JP5404788B2 - 広帯域無線通信システムで高速フィードバック・チャンネルを用いた情報送受信装置及び方法 - Google Patents

広帯域無線通信システムで高速フィードバック・チャンネルを用いた情報送受信装置及び方法 Download PDF

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Description

本発明は、広帯域無線通信システムに係り、特に、広帯域無線通信システムで制限された容量を有する高速フィードバック・チャンネルを用いた情報送受信装置及び方法に関する。
直交周波数分割多重接続（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ；ＯＦＤＭＡ）を基盤とする通信システムでは、アップリンク高速フィードバック情報を伝送するための別途の物理的チャンネルが存在する。アップリンク高速フィードバック情報は、ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）またはＣＩＲ（Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｒａｔｉｏ）、端末が好むＭＣＳ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ）レベル、柔軟な周波数再使用率（Ｆｌｅｘｉｂｌｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｒｅｕｓｅ：ＦＦＲ）選択情報、ビーム成形係数（ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ ｉｎｄｅｘ）などの多様な情報を含むことができる。
アップリンク高速フィードバック情報の量は多くはないが、通信システムの運用に非常に重要なものであるため、伝送に高い信頼性が保証されねばならない。しかし、資源の無駄を防止するために、前記高速フィードバック情報を伝送するための物理的チャンネルに多量の周波数−時間資源が割り当てられないことが一般的である。したがって、制限された資源による信頼性のある伝送のために、効率的な変復調方法が要求される。
一般的に、ＯＦＤＭＡ通信システムでは、アップリンク高速フィードバック情報の送受信のために、非コヒーレント（ｎｏｎ−ｃｏｈｅｒｅｎｔ）変復調を使用する。前記非コヒーレント変復調を使用するために、互いに直交する信号列が使用されねばならず、それにより、制限された周波数−時間資源で伝送可能な情報のビット数の制限が発生する。また、周波数ダイバーシティ利得のために、相異なる複数の周波数資源を通じて同一の信号を伝送し、それにより、情報ビットに比べて高い資源損失が発生する。
前述のように、高速フィードバック情報は、システムの運用に必ず必要な情報であって、高い信頼性が保証されねばならない。しかし、高い信頼性を保証するための直交信号列の使用及びダイバーシティ方式の適用によって、資源の活用効率が低下するという問題点がある。
したがって、広帯域無線通信システムで高い信頼性を維持すると共に、資源を効率的に使用するための装置及び方法が必要である。
本発明は、前記問題点及び短所を解決するためになされたものであって、下記のような利点のうち少なくとも一つを提供する。
本発明の目的は、広帯域無線通信システムで制限された容量の高速フィードバック・チャンネルを効率的に使用するための装置及び方法を提供するところにある。
本発明の他の目的は、広帯域無線通信システムで高速フィードバック・チャンネルを通じて準直交信号列を送受信するための装置及び方法を提供するところにある。
本発明のさらに他の目的は、広帯域無線通信システムで閾値以下の相関値を有する準直交信号列の集合を活用するための装置及び方法を提供するところにある。
本発明のさらに他の目的は、広帯域無線通信システムで直交副信号列から構成された準直交信号列の集合を活用するための装置及び方法を提供するところにある。
本発明のさらに他の目的は、広帯域無線通信システムで直交副信号列及び位相差ベクトルを利用して生成された準直交信号列の集合を活用するための装置及び方法を提供するところにある。
前記目的を達成するための本発明の第１実施形態によれば、広帯域無線通信システムで送信端装置は、フィードバックされるコードワードに対応する準直交信号列を生成する生成器と、相異なるマッピング・パターンで前記準直交信号列を高速フィードバック・チャンネル内の複数の束にマッピングする複数のマッピング器と、前記複数の束にマッピングされた前記準直交信号列を伝送する送信器と、を備えることを特徴とする。
前記目的を達成するための本発明の第２実施形態によれば、広帯域無線通信システムで受信端装置は、高速フィードバック・チャンネル内のそれぞれの束から複素シンボルを抽出する複数の抽出器と、それぞれの束から抽出された複素シンボルを前記それぞれの束のマッピング・パターンによって整列することによって、束別の準直交信号列を構成する複数の整列器と、前記束別の準直交信号列及び候補準直交信号列に対する相関演算を通じて送信された準直交信号列を判断するための情報を生成する演算器と、前記準直交信号列を判断するための情報を利用して前記送信された準直交信号列を判断し、前記送信された準直交信号列に対応するコードワードをフィードバック情報として選択する決定器と、を備えることを特徴とする。
前記目的を達成するための本発明の第３実施形態によれば、広帯域無線通信システムで高速フィードバック・チャンネルによるフィードバック情報の送信方法は、フィードバックされるコードワードに対応する準直交信号列を生成するステップと、相異なるマッピング・パターンで前記準直交信号列を高速フィードバック・チャンネル内の複数の束にマッピングするステップと、前記複数の束にマッピングされた前記準直交信号列を送信するステップと、を含むことを特徴とする。
前記目的を達成するための本発明の第４実施形態によれば、広帯域無線通信システムで高速フィードバック・チャンネルによるフィードバック情報の受信方法は、高速フィードバック・チャンネル内のそれぞれの束から複素シンボルを抽出するステップと、それぞれの束から抽出された複素シンボルを前記それぞれの束のマッピング・パターンによって整列することによって、束別の準直交信号列を構成するステップと、前記束別の準直交信号列及び候補準直交信号列に対する相関演算を通じて送信された準直交信号列を判断するための情報を生成するステップと、前記準直交信号列を判断するための情報を利用して前記送信された準直交信号列を判断するステップと、前記送信された準直交信号列に対応するコードワードをフィードバック情報として選択するステップと、を含むことを特徴とする。
本発明の他の見地、利益、主な特徴は以下の本発明の実施形態及び添付図面とともに説明される詳細な説明から当業者にとって明らかに認識されるであろう。
本発明の実施形態による本発明の前述の見地、他の見地、特徴、利益は、下記の図面とともに説明される詳細な説明から明らかに認識されるであろう。
本発明による広帯域無線通信システムで高速フィードバック・チャンネルの構造を示す図である。 本発明による広帯域無線通信システムで準直交信号列のマッピング方式の例を示す図である。 本発明による広帯域無線通信システムで準直交信号列のマッピング方式の例を示す図である。 本発明の実施形態による広帯域無線通信システムにおける送信端のブロック図である。 本発明の第１実施形態による広帯域無線通信システムにおける受信端のブロック図である。 本発明の第２実施形態による広帯域無線通信システムにおける受信端のブロック図である。 本発明の第２実施形態による広帯域無線通信システムにおける受信端のブロック図である。 本発明の第２実施形態による広帯域無線通信システムにおける受信端のブロック図である。 本発明の実施形態による広帯域無線通信システムで送信端の準直交信号列の伝送手続きを示すフローチャートである。 本発明の第１実施形態による広帯域無線通信システムで受信端の準直交信号列の検出手続きを示すフローチャートである。 本発明の第２実施形態による広帯域無線通信システムで受信端の準直交信号列の検出手続きを示すフローチャートである。 本発明の第２実施形態による広帯域無線通信システムで受信端の準直交信号列の検出手続きを示すフローチャートである。 本発明の第２実施形態による広帯域無線通信システムで受信端の準直交信号列の検出手続きを示すフローチャートである。
前記図面において、参照番号は同一または類似する要素、特徴、構造を説明するために使用される。
以下、参照図面についての説明は、特許請求の範囲及びそれと同等なものによって定義される本発明の実施形態の包括的な理解を助けるために提供される。以下の説明は、理解を助けるために多様な具体的な詳細事項を含むが、単に例示として取り扱われる。したがって、本発明の思想や範囲を逸脱しない限り、実施形態の多様な変形及び修正が可能であるということは言うまでもない。また、周知の機能及び構造の説明は明確性のために省略されるであろう。
