同期整流方式と位相シフト方式とを組み合わせてスイッチング制御が実行されている。
このように、第１及び第２スイッチング回路５０，５１を制御することにより、図５(Ａ)及び(Ｂ)に示す通電状態が交互に繰り返され、トランス５３の電磁誘導作用によって第１スイッチング回路５０から第２スイッチング回路５１に電力が供給される。このとき、スイッチング素子Ｓ６がオン状態に保持されるため、スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８を交互にオンオフ制御することにより、二次コイル５５の両端６７，６９で通電が行われるようになっている。すなわち、スイッチング素子Ｓ５をオフ状態(開放状態)に切り換え、スイッチング素子Ｓ６をオン状態(接続状態)に切り換えることにより、二次コイル５５の全体に通電を行う全コイル通電状態に第２スイッチング回路５１が切り換えられることになる。
また、図４(Ｂ)に示すように、双方向コンバータ４４の逆方向送電時には、第２スイッチング回路５１において、スイッチング素子Ｓ５をオン状態に保持したまま、スイッチング素子Ｓ７をオン状態に制御してスイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する第１モードと、スイッチング素子Ｓ７をオフ状態に制御してスイッチング素子Ｓ８をオン状態に制御する第２モードとが所定周期で交互に繰り返される。また、第１スイッチング回路５０においては、第２スイッチング回路５１の第１及び第２モードに同期させるように、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオン状態に制御してスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をオフ状態に制御する第１モードと、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオフ状態に制御してスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をオン状態に制御する第２モードとが所定周期で交互に繰り返される。なお、図４(Ｂ)に示すように、逆方向送電時においては、同期整流方式を用いてスイッチング制御が実行されている。
このように、第１及び第２スイッチング回路５０，５１を制御することにより、図６(Ａ)及び(Ｂ)に示す通電状態が交互に繰り返され、トランス５３の電磁誘導作用によって第２スイッチング回路５１から第１スイッチング回路５０に電力が供給される。このとき、スイッチング素子Ｓ５がオン状態に保持されるため、スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８を交互にオンオフ制御することにより、二次コイル５５の一端６７，６９とセンタータップ５６とで通電が行われるようになっている。すなわち、スイッチング素子Ｓ５をオン状態に切り換え、スイッチング素子Ｓ６をオフ状態に切り換えることにより、二次コイル５５の半分に通電を行う半コイル通電状態に第２スイッチング回路５１が切り換えられることになる。
前述したように、順方向送電時には第２スイッチング回路５１が全コイル通電状態に切り換えられる一方、逆方向送電時には第２スイッチング回路５１が半コイル通電状態に切り換えられる。このように、全コイル通電状態と半コイル通電状態とを切り換えることにより、一次コイル５４と二次コイル５５との巻数比を切り換えることが可能となる。これにより、トランス５３の変圧比を切り換えることができるため、一対のコイル５４，５５を備えたトランス５３を用いながら、高電圧部４０から低電圧部４１に電力を供給する際の変圧比と、低電圧部４１から高電圧部４０に電力を供給する際の変圧比とを変えることが可能となる。
ここで、高電圧バッテリ１５が接続される高電圧部４０の電圧変動範囲は２８０Ｖ〜４００Ｖであり、低電圧バッテリ２５が接続される低電圧部４１の電圧変動範囲は１０Ｖ〜１４Ｖである。このため、高電圧部４０から低電圧部４１に電力を供給する際には、高電圧部４０の低電圧レベルである２８０Ｖから低電圧部４１の高電圧レベルである１４Ｖに降圧させる変圧能力が、双方向コンバータ４４に対して要求されることになる。一方、低電圧部４１から高電圧部４０に電力を供給する際には、低電圧部４１の低電圧レベルである１０Ｖから高電圧部４０の高電圧レベルである４００Ｖに昇圧させる変圧能力が、双方向コンバータ４４に対して要求されることになる。
このように、双方向コンバータ４４を順方向送電状態に制御する際にトランス５３に対して要求される変圧比と、双方向コンバータ４４を逆方向送電状態に制御する際にトランス５３に対して要求される変圧比とが異なるため、従来は何れかの変圧比に合わせてトランスを構成するとともに、昇圧回路や降圧回路を別に組み込む等の対策が必要となっていた。これに対し、本発明の双方向コンバータ４４においては、第２スイッチング回路５１を全コイル通電状態と半コイル通電状態とを切り換えることにより、トランス５３の変圧比を切り換えることが可能となっている。これにより、昇圧回路や降圧回路を削減することができるため、双方向コンバータ４４の回路構成の簡素化を図ることが可能となる。
