KR101135459B1 - 대역확산신호 수신기, 대역확산신호 수신기의 고기능 다중경로신호 분해 방법, 및 그 기록 매체 - Google Patents

대역확산신호 수신기, 대역확산신호 수신기의 고기능 다중경로신호 분해 방법, 및 그 기록 매체 Download PDF

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Abstract

대역확산신호 수신기, 대역확산신호 수신기의 고기능 다중경로신호 분해 방법, 및 그 기록 매체가 개시된다. 본 발명의 일 실시 예에 따른 LIMS 알고리즘을 구현하는 대역확산신호 수신기는 다중경로채널 환경에서 다중경로 신호들을 정확히 분해함으로써 레이크 수신기(Rake Receiver)가 다중경로 신호들을 보다 정확히 추적(tracking)할 수 있도록 필수적인 정보를 추출한다. 본 발명의 일 실시 예에 따른 다중경로신호 분해 기술(LIMS)은 기존 기술보다 잡음에 매우 강인하고 계산량이 높지 않아 실시간 다중경로신호 분해와 실시간 최초도달신호의 전파도달시간 추출에 유용할 뿐만 아니라 비실시간(Offline)으로도 용이하게 구현될 수 있다.

Description

대역확산신호 수신기, 대역확산신호 수신기의 고기능 다중경로신호 분해 방법, 및 그 기록 매체 {Spread spectrum signal receiver, Method for multipath super-resolution thereof, and Recording medium thereof}
본 발명은 다수개의 다중경로신호가 수신되는 다중경로채널(Multipath Channel) 환경에서 각 다중경로신호성분들(Multipath Components)을 분해하는 기술에 관한 것으로, 특히, 대역확산신호 수신기, 대역확산신호 수신기의 고기능 다중경로신호 분해 방법, 및 그 기록 매체에 관한 것이다.
최근 GPS (Global Positioning Systems) 및 GNSS (Global Navigation Satellite Systems) 등과 같은 위치 측정 시스템의 활용은 항공기의 항법뿐만 아니라 개인 및 차량 항법으로까지 확대되고 있다. 항공 전파 환경에서는 GPS 위성으로부터 수신기까지 방해물 없이 직선경로(LOS: Line of Sight)로 신호 성분이 항상 수신되며 그 외에 지면에서 반사된 다중경로 성분이 수신될 수 있다. 그러나 항공 전파 환경에서의 다중경로 성분은 직선경로 성분 대비 그 세기가 매우 미약하며 지면에 반사되어 수신되기까지 추가되는 시간 지연이 크기 때문에 직선경로 성분의 신호와 쉽게 구별된다.
그러나, 도심 지역에서는 전파 신호가 주변 건물을 포함한 여러 가지 지형 지물에 반사 및 산란된 후 수신기에 도달하는 다중경로채널 환경이 되므로 수신기는 서로 다른 경로를 갖는 다수 개의 다중경로 신호가 혼합된 복합신호를 수신하게 된다. 다중경로채널 환경은 도시의 대부분 지역, 특히 도심과 실내 등의 환경에서 발생한다. 일반적으로 다중경로채널 환경에서 수신되는 다양한 시간지연을 갖는 다중경로 신호들 중에서 가장 작은 시간지연(minimum temporal delay)을 갖는 신호(minimum delay path)는 직선경로 신호이거나 시간상 직선경로 신호에 가장 가까운 신호이다. 최소시간지연을 갖는 신호는 최초도달신호(first arrival path)이므로 최초도달신호로부터 GPS위성과 수신기간의 전파도달시간(TOA: Time of Arrival)을 측정함으로써 가장 정확한 의사거리(Pseudo-Range)를 추출할 수 있다. 수신기는 상기 수신되는 복합신호로부터 최초도달신호(first arrival path)를 탐지하여 가장 정확한 의사거리를 얻어내고 이를 위치 측정에 사용할 수 있다.
그러나 상기 복합신호는 종종 시간적으로 매우 가깝게 도달하는 여러 개의 다중경로 신호 즉, 짧은 지연 다중경로(Short-Delay Multipath) 신호가 혼합되어 마치 단수의 최초도달신호로 인식될 수 있다. 이러한 환경에서는 전파의 전파도달시간(TOA)을 이용한 상호간 거리 측정 정확도뿐만 아니라 각 신호 성분에 대한 트래킹(tracking)을 수행하는 레이크 수신기의 성능이 크게 떨어질 수 있다. 결국, 기존 수신기의 신호 처리 알고리즘으로는 실제 최초도달신호 성분을 추출하기가 매우 어렵다.
최근 개발된 최초도달신호 탐지 기술은 협소상관기(Narrow Correlator)를 이용한 방식인데, 과거 광역상관기(Wide Correlator) 대비 향상된 최초도달신호 추출 기능을 가지고 있다. 그러나 상술한 경우와 같이 복합신호가 매우 가까운 시간에 도달하는 다수개의 짧은지연다중경로 신호에 대해서는 개선된 성능을 얻지 못하고 있고, 실제의 최초도달신호가 매우 미약한 경우에는 매우 커다란 의사거리 오차를 갖게 된다.
협소상관기법 외에 최초도달신호를 추출하는 고기능신호분해 알고리즘 (Super-Resolution Algorithm)이 개발되어 왔는데, MUSIC (Multiple Signal Classification), ESPRIT (Estimation of Signal Parameters via Rotation Invariance Techniques), Matrix Pencil 기법 그리고 2000년대에 개발된 FRI (Finite Rate of Innovation) 기법 등이 그것이다. 현재까지 개발된 고기능신호분해 알고리즘들은 모두 잡음에 크게 취약하여 잡음의 세기가 높거나 신호가 미약한 경우 크게 성능이 열화되며 경우에 따라서는 기존의 협소상관기보다 열화된 성능을 보인다. 또한, MUSIC, ESPRIT, Matrix Pencil 및 FRI 등의 고기능신호분해 알고리즘은 매우 높은 계산량을 필요로 한다.
따라서 기존의 고기능신호분해 알고리즘은 높은 샘플링 주파수, 높은 계산 처리량을 가지며 잡음에 대한 취약한 문제점이 있다.
본 발명이 이루고자 하는 첫 번째 기술적 과제는 다중경로채널 환경에서 기존 고기능신호분해 알고리즘이 가지고 있는 단점을 극복하고 거리 및 위치 측정의 정확도를 향상시키며, 레이크 수신기의 성능도 향상시킬 수 있는 대역확산신호 수신기를 제공하는 데 있다.
본 발명이 이루고자 하는 두 번째 기술적 과제는 상기의 대역확산신호 수신기에 적용되는 고기능 다중경로신호 분해 방법을 제공하는 데 있다.
본 발명이 이루고자 하는 세 번째 기술적 과제는 상기 대역확산신호 수신기의 고기능 다중경로신호 분해 방법을 컴퓨터 시스템에서 실행하기 위한 프로그램이 기록된 매체로서, 컴퓨터 시스템이 판독할 수 있는 기록매체를 제공하는 데 있다.
