JP5430498B2 - Diode mixer circuit - Google Patents
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Description
本発明はダイオードミキサ回路、特に高周波帯で使用されるセンサやレーダ等の受信機等に用いられ、復調信号の周波数がＤＣまで動作するダイオードミキサ回路の構成に関する。 The present invention relates to a diode mixer circuit, and more particularly to a configuration of a diode mixer circuit which is used for a sensor used in a high frequency band, a receiver such as a radar, etc., and whose demodulated signal frequency operates to DC.
図５には、従来の電磁波を用いた無線ドップラーセンサの構成が示されており、このドップラーセンサでは、発振器１１にて発生したマイクロ波が分配器１２で分配され、一方のマイクロ波はアンテナ１３から送信され、他方のマイクロ波は受信ミキサ１４に局部発振信号として入力される。そして、対象物によりドップラーシフトされた反射波は、アンテナ１５にて受信され、ミキサ１４に高周波信号として入力される。このミキサ１４では、局部発振信号により高周波信号がダウンコンバートされ、ドップラー復調信号が出力端子１６より出力される。一般に、ドップラー復調信号は数ｋＨｚ以下の低周波であり、ドップラーセンサに用いられる受信ミキサでは、ＤＣ（０Ｈｚ）までの周波数で動作することが要求される。
FIG. 5 shows a configuration of a conventional wireless Doppler sensor using electromagnetic waves. In this Doppler sensor, the microwave generated by the
図６には、従来のダイオードミキサ（高周波ミキサ）回路の構成が示されており、このミキサ（受信ミキサ）は、ハイブリッド結合器とダイオードで構成されたダイオードミキサである。このダイオードミキサでは、局部発振信号（Ｌｏ）入力端子１と高周波信号（ＲＦ）入力端子２の間をアイソレートするハイブリッド結合器５を介して２つのダイオードＤ1 、Ｄ2 が直列接続され、この２つのダイオードＤ1 、Ｄ2 の間に、ドップラー復調信号出力端子３が設けられる。なお、Ｌ1 ,Ｌ2 は整合素子、Ｃ3 はコンデンサである。
FIG. 6 shows a configuration of a conventional diode mixer (high frequency mixer) circuit, and this mixer (reception mixer) is a diode mixer including a hybrid coupler and a diode. In this diode mixer, two diodes D1 and D2 are connected in series via a hybrid coupler 5 that isolates between a local oscillation signal (Lo) input terminal 1 and a high frequency signal (RF)
このようなダイオードミキサ回路によれば、入力端子１から局部発振信号が入力され、かつ入力端子２から高周波信号が入力され、これら局部発振信号と高周波信号がダイオードＤ1 、Ｄ2 で周波数混合されることで、ドップラー復調信号が出力端子３から出力される。
According to such a diode mixer circuit, a local oscillation signal is input from the input terminal 1 and a high frequency signal is input from the
上記ダイオードＤ1 、Ｄ2 としては、電流−電圧特性の立ち上がりが急峻なＧａＡｓダイオードが用いられることが多いが、このＧａＡｓダイオードは一般に順方向電圧が高いため、ダイオードＤ1 、Ｄ2 をオン状態にしてミキサとして動作させるためには大きな局部発振信号電力が必要になる。 As the diodes D1 and D2, a GaAs diode having a steep current-voltage characteristic is often used. Since the GaAs diode generally has a high forward voltage, the diodes D1 and D2 are turned on to serve as a mixer. In order to operate, a large local oscillation signal power is required.