以下の説明及び特許請求の範囲で使用される用語及び単語は書誌的な意味に制限されず、単に発明の明確性及び理解のために使用された。したがって、当業者にとっては、以下で説明される本発明の実施形態は単に説明の目的のために使用され、特許請求の範囲及びそれと同等なものによって定義される発明を制限するためのものではない。
以下、本発明は、広帯域無線通信システムで制限された容量の高速フィードバック・チャンネルを効率的に使用するための技術について説明する。
以下、本発明は、周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；ＯＦＤＭ）／ＯＦＤＭＡ方式の無線通信システムを例としてあげて説明し、他の方式の無線通信システムにも同様に適用されることができる。
図１は、本発明による広帯域無線通信システムで高速フィードバック・チャンネルの構造を示す図である。
図１に示すように、高速フィードバック・チャンネルは、３個の副搬送波束１１１、１１３及び１１５で構成され、それぞれの副搬送波束は２個の副搬送波及び６個のＯＦＤＭシンボルを備える。すなわち、一つの副搬送波束は、１２個の変調シンボルを備える。しかし、本発明はこれに制限されるものではなく、他の形態の高速フィードバック・チャンネルを使用する無線通信システムにも同様に適用されることができる。
一般的に、フィードバックのための伝送信号列は、一つの副搬送波束を基準に決定される。すなわち、図１に示すような形態の高速フィードバック・チャンネルが使用される場合、一つの副搬送波束に含まれた１２個のトーン（ｔｏｎｅ）を基準に送信信号列が決定される。１２個のトーンを用いて完全な直交性を有する信号列を送信しようとする場合、最大１２個の直交信号列を使用することが可能である。例えば、Ｍ個のトーンを使用することが可能な場合、前記直交信号列は下記の数式１に示すように生成される。
Figure 0005404788
前記数式１で、前記Ｃｉ[ｍ]は、第ｉ＋１の直交信号列の第ｍ＋１の要素、前記Ｍは直交信号列の長さを示す。
前記数式１によって生成された直交信号列は、一般的にＭ−ａｒｙ ＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調された形態を有する。しかし、直交信号列の長さＭが４の倍数のような特別な形態である場合、生成される直交信号列はＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）またはＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式となるであろう。
長さＭの直交信号列を使用する場合、フィードバック情報のビット数はｌｏｇ２Ｍに制限される。したがって、フィードバック情報のビット数を増加させようとする場合、信号列間の完全な直交性が放棄されねばならない。したがって、本発明は、完全な直交性を放棄するが、すべての可能な信号列対間の相関値が閾値以下の値を有するように設計された信号列の集合を提案する。すなわち、受信端の非同期検波性能を最大化するために、本発明は準直交信号列の集合に属する任意の相異なる信号列間の相関値のサイズを最小に維持する。信号列間の相関値のサイズは、下記数式２に示す通りである。
Figure 0005404788
前記数式２で、前記ρｉｋは、第ｉの信号列と第ｋの信号列間の相関値、前記Ｃｉ[ｍ]は、第ｉの信号列の第ｍ＋１の要素、前記Ｍは信号列の長さを意味する。
本発明による準直交信号列の集合は、使用しようとするフィードバック情報のビット数、すなわち、フィードバック情報のコードワード数によって異なって設計される。それにより、本発明は１２の長さを有する信号列を用いて６４個のコードワードを表すことができる準直交信号列の集合の例を説明する。
６４個のコードワードを表すことができる準直交信号列の集合は次のように生成される。
６４個のコードワードを示すことができる準直交信号列の集合で、相異なる信号列間の相関値は４以下に維持される。１２の長さを有する信号列は４の長さを有する３個の副信号列から構成される。このとき、それぞれの副信号列は、４の長さを有する直交信号列のうち一つである。４の長さを有する直交信号列は、前記数式１に示すように４−点（ｐｏｉｎｔ）−ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｓｎｆｏｒｍ）を利用して生成されるか、または下記数式３に示すようにアダマール（Ｈａｄａｍａｒｄ）コードを利用して生成されることができる。
Figure 0005404788
前記数式３で、前記ｖｋは第ｋ＋１の直交副信号列を意味する。
相異なる二つの準直交信号列内に唯一つの同一の直交副信号列が含まれれば、準直交信号列間の相関値は副信号列の長さである４を超えない。このような特性の直交副信号列の集合を生成する方式の一例として、それぞれの直交副信号列をアルファベットとする４のガロア体（Ｇａｌｏｉｓ Ｆｉｅｌｄ：ＧＦ）、２の最小ハミング距離（ｍｉｎｉｍｕｍ ｄｉｓｔａｎｃｅ）を有するリード・ソロモン符号（Ｒｅｅｄ−Ｓｏｌｏｍｏｎ ｃｏｄｅ：ＲＳ ｃｏｄｅ）を利用する。すなわち、前記数式３に示すような直交副信号列から下記数式４に示すような１６個の準直交信号列が生成される。
Figure 0005404788
前記数式４で、前記ｖｋは第ｋ＋１の直交副信号列を意味する。
前記数式４に示すような副直交信号列を構成する直交副信号列のそれぞれは、同一の周波数−時間資源束内に対応する。したがって、最小ハミング距離のみを維持するリード・ソロモン符号とは異なり、副信号列に対して追加的な位相差を与えることによって、準直交信号列間の相関値が維持されたままで準直交信号列の数が増加する。例えば、前記追加的な位相差を与えるための位相差ベクトルは下記数式５に示す通りである。
Figure 0005404788
前記数式５で、前記ｕｋは第ｋ＋１の位相差ベクトルを意味する。
前記数式４に示すような準直交信号列のそれぞれに前記数式５に示すような位相差ベクトルを適用することによって、下記数式６に示すような６４個のコードワードを表現することができる準直交信号列の集合が得られる。
Figure 0005404788
前記数式６で、前記（ｐ１，ｐ２，ｐ３）は準直交信号列、前記ｖｌは第ｌの直交副信号列、前記ｖｍは第ｍの直交副信号列、前記ｖｎは第ｎの直交副信号列を意味する。ここで、（ｌ、ｍ、ｎ）の組合わせは、前記数式４の信号列を構成する組合わせのうち一つではなければならない。
前記数式６に示すように生成された準直交信号列の集合で、相異なる位相差ベクトルの積は最小１つの他の符号を含むため、直交副信号列の選択に構わずに準直交信号列間の相関値は４以下に維持される。このような生成方式による準直交信号列の集合と６ビット高速フィードバック情報ビット間の対応関係の一例は下記表１Ａ、表１Ｂに示す通りである。
Figure 0005404788
Figure 0005404788
前記表１Ａ、表１Ｂに示す準直交信号列で、環境によってコードワードと準直交信号列間の対応関係が変更されることができる。特に、最大６ビットの情報ビットを伝送することのできる準直交信号列が、４ビットまたは５ビットの情報ビットに対しても準直交信号列間の相関値を最小化させようとする場合、前記数式４のリード・ソロモン・マッピングの順序は下記数式７に示すように変更される。
Figure 0005404788
前記数式７で、前記ｖｋは第ｋ＋１の直交副信号列を意味する。
前記数式７によって準直交信号列が構成される場合、前記準直交信号列は下記表２に示す通りである。
Figure 0005404788
前記表２に示す準直交信号列を使用して、４ビット情報を伝送しようとする場合、端末は総６４個の準直交信号列のうち０ｂ００００００ないし０ｂ００１１１１の１６個の準直交信号列のみを使用する。一方、５ビット情報を伝送しようとする場合、端末は０ｂ００００００ないし０ｂ０１１１１１の３２個の準直交信号列のみを使用する。また、｛０ｂ００００００ないし０ｂ００１１１１｝及び｛０ｂ０１００００ないし０ｂ０１１１１１｝の１６個の信号列グループと、残りの３２個の信号列グループに対するコードワードと準直交信号列間の対応関係をそれぞれの信号列グループ内で互いに任意に変更しても、相関特性は維持される。
前記表２に示す実施形態は、４ビット及び５ビット情報の伝送のために、前記表１Ａ、表１Ｂの信号列とコードワード間の対応関係を変形したものであって、総信号列の集合と生成過程は同一である。
また、前記表１Ａ、表１Ｂまたは前記表２に示す信号列とコードワードとの対応関係を新たに定義しても、相関関係及び最大相関値の特性は維持される。対応関係を新たに定義することは、時間−周波数資源に信号列をマッピングする方式を変更することを意味する。この場合、信号列の性質は変化しないが、高速移動、時間及び周波数の誤差のような要因によって所定の時間−周波数資源が同一であるチャンネル利得を有さない環境で受信性能が変わり得る。下記表３は、高速移動環境でさらに強靭な特性を有するように前記表２に示す信号列を再配列したものである。
Figure 0005404788
以下、本発明は、前述のように生成される準直交信号列の集合を利用する送信端及び受信端の構成について図面を参考して詳細に説明する。