상기의 첫 번째 기술적 과제를 이루기 위하여, 본 발명의 일 실시 예에 따른 대역확산신호 수신기는 대역확산 신호의 일정 대역만을 통과시키는 광대역밴드제한필터; 상기 광대역밴드제한필터를 통과한 대역확산 신호를 디지털 신호로 전환하는 아날로그디지털변환기; 상기 디지털 신호를 입력받아 복수 칩의 구간에 분포된 복수의 코드위상에 대한 상관을 수행하여 입력 데이터를 생성하는 상관기뱅크; 및 상기 입력 데이터를 이용하여 임의의 다중경로신호 개수에 대해 복소진폭벡터 및 전파도달시간벡터를 반복차수마다 계산하고, 상기 복소진폭벡터 및 상기 전파도달시간벡터로부터 상기 반복추정의 오차 값을 계산하며, 상기 반복차수마다 계산된 반복추정의 오차 값이 최소가 되는 경우의 복소진폭벡터 및 전파도달시간벡터를 추출하는 계산기를 포함한다.
상기의 두 번째 기술적 과제를 이루기 위하여, 본 발명의 일 실시 예에 따른 대역확산신호 수신기의 고기능 다중경로신호 분해 방법은 반복추정의 오차 값이 임계값 이하가 될 때까지 임의의 다중경로신호 개수에 대해 복소진폭벡터 및 전파도달시간벡터를 반복차수 마다 계산하고, 상기 복소진폭벡터 및 상기 전파도달시간벡터로부터 상기 반복추정의 오차 값을 계산하는 단계; 및 상기 반복차수마다 계산된 반복추정의 오차 값이 최소가 되는 경우의 복소진폭벡터 및 전파도달시간벡터를 추출하는 단계를 포함한다. 바람직하게는, 상기 반복추정의 오차 값을 계산하는 단계는 안테나로 수신된 대역확산신호를 디지털 샘플로 변환하고 상기 디지털 샘플을 상관함수에 입력하여 얻은 출력을 상기 복소진폭벡터를 계산하기 위한 입력 데이터로 사용하는 단계일 수 있다.
본 발명의 실시 예들에 의하면, 수신기에서 최초도달신호를 정확하게 탐지하고 최초도달신호로부터 전파도달시간을 측정함으로써 수신기의 거리 및 위치 측정의 정확도가 크게 향상되며, 레이크 수신기의 각 핑거(finger)도 다중경로신호간 간섭으로 발생한 왜곡신호성분이 아닌 실제 신호성분을 정확히 찾아내어 추적하므로 레이크 수신기의 성능도 향상된다.
도 1a은 수신기에서 관측되는 다중경로신호로 이루어진 복합신호의 상관기 출력 결과이다.
도 1b는 도 1a의 상관기 출력 결과 샘플로 본 발명의 일 실시 예에 적용될 입력 데이터를 생성한 예를 도시한 것이다.
도 2는 본 발명의 일 실시 예에 따른 LIMS 알고리즘의 흐름도이다.
도 3은 도 2의 상세 흐름도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시 예에 따른 대역확산신호 수신기의 개략적인 블록도이다.
도 5a는 도 4에 신호탐색기(515)를 추가한 실시 예를 도시한 것이다.
도 5b는 도 5a에 사용되는 신호탐색기(515)의 구조도이다.
도 6은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 대역확산신호 수신기의 블록도이다.
도 7은 도 6에 스냅샷(730)을 추가한 실시 예를 도시한 것이다.
도 8은 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 대역확산신호 수신기의 블록도이다.
도 9는 도 8에 스냅샷(930)을 추가한 실시 예를 도시한 것이다.
이하에서는 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시 예를 설명하기로 한다. 그러나, 다음에 예시하는 본 발명의 실시 예는 여러 가지 다른 형태로 변형될 수 있으며, 본 발명의 범위가 다음에 상술하는 실시 예에 한정되는 것은 아니다.
본 발명의 실시 예들은 대역확산신호(Spread Spectrum Signals)의 전파도달시간(Time of Arrival)을 측정하고 이를 이용하여 송수신기간 (예를 들어, GPS 위성과 수신기간) 거리를 계산하는 수신기에 있어서, 분해된 다중경로신호성분들 중에서 최초도달신호(First Arrival Path)를 찾아내기 위한 구성을 제시한다. 보다 구체적으로, 본 발명의 실시 예들은 최소자승 기법에 기반하는 반복적 다중경로신호 고분해 기술(Least-Squares based Iterative Multipath Super-Resolution, 이하 LIMS)을 사용한다.
도 1a는 수신되는 다중경로신호의 각 전파도달시간지연(τ)과 그 크기를 화살표로 도시(각 화살표의 시작 위치가 전파도달시간지연이고 화살표의 길이가 신호의 세기로 표현됨)한 것이다.
도 1a에는 수신된 상기 다중경로신호가 수신기의 상관 함수(Correlation Function)를 통해서 수신기 기저대역에서 최종 관측되는 형태도 점선으로 표시되어 있다. 여기서 전파도달시간지연이란 다중경로신호의 전파도달시간에서 직진신호성분의 전파도달시간을 제외한 잉여지연시간(excess delay)를 말한다. 도시된 바와 같이, 수신기는 8개의 다중경로 신호 중에서 최소의 전파도달시간(minimum TOA)τ(1)을 갖는 최초도달신호(first arrival path)를 정확히 탐지하지 못하고 점선의 국소(local) 봉우리(Peak)를 최초도달신호의 전파도달시간으로 인식하게 된다. 이와 같이 실제 존재하는 신호에 의한 상관기 결과 봉우리(Peak of the correlation result)가 아닌 왜곡 신호성분의 최초 봉우리(first peak)로부터 전파도달시간(TOA)을 얻어내는 경우, 전파도달시간(TOA) 측정오차(τe)가 발생한다.
전파도달시간 측정오차는 다양한 원인으로 발생할 수 있는데, 일반적으로 최초도달신호의 세기가 크게 감쇄되고 최초도달신호 직후 (보통 1 칩 이내)에 상대적으로 신호세기가 큰 신호가 도달하는 경우 발생할 수 있다. 이 경우, 기존의 광역상관기법(wide correlator) 및 협소상관기법(narrow correlator)는 도 1의 예제와 같은 측정오차(τe)를 갖게 된다.
도 1b는 도 1a의 상관함수 출력(점선)으로부터 입력 데이터 (Y)를 만드는 과정을 도시한 것이다.
도 1a의 점선은 시간 축(time axis)에서 연속적인 함수(continuous function)이지만 실제 기저대역에 입력되는 신호는 도 1b에 도시하는 '.'(점)들과 같은 샘플 출력이다. 즉, 수신된 신호를 디지털 샘플로 만들고 실시간(real-time)으로 디지털 샘플을 상관함수에 입력하여 일정한 시간간격을 갖는 상관함수 출력(도 1b의 점들)을 얻는다. 수신기는 상관함수 출력의 크기가 일정한 기준보다 큰 경우 상기 상관함수의 출력이 잡음(noise)이 아닌 실제 수신신호 성분에 의한 것임을 파악한다. 따라서, 본 발명의 실시 예들에서 LIMS 알고리즘의 입력 데이터 (Y={y0, y1, y2,… yN -2, yN -1})는 상관함수의 출력 중 신호성분에 의한 출력을 포함하는 연속 상관함수 출력 샘플이다 (여기서 N=VP이다). 즉, 도시하는 바와 같이 y1에서부터 yN -2까지의 출력은 실제 신호에 의한 상관출력 결과이고 y0과 yN - 1는 실제 신호 성분 주변(신호 성분이 나타나기 이전과 이후)의 신호 외의 상관함수 출력 결과이다. 모든 입력 데이터 {y0, y1, y2,… yN -2, yN -1}는 연속 상관함수 출력 값이다. 상기 입력 데이터의 예시에서는 입력 데이터의 처음과 끝 데이터를 신호 주변의 상관함수 출력 값으로 도시하고 있는데, 이는 입력 데이터가 실제 신호성분의 모든 상관함수 출력을 포함하는 경우이다. 그러나 항상 입력데이터의 처음과 끝 데이터가 신호 이외의 상관함수 출력이 될 필요는 없다.