図７には、下記特許文献１の高周波ミキサの構成が示されており、このミキサは、小さい局部発振信号電力で動作することができるものである。図７では、高周波信号入力端子１と局部発振信号入力端子２の間に、ラットレース型ハイブリッドのアイソレーション１８の端子がコンデンサＣ11，Ｃ12を介して接続され、このアイソレーション１８の他の２つの端子と高周波短絡用の先端開放線路１９との間に、逆極性で２個のダイオードＤ11、Ｄ12が接続される。このダイオードＤ11と先端開放線路１９との間には、ＤＣ阻止コンデンサＣ13、ＤＣリターン２０が挿入され、上記先端開放線路１９に接続したＩＦ・ＤＣ分波器２１を介して中間周波数信号（ＩＦ）出力端子３及びバイアス端子４が接続される。なお、２２はＩＦリターンである。このミキサによれば、ダイオードＤ11、Ｄ12に順方向のバイアスをかけることにより、小さい局部発振信号電力で動作することができる。
FIG. 7 shows a configuration of a high-frequency mixer disclosed in Patent Document 1 described below, and this mixer can operate with a small local oscillation signal power. In FIG. 7, a rat
ところで、従来の図６のダイオードミキサ回路では、上述のように、大きな局部発振信号電力が必要になるという問題がある。即ち、図８には、局部発振信号電力に対する変換損失の関係が示されており、この図８の特性線６０から分かるように、局部発振信号電力が十分に大きい場合はよいが、低下して不足する場合には、高周波ミキサの変換損失が急激に悪化し、変換効率が低下するという不都合がある。この変換損失においては、局部発振信号電力に対する依存度が高く、この変換損失を悪化させないためには、小さい局部発振信号電力でも動作可能にすることが好ましい。
Incidentally, the conventional diode mixer circuit of FIG. 6 has a problem that a large local oscillation signal power is required as described above. That is, FIG. 8 shows the relationship of the conversion loss to the local oscillation signal power. As can be seen from the
一方、小さい局部発振信号電力で動作させるミキサとして、図７で説明した特許文献１の構成が存在する。しかし、図５のように、ドップラーセンサ回路を構成する場合、ドップラー復調信号の周波数はＤＣまでの低い周波数となるため、図７のミキサの場合、ＤＣ阻止コンデンサＣ13やＤＣリターン２０の定数を理論上無限大とする必要があり、実際には不可能となる。
On the other hand, as a mixer that operates with a small local oscillation signal power, there is the configuration of Patent Document 1 described in FIG. However, when the Doppler sensor circuit is configured as shown in FIG. 5, the frequency of the Doppler demodulated signal is a low frequency up to DC. Therefore, in the case of the mixer of FIG. 7, the constants of the DC blocking capacitor C13 and the
また、同様の理由により、ＤＣ−ＩＦ分波器２１も構成することが不可能となるため、外部バイアス回路の持つインピーダンスが変換損失特性に影響を与えることになる。例えば、ＤＣ−ＩＦ分波器２１を用いず、バイアス電圧を抵抗を介して与えた場合、この抵抗によってドップラー復調信号が吸収されて減衰するという不都合がある。逆に、抵抗を用いず直接バイアスをかけた場合は、ダイオードＤ11，Ｄ12の電圧−電流特性は順方向電圧付近で大きく変化するため、この順方向電圧が半導体（ダイオード）製造のバラツキや温度特性により変わる場合にはバイアス電流が大きく変化してしまうという不都合がある。
For the same reason, it is impossible to configure the DC-
本発明は上記問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、ＤＣまでの低周波となるドップラー復調信号を扱う場合でも、小さな局部発振信号電力で動作させることができ、またドップラー復調信号を減衰させることなく、ダイオードの製造バラツキや温度変化がある場合でも、安定した動作を確保することが可能となるダイオードミキサ回路を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above problems, and its purpose is to operate with a small local oscillation signal power even when dealing with a Doppler demodulated signal having a low frequency up to DC. An object of the present invention is to provide a diode mixer circuit that can ensure stable operation even when there is a manufacturing variation of the diode or a temperature change without attenuating the noise.
上記目的を達成するために、請求項１の発明は、周波数変換用ダイオードにより高周波に対する周波数変換を行うダイオードミキサ回路において、バイアス電圧源としての外部正電圧源と、上記周波数変換用ダイオードと同一特性からなり、上記周波数変換用ダイオードに並列に接続されたバイアス用ダイオードを定電圧回路として配置し、このバイアス用ダイオードの定電圧特性を用い、上記外部正電圧源に基づき一定のバイアス電圧を上記周波数変換用ダイオードに印加するバイアス回路と、を設けたことを特徴とする。
請求項２の発明は、周波数変換用ダイオードにより高周波に対する周波数変換を行うダイオードミキサ回路において、バイアス電圧源としての外部正電圧源と、上記周波数変換用ダイオードと同一特性からなり、上記外部正電圧源の電圧を基準電圧に変換するバイアス電圧設定用ダイオードと、このバイアス電圧設定用ダイオードで得られた基準電圧と同一かつ一定のバイアス電圧を上記周波数変換用ダイオードへ印加する定電圧回路とからなるバイアス回路と、を設けたことを特徴とする。
請求項３の発明は、請求項２の発明における上記バイアス回路では、上記バイアス電圧設定用ダイオードと共に基準電圧を設定するためのサーミスタを設け、このサーミスタにより温度変化に応じたバイアス電流を供給することを特徴とする。
In order to achieve the above object, according to the first aspect of the present invention, there is provided a diode mixer circuit that performs frequency conversion with respect to a high frequency by a frequency conversion diode, and has the same characteristics as an external positive voltage source as a bias voltage source and the frequency conversion diode. A bias diode connected in parallel with the frequency conversion diode as a constant voltage circuit , and using a constant voltage characteristic of the bias diode, a constant bias voltage is applied to the frequency based on the external positive voltage source. And a bias circuit applied to the conversion diode.