図４は、本発明の実施形態による広帯域無線通信システムにおける送信端のブロック図である。
図４に示すように、フィードバック符号化器３０２、信号列生成器３０４、複数の束マッピング器３０６−１ないし３０６−３、ＯＦＤＭ変調器３０８、及びＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）送信器３１０を備えて構成される。
前記フィードバック符号化器３０２は、高速フィードバック・チャンネルを通じてフィードバックされる情報をコードワードに変換する。すなわち、前記フィードバック符号化器３０２は、所定の規則によってフィードバックされる情報をコードワードに変換する。
信号列生成器３０４は、前記フィードバック符号化器３０２からコードワードを提供されて、前記コードワードに対応する準直交信号列を生成する。このとき、前記準直交信号列は所定のコードワードと準直交信号列との対応関係によって決定される。また、ここで、前記準直交信号列の形態は、準直交信号列の設計基準によって変わる。ここで、設計基準は、相異なる準直交信号列間の相関値の閾値、使用しようとするコードワードの数などを含む。例えば、準直交信号列の形態及びコードワードと準直交信号列との対応関係は前記表２または前記表３に示す通りである。すなわち、前記信号列生成器３０４は、所定の準直交信号列の集合及びコードワードと準直交信号列との対応関係の情報を保存し、前記フィードバック符号化器３０２から提供されるコードワードに対応する準直交信号列を確認し、複素シンボルから構成された前記準直交信号列を生成する。
前記複数の束マッピング器３０６−１ないし３０６−３は、前記信号列生成器３０４から提供される準直交信号列を高速フィードバック・チャンネル内のそれぞれの束にマッピングする。このとき、前記複数の束マッピング器３０６−１ないし３０６−３は、一つの直交副信号列が物理的に連続されたトーンに位置するように前記準直交信号列をマッピングする。また、前記複数の束マッピング器３０６−１ないし３０６−３は、直交副信号列がそれぞれの束で相異なる順序で配置されるように前記準直交信号列をマッピングする。すなわち、前記複数の束マッピング器３０６−１ないし３０６−３のそれぞれは担当する束に同一の準直交信号列をマッピングするが、前記準直交信号列を構成する直交副信号列を相異なる順序で配置する。例えば、前記表３の信号列を使用する場合、前記複数の束マッピング器３０６−１ないし３０６−３は、図２に示すように準直交信号列をマッピングする。このようなマッピング方法は、前記表２の信号列を使用して、前記図３に示すように準直交信号列をマッピングする方法と同一である。
前記ＯＦＤＭ変調器３０８は、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算を通じて複数の束マッピング器３０６−１ないし３０６−３から提供されるマッピングされた信号を時間領域信号に変換し、ＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）を挿入することによってＯＦＤＭシンボルを構成する。前記ＲＦ送信器３１０は、前記ＯＦＤＭ変調器３０８から提供されるＯＦＤＭシンボルをＲＦ帯域信号にアップ変換した後、アンテナを介して送信する。
図５は、本発明の第１実施形態による広帯域無線通信システムにおける受信端のブロック図である。
図５に示すように、前記受信端は、ＲＦ受信器４０２、ＯＦＤＭ復調器４０４、複数の束抽出器４０６−１ないし４０６−３、複数の信号列整列器４０８−１ないし４０８−３、複数の信号列相関器４１０−１ないし４１０−３、複数の二乗器４１２−１ないし４１２−３、コードワード決定器４１４、及びフィードバック復号化器４１６を備えて構成される。
前記ＲＦ受信器４０２は、アンテナを介して受信されたＲＦ帯域の信号を基底帯域信号に変換する。前記ＯＦＤＭ復調器４０４は、前記ＲＦ受信器４０２から提供される信号をＯＦＤＭシンボル単位で区分した後、ＣＰを除去し、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算を通じて周波数領域にマッピングされた複素シンボルを復元する。
前記複数の束抽出器４０６−１ないし４０６−３は、高速フィードバック・チャンネルにマッピングされた複素シンボルを抽出する。このとき、前記複数の束抽出器４０６−１ないし４０６−３のそれぞれは、自身が担当する束にマッピングされた複素シンボルを抽出する。例えば、高速フィードバック・チャンネルが図１に示すような形態を有する場合、第１束抽出器４０６−１は第１束１１１にマッピングされた複素シンボルを、第２束抽出器４０６−２は第２束１１３にマッピングされた複素シンボルを、第３束抽出器４０６−３は第３束１１５にマッピングされた複素シンボルを抽出する。ここで、それぞれの束にマッピングされた複素シンボルは、同一の準直交信号列の要素であるが、前記準直交信号列の要素の配置は束によって異なる。
前記複数の信号列整列器４０８−１ないし４０８−３は、前記複数の束抽出器４０６−１ないし４０６−３から提供される束別の複素シンボルを整列する。言い換えれば、前記複数の信号列整列器４０８−１ないし４０８−３は、それぞれの束から抽出された複素シンボルをマッピング以前の形態で整列することによって、マッピング以前の準直交信号列を構成する。ここで、前記準直交信号列は、送信端で直交副信号列の単位で分解された後、束によって所定の相異なるパターンにマッピングされる。したがって、前記複数の信号列整列器４０８−１ないし４０８−３のそれぞれは、担当する束のマッピング・パターンによって複素シンボルを整列する。例えば、前記それぞれの束のマッピング・パターンは前記図２または前記図３に示す通りである。
前記複数の信号列相関器４１０−１ないし４１０−３は、それぞれの束を通じて受信された準直交信号列と候補準直交信号列間の相関値を算出する。ここで、前記候補準直交信号列は使用可能なあらゆる準直交信号列を備える。すなわち、前記複数の信号列相関器４１０−１ないし４１０−３は候補準直交信号列のリストを保存する。受信された準直交信号列が提供されれば、前記複数の信号列相関器４１０−１ないし４１０−３のそれぞれは、候補準直交信号列のそれぞれと担当する束を通じて受信された準直交信号列間の相関演算を行う。例えば、前記相関演算は前記数式２に示すように行われる。したがって、前記複数の信号列相関器４１０−１ないし４１０−３のそれぞれは、候補準直交信号列の数だけの相関値を出力する。前記複数の二乗器４１２−１ないし４１２−３は、前記複数の信号列相関器４１０−１ないし４１０−３から提供される相関値の二乗値を算出する。
前記コードワード決定器４１４は、前記複数の二乗器４１２−１ないし４１２−３から提供される二乗相関値を利用して、送信端によって送信された準直交信号列を判断する。そのために、前記コードワード決定器４１４は、同一の候補準直交信号列を利用して算出された二乗相関値を合算する。それにより、候補準直交信号列の数だけの二乗相関値の和が算出される。その後、前記コードワード決定器４１４は、二乗相関値の和のうち最大値を検索した後、前記最大値に対応する準直交信号列が送信されたと判断する。そして、前記コードワード決定器４１４は、前記最大値に対応する準直交信号列に対応するコードワードを出力する。前記フィードバック復号化器４１６は、前記コードワードを分析することによって前記コードワードによって表現される制御情報を確認する。
図６は、 本発明の第２実施形態による広帯域無線通信システムにおける受信端のブロック図である。
図６に示すように、前記受信端は、ＲＦ受信器５１０、ＯＦＤＭ復調器５２０、複数の束抽出器５３０−１ないし５３０−３、複数の信号列整列器５４０−１ないし５４０−３、複数の副信号列相関器５５０−１−１ないし５５０−３−Ｋ、インデックス検出器５６０、位相差検出器５７０、コードワード決定器５８０、及びフィードバック復号化器５９０を備えて構成される。
前記ＲＦ受信器５１０は、アンテナを介して受信されたＲＦ帯域の信号を基底帯域信号に変換する。前記ＯＦＤＭ復調器５２０は、前記ＲＦ受信器５１０から提供される信号をＯＦＤＭシンボルの単位で区分した後、ＣＰを除去し、ＦＦＴ演算を通じて周波数領域にマッピングされた複素シンボルを復元する。
前記複数の束抽出器５３０−１ないし５３０−３は、高速フィードバック・チャンネルにマッピングされた複素シンボルを抽出する。このとき、前記複数の束抽出器５３０−１ないし５３０−３のそれぞれは、自身が担当する束にマッピングされた複素シンボルを抽出する。例えば、高速フィードバック・チャンネルが前記図１に示すような形態を有する場合、第１束抽出器５３０−１は第１束１１１にマッピングされた複素シンボルを、第２束抽出器５３０−２は第２束１１３にマッピングされた複素シンボルを、第３束抽出器５３０−３は第３束１１５にマッピングされた複素シンボルを抽出する。ここで、それぞれの束にマッピングされた複素シンボルは同一の準直交信号列の要素であるが、前記準直交信号列の要素の配置は束によって異なる。
