以下、添付図面を参照して、本発明に係る線間電圧測定装置およびプログラムの最良の形態について説明する。
最初に、この線間電圧測定装置1について、図面を参照して説明する。なお、以下では、三相(R相、S相およびT相)三線式の交流電路(以下、「電路」ともいう)R,S,Tの線間電圧のうちの電路R,S(本発明における一対の電路)間の線間電圧Vrsを測定する例について説明する。
線間電圧測定装置1は、一例として、図1に示すように、電圧測定対象とする電路R,Sの数と同数(2つ)の電圧測定ユニットVMa,VMb(本発明における第1および第2電圧測定ユニットであって、以下、特に区別しないときには「電圧測定ユニットVM」ともいう)、1つの処理部OPおよび1つの出力部DPを備え、電路R,S間の線間電圧Vrsを非接触で測定可能に構成されている。
各電圧測定ユニットVMは、図1,2に示すように、電圧プローブユニット2および電圧測定部3をそれぞれ備えて同一に構成されて、電圧測定ユニットVMaは電路Rの電圧Vr(本発明における一方の電路の第1電圧)を示す電圧データDvaを出力し、電圧測定ユニットVMaは電路Sの電圧Vs(本発明における他方の電路の第2電圧)を示す電圧データDvbを出力する。また、各電圧測定ユニットVMの内部グランドCPは互いに接続されている。
電圧プローブユニット2(以下、「プローブユニット2」ともいう)は、図2に示すように、ケース11、検出電極12、可変容量回路19、電流検出器15およびプリアンプ16を備えている。ケース11は、導電性材料(例えば金属材料)を用いて構成されている。検出電極12は、例えば、平板状に形成されると共に、その一方の面側がケース11の外表面に露出し、かつ他方の面側がケース11の内部に露出するようにしてケース11に固定されている。一例として、検出電極12は、ケース11に設けられている孔(図示せず)に、この孔を閉塞し、かつケース11に対して電気的に絶縁された状態で取り付けられている。また、本例では、一例として、ケース11は、その表面が樹脂材などで形成された絶縁被膜で覆われている。この場合、検出電極12は、この絶縁被膜で覆われていてもよいし、絶縁被膜から露出していてもよい。
プローブユニット2は、図2に示すように、ケース11、検出電極12、可変容量回路19、電流検出器15およびプリアンプ16を備え、本発明における第1センサ部および第2センサ部として機能する。ケース11は、導電性材料(例えば金属材料)を用いて構成されている。検出電極12は、例えば、平板状に形成されると共に、その一方の面側がケース11の外表面に露出し、かつ他方の面側がケース11の内部に露出するようにしてケース11に固定されている。一例として、検出電極12は、ケース11に設けられている孔(図示せず)に、この孔を閉塞し、かつケース11に対して電気的に絶縁された状態で取り付けられている。また、本例では、一例として、ケース11は、その表面が樹脂材などで形成された絶縁被膜で覆われている。この場合、検出電極12は、この絶縁被膜で覆われていてもよいし、絶縁被膜から露出していてもよい。
可変容量回路19は、図2に示すように、1つの容量変化機能体13および1つの駆動回路14を備えている。また、可変容量回路19(具体的には容量変化機能体13)は、第1の構成単位31、第2の構成単位32、第3の構成単位33および第4の構成単位34がこの順に環状(ブリッジ状)に接続されて、いわゆるブリッジ回路に構成されている。具体的には、各構成単位31,32,33,34は、図3に示すように、第1電気的要素E11,E12,E13,E14(以下、特に区別しないときには「第1電気的要素E1」ともいう)をそれぞれ1つずつ含んで構成されている。
この場合、各第1電気的要素E1は、一端が他端に対して高電位のときに抵抗体として機能し、かつ他端が一端に対して高電位のときに容量体としてそれぞれ機能する一対の第1素子41a,41b(以下、特に区別しないときには第1素子41ともいう)をそれぞれ1つずつ含み、各第1素子41が互いに逆向きに直列接続されて構成されている。これにより、各第1電気的要素E1は、直流信号の通過を阻止しつつ印加電圧の絶対値の大きさに応じて容量が変化するように構成されている。本例では、一例として、各第1素子41は、互いに接合されたP型半導体およびN型半導体を有して構成され、具体的には1つのダイオード(一例として可変容量ダイオード。バリキャップやバラクタダイオードともいう。)で構成され、各第1電気的要素E1は、これら2つのダイオードが逆向きに直列接続されて(アノード端子同士が接続されて)構成されている。また、各第1素子41a,41bには同一またはほぼ同一の特性の可変容量ダイオードが使用されて、第1の構成単位31および第3の構成単位33の各インピーダンスの積と、第2の構成単位32および第4の構成単位34の各インピーダンスの積とが同一またはほぼ同一(一例として数%程度の範囲内で相違する状態)に設定されている。