According to a second aspect of the present invention, there is provided a diode mixer circuit that performs frequency conversion with respect to a high frequency by a frequency conversion diode. The external positive voltage source as a bias voltage source has the same characteristics as the frequency conversion diode. A bias voltage setting diode that converts the voltage of the current to a reference voltage, and a constant voltage circuit that applies the same and constant bias voltage to the frequency conversion diode as the reference voltage obtained by the bias voltage setting diode. And a circuit .
According to a third aspect of the present invention, in the bias circuit according to the second aspect of the present invention, a thermistor for setting a reference voltage is provided together with the bias voltage setting diode, and a bias current corresponding to a temperature change is supplied by the thermistor. It is characterized by.
上記請求項１の構成によれば、バイアス回路により一定のバイアス電圧が周波数変換用ダイオードへ与えられるので、小さな局部発振信号電力で周波数変換の動作が行われる。また、定電圧回路により、周波数変換用ダイオードに対するバイアス回路の接続点（例えば第１ダイオードの陽極側及び第２ダイオードの陰極側）を、ドップラー復調信号の周波数に対して短絡の状態にすることで、変換損失の悪化を防止することができる。
更に、バイアス回路の定電圧回路としてバイアス用ダイオードを用い、このバイアス用ダイオードの定電圧特性によって一定のバイアス電圧が与えられることになり、また周波数変換用ダイオードとバイアス用ダイオードが同一特性で（例えば、同一基板に同一のプロセスで製作する）、全て同じ順方向電圧を持つので、例えば温度変化があった場合には、その変化に応じてバイアス電圧が変化することで、安定したバイアス電流が周波数変換用ダイオードへ与えられる。
According to the first aspect of the present invention, since a constant bias voltage is applied to the frequency conversion diode by the bias circuit, the frequency conversion operation is performed with a small local oscillation signal power. Further, by connecting the connection points of the bias circuit to the frequency conversion diode (for example, the anode side of the first diode and the cathode side of the second diode) with a constant voltage circuit, the short circuit is established with respect to the frequency of the Doppler demodulated signal. Therefore, deterioration of conversion loss can be prevented.
Furthermore , a bias diode is used as the constant voltage circuit of the bias circuit, and a constant bias voltage is given by the constant voltage characteristic of the bias diode, and the frequency conversion diode and the bias diode have the same characteristics (for example, Since they all have the same forward voltage, for example, when there is a temperature change, the bias voltage changes according to the change, so that a stable bias current is generated at a frequency. It is given to the conversion diode.
請求項２の構成によれば、バイアス回路を構成する定電圧回路（例えばボルテージフォロワ回路）により、バイアス電圧設定用ダイオードで得られた基準電圧と同一かつ一定のバイアス電圧が周波数変換用ダイオードへ与えられることで、小さな局部発振信号電力で周波数変換の動作が行われる。また、定電圧回路により、周波数変換用ダイオードへのバイアス回路の接続点を、ドップラー復調信号の周波数に対して短絡の状態にすることで、変換損失の悪化を防止することができる。更に、この場合も、バイアス電圧設定用ダイオードを周波数変換用ダイオードと同一特性にすることで、安定したバイアス電流の下に周波数変換が実行される。 According to the configuration of the second aspect , the constant voltage circuit (for example, the voltage follower circuit) constituting the bias circuit applies the same and constant bias voltage to the frequency conversion diode as the reference voltage obtained by the bias voltage setting diode. As a result, the frequency conversion operation is performed with a small local oscillation signal power. Further, by making the connection point of the bias circuit to the frequency conversion diode short-circuited with respect to the frequency of the Doppler demodulated signal by the constant voltage circuit, deterioration of the conversion loss can be prevented. Furthermore, also in this case, frequency conversion is performed under a stable bias current by making the bias voltage setting diode the same characteristic as the frequency conversion diode.
請求項３の構成によれば、バイアス回路に設けられたサーミスタにより、温度変化に応じたバイアス電流（温度上昇に伴って増加するバイアス電流）が供給され、温度上昇に伴って局部発振信号電力が低下する場合でも、その低下を補償するように動作させることができる。 According to the configuration of the third aspect , the thermistor provided in the bias circuit supplies the bias current corresponding to the temperature change (the bias current increasing with the temperature rise), and the local oscillation signal power is increased with the temperature rise. Even if it drops, it can be operated to compensate for the drop.