前記複数の信号列整列器５４０−１ないし５４０−３のそれぞれは、前記複数の束抽出器５３０−１ないし５３０−３のそれぞれから提供される複素シンボルを整列する。言い換えれば、前記複数の信号列整列器５４０−１ないし５４０−３は、それぞれの束から抽出された複素シンボルをマッピング以前の形態に整列することによって、本来の準直交信号列を構成する。ここで、前記準直交信号列は、送信端で直交副信号列の単位で分解された後、束によって所定の相異なるパターンにマッピングされる。したがって、前記複数の信号列整列器５４０−１ないし５４０−３のそれぞれは、担当する束のマッピング・パターンによって複素シンボルを整列する。そして、前記複数の信号列整列器５４０−１ないし５４０−３のそれぞれは、前記準直交信号列を直交副信号列に分解した後、前記直交副信号列を前記複数の副信号列相関器５５０−１−１ないし５５０−３−Ｋに分けて提供する。
前記複数の副信号列相関器５５０−１−１ないし５５０−３−Ｋは、前記複数の信号列整列器５４０−１ないし５４０−３から提供される直交副信号列と候補直交副信号列間の相関値を算出する。すなわち、前記複数の副信号列相関器５５０−１−１ないし５５０−３−Ｋは、候補直交副信号列のリストを保存する。直交副信号列が提供されれば、前記複数の副信号列相関器５５０−１−１ないし５５０−３−Ｋのそれぞれは、候補直交副信号列のそれぞれと提供された直交副信号列間の相関演算を行う。例えば、前記相関演算は前記数式２に示すように行われる。したがって、前記複数の副信号列相関器５５０−１−１ないし５５０−３−Ｋのそれぞれは、候補直交副信号列の数だけの相関値を出力する。すなわち、束当たりの候補直交副信号列の数と一つの準直交信号列を構成する直交副信号列の数との積だけの相関値が算出される。
前記インデックス検出器５６０は、前記複数の副信号列相関器５５０−１−１ないし５５０−３−Ｋから提供される相関値を利用して、送信された準直交信号列の直交副信号列のインデックス組合わせを検出する。前記インデックス検出器５６０の詳細な構成及び機能は図７を参考して説明する。前記位相差検出器５７０は、前記複数の副信号列相関器５５０−１−１ないし５５０−３−Ｋから提供される相関値を利用して、送信された準直交信号列に適用された位相差ベクトルを検出する。前記位相差検出器５７０の詳細な構成及び機能は図８を参考して説明する。
前記コードワード決定器５８０は、前記インデックス検出器５６０及び前記位相差検出器５７０によって検出されたインデックス組合わせ及び位相差ベクトルを利用して、送信端によって送信された準直交信号列を判断する。言い換えれば、前記コードワード決定器５８０は、前記検出されたインデックス組合わせに対応する直交副信号列から構成された準直交信号列に前記検出された位相差ベクトルが適用されて送信されたことを判断する。そして、前記コードワード決定器５８０は、前記準直交信号列に対応するコードワードを出力する。前記フィードバック復号化器５９０は、前記コードワードを分析することによって、前記コードワードによって表現される制御情報を確認する。
図７は、本発明の第２実施形態による広帯域無線通信システムにおける前記インデックス検出器５６０のブロック図である。
図７に示すように、前記インデックス検出器５６０は、複数の二乗器５６２−１−１ないし５６２−３−Ｋ、複数の加算器５６４−１ないし５６４−Ｋ、及び最大値検索器５６６を備えて構成される。
前記複数の二乗器５６２−１−１ないし５６２−３−Ｋは、前記複数の副信号列相関器５５０−１−１ないし５５０−３−Ｋから提供される直交副信号列の相関値の二乗値を算出する。このとき、前記複数の二乗器５６２−１−１ないし５６２−３−Ｋのそれぞれは、使用可能な副信号列の数だけの相関値を提供され、使用可能な副信号列の数だけの二乗相関値を算出する。それにより、束当たりの候補直交副信号列の数と一つの準直交信号列を構成する直交副信号列の数との積だけの二乗相関値が算出される。
前記複数の加算器５６４−１ないし５６４−Ｋは、前記複数の二乗器５６２−１−１ないし５６２−３−Ｋから提供される二乗相関値を直交副信号列別に合算する。言い換えれば、前記複数の加算器５６４−１ないし５６４−Ｋは、同一の候補直交副信号列を利用して算出された二乗相関値を合算する。このとき、前記複数の加算器５６４−１ないし５６４−Ｋのそれぞれは、担当する位置の直交副信号列に対する二乗相関値のみを提供される。すなわち、前記合算は、同一の位置の直交副信号列の二乗相関値のうち、同一の候補直交副信号列を利用して算出された二乗相関値を対象として行われる。例えば、第１加算器５６４−１は第１の位置を担当し、第１−１二乗器５６２−１−１、第２−１二乗器５６２−２−１及び第３−１二乗器５６２−３−１のそれぞれから候補直交副信号列の数だけの二乗相関値を提供される。そして、前記第１加算器５６４−１は、前記第１−１二乗器５６２−１−１、前記第２−１二乗器５６２−２−１及び前記第３−１二乗器５６２−３−１のそれぞれから提供された候補直交副信号列の数だけの二乗相関値のうち、同一の候補直交副信号列を利用して算出された二乗相関値を合算し、候補直交副信号列の数だけの二乗相関値の和を出力する。したがって、前記複数の加算器５６４−１ないし５６４−Ｋによって、直交副信号列の位置当たりの候補直交副信号列の数だけの二乗相関値の和が算出される。
前記最大値検索器５６６は、前記二乗相関値の和のうち、直交副搬送波の位置別の最大値を検索する。言い換えれば、前記最大値検索器５６６は、前記複数の加算器５６４−１ないし５６４−Ｋのそれぞれから提供される二乗相関値の和のうち、前記複数の加算器５６４−１ないし５６４−Ｋのそれぞれに対応する最大値を検索する。すなわち、前記最大値検索器５６６は、一つの準直交信号列を構成する直交副信号列の数だけの最大値を検索する。それにより、それぞれの直交副信号列の位置に対応する最大値が検索される。そして、前記最大値検索器５６６は、前記最大値に対応する直交副信号列のインデックスを確認し、確認されたインデックスを並べたインデックス組合わせを前記コードワード決定器５８０に提供する。
図８は、本発明の第２実施形態による広帯域無線通信システムにおける前記位相差検出器５７０のブロック図である。
図８に示すように、前記位相差検出器５７０は、複数の位相ベクトル乗算器５７２−１ないし５７２−３、複数の二乗器５７４−１ないし５７４−３、合算器５７６、及び最大値検索器５７８を備えて構成される。
前記複数の位相ベクトル乗算器５７２−１ないし５７２−３は、前記複数の副信号列相関器５５０−１−１ないし５５０−３−Ｋから提供される直交副信号列の相関値と位相差ベクトルを乗算する。このとき、前記複数の位相ベクトル乗算器５７２−１ないし５７２−３は、使用可能な位相差ベクトルを順次に利用する。また、前記複数の位相ベクトル乗算器５７２−１ないし５７２−３は、相関値と該当の直交副信号列の位置に対応する位相差ベクトルの要素とを乗算する。例えば、第１位相ベクトル乗算器５７２−１は、第１−１副信号列相関器５５０−１−１から提供される相関値と位相差ベクトルのそれぞれの第１要素とを順次に乗算する。そして、前記複数の位相ベクトル乗算器５７２−１ないし５７２−３は、位相差ベクトルのそれぞれの要素と乗算された相関値を合算する。ここで、前記合算は、同一の束に含まれる直交副信号列の相関値を対象として行われる。それにより、束当たりの位相差ベクトルの数だけの相関値の和が算出される。
前記複数の二乗器５７４−１ないし５７４−３は、前記複数の位相ベクトル乗算器５７２−１ないし５７２−３から提供される位相差ベクトルと乗算された相関値の和の二乗値を算出する。このとき、前記複数の位相ベクトル乗算器５７２−１ないし５７２−３のそれぞれから使用可能な位相差ベクトルの数だけの相関値の和が順次に提供される。したがって、前記複数の二乗器５７４−１ないし５７４−３のそれぞれは、使用可能な位相差ベクトルの数だけの相関値の和の二乗値を順次に出力する。
前記合算器５７６は、前記複数の二乗器５７４−１ないし５７４−３から提供される相関値の和の二乗値を合算する。このとき、相関値の和の二乗値は、使用可能な位相差ベクトルの数だけが順次に提供され、前記合算器５７６は使用可能な位相差ベクトルの数だけの二乗値の和を出力する。したがって、使用可能な位相差ベクトルの数だけの二乗値の和が算出される。ここで、前記二乗値の和のそれぞれは位相差ベクトルのそれぞれに対応する。
前記最大値検索器５７８は、順次に提供される前記二乗値の和のうち最大値を検索する。そして、前記最大値検索器５７８は、前記最大値に対応する位相差ベクトルを確認し、確認された位相差ベクトルを前記コードワード決定器５８０に知らせる。
以下、本発明は、前述のように生成される準直交信号列の集合を利用する送信端及び受信端の動作手続きについて図面を参考して詳細に説明する。
図９は、本発明の実施形態による広帯域無線通信システムで送信端の準直交信号列の伝送手続きを示すフローチャートである。