なお、図3に示す容量変化機能体13では、各第1電気的要素E1は、一対の第1素子41a,41bの一端同士を接続して(一対のダイオードのアノード端子同士を接続して)構成されているが、図4に示す容量変化機能体13のように、一対の第1素子41a,41bの他端同士を接続して(一対のダイオードのカソード端子同士を接続して)、各第1電気的要素E1を構成することもできる。また、可変容量ダイオードは、電圧を逆方向に印加したときにダイオードのPN接合における空乏層の厚みが変化することによる静電容量(接合容量)の変化を利用したものであり、この静電容量の変化を大きくしたものをいう。他方、PN接合で構成される一般的なダイオード(シリコンダイオード)においても、可変容量ダイオードと比べて少ないものの、上記した静電容量(接合容量)の変化は発生する。このため、図3,4に示す各容量変化機能体13におけるすべての第1素子41a,41bを、一般的なダイオードで構成された第1素子51a,51b(以下、区別しないときには、第1素子51ともいう)に置き換えた構成(図5,6参照)であっても、容量変化機能体13を構成することができる。また、図示はしないが、ゲート端子をソース端子に接続することによってオフ状態に維持されたMOS−FETも、ドレイン−ソース間に印加される電圧に基づいて容量が変化する可変容量コンデンサとして機能することが知られている。したがって、このようにゲート端子がソース端子に接続された1つのMOS−FETを可変容量ダイオードに代えて使用して容量変化機能体13を構成することもできる。
また、可変容量回路19は、図2に示すように、検出電極12と参照電圧(電圧測定ユニットVMaでは本発明における第1参照電圧としての電圧V4a、電圧測定ユニットVMbでは本発明における第2参照電圧としての電圧V4b。特に区別しないときには「参照電圧V4」ともいう)が印加される部位(本例ではケース11)との間に、容量変化機能体13における第1の構成単位31および第4の構成単位34の接続点Aが検出電極12側に接続されると共に第2の構成単位32および第3の構成単位33の接続点Cがケース11側に接続された状態で配設されている。具体的には、可変容量回路19は、容量変化機能体13の接続点Aが検出電極12に直接接続されると共に、容量変化機能体13の接続点Cが電流検出器15を介してケース11に接続されて検出電極12とケース11との間に配設されている。また、第1の構成単位31および第2の構成単位32の接続点Bと、第3の構成単位33および第4の構成単位34の接続点Dとが駆動回路14に接続されている。また、可変容量回路19は、ケース11の外部に露出しない状態で、ケース11内部に配設されている。
駆動回路14は、例えば、トランスおよびフォトカプラなどの絶縁用電子部品を用いて構成されて、電圧測定部3から入力した駆動信号S1を、この駆動信号S1と電気的に絶縁されると共に駆動信号S1と同一の周波数f1の駆動信号S2に変換して容量変化機能体13に出力(印加)する。本例では、一例として、駆動回路14は、図2に示すように、一次巻線Tr1aおよび二次巻線Tr1bを備えた絶縁型のトランスTr1を用いて構成されている。この場合、二次巻線Tr1bの各端部が容量変化機能体13の接続点B,Dに接続されている。駆動回路14では、入力した駆動信号S1に基づいて一次巻線Tr1aが励磁されることで、トランスTr1が二次巻線Tr1bに駆動信号S2を発生させる。この構成により、駆動回路14は、駆動信号S1を低歪みで駆動信号S2に変換し、この駆動信号S2を容量変化機能体13の各接続点B,D間に印加する。本例では、後述するように一例として駆動信号S1として正弦波信号を用いているため、駆動信号S2も正弦波信号として出力される。また、上記の駆動回路14に代えて、電圧測定部3から駆動信号S1を入力することなく駆動信号S2を単独で出力するフローティング信号源(図示せず)をプローブユニット2内に配設することもできる。
電流検出器15は、一例として絶縁型のトランスTr2で構成されて、電圧測定ユニットVMaでは本発明における第1検出回路として、電圧測定ユニットVMbでは本発明における第2検査回路として機能する。また、電流検出器15は、トランスTr2の一次巻線Tr2aの一端部が可変容量回路19(具体的には可変容量回路19における容量変化機能体13の接続点C)に接続され、かつ他端部がケース11に接続されて、可変容量回路19とケース11との間に接続されている。これにより、電流検出器15(つまりトランスTr2)は、可変容量回路19と直列に接続された状態で検出電極12とケース11との間に配設されて、可変容量回路19の容量変化機能体13に流れている電流iを検出すると共に、この電流iの電流値(振幅)に比例した振幅の電圧V2を二次巻線Tr2bに誘起(発生)させる。プリアンプ16は、トランスTr2の二次巻線Tr2bに誘起される電圧V2を増幅して、検出信号S3として出力する。この場合、電圧V2は電流iの値に比例して変化するため、この電圧V2を増幅して生成された検出信号S3も電流iの値に比例して変化する。また、上記した電流検出器15およびプリアンプ16は、可変容量回路19と共にケース11内部に配設されている。