본 발명의 일 실시 예에서는 도 1a에서 도시한 측정오차(τe)를 제거하는 방법으로 각 다중경로신호를 분해하는 동시에 최초도달신호의 전파도달시간(도 1a의 τ(1))을 추정하는 고기능다중신호분해 기술을 제시하고 기존의 기술들(MUSIC, ESPRIT, Matrix Pencil)보다 실용적임을 보인다.
도 2는 본 발명의 일 실시 예에 따른 LIMS 알고리즘의 흐름도이다.
먼저, 수신기의 안테나로 수신된 대역확산 신호를 이용하여 만들어진 입력 데이터를 로드한다(S100).
다음, 임의의 다중경로신호 개수에 대해 복소진폭벡터 및 전파도달시간벡터를 반복차수 마다 계산하고(S110), 계산된 복소진폭벡터 및 전파도달시간벡터로부터 반복추정의 오차 값을 계산한다(S115). 이들 과정(S110, S115)은 반복차수마다 복소진폭벡터, 전파도달시간벡터, 반복추정의 오차 값을 계산하다가 반복추정의 오차 값이 임계값 이하가 되면 중단한다(S116).
다음, 모든 다중경로개수에 대해 계산을 마쳤는지 판단한다(S120). 추정 과정 초기에 계획한 모든 다중경로개수를 상대로 복소진폭벡터, 전파도달시간벡터, 반복추정의 오차 값을 계산한 경우에는 다음 과정(S130)으로 진행한다. 즉, 반복차수마다 계산된 반복추정 오차 값 중 그 값이 최소가 되는 경우의 복소진폭벡터 및 전파도달시간벡터를 추출한다(S130). 그렇지 않은 경우, 다중경로개수를 다른 값으로 가정하고(S121) 위 과정(S110-S116)을 반복한다.
도 3은 도 2의 상세 흐름도이다.
먼저, 상관함수의 출력 데이터(Y)를 입력 받는다(S201). LIMS의 기본 파라미터인 α,β 및 G를 결정하고 수신되는 다중경로신호의 개수에 대한 추정 인덱스i (i=index to the hypothesis on the number of received non-negligible multipaths)를 1로 설정한다(S202).
다음, 인덱스 i에 따라 M=Mi개의 다중경로신호가 수신되었다고 가정한다(S211). 예를 들어, M1=1로 놓아 제일 먼저 다중경로신호가 아닌 단일경로신호(single path)가 수신되는 상황을 가정하고 알고리즘을 수행할 수 있다.
다음, 반복차수번호 (iteration number) l을 1로 놓고(l=1), Mi개 다중경로신호 가설에서 반복 초기(l=0) 값으로 다중경로신호들의 복소진폭벡터(complex amplitude vector) c i와 전파도달시간 벡터(time of arrival vector) t i가 각각 c 0 i, t 0 i라고 가정한다(S212). 여기서 c 0 i, t 0 i는 반복 추정을 시작하기 위한 초기값 벡터들로서, 수신신호와 다중경로채널의 통계적 특성을 고려하여 미리 선택된 값이다.
다음, 이전 반복차수에서 계산된 전파도달시간 벡터를 기반으로(최초 반복차수의 경우에는 앞서 가정된 전파도달시간 벡터 t 0 i를 기반으로) 하는 복소진폭벡터 c ㅣ i를 계산하고(S213), 계산된 복소진폭벡터 c ㅣ i를 기반으로 하는 전파도달시간 벡터 t ㅣ i를 계산한다(S214). 그리고 현재 반복 차수에서 얻어진 복소진폭벡터 c ㅣ i와 전파도달시간 벡터 t ㅣ i로부터 l번째 반복 추정의 오차 값 Eㅣ i를 얻는다(S215). 상기 c ㅣ i, 는 수학식 1 또는 2와 같이 계산될 수 있다.
Figure 112010059315738-pat00001
Figure 112010059315738-pat00002
수학식 1과 2는 모두 c ㅣ i를 계산하는 공식으로서, 수학식 1은 직접 최소화 공식이고, 수학식 2는 반복적 최소화 공식이다. c ㅣ i를 계산하기 위해 수학식 1 또는 2 중 어느 것을 사용해도 무방하다. 수학식 1은 계산 량이 높은 대신 상기 반복 추정 값의 빠른 수렴 특성을 가지고, 수학식 2는 계산 량이 낮은 대신 상기 반복 추정 값의 느린 수렴 특성을 가진다. 한편, t ㅣ i, Eㅣ i는 다음의 수학식 3 및 4와 같이 계산될 수 있다.
Figure 112010059315738-pat00003
Figure 112010059315738-pat00004
수학식 3은 t ㅣ i를 계산하는 반복적 최소화 공식이며 수학식 4는 반복 추정의 오차 값 El i를 계산하는 공식이다. 수학식 1, 2, 3, 4에서 사용된 매개변수 행렬은 수학식 5 및 6과 같이 정의될 수 있다.
Figure 112010059315738-pat00005
Figure 112010059315738-pat00006
상기 수학식 5와 6에서 [?]n,m은 행렬의 n번째 행과 m번째 열의 원소를 의미한다. 또한 상기 수학식 5에서 함수 R은 신호의 자기상관함수이며 Ts는 수신신호의 표본화 주기이다. 수학식 6에서 d()/d()는 미분 기호를 의미한다. 상기 수학식 6의 미분이 가지는 물리적 의미는 자기상관함수 R을 전파도달시간 벡터 t ㅣ i의 각 원소에 대해 근사적 1차 함수로 선형화하는 것이다. 따라서 자기상관함수 R은 사용된 신호에 따라 선형, 비선형 등 다양한 형태를 가질 수 있지만, 특히 상기 자기상관함수 R이 구간별 선형(piece-wise linear) 함수로 표현될 경우 수학식 6의 미분에 의한 근사적 선형화의 정확도가 높아져서 보다 정확한 다중경로신호 분해 성능을 기대할 수 있다. 일 예로 의사잡음 신호(PN 코드 신호)를 사용할 경우 자기상관함수 R은 단순한 이등변 삼각형 형태의 1차 함수의 조합 형태로 모델화 된다. 즉, 이등변 삼각형의 꼭지점을 봉우리로 할 때, 왼쪽 변과 오른쪽 변을 각각 1차 함수로 간략히 표현될 수 있다. 또 다른 예로 갈릴레오(Galileo) 항법 위성의 BOC(Binary Offset Carrier) 신호를 사용할 경우 자기 상관 함수 R은 이등변 삼각형 형태는 아니지만 역시 1차 함수의 조합 형태로 모델화될 수 있다. 하지만 자기상관함수 R이 구간별 선형 함수로 이론적으로 모델화되는 경우에도, 실제 운용 환경에서는 대역폭이 제한됨으로 인해 상기 자기상관함수 R이 왜곡되어 구간별 선형 함수로 정확히 모델화되지 않는다. 이 경우 왜곡이 심하지 않다면 왜곡된 자기상관함수를 여전히 선형함수로 근사화해서 상기 수학식 6을 적용하거나, 아니면 왜곡된 자기상관함수를 또 다른 비선형 함수로 모델화하여 상기 수학식 6을 적용하는 것을 고려할 수 있다.