図９に示すように、前記送信端は、ステップ６０１で高速フィードバック・チャンネルを通じて送信する準直交信号列を生成する。このとき、前記準直交信号列は、所定のコードワードと準直交信号列間の対応関係によって決定される。また、前記準直交信号列の形態は準直交信号列の設計基準によって変わる。ここで、設計基準は、相異なる準直交信号列間の相関値の閾値、使用しようとするコードワードの数などを含む。例えば、準直交信号列の形態及びコードワードと準直交信号列間の対応関係は前記表２または表３に示す通りである。
前記準直交信号列を生成した後、前記送信端は、ステップ６０３で前記準直交信号列を３個の束に相異なるパターンでマッピングする。すなわち、前記送信端は、一つの直交副信号列が物理的に連続されたトーンに位置するように前記準直交信号列をマッピングする。また、前記送信端は、直交副信号列が束に対して相異なる手順に配置されるように前記準直交信号列をマッピングする。言い換えれば、前記送信端は、束に同一の準直交信号列をマッピングするが、前記準直交信号列を構成する直交副信号列を相異なる順序で配置する。例えば、前記受信端は、図２または図３に示すように準直交信号列をマッピングする。
前記準直交信号列をマッピングした後、前記送信端はステップ６０５に進んで、高速フィードバック・チャンネルにマッピングされた準直交信号列を送信する。すなわち、前記送信端は、ＩＦＦＴ演算及びＣＰ挿入を通じてＯＦＤＭシンボルを構成し、前記ＯＦＤＭシンボルをＲＦ帯域信号にアップ変換した後、アンテナを介して伝送する。
図１０は、本発明の第１実施形態による広帯域無線通信システムで受信端の準直交信号列の検出手続きを示すフローチャートである。
図１０に示すように、前記受信端は、ステップ７０１で高速フィードバック・チャンネルを通じて受信された複素シンボル抽出する。すなわち、前記受信端は、アンテナを介して受信されたＲＦ帯域の信号を基底帯域信号にダウン変換し、ＣＰ除去及びＦＦＴ演算を通じて周波数領域にマッピングされた複素シンボルを復元した後、前記高速フィードバック・チャンネルにマッピングされた複素シンボルを抽出する。このとき、前記受信端は束別に複素シンボルを区分する。ここで、それぞれの束にマッピングされた複素シンボルは、同一の準直交信号列の要素であるが、前記準直交信号列の要素の配置は束によって異なる。
前記複素シンボルを抽出した後、前記受信端は、ステップ７０３に進んで、束別の複素シンボルを整列することによって束別の準直交信号列を構成する。ここで、前記準直交信号列は、送信端で直交副信号列の単位で分解された後、束によって所定の相異なるパターンにマッピングされる。したがって、前記受信端は、それぞれの束のマッピング・パターンによって複素シンボルを整列する。例えば、前記それぞれの束のマッピング・パターンは図２または図３に示す通りである。
前記束別の準直交信号列を構成した後、前記受信端はステップ７０５に進んで、受信された準直交信号列と候補準直交信号列間の二乗相関値を算出する。言い換えれば、前記受信端は、候補準直交信号列のそれぞれとそれぞれの束を通じて受信された準直交信号列間の相関演算を行う。例えば、前記相関演算は前記数式２に示すように行われる。したがって、束当たりの候補準直交信号列の数だけの相関値が算出される。そして、前記受信端は前記相関値の二乗値を算出する。
前記相関値の二乗値を算出した後、前記受信端はステップ７０７に進んで、相関値の二乗値を利用して送信された準直交信号列を判断する。すなわち、前記受信端は、前記二乗相関値を相関値の算出のために使用された準直交信号列別に合算する。それにより、候補準直交信号列の数だけの二乗相関値の和が算出される。そして、前記受信端は、二乗相関値の和のうち最大値を検索した後、前記最大値に対応する準直交信号列が送信されたと判断する。
図１１は、本発明の第２実施形態による広帯域無線通信システムで受信端の準直交信号列の検出手続きを示すフローチャートである。
図１１に示すように、前記受信端は、ステップ８０１で高速フィードバック・チャンネルを通じて受信された複素シンボル抽出する。すなわち、前記受信端は、アンテナを介して受信されたＲＦ帯域の信号を基底帯域信号にダウン変換し、ＣＰ除去及びＦＦＴ演算を通じて周波数領域にマッピングされた複素シンボルを復元した後、前記高速フィードバック・チャンネルにマッピングされた複素シンボルを抽出する。このとき、前記受信端は束別に複素シンボルを区分する。ここで、それぞれの束にマッピングされた複素シンボルは同一の準直交信号列の要素であるが、前記準直交信号列の要素の配置は束によって異なる。
前記複素シンボルを抽出した後、前記受信端はステップ８０３に進んで、束別の複素シンボルを整列することによって束別の準直交信号列を構成する。ここで、前記準直交信号列は、送信端で直交副信号列の単位で分解された後、束によって所定の相異なるパターンにマッピングされる。したがって、前記受信端は、それぞれの束のマッピング・パターンによって複素シンボルを整列する。例えば、前記それぞれの束のマッピング・パターンは図２または図３に示す通りである。
前記束別の準直交信号列を構成した後、前記受信端はステップ８０５に進んで、受信された直交副信号列と候補直交副信号列間の相関値を算出する。言い換えれば、前記受信端は、候補直交副信号列のそれぞれとそれぞれの束を通じて受信された直交副信号列間の相関演算を行う。例えば、前記相関演算は前記数式２に示すように行われる。したがって、束当たりの候補直交副信号列の数と一つの準直交信号列を構成する直交副信号列の数との積だけの相関値が算出される。
前記相関値を算出した後、前記受信端はステップ８０７に進んで、前記相関値を利用して副信号列インデックス及び位相差ベクトルを検出する。言い換えれば、前記受信端は、送信された準直交副信号列を構成する準直交副信号列のインデックス及び適用された位相差ベクトルが何であるかを確認する。前記副信号列インデックスを検出するための詳細な手続き及び前記位相差ベクトルを検出するための詳細な手続きは図１２及び図１３を参考して説明する。
前記副信号列インデックス及び前記位相差ベクトルを検出した後、前記受信端はステップ８０９に進んで、前記副信号列インデックス及び前記位相差ベクトルを利用して送信された準直交信号列を判断する。言い換えれば、前記受信端は、前記検出されたインデックス組合わせに対応する直交副信号列から構成された準直交信号列に前記検出された位相差ベクトルが適用されて送信されたことを判断する。
図１２は、本発明の第２実施形態による広帯域無線通信システムで受信端の副信号列インデックスの検出手続きを示す図である。
図１２に示すように、前記受信端はステップ８１１で受信された直交副信号列と候補直交副信号列間の相関値の二乗値を算出する。したがって、束当たりの候補直交副信号列の数と一つの準直交信号列を構成する直交副信号列の数との積だけの二乗相関値が算出される。
前記二乗相関値を算出した後、前記受信端はステップ８１３に進んで、前記二乗相関値を受信された直交副信号列別に合算する。言い換えれば、前記受信端は同一の直交副信号列の二乗相関値を合算する。このとき、前記合算は、同一の位置の直交副信号列の二乗相関値のうち、同一の候補直交副信号列を利用して算出された二乗相関値を対象として行われ、束の数だけの二乗相関値の合算である。それにより、直交副信号列の位置当たりの候補直交副信号列の数だけの二乗相関値の和が算出される。
前記二乗相関値を直交副信号列別に合算した後、前記受信端はステップ８１５に進んで、前記二乗相関値の和のうち、直交副信号列の位置別の最大値を検索する。すなわち、前記受信端は一つの準直交信号列を構成する直交副信号列の数だけの最大値を検索する。それにより、それぞれの直交副信号列の位置に対応する最大値が検索される。
前記直交副信号列の位置別の最大値を検索した後、前記受信端はステップ８１７に進んで、前記最大値のそれぞれに対応する直交副信号列のインデックスを確認する。言い換えれば、前記受信端はそれぞれの直交副信号列の位置に対応する直交副信号列インデックスを確認する。それにより、準直交信号列を構成する直交副信号列のインデックスが確認される。
図１３は、本発明の第２実施形態による広帯域無線通信システムで受信端の位相差ベクトルの検出手続きを示す図である。
図１３に示すように、前記受信端はステップ８２１で相関値と位相差ベクトル間の乗算及び合算を行う。このとき、前記受信端は、使用可能な位相差ベクトルを順次に利用する。また、前記受信端は、相関値と該当の直交副信号列の位置に対応する位相差ベクトルの要素とを乗算する。すなわち、第１の位置の直交副信号列の相関値は前記位相差ベクトルの第１の要素と乗算される。そして、前記合算は、同一の束に含まれる直交副信号列の相関値を対象として行われる。それにより、束当たりの使用可能な位相差ベクトルの数だけの相関値の和が算出される。
前記位相差ベクトル間の乗算及び合算を行った後、前記受信端はステップ８２３に進んで、相関値の和の二乗値を算出する。このとき、束当たりの使用可能な位相差ベクトルの数だけの相関値の和が存在する。したがって、前記受信端は束当たりの使用可能な位相差ベクトルの数だけの相関値の和の二乗値を算出する。
前記相関値の和の二乗値を算出した後、前記受信端はステップ８２５に進んで、同一の位相差ベクトルに対応する二乗値を合算する。このとき、束当たりの使用可能な位相差ベクトルの数だけの相関値の和の二乗値が存在する。したがって、使用可能な位相差ベクトルの数だけの二乗値の和が算出される。ここで、前記二乗値の和のそれぞれは位相差ベクトルのそれぞれに対応する。