本発明のダイオードミキサ回路によれば、ＤＣまでの低周波となるドップラー復調信号を扱う場合でも、小さな局部発振信号電力で動作させることができ、ミキサ回路の変換損失を悪化させることもないという効果がある。 According to the diode mixer circuit of the present invention, even when a Doppler demodulated signal having a low frequency up to DC is handled, the operation can be performed with a small local oscillation signal power, and the conversion loss of the mixer circuit is not deteriorated. There is.
また、バイアス回路にダイオードを用いることにより、抵抗を介してバイアスを与える場合のようにドップラー復調信号を減衰させることもなく、しかも周波数変換用ダイオードと同一特性のダイオードを用いることで、温度変化がある場合でも、安定した動作が確保できることになる。即ち、上述のように、周波数変換用としてのダイオードには、順方向電圧付近で大きく変化する電圧−電流特性があるため、この順方向電圧が変化した場合はバイアス電流が大きく変化するが、同一特性のバイアス用ダイオードを用いることで安定したバイアス電流を供給することができる。 In addition, by using a diode in the bias circuit, the Doppler demodulated signal is not attenuated as in the case of applying a bias via a resistor, and a diode having the same characteristics as the frequency conversion diode is used, so that the temperature change can be reduced. Even in some cases, stable operation can be ensured. That is, as described above, the diode for frequency conversion has a voltage-current characteristic that changes greatly in the vicinity of the forward voltage. Therefore, when the forward voltage changes, the bias current changes greatly. A stable bias current can be supplied by using a bias diode having characteristics.
請求項３の発明によれば、温度が上昇して局部発振信号電力が低下する場合でも、その低下を補償した安定した動作が確保できるという利点がある。
According to the invention of
図１には、本発明の第１実施例に係るダイオードミキサ回路（シングルバランスドミキサ）の構成が示されており、この第１実施例は、局部発振信号（Ｌｏ）入力端子１と高周波信号（ＲＦ）入力端子２の間に、９０°ハイブリッド結合器５が設けられ、この９０°ハイブリッド結合器５に、ショットキーバリアダイオードからなる周波数変換用の第１ダイオードＤ1 及び第２ダイオードＤ2 が接続される。即ち、９０°ハイブリッド結合器５のＩＮポートに局部発振信号入力端子１、ＩＳＯポートに高周波信号入力端子２、９０°ポートに第１ダイオードＤ1 の陽極端子、０°ポートに第２ダイオードＤ2 の陰極端子が接続される。
FIG. 1 shows the configuration of a diode mixer circuit (single balanced mixer) according to a first embodiment of the present invention. This first embodiment includes a local oscillation signal (Lo) input terminal 1 and a high frequency signal. A 90 ° hybrid coupler 5 is provided between the (RF)
上記第１ダイオードＤ1 の陰極端子と第２ダイオードＤ2 の陽極端子は互いに接続され、この接続点にドップラー復調信号出力端子３が配置されると共に、このダイオードＤ1 ，Ｄ2 の接続点と接地の間にコンデンサＣ3 が配置される。また、上記第１ダイオードＤ1 の陽極端子には、整合素子Ｌ1 の一方端が接続され、この整合素子Ｌ1 の他端と接地（GND）の間に、局部発振信号及び高周波信号に対して短絡となる容量のコンデンサＣ1 が接続される。他方の第２ダイオードＤ2 の陰極端子には、整合素子Ｌ2 を介して局部発振（Ｌｏ）信号及び高周波（ＲＦ）信号に対して短絡となる容量のコンデンサＣ2 が接地との間に接続される。説明の便宜上、コンデンサＣ1 と整合素子Ｌ1 の接続点をノードＡ、コンデンサＣ２と整合素子Ｌ２の接続点をノードＢとする。
The cathode terminal of the first diode D1 and the anode terminal of the second diode D2 are connected to each other, a Doppler demodulated
そして、第１実施例では、ノードＡとノードＢの間において、上記第１及び第２ダイオードＤ1 ，Ｄ2 に並列（同極性）となるように、定電圧回路として機能するショットキーダイオードからなる第３ダイオードＤ3 及び第４ダイオードＤ4 （バイアス用ダイオード）を直列に接続する。これらダイオードＤ3 ，Ｄ4 は、上記ダイオードＤ1 ，Ｄ2 と共に、集積回路としての同一の半導体チップ上に形成することで、４つのダイオードＤ1 〜Ｄ4 が同一の特性を持つようにしている。また、ノードＡに対して第１抵抗Ｒ1 を介して外部正電圧源６が接続され、ノードＢは第２抵抗Ｒ2 を介して接地される。