다음, 앞서 얻어진 l번째 반복 추정오차값 Eㅣ i를 임계치와 비교하여 Eㅣ i가 임계치보다 큰 경우에는(S216) l값을 1만큼 증가시킨 후(l+1->l)(S217), 다시 복소진폭벡터 c ㅣ i를 계산하는 과정(S213)부터 이하의 과정을 반복한다. 과정을 반복하면 어떤 l값에서는 Eㅣ i가 임계치보다 작아질 수 있는데, 이때의 반복차수i, 추정오차값 Eㅣ i, 복소진폭벡터 c ㅣ i와 전파도달시간 벡터 t ㅣ i를 수신기에 구비된 메모리 기타 저장 공간에 저장한다.
이후 Mi값이 충분히 큰 M의 최대값 (Mmax, 예를 들어 100) 이상인지를 판단하여 Mi값이 Mmax 보다 작은 경우(S220) Mi값과 i값을 기존보다 1만큼 증가시킨 후(S221) 다시 새로운 i와 Mi 값을 가지고 다중경로신호의 개수를 가정하는 단계(S211)부터 이하의 과정을 반복한다. Mi값이 최대값인 Mmax보다 큰 경우(220), 앞서 저장된 모든 추정오차값 Eㅣ i(i=1,2,3 ...)중에서 가장 작은 추정오차값을 찾고 이때의 i값을 imin으로 정한다(S230). 그리고 i=imin에 해당하는 c ㅣ i(= c ㅣ imin), t ㅣ i(= t ㅣ i m in)을 최종 출력한다(S231).
도 4는 본 발명의 일 실시 예에 따른 대역확산신호 수신기의 개략적인 블록도이다.
도 4는 LIMS 알고리즘을 실시간으로 구동하는 구현 예이다. 수신기는 안테나(400)을 통하여 RF (Radio Frequency) 대역확산신호 r(t)를 수신한 후 주파수하향변환기(FDC: Frequency Down Converter, 401)를 이용하여 대역확산신호의 높은 RF 중심주파수(fRF)를 낮은 중심주파수(fL)로 하향변환한다.
광대역밴드제한필터 (Wide Bandlimited Filter, 402)는 주파수하향변환기(401)을 통과한 대역확산신호를 2 BW의 넓은 대역폭을 갖는 필터로서 하향 변환된 중심주파수(fL) 주변의 주파수대역([fL-BW, fL+BW]) 내의 주파수를 갖는 신호 성분만 통과시킨다. 광대역밴드제한필터(402)를 통과한 신호는 아날로그디지털변환기(Analogue to Digital Converter, 403)를 통하여 디지털 신호로 전환(Sampling and Quantization)된다. 상기 디지털 신호는 적어도 VP(=N)개의 병렬 상관기로 이루어진 상관기뱅크(Correlator Bank, 431)로 입력된다.
상관기뱅크(431)는 제어기(451)의 제어에 따라 V칩의 구간에 고루 분포된 N개의 코드위상(code phase)에 대한 상관을 수행한다. 상관기뱅크(331)의 출력 ({y0, y1, y2,… yN -2, yN -1})은 LIMS 알고리즘 적용부(441)에 입력 데이터로 입력된다.
LIMS 알고리즘 적용부(441)는 도 3에서 설명한 LIMS 알고리즘을 입력 데이터에 적용하여 최초도달신호의 전파도달시간(TOA) 값(τ(1))을 출력하며 탐지된 모든 다중경로신호의 진폭(c ㅣ imin)과 전파도달시간 정보 (t ㅣ imin)를 제어기(451)로 출력한다.
제어기(451)는 상기 입력된 모든 다중경로신호의 전파도달시간(t ㅣ imin)에서 최소값(min{t ㅣ imin})을 찾아내어 최초도달신호의 전파도달시간(TOA of the first arrival path)을 얻는다.
도 5a는 도 3의 구현 예를 더 상세화하고 추가적으로 신호탐색기(Searcher, 515)를 구비하는 대역확산신호 수신기를 도시한 것이다.
도 5a의 대역확산신호 수신기는 다중경로신호 성분들이 V칩에 걸쳐서 분산되어 수신된 경우 칩당 P(=2)개의 샘플(P samples per chip)을 추출하는 샘플링 함수를 구비하여 수신되는 신호로부터 샘플 신호(digital signal)를 얻고 V칩 내의 VP샘플에 대응하는 VP개의 상관기(531, 532, 533)를 구비한다. 만일 V=2인 경우(대부분의 GNSS 신호는 큰 시간지연을 갖는 다중경로신호보다 매우 작은 시간지연을 갖는 다수개의 매우 짧은지연다중경로 신호이므로 수신되는 신호의 상관 결과(correlation result)는 2칩 정도의 넓이에 걸친 삼각형 형태의 상관함수 결과가 출력되므로 V=2에 해당한다), P개의 상관기는 상기 최초신호 코드 위상보다 이른 코드 위상을 갖도록 선택하고 나머지 P개의 상관기는 상기 최초신호 코드 위상보다 늦은 코드 위상을 갖도록 선택한다.
안테나(500), 주파수하향변환기(501), 광대역밴드제한필터(502) 및 아날로그디지털변환기(503) 등은 도 3에서 도시한 블록 300, 301, 302 및 303과 각각 동일한 기능을 수행한다. 아날로그디지털변환기(503)의 출력은 먼저 신호탐색기(Searcher, 515)로 입력된다.
신호탐색기(515)는 직렬 또는 병렬 (Serial or Parallel) 형식의 상관기(Correlator)를 이용하여 입력된 디지털 신호로부터 현재 수신되는 대역확산 신호의 코드 위상과 주파수 탐색을 수행하여 수신되는 신호의 현재 코드위상 τk와 주파수보정치(frequency correction) Δf를 제어기(551)로 출력한다. 여기서 신호탐색기(515)는 수신되는 신호에 대한 1차원(코드위상) 또는 2차원(코드위상과 주파수오차)에 대한 신호 탐색을 실시하여 신호를 탐지한다. GPS의 L1 주파수 신호의 경우에, C/A 코드는 1023칩의 길이를 갖는 PN (Pseudo-Noise) 코드를 사용하므로, 만일 상기 수신되는 신호가 GPS L1 C/A 신호인 경우, 코드위상 τk는 [0~1023]내의 임의의 값을 갖는다. 상기 입력 신호가 CDMA를 기반으로 하는 IS-95방식의 이동통신 신호인 경우 코드위상 τk는 [0~32768]내의 임의의 값을 갖는다. 주파수보정치 Δf는 현재 수신되는 신호의 주파수와 수신기가 자체 생성한 주파수간의 차이를 나타내는 값으로, GPS나 GNSS의 경우에는 지상에서 수신되는 GPS 신호의 세기가 매우 미약하기 때문에 다양한 주파수보정치에 대해서 신호를 탐지 함으로써 정확한 주파수보정치 Δf를 정밀하게 찾아내는 것이 중요하다. 그러나 이동통신과 같은 지상 통신 시스템의 경우 수신되는 신호의 세기가 양호하기 때문에 주파수보정치 Δf에 의한 영향은 무시되므로 신호탐색기(515)에서 주파수보정치 Δf를 찾지 않게 구성할 수도 있다. 이와 같이 상기 상관기를 이용한 신호 탐색은 다양한 코드위상 τk1 (k1=1,2,3,…)와 주파수보정치(frequency correction) Δfk2 (k2=1,2,3,…)값에 대해서 신호를 탐지하는 것이다.
