JP5411000B2

JP5411000B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP5411000B2
Application number: JP2010001920A
Authority: JP
Inventors: 裕久保山; 喜久夫泉; 明彦岩田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2010-01-07
Filing date: 2010-01-07
Publication date: 2014-02-05
Anticipated expiration: 2030-01-07
Also published as: JP2011142740A

Description

この発明は直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に太陽電池などの直流電力を交流電力に変換して、該交流電力を負荷である交流系統に送る電力変換装置に関するものである。

従来の電力変換装置で、太陽電池からの直流電力を三相出力の交流電力に変換し、一相を接地した三相の系統と連系して交流電力を該系統に送る太陽光発電用電力変換装置として、例えば、以下の特許文献１に示されるものがある。
特許文献１に示される電力変換装置は、太陽電池の出力端子間に接続され、２直列スイッチング素子から成る３組のハーフブリッジインバータと、その各交流出力線にそれぞれ直列接続された単相インバータと、太陽電池の電圧を分圧する２直列のコンデンサとを備え、各単相インバータの各出力端を３相系統の各相に接続する。そして、ハーフブリッジインバータは半周期に１パルス運転し、各単相インバータは系統電圧からの不足分を補うようにＰＷＭ制御して、ハーフブリッジインバータと単相インバータとの出力和で系統に出力する。このため、ハーフブリッジインバータの入力直流電圧を低減できると共に、大きな電圧によるＰＷＭ制御の必要がなく、スイッチング損失を低減でき、かつ出力フィルタの容量も低減できる。

国際公開ＷＯ２００８−１０２５５２公報

しかしながら、この特許文献１に示されるような従来装置においては、単相インバータの直流コンデンサの初期充電において、過電流が流れないようにするために、限流抵抗やスイッチなどから構成される専用の初期充電回路が必要であるという問題があった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、専用の初期充電回路を装備することなく、過電流を抑えて単相インバータの初期充電ができ、装置構成を小型で低コストにすることができる電力変換装置を提供することを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、直流電源の正負端子間に、複数のスイッチング素子を直列接続した複数組のスイッチング脚を接続してなる第１のインバータと、スイッチング素子と直流入力電源である直流コンデンサとからなり上記第１のインバータの各交流出力線にそれぞれ直列接続された単相インバータと、上記第１のインバータの直流入力である上記直流電源の電圧を分圧する２直列のコンデンサと、上記第１のインバータおよび上記単相インバータのスイッチング素子のオン／オフを制御する制御装置を備え、上記各単相インバータの各出力端を、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサからなる出力フィルタと、開閉スイッチを介して交流系統の各相に接続すると共に、上記２直列のコンデンサの中間点を上記フィルタコンデンサの中性点と接続し、上記制御装置が上記第１のインバータと各単相インバータのスイッチング素子のオン／オフを制御することにより、上記第１のインバータの出力電圧と上記各単相インバータの出力電圧との総和を交流系統に出力する電力変換装置である。そして、上記各単相インバータの直流コンデンサの電圧は、上記第１のインバータの１出力レベルの電圧よりも小さく設定され、上記制御装置は、上記２直列のコンデンサが充電され且つ上記開閉スイッチが開放された状態において、上記第１のインバータおよび単相インバータの駆動を制御し、上記第１のインバータがパルス電圧を出力して、上記単相インバータおよび上記出力フィルタを介して流れる出力電流で上記単相インバータの直流コンデンサを充電すると共に、該出力電流が過電流とならぬよう、上記第１のインバータが出力するパルス電圧のパルス幅とパルス周期を制御するようにしたものである。

この発明の電力変換装置によれば、専用の初期充電回路を装備することなく、過電流を抑えて単相インバータの初期充電を行うことができ、装置構成を小型で低コストにすることのできる電力変換装置を得ることができる。