前記二乗値を合算した後、前記受信端はステップ８２７に進んで、二乗値の和のうち最大値に対応する位相差ベクトルを確認する。すなわち、前記受信端は前記二乗値の和のうち最大値を検索し、前記最大値に対応する位相差ベクトルを確認する。
本発明の実施形態よって、広帯域無線通信システムで準直交信号列を利用することによって、高速フィードバック・チャンネルを通じて送受信される情報の量を増加させることができ、さらに、増加した情報の量にもかかわらず、チャンネル推定誤差などの影響を受けずに正確な情報の伝達及び安定したシステムの運用が可能である。
一方、本発明の詳細な説明では具体的な実施形態について説明したが、本発明の範囲から逸脱しない限り、多様な変形が可能であるということは言うまでもない。したがって、本発明の範囲は説明された実施形態に限って定められるものではなく、後述する特許請求の範囲だけでなく、この特許請求の範囲と均等なものなどによって定められねばならない。
３０２・・・・・フィードバック符号化器
３０４・・・・・信号列生成器
３０６−１・・・第１束マッピング器
３０６−２・・・第２束マッピング器
３０６−３・・・第３束マッピング器
３０８・・・・・ＯＦＤＭ変調器
３１０・・・・・ＲＦ送信器

Claims (26)

  1. 無線通信システムで送信端装置において、
    フィードバックされるインデックスに対応するシーケンスを、第１マッピングパターンを利用して高速フィードバックチャネル内の資源ブロックの第１集合にマッピングし、第２マッピングパターンを利用して高速フィードバックチャネル内の資源ブロックの第２集合にマッピングする複数のマッピング器と、
    前記複数の資源ブロックの集合にマッピングされた前記シーケンスを伝送する送信器と、を含み、
    前記シーケンスは、前記複数の資源ブロックの集合それぞれにマッピングされ、
    前記シーケンスの各要素は各資源ブロックにマッピングされ、
    前記第１マッピングパターンによる前記シーケンスの要素のマッピング手順は、前記第２マッピングパターンによる前記シーケンスの要素のマッピング手順と相異であり、
    前記資源ブロックの第１集合及び前記資源ブロックの第２集合は、予め決められた互いに同じ個数の資源ブロックを含み、
    前記資源ブロックの第１集合は、前記高速フィードバックチャネル内で、前記資源ブロックの第２集合と異なる位置に存在することを特徴とする装置。
  2. 前記シーケンスは、すべての可能な信号対間の相関値が閾値以下の値を有するように設計されたシーケンスグループに含まれたシーケンスのうち一つであることを特徴とする請求項１に記載の装置。
  3. 前記シーケンスは、予め定義された候補のうち一つで決定され、
    前記予め定義された候補は、「１１１１１１１１１１１１」、「１０１１１１０１０１１０」、「０１１０１０１１１１０１」、「００１０１００１０１００」、「１０１０１０１０１０１０」、「１１１０１０００００１１」、「００１１１１１０１０００」、「０１１１１０００００１」、「１１００１１００１１００」、「１０００１１１００１０１」、「０１０１１０００１１１０」、「０００１１０１００１１１」、「１００１１００１１００１」、「１１０１１０１１００００」、「００００１１０１１１０１」、「０１００１１１１００１０」、「１０１０１１１１１１００」、「１１１０１１０１０１０１」、「００１１１０１１１１１０」、「０１１１１００１０１１１」、「１１１１１０１０１００１」、「１０１１１０００００００」、「０１１０１１１０１０１１」、「００１０１１００００１０」、「１００１１１００１１１１」、「１１０１１１１００１１０」、「００００１０００１１０１」、「０１００１０１００１００」、「１１００１００１１０１０」、「１０００１０１１００１１」、「０１０１１１０１１０００」、「０００１１１１１０００１」、「１０１０１１００１００１」、「１１１０１１１０００００」、「００１１１０００１０１１」、「０１１１１０１０００１０」、「１００１１１１１１０１０」、「１１０１１１０１００１１」、「００００１０１１１０００」、「０１００１００１０００１」、「１１１１１００１１１００」、「１０１１１０１１０１０１」、「０１１０１１０１１１１０」、「００１０１１１１０１１１」、「１０１０１００１１１１１」、「１１１０１０１１０１１０」、「００１１１１０１１１０１」、「０１１１１１１１０１００」、「１１１１１１００１０１０」、「１０１１１１１０００１１」、「０１１０１０００１０００」、「００１０１０１００００１」、「１１００１０１０１１１１」、「１０００１００００１１０」、「０１０１１１１０１１０１」、「０００１１１０００１００」、「１００１１０１０１１００」、「１１０１１００００１０１」、「００００１１１０１１１０」、「０１００１１０００１１１」、「１１００１１１１１００１」、「１０００１１０１００００」、「０１０１１０１１１０１１」及び「０００１１００１００１０」を含むことを特徴とする請求項１または２に記載の装置。
  4. 前記シーケンスは、時間軸及びシンボル軸でサイズ６×２の３個の資源ブロックの集合にマッピングされ、
    前記資源ブロックの第１集合に対して、周波数軸の第一行で第０要素、第２要素、第４要素、第６要素、第８要素及び第１０要素の順に、周波数軸の第二行で第１要素、第３要素、第５要素、第７要素、第９要素及び第１１要素の順にマッピングされ、
    前記資源ブロックの第２集合に対して、周波数軸の第一行で第９要素、第１１要素、第４要素、第０要素、第２要素及び第７要素の順に、周波数軸の第二行で第１０要素、第３要素、第５要素、第１要素、第６要素及び第８要素の順にマッピングされ、
    前記資源ブロックの第３集合に対して、周波数軸の第一行で第３要素、第５要素、第７要素、第９要素、第１１要素及び第１要素の順に、周波数軸の第二行で第４要素、第６要素、第８要素、第１０要素、第０要素及び第２要素の順にマッピングされることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の装置。
  5. 無線通信システムで受信端装置において、
    第１マッピングパターンを利用して高速フィードバックチャネル内の資源ブロックの第１集合にマッピングされ、第２マッピングパターンを利用して高速フィードバックチャネル内の資源ブロックの第２集合にマッピングされたシーケンスを受信する受信機と、
    前記シーケンスに対応するインデックスを決定する制御部と、を含み、
    前記シーケンスは、前記複数の資源ブロックの集合それぞれにマッピングされ、
    前記シーケンスの各要素は各資源ブロックにマッピングされ、
    前記第１マッピングパターンによる前記シーケンスの要素のマッピング手順は、前記第２マッピングパターンによる前記シーケンスの要素のマッピング手順と相異であり、
    前記資源ブロックの第１集合及び前記資源ブロックの第２集合は、予め決められた互いに同じ個数の資源ブロックを含み、
    前記資源ブロックの第１集合は、前記高速フィードバックチャネル内で、前記資源ブロックの第２集合と異なる位置に存在することを特徴とする装置。
  6. 前記シーケンスは、すべての可能な信号対間の相関値が閾値以下の値を有するように設計されたシーケンスグループに含まれたシーケンスのうち一つであることを特徴とする請求項５に記載の装置。
  7. 前記シーケンスは、予め決められた候補のうち一つで決定され、
    前記予め決められた候補は、「１１１１１１１１１１１１」、「１０１１１１０１０１１０」、「０１１０１０１１１１０１」、「００１０１００１０１００」、「１０１０１０１０１０１０」、「１１１０１０００００１１」、「００１１１１１０１０００」、「０１１１１０００００１」、「１１００１１００１１００」、「１０００１１１００１０１」、「０１０１１０００１１１０」、「０００１１０１００１１１」、「１００１１００１１００１」、「１１０１１０１１００００」、「００００１１０１１１０１」、「０１００１１１１００１０」、「１０１０１１１１１１００」、「１１１０１１０１０１０１」、「００１１１０１１１１１０」、「０１１１１００１０１１１」、「１１１１１０１０１００１」、「１０１１１０００００００」、「０１１０１１１０１０１１」、「００１０１１００００１０」、「１００１１１００１１１１」、「１１０１１１１００１１０」、「００００１０００１１０１」、「０１００１０１００１００」、「１１００１００１１０１０」、「１０００１０１１００１１」、「０１０１１１０１１０００」、「０００１１１１１０００１」、「１０１０１１００１００１」、「１１１０１１１０００００」、「００１１１０００１０１１」、「０１１１１０１０００１０」、「１００１１１１１１０１０」、「１１０１１１０１００１１」、「００００１０１１１０００」、「０１００１００１０００１」、「１１１１１００１１１００」、「１０１１１０１１０１０１」、「０１１０１１０１１１１０」、「００１０１１１１０１１１」、「１０１０１００１１１１１」、「１１１０１０１１０１１０」、「００１１１１０１１１０１」、「０１１１１１１１０１００」、「１１１１１１００１０１０」、「１０１１１１１０００１１」、「０１１０１０００１０００」、「００１０１０１００００１」、「１１００１０１０１１１１」、「１０００１００００１１０」、「０１０１１１１０１１０１」、「０００１１１０００１００」、「１００１１０１０１１００」、「１１０１１００００１０１」、「００００１１１０１１１０」、「０１００１１０００１１１」、「１１００１１１１１００１」、「１０００１１０１００００」、「０１０１１０１１１０１１」及び「０００１１００１００１０」を含むことを特徴とする請求項５または６に記載の装置。