図７(Ａ)は順方向送電時における変圧状況を示す説明図であり、図７(Ｂ)は逆方向送電時における変圧状況を示す説明図である。まず、図７(Ａ)に示すように、図示するトランス５３においては、一次コイル５４の巻数が４０となっており、二次コイル５５の巻数が２となっている。高電圧部４０から低電圧部４１に電力を供給する順方向送電時には、第２スイッチング回路５１が全コイル通電状態に切り換えられるため、トランス５３の巻数比は４０：２に設定される。これにより、高電圧部４０の電圧レベルが２８０Ｖである場合には、トランス５３を介して１４Ｖまで電圧を引き下げることが可能となる。一方、図７(Ｂ)に示すように、低電圧部４１から高電圧部４０に電力を供給する逆方向送電時には、第２スイッチング回路５１が半コイル通電状態に切り換えられるため、トランス５３の巻数比は４０：１に設定される。これにより、低電圧部４１の電圧レベルが１０Ｖである場合には、トランス５３を介して４００Ｖまで電圧を引き上げることが可能となる。
なお、トランス５３を介して得られる出力電圧Ｖｏｕｔは、以下の式(１)に示すように、入力電圧Ｖｉｎ及び巻数比ｍによって決定されるだけでなく、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４，Ｓ７，Ｓ８を駆動する際のデューティ比Ｄによって決定されている。このため、双方向コンバータ４４を用いて送電する際には、送電方向に応じてトランス５３の巻数比ｍを切り換えた上で、必要な出力電圧Ｖｏｕｔが得られるように入力電圧Ｖｉｎに応じてデューティ比Ｄが調整されることになる。
Ｖｏｕｔ＝ｍ×Ｄ×Ｖｉｎ …(１)
これまで説明したように、本発明の双方向コンバータ４４においては、二次コイル５５の通電状態を切り換えることにより、トランス５３の変圧比を切り換えるようにしている。これにより、複数の出力電圧レベルが要求される場合であっても、双方向コンバータ４４から昇圧回路や降圧回路を省くことができるため、双方向コンバータ４４の低コスト化を図ることが可能となる。また、変圧比の切り換えが可能な双方向コンバータ４４を電気自動車の制御装置に組み込むことにより、複数の電力変換機器を組み込むことなく、高電圧バッテリ１５から低電圧バッテリ２５に電力を供給することができ、商用電源３３から高電圧バッテリ１５に電力を供給することが可能となる。すなわち、従来の電気自動車の制御装置においては、高電圧バッテリ１５から低電圧バッテリ２５に電力を供給するためのＤＣ／ＤＣコンバータと、商用電源３３から高電圧バッテリ１５に電力を供給するための車載充電器を備えていたが、本発明の電気自動車の制御装置においては、ＤＣ／ＤＣコンバータ及び車載充電器の共用化を図ることが可能となる。
ここで、図８は従来の電気自動車１００の構成を示す概略図であり、図９はＤＣ／ＤＣコンバータ１０１及び車載充電器１０２の構成を示す概略図である。なお、図８において、図２に示す部材と同様の部材については、同一の符号を付してその説明を省略する。図８に示すように、高電圧バッテリ１５から低電圧バッテリ２５を充電するため、高電圧バッテリ１５と低電圧バッテリ２５との間にはＤＣ／ＤＣコンバータ１０１が設けられている。また、商用電源３３から高電圧バッテリ１５に電力を供給するため、充電口３４と高電圧バッテリ１５との間には車載充電器１０２が設けられている。図９に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１には、降圧用のフォワードコンバータ１０３、制御信号を演算するＣＰＵ１０４、フォワードコンバータ１０３等の制御電源として機能する制御電源部１０５等が設けられている。また、車載充電器１０２には、交流電流を直流電流に変換する力率改善回路１０６、高電圧バッテリ１５用のフォワードコンバータ１０７、低電圧バッテリ２５用のフライバックコンバータ１０８、制御信号を演算するＣＰＵ１０９、フォワードコンバータ１０７等の制御電源として機能する制御電源部１１０等が設けられている。
このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１及び車載充電器１０２は多数の部品や回路によって構成されているが、本発明の電気自動車の制御装置においては、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１及び車載充電器１０２の共用化を図ることができる。これにより、図２に示すように、重複回路部品(パワー部品，保護素子等)の削減、構造部品(筐体，カバー，ボルト，冷却構造部品等)の削減、周辺部品(ハーネス，ブラケット等)の削減を図ることができ、電気自動車の制御装置の製造コストや開発コストを大幅に引き下げることが可能となる。