上述した、またその他の、この発明の目的、特徴、効果は、以下の実施の形態における詳細な説明および図面の記載からより明らかとなるであろう。

この発明の実施の形態1における電力変換装置の構成を示す回路図である。この発明の実施の形態1における初期充電動作を説明するための所期充電電流経路図である。この発明の実施の形態1における第１の単相インバータの充電完了時の所期充電電流経路図である。この発明の実施の形態1における第２の単相インバータの充電完了時の所期充電電流経路図である。この発明の実施の形態1における単相インバータの充電完了時の所期充電電流経路図である。この発明の実施の形態1における三相インバータ出力電圧波形図である。この発明の実施の形態1における三相インバータ出力電流波形図である。この発明の実施の形態１における三相インバータ１相分の出力電圧・電流波形図である。この発明の実施の形態１における１相分の単相インバータコンデンサ電圧波形図である。この発明の実施の形態１における３相分の単相インバータコンデンサ電圧波形図である。この発明の実施の形態１における出力電流波形の一例を示す波形図である。この発明の実施の形態２における電力変換装置の構成を示す回路図である。この発明の実施の形態２におけるパルス電圧の幅の設定方法を説明するための電圧・電流波形図である。この発明の実施の形態２におけるパルス電圧の幅の他の設定方法を説明するための電圧・電流波形図である。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１について、図面を参照して詳細に説明する。尚、各図中、同一符号は、同一あるいは相当部分を示すものとする。
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置としての階調制御インバータ回路の構成図である。
図１において、階調制御インバータ回路１は、直流電源２からの直流電力を三相交流電力に変換して系統（負荷）３に出力するもので、直流電源２の電圧を分圧する２直列のコン
デンサ４ａ、４ｂを備え、２直列コンデンサ４ａ、４ｂの中間点の電位と出力フィルタ５のフィルタコンデンサ５Ｃの中性点の電位がクランプされるように接続されていて、系統（負荷）３に接続する開閉スイッチ６が開いている状態では、出力フィルタ５を介して電流が流れるような初期充電電流経路を備えている。

第１の単相インバータ２０Ａ、第２の単相インバータ２０Ｂは、各々４個のスイッチング素子２１〜２４から成るフルブリッジインバータと、電圧を保持する直流コンデンサ２５とを備えている。
なお、各単相インバータ２０Ａ、２０Ｂの直流コンデンサ２５の電圧は、直流電源２の電圧の１／２（あるいは第１の直流コンデンサ４ａ、第２の直流コンデンサ４ｂの電圧）に比べて小さく設定されている。また、図１では、便宜上、サブ２つ×相３つの各単相インバータ２０Ａ、２０Ｂの内、１相サブ１（１相分の第１の単相インバータ）のみの回路構成を図示し、他の相を省略した。

三相３レベルインバータ１０および各単相インバータ２０Ａ、２０Ｂは、ＣＰＵ（Central Processing Unit：中央演算処理装置）やＤＳＰ（Digital Signal Processor：デジタル信号プロセッサ）、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array：プログラマブルゲート配列）などによる演算が可能な出力制御装置７から出力される三相３レベルインバータ制御信号７１、および単相インバータ制御信号７２により駆動制御される。

三相３レベルインバータ１０は、スイッチング素子１１〜１９を駆動制御することで、第１の直流コンデンサ４ａの電圧、第１の直流コンデンサ４ａと第２の直流コンデンサ４ｂとの接続点である中性点の電圧、第２の直流コンデンサ４ｂの電圧、のいずれかを出力する。
単相インバータ２０Ａ、２０Ｂは、スイッチング素子２１〜２４を駆動制御することで、三相３レベルインバータ１０の出力電流で直流コンデンサ２５を充電する電流経路か、スルーする経路かを切り替える。

このように構成された実施の形態１の電力変換装置である階調制御インバータ回路１の初期充電動作を、図２〜図５に示す回路図に基づいて以下に説明する。
なお、図２〜図５では、便宜上、各単相インバータの内、１相のみの回路構成を図示し、他の相を省略した。
実施の形態１においては、電流検出器である直流コンデンサ電圧センサ８（図１参照）でセンシングした直流コンデンサ２５の電圧が、目標電圧を超えていないか判別しながら、制御装置７は図２〜図５の初期充電電流経路のように、スイッチング素子１１〜１６、２１〜２４のＯＮ／ＯＦＦを切り替えている。但し、図２〜図５において、図（ａ）は、三相３レベルインバータ１０の第１の直流コンデンサ４ａの電圧で充電を行う場合、図（ｂ）は、三相３レベルインバータ１０の第２の直流コンデンサ４ｂの電圧で充電を行う場合を示しており、それぞれの状態を交互に切り替えながら充電してもよく、また、どちらか一方の状態で充電してもよい。