도 5b는 일반적인 상관기를 이용한 신호탐색기의 구현 예를 보인다.
제어기(551)의 제어신호(τk1, Δfk2)에 따라 PN 생성기(PN Generator, 518)는 코드위상 τk1와 주파수보정치 Δfk2를 갖는 PN신호를 생성한다.
PN신호는 입력되는 신호와 곱해지는데, 그 곱해진 신호를 누적기(519)에서 T초동안 누적하여 [k1, k2] 가설(Hypothesis)에 대한 최종 출력을 만든다.
제어기(551)의 제어신호(τk1, Δfk2)는 T초 마다 새로운 [k1, k2]가설을 전달하고 최종적으로는 신호탐색기(515)를 통하여 모든 k1값과 모든 k2값에 대하여 누적기(519) 출력을 얻게 한다.
제어기(551)는 누적기(519)의 모든 출력 결과로부터 누적기(519) 출력이 가장 높은 결과를 갖는 1개의 주파수보정치 ΔfK2를 찾아내고 상기 주파수보정치 ΔfK2를 기준으로 누적기(519) 출력이 잡음에 의한 출력보다 높은 값을 갖는 모든 코드위상 τK1들(즉, K1은 하나 이상의 값) 찾아낸다.
제어기(551)는 누적기(519) 출력이 잡음에 의한 출력보다 높은 값을 갖는 모든 코드위상 τK1들을 포함하는 연속 코드위상 영역(window)이 총 V개의 칩 구간에 걸쳐 있는 경우(즉, 코드위상 V1부터 V2까지의 영역), [V1~V2]의 코드위상구간에 일정하게 분포된 VP개의 세부 코드위상을 설정하고(P는 칩당 샘플 회수) VP개의 각 상관기(531, 532, 533)에 상기 VP개의 각 세부코드위상을 제어신호에 포함하여 전달한다. GPS (GNSS) 수신기의 경우, 상기 제어기(551)는 VP개의 각 상관기(531, 532, 533)에 신호탐색기(515)에서 탐지한 주파수보정치 ΔfK2를 제어신호에 포함할 수 있다. 상기 VP(=N)개의 상관기(531, 532, 533)는 도 1b에서 도시한 바와 같이 연속 상관함수 출력 샘플 (Y={y0, y1, y2,… yN -2, yN -1})을 출력하며 이를 LIMS 알고리즘을 수행하는 계산기(Computing Unit, 541)에 전달한다.
계산기(541)의 출력은 상기 도 2의 마지막 과정(S231)의 출력값(모든 다중경로신호의 진폭(c ㅣ imin)과 전파도달시간 정보 (t ㅣ imin))이다.
상기 출력값은 제어기(551)로 입력된다. 제어기(551)는 계산기(541)에서 얻어진 시각 t=t0에서의 결과(c ㅣ imin 와 t ㅣ imin)를, t0 직후의 시각 t=t0+Δt (Δt는 작은 값)에서 수신되는 신호에 LIMS 알고리즘을 적용하기 위한 초기 값으로 설정하고, 이를 계산기(541)에 전달할 수 있다. 또한, 제어기(551)는 계산기(541)의 출력을 기반 정보로 하여 레이크 수신기(Rake Receiver)의 핑거(Finger)를 할당하는 알고리즘에 적용하기 위한 제어신호를 생성할 수도 있다.
도 6에는 본 발명의 일 실시 예에 따른 LIMS 기술을 광역상관기(Wide Correlator)와 병행하여 신호추적에 사용하는 수신기의 구조를 도시한 것이다.
안테나(600), 주파수하향변환기(601)은 도 4의 안테나(400), 주파수하향변환기(401)와 동일한 역할을 수행하며 협대역제한필터(Narrow BandLimited Filter, 602)는 광대역제한필터(Wide BandLimited Filter, 402)와는 달리 보다 좁은 주파수 대역의 신호를 통과시키는 필터이다. 따라서, 협대역제한필터(602)를 사용하는 경우 상관함수의 출력은 봉우리가 뾰족한 모양이 아닌 무뎌진(smoothed) 곡선의 모양을 갖게 된다.
제1아날로그디지털변환기(ADC, 603)는 협대역제한필터(602)의 출력 신호를 현재 사용된 의사잡음 신호의 칩율(chip rate)의 2배로 표본화(샘플링)하고 디지털 신호로 전환하여 광역상관기(Wide Correlator based DLL, 621)로 전달한다.
광역상관기(621)는 디지털 신호에 기반하여 코드의 위상을 실시간으로 추적한다. 예를 들어, 광역상관기(621)는 1/2칩 이상의 이른상관기(Early Correlator)와 1/2칩 이상의 늦은상관기(Late Correlator)간의 상관함수 결과를 비교함으로써 코드의 위상을 실시간으로 추적한다. 일반적으로 광역상관기(621)는 칩당 2회 이하의 샘플링 속도를 필요로 하지만 LIMS는 샘플링 속도가 더 높아질수록 성능이 향상된다. 반면, 광역상관기(621)는 복잡도가 낮고 단일경로채널 환경에서는 우수한 최초도달신호(first arrival path) 추적 성능을 보이지만 다중경로채널 환경에서 성능이 현저하게 저하된다. 따라서 제어기(651)는 광역상관기(621)의 동작을 관찰하여 상기 1/2칩 이상 이른상관기와 상기 1/2칩 이상 늦은상관기의 상관함수 값의 차이의 절대값이 제1스위칭 임계값보다 큰 상황이 특정 시간 동안 유지된다거나, 상기 상관함수 값의 차이의 절대값이 시간에 따라 크게 변하는 경우(상기 상관함수의 값의 차가 제1스위칭 속도 이상으로 변하는 경우)와 같이, 현재 채널 환경에 다중경로채널 이라고 판단되는 상황에서 스위치(610)를 닫아 상대적으로 복잡도는 높으나 다중경로채널 환경에서 우수한 다중경로신호 분해능과 최초도달신호의 전파도달시간(TOA) 추출 성능을 가지는 LIMS 알고리즘을 사용할 수 있게 한다.
또는, 주기적으로 일정시간 마다 LIMS 알고리즘을 동작시키는 경우, 또는 사용자의 특별한 키 입력 또는 상위 프로그램의 요구 등을 제어기(651)가 입력 받아 그 요구에 맞게 LIMS알고리즘을 동작시키려고 하는 경우, 또는 수신되는 신호의 세기가 임계치(신호세기 임계치) 이상으로 작아져서 상대적으로 잡음의 영향이 증가하여 상기 1/2칩 이른 상관기와 1/2칩 늦은 상관기 간의 상관함수의 결과 차이로는 안정적인 신호의 추적이 어려운 경우, 또는 수신되는 신호의 세기에 큰 변화가 발생하는 경우(신호세기의 변화율이 변화율 임계치보다 큰 경우) 등에도 제어기(651)가 스위치(610)를 닫도록 구성할 수도 있다.