  8. 前記シーケンスは、時間軸及びシンボル軸でサイズ６×２の３個の資源ブロックの集合にマッピングされ、
    前記資源ブロックの第１集合にマッピングされたシーケンスは、周波数軸の第一行で第０要素、第２要素、第４要素、第６要素、第８要素及び第１０要素の順に、周波数軸の第二行で第１要素、第３要素、第５要素、第７要素、第９要素及び第１１要素の順にマッピングされており、
    前記資源ブロックの第２集合にマッピングされたシーケンスは、周波数軸の第一行で第９要素、第１１要素、第４要素、第０要素、第２要素及び第７要素の順に、周波数軸の第二行で第１０要素、第３要素、第５要素、第１要素、第６要素及び第８要素の順にマッピングされており、
    前記資源ブロックの第３集合にマッピングされたシーケンスは、周波数軸の第一行で第３要素、第５要素、第７要素、第９要素、第１１要素及び第１要素の順に、周波数軸の第二行で第４要素、第６要素、第８要素、第１０要素、第０要素及び第２要素の順にマッピングされていることを特徴とする請求項５乃至７のいずれか１項に記載の装置。
  9. 前記高速フィードバック・チャンネル内のそれぞれの資源ブロック集合から複素要素を抽出する複数の抽出器と、
    それぞれの資源ブロックの集合から抽出された複素要素を前記それぞれの資源ブロックの集合のマッピング・パターンによって整列することによって、資源ブロックの集合別のシーケンスを構成する複数の整列器と、
    前記資源ブロックの集合別のシーケンス及び候補シーケンスに対する相関演算を通じて送信されたシーケンスを判断するための情報を生成する演算器と、
    前記シーケンスを判断するための情報を利用して前記送信されたシーケンスを判断し、前記送信されたシーケンスに対応するコードワードをフィードバック情報として選択する決定器と、を更に備えることを特徴とする請求項５に記載の装置。
  10. 前記演算器は、前記資源ブロックの集合から抽出されたシーケンスのそれぞれと前記候補シーケンスのそれぞれの相関値を算出する複数の相関器と、
    前記相関値のそれぞれの二乗値を算出する複数の二乗器と、を備え、
    前記決定器は、同一の候補シーケンスを利用して算出された二乗相関値を合算し、合算結果値のうち最大値を検索した後、前記最大値に対応するシーケンスが送信されたと判断することを特徴とする請求項９に記載の装置。
  11. 前記演算器は、前記資源ブロックの集合から抽出されたシーケンスを構成する直交副信号列のそれぞれと前記候補直交副シーケンスのそれぞれの相関値を算出する複数の相関器と、
    前記直交副シーケンスのそれぞれの相関値を利用して、前記送信されたシーケンスのインデックス組合わせを検出するインデックス検出器と、
    前記直交副シーケンスのそれぞれの相関値を利用して、前記送信されたシーケンスに適用された位相差ベクトルを検出する位相差検出器と、を備え、
    前記決定器は、前記インデックス組合わせに対応する直交副シーケンスから構成され、前記位相差ベクトルが適用されたシーケンスが送信されたと判断することを特徴とする請求項９に記載の装置。
  12. 前記インデックス検出器は、前記直交副シーケンスの相関値のそれぞれの二乗値を算出する複数の二乗器と、
    同一の位置の直交副シーケンスの二乗相関値のうち同一の候補直交副シーケンスを利用して算出された二乗相関値を合算する複数の合算器と、
    前記合算結果値のうち直交副搬送波の位置別の最大値を検索し、前記最大値に対応するインデックス組合わせを確認する検索器と、を備えることを特徴とする請求項１１に記載の装置。
  13. 前記位相差検出器は、前記直交副シーケンスの相関値と位相差ベクトルとを乗算し、同一の資源ブロックの集合に含まれる相関値を合算する複数の乗算器と、
    前記位相差ベクトルと乗算された相関値の和の二乗値を算出する複数の二乗器と、
    前記二乗値を合算する合算器と、
    使用可能な位相差ベクトルのそれぞれから算出された二乗値の和のうち最大値を検索し、前記最大値に対応する位相差ベクトルを確認する検索器と、を備えることを特徴とする請求項１１に記載の装置。
  14. 無線通信システムで高速フィードバック・チャンネルによるフィードバック情報の送信方法において、
    フィードバックされるインデックスに対応するシーケンスを、第１マッピングパターンを利用して高速フィードバックチャネル内の資源ブロックの第１集合にマッピングし、第２マッピングパターンを利用して高速フィードバックチャネル内の資源ブロックの第２集合にマッピングするステップと、
    前記複数の資源ブロックの集合にマッピングされた前記シーケンスを送信するステップと、を含み、
    前記シーケンスは、前記複数の資源ブロックの集合それぞれにマッピングされ、
    前記シーケンスの各要素は各資源ブロックにマッピングされ、
    前記第１マッピングパターンによる前記シーケンスの要素のマッピング手順は、前記第２マッピングパターンによる前記シーケンスの要素のマッピング手順と相異であり、
    前記資源ブロックの第１集合及び前記資源ブロックの第２集合は、予め決められた互いに同じ個数の資源ブロックを含み、
    前記資源ブロックの第１集合は、前記高速フィードバックチャネル内で、前記資源ブロックの第２集合と異なる位置に存在することを特徴とする方法。
  15. 前記シーケンスは、全ての可能な信号対間相関値が閾値以下の値を有するように設計されたシーケンスグループに含まれたシーケンスのうち一つであることを特徴とする請求項１４に記載の方法。
  16. 前記シーケンスは、予め決められた候補のうち一つで決定され、
    前記予め決められた候補は、「１１１１１１１１１１１１」、「１０１１１１０１０１１０」、「０１１０１０１１１１０１」、「００１０１００１０１００」、「１０１０１０１０１０１０」、「１１１０１０００００１１」、「００１１１１１０１０００」、「０１１１１０００００１」、「１１００１１００１１００」、「１０００１１１００１０１」、「０１０１１０００１１１０」、「０００１１０１００１１１」、「１００１１００１１００１」、「１１０１１０１１００００」、「００００１１０１１１０１」、「０１００１１１１００１０」、「１０１０１１１１１１００」、「１１１０１１０１０１０１」、「００１１１０１１１１１０」、「０１１１１００１０１１１」、「１１１１１０１０１００１」、「１０１１１０００００００」、「０１１０１１１０１０１１」、「００１０１１００００１０」、「１００１１１００１１１１」、「１１０１１１１００１１０」、「００００１０００１１０１」、「０１００１０１００１００」、「１１００１００１１０１０」、「１０００１０１１００１１」、「０１０１１１０１１０００」、「０００１１１１１０００１」、「１０１０１１００１００１」、「１１１０１１１０００００」、「００１１１０００１０１１」、「０１１１１０１０００１０」、「１００１１１１１１０１０」、「１１０１１１０１００１１」、「００００１０１１１０００」、「０１００１００１０００１」、「１１１１１００１１１００」、「１０１１１０１１０１０１」、「０１１０１１０１１１１０」、「００１０１１１１０１１１」、「１０１０１００１１１１１」、「１１１０１０１１０１１０」、「００１１１１０１１１０１」、「０１１１１１１１０１００」、「１１１１１１００１０１０」、「１０１１１１１０００１１」、「０１１０１０００１０００」、「００１０１０１００００１」、「１１００１０１０１１１１」、「１０００１００００１１０」、「０１０１１１１０１１０１」、「０００１１１０００１００」、「１００１１０１０１１００」、「１１０１１００００１０１」、「００００１１１０１１１０」、「０１００１１０００１１１」、「１１００１１１１１００１」、「１０００１１０１００００」、「０１０１１０１１１０１１」及び「０００１１００１００１０」を含むことを特徴とする請求項１４または１５に記載の方法。
  17. 前記シーケンスは、時間軸及びシンボル軸でサイズ６×２の３個の資源ブロックの集合にマッピングされ、
    前記資源ブロックの第１集合に対して、周波数軸の第一行で第０要素、第２要素、第４要素、第６要素、第８要素及び第１０要素の順に、周波数軸の第二行で第１要素、第３要素、第５要素、第７要素、第９要素及び第１１要素の順にマッピングされており、