即ち、第１の単相インバータ２０Ａおよび第２の単相インバータ２０Ｂの直流コンデンサ２５の電圧が、どちらも目標電圧に達していない場合は、図２のような充電電流経路で充電を行う。（充電モード）
第１の単相インバータ２０Ａの直流コンデンサ２５の電圧が目標電圧に達し、第２の単相インバータ２０Ｂの直流コンデンサ２５の電圧が目標電圧に達していない場合は、図３のような充電電流経路で充電を行う。
（第１の単相インバータ充電完了：第２の単相インバータ充電モード）
第２の単相インバータ２０Ｂの直流コンデンサ２５の電圧が目標電圧に達し、第１の単相インバータ２０Ａの直流コンデンサ２５の電圧が目標電圧に達していない場合は、図４
のような充電電流経路で充電を行う。
（第２の単相インバータ充電完了：第２の単相インバータ充電モード）

第１の単相インバータ２０Ａおよび第２の単相インバータ２０Ｂの直流コンデンサ２５の電圧がどちらも目標電圧に達している場合は、図５に示すように、三相３レベルインバータ１０から電圧を出力しないように制御して、他の相の充電が完了するまで待機する。（待機モード）
これらの動作モードを、各相個別に切り替える。

次に、このような初期充電動作について、図６〜図１０に示す電圧・電流波形に基づいて更に説明する。なお、電圧波形の電位は、第１の直列コンデンサ４ａと第２の直列コンデンサ４ｂとの接続点である中性点を基準とした電位である。

図６に、三相３レベルインバータ１０が出力する電圧（三相インバータ出力電圧）、図７に、三相３レベルインバータ１０が出力する電流（三相インバータ出力電流）を示す。なお、電圧および電流は、各相が２π／３ずつ異なる位相で、同じ波高値を有する電圧、電流波形である。

図８に、三相３レベルインバータ１０が出力する１相分、例えばＵ相の電圧波形（三相インバータ出力電圧）と、三相３レベルインバータ１０のＵ相が出力する電流波形（三相インバータ出力電流）とを示す。三相３レベルインバータ１０が出力するパルス電圧が印加されている間、出力フィルタ５を通して流れる出力電流が増加していくが、パルス電圧の立下りとともに、出力電流の増加は止まり、出力フィルタ５のＬＣ回路で共振しながら収束する。

図９に１相分の第１の単相インバータ２０Ａの直流コンデンサ電圧、図１０に３相分の単相インバータ２０Ａの直流コンデンサ電圧を示す。
図９、図１０から明らかなように、三相３レベルインバータ１０がパルス電圧を出力するたびに、直流コンデンサ電圧が増加している。
制御装置７では、単相インバータの直流コンデンサ２５の電圧検出器である直流コンデンサ電圧センサ８（図１参照）でこの電圧をセンシングしながら、目標電圧に達したかどうかを判定して、図２〜図５の動作モードを切り替えるように三相３レベルインバータ１０および単相インバータ２０Ａ、２０Ｂを駆動制御する。

次に、三相３レベルインバータが出力するパルス電圧の幅と周期について説明する。
三相３レベルインバータ１０が出力するパルス電圧の幅ｔonは、出力電流が過電流レベルを超えないように設定する。
この実施の形態１では、最悪条件として、単相インバータ２０Ａ、２０Ｂの直流コンデンサ２５電圧が０のときに流れる出力電流波形から、予め定めた固定のパルス幅を設定している。（なお、出力電流をセンシングしてパルス幅を可変にする方法は、実施の形態２で記述する。）

いま、第１の直列コンデンサ４ａおよび第２の直列コンデンサ４ｂの電圧をVmain、
第１の単相インバータ２０Ａの直流コンデンサの電圧をVsub1、第２の単相インバータ２
０Ｂの直流コンデンサの電圧をVsub2、フィルタリアクトル５ＬのリアクタンスをLfilter、フィルタコンデンサ５ＣのキャパシタンスをCfilter、各単相インバータの直流コンデンサ２５のキャパシタンスをCdcとすると、Cfilter ＜ Cdcのとき、出力電流のピーク値Ipeakは以下の式（１）のようになる。

これは、充電開始時にVsub1＝Vsub2＝０のとき、出力電流が以下の式（２）に示す最大値となる。

ここで、共振周期を、

とすると、出力電流が最大となるときの電流波形I(t)は以下の式（３）のように表される。

具体的な一例として、第１の単相インバータ２０Ａの直流コンデンサの電圧をVsub1＝
０Ｖ、第２の単相インバータ２０Ｂの直流コンデンサの電圧をVsub2＝０Ｖのとき（最悪
条件）、第１および第２の直列コンデンサ４ａ、４ｂの電圧をVmain＝３７５Ｖ、フィル
タリアクトル５ＬのリアクタンスをLfilter＝１００μＨ、フィルタコンデンサ５Ｃのキ
ャパシタンスをCfilter＝６０μＦ、出力電流過電流レベルを１５０Ａとしたときの式（
３）の出力電流波形を図１１に示す。
図１１に示すように、三相３レベルインバータ１０の出力するパルス電圧の幅ｔonは、最悪条件での出力電流が過電流レベルを超えないように設定する。