本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。前述の説明では、本発明の双方向コンバータ４４を電気自動車の制御装置に適用しているが、これに限られることはなく、他の電気機器に対して本発明の双方向コンバータ４４を適用しても良い。また、図示する電気自動車１０は、駆動源として走行用モータ１１のみを備えた電気自動車であるが、駆動源として走行用モータ１１及びエンジンを備えたハイブリッド型の電気自動車であっても良い。さらに、図示する電気自動車１０には、電源接続部として充電口３４が設けられているが、電気自動車１０側に電源接続部としての充電ケーブルを設けるようにしても良い。さらに、図示する電気自動車１０には、商用電源３３(例えばＡＣ２００Ｖ)から伸びる充電ケーブル３６を接続するための充電口３４が設けられているが、この充電口３４に加えて急速充電用の充電口を設けるようにしても良い。この場合、急速充電用の充電口は電力変換ユニット２４の高電圧部４０に接続されることになる。
また、前述の説明では、高電圧バッテリ１５、低電圧バッテリ２５、商用電源３３間での充放電を制御するため、順方向送電時には出力電圧を引き下げる一方、逆方向送電時には出力電圧を引き上げるようにしているが、これに限られることはなく、双方向で出力電圧を引き上げるようにしても良く、双方向で出力電圧を引き下げるようにしても良い。例えば、一次コイル５４の巻数を３に設定し、センタータップ５６付き二次コイル５５の巻数を４に設定した場合には、第２スイッチング回路５１を全コイル通電状態と半コイル通電状態とを切り換えることにより、一次コイル５４の巻数と二次コイル５５の巻数との大小関係を逆転させることが可能となる。このように、コイル５４，５５の巻数を設定することにより、双方向で出力電圧を引き上げることや、双方向で出力電圧を引き下げることが可能となる。
また、前述の説明では、順方向送電時に第２スイッチング回路５１を全コイル通電状態に制御する一方、逆方向送電時に第２スイッチング回路５１を半コイル通電状態に制御しているが、本発明の双方向コンバータ４４を他の電気機器に対して適用する場合には、順方向送電時に第２スイッチング回路５１を半コイル通電状態に制御しても良く、逆方向送電時に第２スイッチング回路５１を全コイル通電状態に制御しても良い。すなわち、図５に示す順方向送電状態において、スイッチング素子Ｓ６をオフ状態に切り換えてスイッチング素子Ｓ５をオン状態に切り換えても良く、図６に示す逆方向送電状態において、スイッチング素子Ｓ５をオフ状態に切り換えてスイッチング素子Ｓ６をオン状態に切り換えても良い。
１０ 電気自動車
１１ 走行用モータ
１５ 高電圧バッテリ
２５ 低電圧バッテリ
３３ 商用電源
３４ 充電口(電源接続部)
４４ 双方向コンバータ
５０ 第１スイッチング回路
５１ 第２スイッチング回路
５３ トランス
５４ 一次コイル(第１コイル)
５５ 二次コイル(第２コイル)
５６ センタータップ
６４ 正極ライン
Ｓ５ スイッチング素子(第１スイッチ手段)
Ｓ６ スイッチング素子(第２スイッチ手段)

Claims (4)

  1. 第１スイッチング回路から第２スイッチング回路に電力を送る順方向送電状態と、前記第２スイッチング回路から前記第１スイッチング回路に電力を送る逆方向送電状態とに作動する双方向コンバータであって、
    前記第１スイッチング回路に接続される第１コイルと、前記第２スイッチング回路に接続されるとともにセンタータップを備える第２コイルと、が磁気結合されるトランス、を有し、
    前記第２スイッチング回路は、前記センタータップと正極ラインとの間に設けられる第１スイッチ手段と、前記第２コイルの両端と前記正極ラインとの間に設けられる第２スイッチ手段と、を備え、
    前記第１スイッチ手段を開放して前記第２スイッチ手段を接続することにより、前記第２スイッチング回路は前記第２コイルの両端で通電を行う全コイル通電状態に切り換えられる一方、
    前記第１スイッチ手段を接続して前記第２スイッチ手段を開放することにより、前記第２スイッチング回路は前記第２コイルの一端と前記センタータップとで通電を行う半コイル通電状態に切り換えられることを特徴とする双方向コンバータ。
  2. 走行用モータに電力を供給する高電圧バッテリと、制御系に電力を供給する低電圧バッテリと、商用電源が接続される電源接続部とを備える電気自動車の制御装置であって、
    請求項１記載の双方向コンバータを有し、
    前記第１スイッチング回路に前記高電圧バッテリを接続し、前記第２スイッチング回路に前記低電圧バッテリ及び前記電源接続部を接続し、
    前記双方向コンバータを順方向送電状態に制御することにより、前記高電圧バッテリによって前記低電圧バッテリを充電する一方、
    前記双方向コンバータを逆方向送電状態に制御することにより、前記電源接続部に接続される商用電源によって前記高電圧バッテリを充電することを特徴とする電気自動車の制御装置。
  3. 請求項２記載の電気自動車の制御装置において、
    前記双方向コンバータを順方向送電状態に制御する際には、前記第２スイッチング回路は全コイル通電状態に切り換えられることを特徴とする電気自動車の制御装置。
  4. 請求項２または３記載の電気自動車の制御装置において、
    前記双方向コンバータを逆方向送電状態に制御する際には、前記第２スイッチング回路は半コイル通電状態に切り換えられることを特徴とする電気自動車の制御装置。
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