Then, in the first embodiment, between the node A and a Node B, so as to be parallel to the first and second diodes D1, D2 (the same polarity), a Schottky diode that functions as a constant-voltage circuit A third diode D3 and a fourth diode D4 (bias diode) are connected in series. These diodes D3 and D4 together with the diodes D1 and D2 are formed on the same semiconductor chip as an integrated circuit so that the four diodes D1 to D4 have the same characteristics. Further, the external
第１実施例は以上の構成からなり、このダイオードミキサ回路においては、外部正電圧源６から第３及び第４ダイオードＤ3 ，Ｄ4 を介してバイアス電圧を印加すると、第１ダイオードＤ1 と第２ダイオードＤ2 に強制的にバイアス電流が与えられ、これによって、第１ダイオードＤ1 と第２ダイオードＤ2 は非線形領域にバイアスされることで、小さな局部発振信号電力でも動作することができる。
The first embodiment has the above configuration. In this diode mixer circuit, when a bias voltage is applied from the external
図２には、局部発振信号電力に対する第１ダイオードＤ1 の陽極−陰極間ピーク電圧Ｖakの変化が示されており、従来の回路では、点線５０のように、局部発振信号電力が低下し不足する場合に、陽極−陰極間電圧Ｖakが低くなる。これに対し、第１実施例では外部正電源１を設けてバイアスを印加することで、実線５１のように、局部発振信号電力が低下し不足する場合でも、第１ダイオードＤ1 の陽極−陰極間電圧Ｖakが高く維持されることになり、これによって、変換効率が向上し、良好な振幅のドップラー復調信号が得られる。
FIG. 2 shows the change of the peak voltage Vak between the anode and the cathode of the first diode D1 with respect to the local oscillation signal power. In the conventional circuit, the local oscillation signal power decreases and becomes insufficient as indicated by the dotted
また、第１実施例では、第１ダイオードＤ1 及び第２ダイオードＤ2 からドップラー復調信号出力端子３までの間に、図７の構成とは異なり、低周波を阻止するコンデンサがないため、ドップラー復調信号はＤＣまでの低周波でも動作することになる。
In the first embodiment, unlike the configuration of FIG. 7, there is no capacitor for blocking low frequencies between the first diode D1 and the second diode D2 and the Doppler demodulated
更に、第３ダイオードＤ3 と第４ダイオードＤ4 の定電圧特性により、ノードＡ（第１ダイオードＤ1 の陽極側）及びノードＢ（第２ダイオードＤ2 の陰極側）がドップラー復調信号の周波数に対して短絡の状態となることで、ノードＡ及びノードＢのドップラー復調信号に対するインピーダンスが低くなり、この結果、ドップラー復調信号が第１抵抗Ｒ1 及び第２抵抗Ｒ2 にて吸収されて変換損失が悪化することも抑制される。 Further, due to the constant voltage characteristics of the third diode D3 and the fourth diode D4, the node A (the anode side of the first diode D1) and the node B (the cathode side of the second diode D2) are short-circuited with respect to the frequency of the Doppler demodulated signal. As a result, the impedance of the node A and the node B with respect to the Doppler demodulated signal is lowered, and as a result, the Doppler demodulated signal is absorbed by the first resistor R1 and the second resistor R2, and the conversion loss may be deteriorated. It is suppressed.
図４には、第１実施例の変換損特性が示されており、この図４の特性線６１と従来の図８の特性線６０と比較すると、局部発振信号電力が小さな範囲でも、変換損失の悪化（損失値の増大）が少ない特性が得られていることが分かる。また、局部発振信号電力が変動した場合も、それに対する変換損失の変化は小さく、安定した特性が得られる結果となった。
FIG. 4 shows the conversion loss characteristic of the first embodiment. Compared with the
また、第１〜第４のダイオードＤ1 〜Ｄ4 の全てが同一チップ上に形成され、同一の順方向電圧を持つので、半導体製造のバラツキの影響を受けることもなく、また温度変化がある場合には、その変化に応じてバイアス電圧が変化することで、安定したバイアス電流を第１及び第２ダイオードＤ1 ，Ｄ2 へ供給することができる。 In addition, since all of the first to fourth diodes D1 to D4 are formed on the same chip and have the same forward voltage, they are not affected by variations in semiconductor manufacturing and there is a temperature change. Can supply a stable bias current to the first and second diodes D1 and D2 by changing the bias voltage according to the change.