신호세기 임계치, 변화율 임계치, 제1스위칭 임계값이나 제1스위칭 속도는 당업자의 필요에 따라 임의로 정해지는 값이다.
이때 LIMS 알고리즘은 광역상관기(621)에 비해 높은 표본화율 즉 샘플링 속도(Sampling Rate)를 요구할 수 있으므로 별도의 아날로그디지털변환기(613)를 사용한다. 도 6에 도시된 2개의 아날로그디지털변환기들을 구분하기 위해 광역상관기(621)와 함께 사용되는 아날로그디지털변환기(603) 제1아날로그디지털변환기로 정의하고, 상관기 뱅크(631)과 함께 사용되는 아날로그디지털변환기(613)를 제2아날로그디지털변환기로 정의한다.
스위치(610)의 입력이 주파수하향변환기(601)의 출력이며 스위치(610)을 통과한 신호는 광대역제한필터(612)로 입력되고, 광대역제한필터(612)의 출력은 제2아날로그디지털변환기(613)로 전달된다. 도 6의 블록 631, 641은 도 3의 블록 331, 341과 동일하다. 또한 스위치(610)가 닫혀있을 때의 제어기(651)의 동작은 도 3의 블록 351과 동일하다. 제어기(651)에서 스위치(610)를 닫기 위한 제어신호를 발생할 때, 블록 612, 613, 631 및 641 등도 모두 상기 제어기(651)의 제어 신호에 의하여 동시에 동작을 시작하게 구성될 수 있다.
LIMS 알고리즘은 상관함수 출력에 대한 1차 선형방정식(first order linear equation)화 한 수학적 모델을 기반으로 하므로 상기 상관함수의 출력이 1차 선형함수에 가까울수록 성능이 개선된다. 광대역제한필터(612)의 사용은 상관함수의 출력이 보다 뾰족한 이등변 삼각형에 가까운 모양을 갖도록 하는데 도움이 된다. 그러나, LIMS 알고리즘을 사용하기 위하여 상기 상관함수의 출력 형태가 1차 선형함수로 되어야 하는 것은 아니다. 광대역제한필터(612)를 사용하지 않는 구현 방안도 가능한데, 이 경우, 제2아날로그디지털변환기(613)는 협대역제한필터(602)의 출력을 스위치(610)를 통하여 입력 받게 된다(미도시). 즉, 협대역제한필터(602)의 출력이 스위치(610)로 연결되고 제어기(651)의 제어신호에 의하여 스위치(610)가 닫히면 스위치(610)를 통과한 수신 신호가 제2아날로그디지털변환기(613)로 입력된다.
대역확산신호 수신기에서 사용하는 레이크 수신기는 다수개의 병렬 핑거(finger)로 이루어져 있으며 각 핑거는 각 신호 성분을 광역상관기법(Wide Correlator)을 이용하여 지속적으로 추적하는데, 위와 같은 실시 예에 의하면, 다중경로채널을 분해하여 레이크 수신기의 성능을 향상시킬 수 있다.
도 7은 도 6에 스냅샷(730)을 추가한 실시 예이다.
도 6과 도 7은 블록 730을 제외하곤 완전히 동일하여 블록 700, 701, 702, 703, 713, 721, 731, 741 및 751이 각각 블록 600, 601, 602, 603, 613, 621, 631, 641 및 651과 동일하다.
스냅샷(Snapshot, 730)은 제어기(751)가 스위치(710)를 닫기 위한 제어 신호를 전달함과 동시에 제어기(751)로부터 제어신호를 받아 동작한다. 스냅샷(730) 블록은 제어기(751)의 제어신호에 의하여 아날로그디지털변환기(713)의 출력을 저장하기 시작하고 제어기(751)의 제어신호에 의하여 특정한 시간 동안 제2아날로그디지털변환기(713)의 연속 출력을 저장한다. 스냅샷 블록(730)에서 저장한 신호는 상관기 뱅크(731)로 전달되어 LIMS 알고리즘을 통해 최초도달신호의 전파도달시간(TOA)값(τ(1))을 계산하는데 사용된다. 도 6이 광역상관기와 LIMS 알고리즘을 병행해 사용하는 연속적 신호추적 방식이라면, 도 7은 특정한 시간에서의 최초도달신호만을 추출하는 구현 방식이라고 할 수 있다.
도 7과 관련하여서도 광대역제한필터(712)를 사용하지 않는 구현 방안이 가능하다. 이 경우, 아날로그디지털변환기(713)는 상기 협대역제한필터(702)의 출력을 스위치(710)를 통하여 입력 받게 된다(미도시). 즉, 협대역제한필터(702)의 출력이 스위치(710)로 연결되고 제어기(751)의 제어신호에 의하여 스위치(710)가 닫히면 스위치(710)를 통과한 수신 신호가 제2아날로그디지털변환기(713)로 입력된다.
도 8은 본 발명의 일 실시 예에 따른 LIMS 기술을 협소상관기와 병행하여 신호추적에 사용하는 수신기의 구조를 도시한 것이다.
도 8에서 안테나(800), 주파수하향변환기(801), 광대역제한필터(802) 및 제1아날로그디지털변환기(803)는 도 4의 안테나(400), 주파수하향변환기(401), 광대역제한필터(402), 아날로그디지털변환기(403)과 각각 동일한 기능을 갖는다. 또한 블록 831과 841은 도 3의 블록 331, 341과 각각 동일한 기능을 갖는다. 상기 제1아날로그디지털변환기(803)에서 얻어진 디지털 신호는 협소상관기(821)로 전달된다.
협소상관기(821)는 광역상관기(621)과 달리 1/2칩 미만의 이른상관기(Early Correlator)와 1/2칩 미만의 늦은상관기(Late Correlator)를 사용하여 코드의 위상을 실시간으로 추적한다. 예를 들어, 협소상관기(821)는 일반적으로 1/10칩 이른상관기(Early Correlator)와 1/10칩 늦은상관기(Late Correlator)간의 상관함수 결과를 비교함으로써 코드의 위상을 실시간으로 추적한다.
제어기(851)는 협소상관기(821)의 출력에 따라 스위치(810)를 제어한다. 예를 들어, 주기적으로 일정시간 마다 LIMS 알고리즘을 동작시키는 경우, 또는 사용자의 특별한 키 입력 또는 상위 프로그램의 요구 등을 제어기(851)가 입력 받아 그 요구에 맞게 LIMS알고리즘을 동작시키려고 하는 경우, 또는 수신되는 신호의 세기가 임계치(신호세기 임계치) 이상으로 작아져서 상대적으로 잡음의 영향이 증가하여 상기 1/10칩 이른 상관기와 1/10칩 늦은 상관기 간의 상관함수의 결과 차이로는 안정적인 신호의 추적이 어려운 경우, 또는 수신되는 신호의 세기에 큰 변화가 발생하는 경우(신호세기의 변화율이 변화율 임계치보다 큰 경우), 또는 상기 1/10칩 이른상관기와 상기 1/10칩 늦은상관기의 상관함수 값의 차이의 절대값이 제2스위칭 임계값보다 큰 상황이 특정 시간 동안 유지된다거나, 상기 상관함수 값의 차이의 절대값이 시간에 따라 크게 변하는 경우(상기 상관함수의 값의 차가 제2스위칭 속도 이상으로 변하는 경우)와 같이, 현재 채널 환경이 다중경로채널 이라고 판단되는 상황이 발생하면 상기 제어기(851)는 제어신호를 스위치(810)로 출력하여 스위치를 닫음으로써, 제1아날로그디지털변환기(803)의 출력을 상관기 뱅크(831)에 전달하여 LIMS 알고리즘을 통해 보다 정확한 최초도달신호의 전파도달시간(TOA)값(τ(1))을 측정하게 한다. 신호세기 임계치, 변화율 임계치, 제2스위칭 임계값이나 제2스위칭 속도는 당업자의 필요에 따라 임의로 정해지는 값이다. 이때, 제어기(851)는 LIMS 알고리즘 수행을 시작하도록 상관기 뱅크(831)와 계산기(841)에도 제어신호를 전달할 수 있다.