一方、三相３レベルインバータ１０が出力するパルス電圧の周期は、パルス電圧による出力電流が収束してしまってから、次のパルス電圧が出力されるような周期に設定する。実施の形態１では、最悪条件として、単相インバータ２０Ａ、２０Ｂの直流コンデンサ電圧が０のときに流れる出力電流波形から、予め定めた固定の周期を設定している。
（出力電流をセンシングして周期を可変にする方法は、以下の実施の形態２で記述する）

実施の形態２．
以下、この発明の実施の形態２による電力変換装置を図１２〜図１４に基づいて説明する。
図１２は、この発明の実施の形態２による電力変換装置としての階調制御インバータ回路の構成図である。出力フィルタ５に流れる三相３レベルインバータ１０の出力電流をセンシングする電流検出器である出力電流センサ９を設ける以外は、実施の形態１と同様である。

この実施の形態２の電力変換装置は、各各単相インバータ２０Ａ、２０Ｂの直流コンデンサ２５の充電にかかる時間の短縮を目的として、出力電流センサ９で三相３レベルインバータ１０の出力電流をセンシングすることで、三相３レベルインバータ１０が出力するパルス電圧の幅や周期を制御して、可変にすることを想定している。
三相３レベルインバータ１０が出力するパルス電圧の幅ｔonの設定方法について、図１３、図１４に示す電圧・電流波形に基づいて以下に説明する。

図１３に示されるように、三相３レベルインバータ１０が出力するパルス電圧が印加されている間、出力フィルタ５を通して流れる出力電流が増加していくが、制御装置７は、出力電流センサ９でセンシングしている出力電流が出力電流リミット値に達したら、パルス電圧を立ち下げるように、三相３レベルインバータ１０を駆動制御する。ただし、出力電流リミット値は、制御遅れを考慮して、出力電流の過電流レベルよりも小さい値に設定する。

また、図１３に比べて、出力電流の立ち上がりが遅い図１４のような場合は、図１３のような出力電流の場合よりもパルス幅ｔonを広くすることができ、パルス幅を固定するよりも早く充電を完了することができる。

次に、三相３レベルインバータ１０が出力するパルス電圧の周期の設定方法について説明する。
図１３、図１４に示されるように、三相３レベルインバータ１０が出力するパルス電圧の立下りとともに、出力電流の増加は止まり、出力フィルタ５のＬＣ回路で共振しながら三相インバータ１０の出力電流は収束していくが、制御装置７は、出力電流センサ９でセンシングしている出力電流がほぼ０になるまで収束したら、次のパルス電圧を立ち上げるように、三相３レベルインバータ１０を駆動制御する。
このように、パルス電圧の周期を可変にすることで、次にパルス電圧が出力されるまでの時間を短縮することができ、パルス電圧の周期を固定するよりも早く充電を完了することができる。

以上の実施の形態の説明から明らかなように、この発明の電力変換装置は、直流電源２の正負端子間に、複数のスイッチング素子１１〜１６を直列接続した複数組のスイッチング脚を接続してなる第１のインバータ１０と、スイッチング素子２１〜２４と直流入力電源である直流コンデンサ２５とからなり第１のインバータの各交流出力線にそれぞれ直列接続された単相インバータ２０Ａ、２０Ｂと、第１のインバータの直流入力である直流電源２の電圧を分圧する２直列のコンデンサ４ａ、４ｂと、第１のインバータおよび単相インバータのスイッチング素子のオン／オフを制御する制御装置７を備え、各単相インバータの各出力端を、フィルタリアクトル５Ｌとフィルタコンデンサ５Ｃからなる出力フィルタ５と、開閉スイッチ６を介して交流系統３の各相に接続すると共に、２直列のコンデンサ４ａ、４ｂの中間点を上記フィルタコンデンサ５Ｃの中性点と接続し、制御装置７が第１のインバータと各単相インバータのスイッチング素子のオン／オフを制御することにより、第１のインバータの出力電圧と各単相インバータの出力電圧との総和を交流系統に出力する電力変換装置であって、各単相インバータ２０Ａ、２０Ｂの直流コンデンサ２５の電圧は、第１のインバータ１０の１出力レベルの電圧よりも小さく設定され、制御装置７は、２直列のコンデンサ４ａ、４ｂが充電され且つ開閉スイッチ６が開放された状態において、第１のインバータおよび単相インバータの駆動を制御し、第１のインバータがパル
ス電圧を出力して、単相インバータ、出力フィルタを介して流れる出力電流で単相インバータの直流コンデンサを充電すると共に、該出力電流が過電流とならぬよう、第１のインバータが出力するパルス電圧のパルス幅とパルス周期を制御するように構成されている。