ところで、このような第１実施例の構成においては、第３ダイオードＤ3 及び第４ダイオードＤ4 が持つ直列抵抗成分によりドップラー復調信号が吸収され変換損失がやや悪化するという不都合があり、これを解消するため、第１実施例ではこれらのダイオードＤ3 ，Ｄ4 の電極面積を少し大きくしている。なお、第３及び第４ダイオードＤ3 ，Ｄ4 の電極を大きくしたことで、これらダイオードＤ3 及びＤ4 に流れる電流が増加し、消費電力が増加することになるが、このことは、次の第２実施例によって解消することができる。 By the way, in the configuration of the first embodiment, there is a disadvantage that the Doppler demodulated signal is absorbed by the series resistance component of the third diode D3 and the fourth diode D4, and the conversion loss is somewhat deteriorated. Therefore, in the first embodiment, the electrode areas of these diodes D3 and D4 are slightly increased. In addition, by increasing the electrodes of the third and fourth diodes D3 and D4, the current flowing through these diodes D3 and D4 increases, resulting in an increase in power consumption. It can be solved by example.
図４には、第２実施例に係るダイオードミキサ（シングルバランスドミキサ）回路の構成が示されており、この第２実施例の基本的な構成は第１実施例と同様であり、局部発振信号入力端子１、高周波信号入力端子２、９０°ハイブリッド結合器５、周波数変換用の第１ダイオードＤ1 及び第２ダイオードＤ2 、整合素子Ｌ1 、整合素子Ｌ2 、コンデイサＣ3 を有する。また、この第２実施例では、整合素子Ｌ1 の他端と接地（GND）との間にのみ、局部発振信号及び高周波信号に対して短絡となる容量のコンデンサＣ1 が接続される。
FIG. 4 shows the configuration of a diode mixer (single balanced mixer) circuit according to the second embodiment. The basic configuration of the second embodiment is the same as that of the first embodiment, and local oscillation is performed. A signal input terminal 1, a high frequency
そして、上記コンデンサＣ1 と整合素子Ｌ1 の接続点であるノードＡに、定電圧回路（定電圧源）としてのボルテージフォロワ回路７が接続され、このボルテージフォロワ回路７の入力端子（＋）と接地の間に、第５ダイオードＤ5 と第６ダイオードＤ6 が直列に接続される。即ち、この第５ダイオードＤ5 及び第６ダイオードＤ6 は、第１及び第２ダイオードＤ1 ，Ｄ2 と共に集積回路としての同一の半導体チップ上に形成され、第１及び第２ダイオードＤ1 ，Ｄ2 と同極性となるように配置される。また、第５ダイオードＤ5 の陽極端子と上記ボルテージフォロワ回路７の入力端子（＋）との接続点（この点をノードＣとする）に、第３抵抗Ｒ3 を介して外部正電圧源６が接続され、第３抵抗Ｒ3 と第５及び第６ダイオードＤ5 ，Ｄ6 は直列配置となる。
A voltage follower circuit 7 as a constant voltage circuit (constant voltage source) is connected to a node A which is a connection point between the capacitor C1 and the matching element L1, and the input terminal (+) of the voltage follower circuit 7 is connected to the ground. In the meantime, the fifth diode D5 and the sixth diode D6 are connected in series. That is, the fifth diode D5 and the sixth diode D6 are formed on the same semiconductor chip as the integrated circuit together with the first and second diodes D1 and D2, and have the same polarity as the first and second diodes D1 and D2. It is arranged to become. An external
このような構成の第２実施例によれば、ノードＣの電位を基準電圧として、ボルテージフォロワ回路７が定電圧源として機能し、ノードＣとノードＡは同電位となり、第５ダイオードＤ5 の端子電圧を基準電圧として、この基準電圧と同電位の一定のバイアス電圧がノードＡに供給される。即ち、第３抵抗Ｒ3 の値を適切に設定することにより第５ダイオードＤ5 及び第６ダイオードＤ6 の電流値を調整すれば、第１ダイオードＤ1 及び第２ダイオードＤ2 には、これらダイオードＤ1 ，Ｄ2 に対する第５ダイオードＤ5 及び第６ダイオードＤ6 の電極面積の比で決定されるバイアス電流が流れる。 According to the second embodiment having such a configuration, the voltage follower circuit 7 functions as a constant voltage source using the potential of the node C as a reference voltage, the node C and the node A have the same potential, and the terminal of the fifth diode D5 A constant bias voltage having the same potential as the reference voltage is supplied to the node A using the voltage as a reference voltage. In other words, if the current values of the fifth diode D5 and the sixth diode D6 are adjusted by appropriately setting the value of the third resistor R3, the first diode D1 and the second diode D2 will be connected to the diodes D1 and D2. A bias current determined by the ratio of the electrode areas of the fifth diode D5 and the sixth diode D6 flows.