도 9는 도 8에 스냅샷(930)을 추가한 실시 예를 도시한 것이다.
도 9의 구현 방안은 도 8에서 도시한 실시간 LIMS 알고리즘 작동 방식과는 달리, 도 7의 구현 방안과 비슷하게 LIMS 기술을 오프라인(Offline)으로 사용한다.
스냅샷(930) 블록은 제어기(951)의 제어신호에 의하여 닫히는 스위치(910)를 통해서 입력되는 디지털 데이터를 저장하는 기능을 수행한다. 제어기(951)의 제어신호에 의하여 스냅샷(930)에 저장된 스냅샷 데이터는 상관기 뱅크(931)에 전달되어 LIMS 알고리즘이 적용된다. 도 8이 LIMS 알고리즘을 협소상관기와 병행하여 사용하는 연속적 신호 추적 (signal tracking)과 다중경로신호 분해 및 최초도달신호의 전파도전달시간(TOA) 측정 방식인 반면, 도 9는 어느 특정 순간에서의 다중경로신호 분해 및 최초도달신호의 전파도달시간(TOA)을 추출하여 출력하는 방식이다.
본 발명의 일 실시 예에 따른 LIMS 기술을 활용한 GPS (또는 GNSS) 수신기는 정확한 최초도달신호 탐지를 통한 보다 정확한 위성과 수신기간 거리 측정이 가능하여 도시 또는 도시 지역과 같이 다중경로가 많은 지역에서 GPS (또는 GNSS) 수신기의 위치 측정 성능을 크게 개선한다. 이러한 거리측정 정확도의 개선은 GPS나 GNSS 뿐만 아니라 대역확산신호를 이용하는 모든 종류의 통신 및 측위 시스템에서 활용 가능하므로 본 발명의 LIMS 기술은 보다 많은 전파 수신기에서 다양하게 활용될 수 있다.
본 발명은 소프트웨어를 통해 실행될 수 있다. 바람직하게는, 본 발명의 실시 예들에 따른 대역확산신호 수신기의 고기능 다중경로신호 분해 방법을 컴퓨터에서 실행시키기 위한 프로그램을 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체에 기록하여 제공할 수 있다. 소프트웨어로 실행될 때, 본 발명의 구성 수단들은 필요한 작업을 실행하는 코드 세그먼트들이다. 프로그램 또는 코드 세그먼트들은 프로세서 판독 가능 매체에 저장되거나 전송 매체 또는 통신망에서 반송파와 결합된 컴퓨터 데이터 신호에 의하여 전송될 수 있다.
컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 컴퓨터 시스템에 의하여 읽혀질 수 있는 데이터가 저장되는 모든 종류의 기록 장치를 포함한다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록 장치의 예로는 ROM, RAM, CD-ROM, DVD±ROM, DVD-RAM, 자기 테이프, 플로피 디스크, 하드 디스크(hard disk), 광데이터 저장장치 등이 있다. 또한, 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 네트워크로 연결된 컴퓨터 장치에 분산되어 분산방식으로 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드가 저장되고 실행될 수 있다.
본 발명은 도면에 도시된 일 실시 예를 참고로 하여 설명하였으나 이는 예시적인 것에 불과하며 당해 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 실시 예의 변형이 가능하다는 점을 이해할 것이다. 그리고, 이와 같은 변형은 본 발명의 기술적 보호범위 내에 있다고 보아야 한다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해서 정해져야 할 것이다.

Claims (18)

  1. 반복추정의 오차 값이 임계값 이하가 될 때까지 임의의 다중경로신호 개수에 대해 복소진폭벡터 및 전파도달시간벡터를 반복차수 마다 계산하고, 상기 복소진폭벡터 및 상기 전파도달시간벡터로부터 상기 반복추정의 오차 값을 계산하는 단계; 및
    상기 반복차수마다 계산된 반복추정의 오차 값이 최소가 되는 경우의 복소진폭벡터 및 전파도달시간벡터를 추출하는 단계
    를 포함하는, 대역확산신호 수신기의 고기능 다중경로신호 분해 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 반복추정의 오차 값을 계산하는 단계는
    안테나로 수신된 대역확산신호를 디지털 샘플로 변환하고 상기 디지털 샘플을 상관함수에 입력하여 얻은 출력을 상기 복소진폭벡터 및 상기 전파도달시간벡터를 계산하기 위한 입력 데이터로 사용하는 단계인 것을 특징으로 하는, 대역확산신호 수신기의 고기능 다중경로신호 분해 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 반복추정의 오차 값을 계산하는 단계는
    상기 복소진폭벡터를 계산하기 위해 직접 최소화 공식 또는 반복적 최소화 공식 중 어느 하나를 사용하고 상기 전파도달시간벡터를 계산하기 위해 반복적 최소화 공식을 사용하는 단계인 것을 특징으로 하는, 대역확산신호 수신기의 고기능 다중경로신호 분해 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 반복추정의 오차 값을 계산하는 단계는
    반복차수마다 다중경로신호 개수를 가정하고, 상기 가정된 다중경로신호 개수에 대해 이전 반복차수에서 계산된 전파도달시간벡터에 기반하여 상기 복소진폭벡터를 계산하는 단계;
    상기 복소진폭벡터에 기반하여 현재 반복차수의 전파도달시간벡터를 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 대역확산신호 수신기의 고기능 다중경로신호 분해 방법.
  5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항의 방법을 컴퓨터 시스템에서 실행하기 위한 프로그램이 기록된, 컴퓨터 시스템이 판독할 수 있는 기록매체.
  6. 대역확산 신호의 일정 대역만을 통과시키는 광대역밴드제한필터;
    상기 광대역밴드제한필터를 통과한 대역확산 신호를 디지털 신호로 전환하는 아날로그디지털변환기;
    상기 디지털 신호를 입력받아 복수 칩의 구간에 분포된 복수의 코드위상에 대한 상관을 수행하여 입력 데이터를 생성하는 상관기뱅크; 및
    상기 입력 데이터를 이용하여 임의의 다중경로신호 개수에 대해 복소진폭벡터 및 전파도달시간벡터를 반복차수마다 계산하고, 상기 복소진폭벡터 및 상기 전파도달시간벡터로부터 반복추정의 오차 값을 계산하며, 상기 반복차수마다 계산된 반복추정의 오차 값이 최소가 되는 경우의 복소진폭벡터 및 전파도달시간벡터를 추출하는 계산기
    를 포함하는, 대역확산신호 수신기.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 계산기는
    반복차수마다 다중경로신호 개수를 가정하고, 상기 가정된 다중경로신호 개수에 대해 이전 반복차수에서 계산된 전파도달시간벡터에 기반하여 상기 복소진폭벡터를 계산하고, 상기 복소진폭벡터에 기반하여 현재 반복차수의 전파도달시간벡터를 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 대역확산신호 수신기.