従って、この発明の電力変換装置によれば、専用の初期充電回路を装備することなく、コンデンサの初期充電時流れる突入電流を抑制して単相インバータの初期充電を行うことができ、装置構成を小型で低コストにすることができる効果がある。

また、第１のインバータの出力電流を検出する電流検出器９を備え、制御装置７は、電流検出器が検出した出力電流が所定の制限値に達したらパルス電圧を立ち下げるようにパルス電圧のパルス幅を制御し、電流検出器が検出した出力電流が略０に収束したら次のパルスを立ち上げるようにパルス電圧の周期を制御するようにして、パルス電圧のパルス幅と周期を可変にすることにより、単相インバータの初期充電時間をより短縮することができる。

１階調制御インバータ、２直流電源、３交流系統、４ａ、４ｂ直流コンデンサ
５出力フィルタ、５Ｃフィルタコンデンサ、５Ｌフィルタリアクトル、
６開閉スイッチ、７制御装置、８直流コンデンサ電圧センサ（電圧検出器）、
９出力電流センサ（電流検出器）、１０三相インバータ（第１のインバータ）、
１１〜１６、スイッチング素子、２０Ａ、２０Ｂ単相インバータ、
２１〜２４スイッチング素子、２５直流コンデンサ。

Claims

直流電源の正負端子間に、複数のスイッチング素子を直列接続した複数組のスイッチング脚を接続してなる第１のインバータと、スイッチング素子と直流入力電源である直流コンデンサとからなり上記第１のインバータの各交流出力線にそれぞれ直列接続された単相インバータと、上記第１のインバータの直流入力である上記直流電源の電圧を分圧する２直列のコンデンサと、上記第１のインバータおよび上記単相インバータのスイッチング素子のオン／オフを制御する制御装置を備え、上記各単相インバータの各出力端を、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサからなる出力フィルタと、開閉スイッチを介して交流系統の各相に接続すると共に、上記２直列のコンデンサの中間点を上記フィルタコンデンサの中性点と接続し、上記制御装置が上記第１のインバータと各単相インバータのスイッチング素子のオン／オフを制御することにより、上記第１のインバータの出力電圧と上記各単相インバータの出力電圧との総和を交流系統に出力する電力変換装置であって、
上記各単相インバータの直流コンデンサの電圧は、上記第１のインバータの１出力レベルの電圧よりも小さく設定され、
上記制御装置は、上記２直列のコンデンサが充電され且つ上記開閉スイッチが開放された状態において、上記第１のインバータおよび単相インバータの駆動を制御し、上記第１のインバータがパルス電圧を出力して、上記単相インバータおよび上記出力フィルタを介して流れる出力電流で上記単相インバータの直流コンデンサを充電すると共に、該出力電流が過電流とならぬよう、上記第１のインバータが出力するパルス電圧のパルス幅とパルス周期を制御するようにしたことを特徴とする電力変換装置。
上記直流電源の正負端子間に接続された第１のインバータは、三相３レベルのインバータであり、上記各単相インバータの各出力端を接続する上記交流系統は、三相系統であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
上記単相インバータの直流コンデンサの電圧を検出する電圧検出器を備え、上記単相インバータの直流コンデンサの電圧が０の時に流れる出力電流波形から、上記パルス電圧のパルス幅とパルス周期を予め定めた固定の値に設定したことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
上記第１のインバータの出力電流を検出する電流検出器を備え、上記制御装置は、上記電流検出器が検出した出力電流が所定の制限値に達したらパルス電圧を立ち下げるようにパルス電圧のパルス幅を制御し、上記電流検出器が検出した出力電流が略０に収束したら次のパルスを立ち上げるようにパルス電圧の周期を制御するようにしたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。