即ち、第２実施例のミキサ回路においては、外部正電圧源６に基づき第３抵抗Ｒ3 とダイオードＤ5 ，Ｄ6 で設定された基準電圧を、定電圧回路であるボルテージフォロワ回路７へ入力し、この定電圧回路を介して一定のバイアス電圧を供給することにより、第１ダイオードＤ1 と第２ダイオードＤ2 に強制的にバイアス電流が与えられ、これによって、第１ダイオードＤ1 と第２ダイオードＤ2 が非線形領域にバイアスされるので、小さな局部発振信号電力で動作することができる。
That is, in the mixer circuit of the second embodiment, the reference voltage set by the third resistor R3 and the diodes D5 and D6 based on the external
そして、この第２実施例でも、第１実施例と同様に、ドップラー復調信号はＤＣまでの低周波でも動作することになり、第１ダイオードＤ1 の陽極側のノードＡが定電圧回路に接続され、第２ダイオードＤ2 の陰極側は接地されているため、それぞれドップラー復調信号の周波数に対して短絡の状態となり、ノードＡのドップラー復調信号に対するインピーダンスも低くなるので、変換損失が悪化することが防止される。従って、図３で示した変換損失特性と同様の特性を得ることができ、局部発振信号電力が小さな範囲でも、変換損失の悪化が少なくなる。 In the second embodiment, as in the first embodiment, the Doppler demodulated signal operates even at a low frequency up to DC, and the node A on the anode side of the first diode D1 is connected to the constant voltage circuit. Since the cathode side of the second diode D2 is grounded, it is short-circuited with respect to the frequency of the Doppler demodulated signal, and the impedance to the Doppler demodulated signal at the node A is also lowered, so that the conversion loss is prevented from deteriorating. Is done. Therefore, the same characteristic as the conversion loss characteristic shown in FIG. 3 can be obtained, and the deterioration of the conversion loss is reduced even when the local oscillation signal power is small.
更に、全てのダイオードＤ1 ，Ｄ2 ，Ｄ5 ，Ｄ6 が同一チップ上に形成されおり、これらの順方向電圧も同じとなるため、半導体製造のバラツキの影響を受けず、第３抵抗Ｒ3 の値によりバイアス電流の値を調節することが可能になる。しかも、温度変化がある場合は、その変化に応じてバイアス電圧が変化することで、安定したバイアス電流を第１及び第２ダイオードＤ1 ，Ｄ2 へ印加することができる。 Further, since all the diodes D1, D2, D5, D6 are formed on the same chip and their forward voltages are the same, they are not affected by variations in semiconductor manufacturing, and are biased by the value of the third resistor R3. It becomes possible to adjust the value of the current. In addition, when there is a temperature change, the bias voltage changes according to the change, so that a stable bias current can be applied to the first and second diodes D1 and D2.
また、ボルテージフォロワ回路７の出力側は、第５ダイオードＤ5 及び第６ダイオードＤ6 の電極面積に依存せず低インピーダンスとなるため、これらのダイオードＤ5 ，Ｄ6 の電極面積を小さくすることができる。従って、第１実施例のダイオードＤ3 及びＤ4 の場合とは異なり、第５ダイオードＤ5 及び第６ダイオードＤ6 に流れる電流が増加することはなく、無効電流（消費電流）の増大は生じない。 Further, since the output side of the voltage follower circuit 7 has a low impedance regardless of the electrode areas of the fifth diode D5 and the sixth diode D6, the electrode areas of these diodes D5 and D6 can be reduced. Therefore, unlike the diodes D3 and D4 of the first embodiment, the current flowing through the fifth diode D5 and the sixth diode D6 does not increase, and the reactive current (current consumption) does not increase.