  8. 제 6 항에 있어서,
    상기 디지털 신호에 대해 상관기를 이용하여 신호탐색을 수행하여 상기 대역확산 신호의 코드위상과 주파수보정치를 계산하는 신호탐색기; 및
    상기 코드위상 또는 상기 주파수보정치 중 적어도 하나를 포함하는 제어신호에 따라 상기 상관기뱅크를 제어하는 제어기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 대역확산신호 수신기.
  9. 제 6 항에 있어서,
    상기 디지털 신호를 입력받아 이른상관기와 늦은상관기 간의 상관함수 결과를 비교하여 상기 대역확산 신호의 코드위상을 추적하는 협소상관기;
    상기 디지털 신호를 상기 상관기뱅크 또는 상기 협소상관기 중 어느 하나로 전달하는 스위치; 및
    상기 협소상관기의 출력값에 따라 상기 스위치를 제어하는 제어기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 대역확산신호 수신기.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 협소상관기는
    1/2칩 미만 이른상관기와 1/2칩 미만 늦은상관기를 이용하는 것을 특징으로 하는 것을 특징으로 하는, 대역확산신호 수신기.
  11. 제 9 항에 있어서,
    상기 제어기는
    일정 주기가 도래하거나, 사용자의 키 입력이 입력되거나, 상위 프로그램의 요구가 입력되거나, 상기 대역확산 신호의 세기가 신호세기 임계치 미만으로 되거나, 상기 대역확산 신호의 세기 변화율이 변화율 임계치보다 크게 되거나, 일정 시간 동안 1/2칩 미만 이른상관기와 1/2칩 미만 늦은상관기의 상관함수 값의 차가 제2스위칭 임계값보다 크게 유지되는 경우, 또는 상기 상관함수 값의 차가 제2스위칭 속도 이상으로 변하는 경우 중 어느 한 경우에 상기 스위치를 닫도록 제어하는 것을 특징으로 하는, 대역확산신호 수신기.
  12. 제 9 항에 있어서,
    상기 디지털 신호를 저장하고, 상기 제어기의 제어에 따라 상기 저장된 디지털 신호를 상기 상관기뱅크에 전달하는 스냅샷을 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 대역확산신호 수신기.
  13. 대역확산 신호의 제1대역만을 통과시키는 협대역밴드제한필터;
    상기 협대역밴드제한필터를 통과한 대역확산 신호를 제1디지털 신호로 전환하는 제1아날로그디지털변환기;
    상기 제1디지털 신호를 입력받아 이른상관기와 늦은상관기 간의 상관함수 결과를 비교하여 상기 대역확산 신호의 코드위상을 추적하는 광역상관기;
    상기 대역확산 신호의 제2대역만을 통과시키는 광대역밴드제한필터;
    상기 대역확산 신호를 상기 협대역밴드제한필터 또는 상기 광대역밴드제한필터 중 어느 하나로 전달하는 스위치;
    상기 광역상관기의 출력값에 따라 상기 스위치를 제어하는 제어기;
    상기 광대역밴드제한필터를 통과한 대역확산 신호를 제2디지털 신호로 전환하는 제2아날로그디지털변환기;
    상기 제2디지털 신호를 입력받아 복수 칩의 구간에 분포된 복수의 코드위상에 대한 상관을 수행하여 입력 데이터를 생성하는 상관기뱅크; 및
    상기 입력 데이터를 이용하여 임의의 다중경로신호 개수에 대해 복소진폭벡터 및 전파도달시간벡터를 반복차수마다 계산하고, 상기 복소진폭벡터 및 상기 전파도달시간벡터로부터 반복추정의 오차 값을 계산하며, 상기 반복차수마다 계산된 반복추정의 오차 값이 최소가 되는 경우의 복소진폭벡터 및 전파도달시간벡터를 추출하는 계산기
    를 포함하는, 대역확산신호 수신기.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 광역상관기는
    1/2칩 이상 이른상관기와 1/2칩 이상 늦은상관기를 이용하는 것을 특징으로 하는 것을 특징으로 하는, 대역확산신호 수신기.
  15. 제 13 항에 있어서,
    상기 제어기는
    일정 주기가 도래하거나, 사용자의 키 입력이 입력되거나, 상위 프로그램의 요구가 입력되거나, 상기 대역확산 신호의 세기가 신호세기 임계치 미만으로 되거나, 상기 대역확산 신호의 세기 변화율이 변화율 임계치보다 크게 되거나, 일정 시간 동안 1/2칩 이상 이른상관기와 1/2칩 이상 늦은상관기의 상관함수 값의 차가 제1스위칭 임계값보다 크게 유지되는 경우, 또는 상기 상관함수 값의 차가 제1스위칭 속도 이상으로 변하는 경우 중 어느 한 경우에 상기 스위치를 닫도록 제어하는 것을 특징으로 하는, 대역확산신호 수신기.
  16. 제 13 항에 있어서,
    상기 제2디지털 신호를 저장하고, 상기 제어기의 제어에 따라 상기 저장된 제2디지털 신호를 상기 상관기뱅크에 전달하는 스냅샷을 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 대역확산신호 수신기.
  17. 대역확산 신호의 제1대역만을 통과시키는 협대역밴드제한필터;
    상기 협대역밴드제한필터를 통과한 대역확산 신호를 제1디지털 신호로 전환하는 제1아날로그디지털변환기;
    상기 제1디지털 신호를 입력받아 이른상관기와 늦은상관기 간의 상관함수 결과를 비교하여 상기 대역확산 신호의 코드위상을 추적하는 광역상관기;
    상기 협대역밴드제한필터를 통과한 대역확산 신호를 제2디지털 신호로 전환하는 제2아날로그디지털변환기;
    상기 협대역밴드제한필터를 통과한 대역확산 신호를 상기 제1아날로그디지털변환기 또는 상기 제2아날로그디지털변환기 중 어느 하나로 전달하는 스위치;
    상기 광역상관기의 출력값에 따라 상기 스위치를 제어하는 제어기;
    상기 제2디지털 신호를 입력받아 복수 칩의 구간에 분포된 복수의 코드위상에 대한 상관을 수행하여 입력 데이터를 생성하는 상관기뱅크; 및
    상기 입력 데이터를 이용하여 임의의 다중경로신호 개수에 대해 복소진폭벡터 및 전파도달시간벡터를 반복차수마다 계산하고, 상기 복소진폭벡터 및 상기 전파도달시간벡터로부터 반복추정의 오차 값을 계산하며, 상기 반복차수마다 계산된 반복추정의 오차 값이 최소가 되는 경우의 복소진폭벡터 및 전파도달시간벡터를 추출하는 계산기
    를 포함하는, 대역확산신호 수신기.
  18. 제6항, 제13항 또는 제17항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 계산기는
    최소자승 기법에 기반하는 반복적 다중경로신호 고분해 알고리즘을 이용하는 것을 특징으로 하는, 대역확산신호 수신기.
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