    前記資源ブロックの第２集合に対して、周波数軸の第一行で第９要素、第１１要素、第４要素、第０要素、第２要素及び第７要素の順に、周波数軸の第二行で第１０要素、第３要素、第５要素、第１要素、第６要素及び第８要素の順にマッピングされており、
    前記資源ブロックの第３集合に対して、周波数軸の第一行で第３要素、第５要素、第７要素、第９要素、第１１要素及び第１要素の順に、周波数軸の第二行で第４要素、第６要素、第８要素、第１０要素、第０要素及び第２要素の順にマッピングされていることを特徴とする請求項１４乃至１６のいずれか１項に記載の方法。
  18. 無線通信システムで高速フィードバックチャネルを介してフィードバック情報を受信する方法において、
    第１マッピングパターンを利用して高速フィードバックチャネル内の資源ブロックの第１集合にマッピングされ、第２マッピングパターンを利用して高速フィードバックチャネル内の資源ブロックの第２集合にマッピングされたシーケンスを受信するステップと、
    前記シーケンスに対応するインデックスを決定するステップと、を含み、
    前記シーケンスは、前記複数の資源ブロックの集合それぞれにマッピングされ、
    前記シーケンスの各要素は各資源ブロックにマッピングされ、
    前記第１マッピングパターンによる前記シーケンスの要素のマッピング手順は、前記第２マッピングパターンによる前記シーケンスの要素のマッピング手順と相異であり、
    前記資源ブロックの第１集合及び前記資源ブロックの第２集合は、予め決められた互いに同じ個数の資源ブロックを含み、
    前記資源ブロックの第１集合は、前記高速フィードバックチャネル内で、前記資源ブロックの第２集合と異なる位置に存在することを特徴とする方法。
  19. 前記シーケンスは、全ての可能な信号対間相関値が閾値以下の値を有するように設計されたシーケンスグループに含まれたシーケンスのうち一つであることを特徴とする請求項１８に記載の方法。
  20. 前記シーケンスは、予め決められた候補のうち一つで決定され、
    前記予め決められた候補は、「１１１１１１１１１１１１」、「１０１１１１０１０１１０」、「０１１０１０１１１１０１」、「００１０１００１０１００」、「１０１０１０１０１０１０」、「１１１０１０００００１１」、「００１１１１１０１０００」、「０１１１１０００００１」、「１１００１１００１１００」、「１０００１１１００１０１」、「０１０１１０００１１１０」、「０００１１０１００１１１」、「１００１１００１１００１」、「１１０１１０１１００００」、「００００１１０１１１０１」、「０１００１１１１００１０」、「１０１０１１１１１１００」、「１１１０１１０１０１０１」、「００１１１０１１１１１０」、「０１１１１００１０１１１」、「１１１１１０１０１００１」、「１０１１１０００００００」、「０１１０１１１０１０１１」、「００１０１１００００１０」、「１００１１１００１１１１」、「１１０１１１１００１１０」、「００００１０００１１０１」、「０１００１０１００１００」、「１１００１００１１０１０」、「１０００１０１１００１１」、「０１０１１１０１１０００」、「０００１１１１１０００１」、「１０１０１１００１００１」、「１１１０１１１０００００」、「００１１１０００１０１１」、「０１１１１０１０００１０」、「１００１１１１１１０１０」、「１１０１１１０１００１１」、「００００１０１１１０００」、「０１００１００１０００１」、「１１１１１００１１１００」、「１０１１１０１１０１０１」、「０１１０１１０１１１１０」、「００１０１１１１０１１１」、「１０１０１００１１１１１」、「１１１０１０１１０１１０」、「００１１１１０１１１０１」、「０１１１１１１１０１００」、「１１１１１１００１０１０」、「１０１１１１１０００１１」、「０１１０１０００１０００」、「００１０１０１００００１」、「１１００１０１０１１１１」、「１０００１００００１１０」、「０１０１１１１０１１０１」、「０００１１１０００１００」、「１００１１０１０１１００」、「１１０１１００００１０１」、「００００１１１０１１１０」、「０１００１１０００１１１」、「１１００１１１１１００１」、「１０００１１０１００００」、「０１０１１０１１１０１１」及び「０００１１００１００１０」を含むことを特徴とする請求項１８または１９に記載の方法。
  21. 前記シーケンスは、時間軸及びシンボル軸でサイズ６×２の３個の資源ブロックの集合にマッピングされ、
    前記資源ブロックの第１集合にマッピングされたシーケンスは、周波数軸の第一行で第０要素、第２要素、第４要素、第６要素、第８要素及び第１０要素の順に、周波数軸の第二行で第１要素、第３要素、第５要素、第７要素、第９要素及び第１１要素の順にマッピングされており、
    前記資源ブロックの第２集合にマッピングされたシーケンスは、周波数軸の第一行で第９要素、第１１要素、第４要素、第０要素、第２要素及び第７要素の順に、周波数軸の第二行で第１０要素、第３要素、第５要素、第１要素、第６要素及び第８要素の順にマッピングされており、
    前記資源ブロックの第３集合にマッピングされたシーケンスは、周波数軸の第一行で第３要素、第５要素、第７要素、第９要素、第１１要素及び第１要素の順に、周波数軸の第二行で第４要素、第６要素、第８要素、第１０要素、第０要素及び第２要素の順にマッピングされていることを特徴とする請求項１８乃至２０のいずれか１項に記載の方法。
  22. 前記インデックスを決定するステップは、
    前記高速フィードバック・チャンネル内のそれぞれの資源ブロックの集合から複素シンボルを抽出するステップと、
    それぞれの資源ブロックの集合から抽出された複素シンボルを前記それぞれの資源ブロックの集合のマッピング・パターンによって整列することによって、資源ブロックの集合別のシーケンスを構成するステップと、
    前記資源ブロックの集合別のシーケンス及び候補シーケンスに対する相関演算を通じて送信されたシーケンスを判断するための情報を生成するステップと、
    前記シーケンスを判断するための情報を利用して前記送信されたシーケンスを判断するステップと、
    前記送信されたシーケンスに対応するコードワードをフィードバック情報として選択するステップと、を含むことを特徴とする請求項１８に記載の方法。
  23. 前記送信されたシーケンスを判断するための情報を生成するステップは、
    前記資源ブロックの集合から抽出されたシーケンスのそれぞれと前記候補シーケンスのそれぞれの相関値を算出するステップと、
    前記相関値のそれぞれの二乗値を算出するステップと、を含み、
    前記伝送されたシーケンスを判断するステップは、
    同一の候補シーケンスを利用して算出された二乗相関値を合算するステップと、
    合算結果値のうち最大値を検索するステップと、
    前記最大値に対応するシーケンスが送信されたと判断するステップと、を含むことを特徴とする請求項２２に記載の方法。
  24. 前記送信されたシーケンスを判断するための情報を生成するステップは、
    前記資源ブロックの集合から抽出されたシーケンスを構成する直交副シーケンスのそれぞれと前記候補直交副シーケンスのそれぞれの相関値を算出するステップと、
    前記直交副シーケンスのそれぞれの相関値を利用して前記送信されたシーケンスのインデックス組合わせを検出するステップと、
    前記直交副シーケンスのそれぞれの相関値を利用して前記送信されたシーケンスに適用された位相差ベクトルを検出するステップと、を含み、
    前記伝送されたシーケンスを判断するステップは、
    前記インデックス組合わせに対応する直交副シーケンスから構成され、前記位相差ベクトルが適用されたシーケンスが送信されたと判断するステップと、を含むことを特徴とする請求項２２に記載の方法。
  25. 前記インデックス組合わせを検出するステップは、
    前記直交副シーケンスの相関値のそれぞれの二乗値を算出するステップと、
    同一の位置の直交副シーケンスの二乗相関値のうち、同一の候補直交副シーケンスを利用して算出された二乗相関値を合算するステップと、
    前記合算結果値のうち直交副搬送波の位置別の最大値を検索するステップと、
    前記最大値に対応するインデックス組合わせを確認するステップと、を含むことを特徴とする請求項２４に記載の方法。
  26. 前記位相差ベクトルを検出するステップは、
    前記直交副シーケンスの相関値に位相差ベクトルを乗算し、同一の資源ブロックの集合に含まれる相関値を合算するステップと、
    前記位相差ベクトルと乗算された相関値の和の二乗値を算出するステップと、
    前記二乗値を合算するステップと、
    使用可能な位相差ベクトルのそれぞれから算出された二乗値の和のうち最大値を検索するステップと、
    前記最大値に対応する位相差ベクトルを確認するステップと、を含むことを特徴とする請求項２４に記載の方法。
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