更に、第２実施例では、上記第３抵抗Ｒ3 をサーミスタとすれば、温度が上昇したときに、第５及び第６ダイオードＤ5 ，Ｄ6 のバイアス電流を増大させることで、これに連動して第１及び第２ダイオードＤ1 ，Ｄ2 への電流を増大させ、安定した動作を行わせることができる。即ち、入力端子1から入力される局部発振信号は、発振器又は増幅器から供給されるが、これら発振器や増幅器は、一般に温度の上昇に伴って出力電力が低下する特性を持つことが多い。そこで、第２実施例では、サーミスタを用い、温度上昇に連動してバイアス電流を増加させることにより、ミキサに供給される局部発振信号電力の低下を補償することが可能となる。 Furthermore, in the second embodiment, if the third resistor R3 is a thermistor, the bias currents of the fifth and sixth diodes D5 and D6 are increased when the temperature rises, and this is linked to this. The current to the first and second diodes D1 and D2 can be increased, and a stable operation can be performed. In other words, the local oscillation signal input from the input terminal 1 is supplied from an oscillator or an amplifier, and these oscillators and amplifiers generally have a characteristic that output power decreases as temperature rises. Therefore, in the second embodiment, it is possible to compensate for a decrease in the local oscillation signal power supplied to the mixer by using a thermistor and increasing the bias current in conjunction with the temperature rise.
第２実施例では、定電圧回路として、ボルテージフォロワ回路を用いたが、これ以外の定電圧回路を適用してもよい。 In the second embodiment, the voltage follower circuit is used as the constant voltage circuit, but other constant voltage circuits may be applied.
無線ドップラーセンサ等のセンサやレーダ等に使用される受信ミキサ、高周波ミキサ等、０Ｈｚまでの低い周波数の入出力信号を取り扱うミキサに適用することができる。 The present invention can be applied to a mixer that handles an input / output signal having a frequency as low as 0 Hz, such as a reception mixer used for a sensor such as a wireless Doppler sensor, a radar, or a high frequency mixer.
１…局部発振信号（Ｌｏ）入力端子、 ２…高周波信号（ＲＦ）入力端子、
３…ドップラー復調信号出力端子、
５…９０°ハイブリッド結合器、
６…外部正電圧源、 ７…ボルテージフォロワ回路、
Ｄ1 ，Ｄ2 …第１，第２ダイオード（周波数変換用）、
Ｄ3 ，Ｄ4 …第３，第４ダイオード（バイアス用）、
Ｄ5 ，Ｄ6 …第５，第６ダイオード（バイアス電圧設定用）、
Ｃ1 〜Ｃ3 …コンデンサ、 Ｒ1 ，Ｒ2 …抵抗、
Ｒ3 …抵抗又はサーミスタ。
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Local oscillation signal (Lo) input terminal, 2 ... High frequency signal (RF) input terminal,
3 ... Doppler demodulated signal output terminal,
5 ... 90 ° hybrid coupler,
6 ... External positive voltage source, 7 ... Voltage follower circuit,
D1, D2 ... first and second diodes (for frequency conversion),
D3, D4 ... third and fourth diodes (for bias),
D5, D6 ... fifth and sixth diodes (for bias voltage setting),
C1 to C3 ... capacitor, R1, R2 ... resistance,
R3: Resistance or thermistor.
Claims (3)
バイアス電圧源としての外部正電圧源と、
上記周波数変換用ダイオードと同一特性からなり、上記周波数変換用ダイオードに並列に接続されたバイアス用ダイオードを定電圧回路として配置し、このバイアス用ダイオードの定電圧特性を用い、上記外部正電圧源に基づき一定のバイアス電圧を上記周波数変換用ダイオードに印加するバイアス回路と、を設けたことを特徴とするダイオードミキサ回路。 In a diode mixer circuit that performs frequency conversion for high frequency by a frequency conversion diode,
An external positive voltage source as a bias voltage source;
A bias diode having the same characteristics as the frequency conversion diode and connected in parallel to the frequency conversion diode is arranged as a constant voltage circuit , and the constant voltage characteristic of the bias diode is used as the external positive voltage source. And a bias circuit for applying a constant bias voltage to the frequency conversion diode based on the diode mixer circuit.
バイアス電圧源としての外部正電圧源と、
上記周波数変換用ダイオードと同一特性からなり、上記外部正電圧源の電圧を基準電圧に変換するバイアス電圧設定用ダイオードと、このバイアス電圧設定用ダイオードで得られた基準電圧と同一かつ一定のバイアス電圧を上記周波数変換用ダイオードへ印加する定電圧回路とからなるバイアス回路と、を設けたことを特徴とするダイオードミキサ回路。 In a diode mixer circuit that performs frequency conversion for high frequency by a frequency conversion diode,
An external positive voltage source as a bias voltage source;
A bias voltage setting diode that has the same characteristics as the frequency conversion diode and converts the voltage of the external positive voltage source to a reference voltage, and a bias voltage that is the same and constant as the reference voltage obtained by the bias voltage setting diode And a bias circuit comprising a constant voltage circuit for applying the voltage to the frequency conversion diode .
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