電圧測定部3は、図1,2に示すように、制御部3a、電圧生成部3bおよび電圧計3cを備えて構成されている。この場合、制御部3aは、センサ部としてのプローブユニット2、および電圧生成部3bと共に、電圧測定ユニットVMaでは本発明における第1フィードバック制御部FC1を構成し、電圧測定ユニットVMbでは本発明における第2フィードバック制御部FC2を構成する。なお、第1フィードバック制御部FC1および第2フィードバック制御部FC2は、特に区別しないときには、単にフィードバック制御部FCともいう。また、制御部3aは、図2に示すように、入力した検出信号S3に基づいて後述するアナログ信号S5と極性信号S8とを生成して電圧生成部3bに出力し、電圧生成部3bに対して参照電圧V4を変化させる。
具体的には、制御部3aは、発振回路21、フィルタ回路22、増幅回路23、検波回路24および極性判定回路25を備えている。発振回路21は、一定の周期T1(周波数f1)の駆動信号S1を生成してプローブユニット2に出力する。また、発振回路21は、周期T1の二分の一の周期T2(周波数f2=2×f1)の検波用信号S11を駆動信号S1に同期させて生成して極性判定回路25に出力する。この場合、本例では、発振回路21は、駆動信号S1および検波用信号S11として正弦波信号を生成する。フィルタ回路22は、プローブユニット2から入力した検出信号S3に含まれている容量変化機能体13の容量変調周波数f2と同じ周波数の信号S3aを選択的に通過させる。
増幅回路23は、フィルタ回路22から入力した信号S3aを増幅して、検出信号S4として出力する。また、増幅回路23は、動作開始直後においては予め設定された初期利得(初期増幅率Ga0)で信号S3aを増幅し、処理部OPから制御信号S12を入力したときには、利得をα倍して利得Ga1(=α×Ga0)に変更する。これにより、各フィードバック制御部FCのフィードバックループの利得もそれぞれα倍となる。また、本例では、容量変化機能体13の容量変調周波数f2は、駆動信号S2の周波数f1の2倍であるため、容量変化機能体13の静電容量C1の変化によって生じる電流iの周波数も駆動信号S1の周波数f1の2倍となり、プリアンプ16で生成される検出信号S3中には周波数f1,f2の各信号成分が含まれるものの、増幅回路23から出力される検出信号S4の周波数はフィルタ回路22によるフィルタリングによってf2となる。検波回路24は、例えば包絡線検波方式によって検出信号S4を検波することにより、アナログ信号S5を生成する。この場合、アナログ信号S5は、その振幅(電圧値)が可変容量回路19を流れる電流iの電流値に比例して変化する。したがって、検出信号S3も電流iの振幅(電流値)に比例して変化する信号であるため、アナログ信号S5と検出信号S3とは、互いに同期し、かつ比例した信号となる。
極性判定回路25は、検波用信号S11および検出信号S4を入力して検波用信号S11に対する検出信号S4の位相を検出する。また、極性判定回路25は、検出した位相に基づいて、電圧測定ユニットVMaでは、電路Rの電圧Vr、および後述するように参照電圧信号S7aが印加されるケース11の電圧(参照電圧V4a)の電位差(Vr−V4a)の極性を判定すると共に、この極性を示す極性信号S8を生成し、電圧測定ユニットVMbでは、電路Sの電圧Vs、および参照電圧信号S7bが印加されるケース11の電圧(参照電圧V4b)の電位差(Vs−V4b)の極性を判定すると共に、この極性を示す極性信号S8を生成して出力する。一例として、本例では、各電圧測定ユニットVMa,VMbの極性判定回路25は、共に、電位差(Vr−V4)の極性と同じ極性で極性信号S8を出力する。なお、参照電圧信号S7a,S7bについて特に区別しないときには、「参照電圧信号S7」ともいう。
電圧生成部3bは、電圧生成回路27およびトランス(昇圧トランス)Tr3を備えて構成されている。電圧生成回路27は、電圧信号S6を生成して出力する。この場合、電圧生成回路27は、出力している電圧信号S6の電圧を、入力したアナログ信号S5の振幅(電圧値)に比例した量だけ、入力した極性信号S8の極性が「正」のときには増加させ、逆に「負」のときには減少させる。トランスTr3は、絶縁型のトランスであって、一次巻線Tr3a(巻数:n1)および二次巻線Tr3b(巻数:n2>n1)を備えて昇圧トランスとして構成されている。この場合、一次巻線Tr3aおよび二次巻線Tr3bは、それぞれの一端部が接地(各電圧測定ユニットVMの内部グランドCPに接続)されている。また、一次巻線Tr3aの他端部は電圧生成回路27に、二次巻線Tr3bの他端部はプローブユニット2のケース11にそれぞれ接続されている。この構成により、トランスTr3は、一次巻線Tr3aに入力した電圧信号S6を昇圧して、参照電圧信号S7として二次巻線Tr3bの他端部に出力すると共に、プローブユニット2のケース11に印加する。このようにしてケース11は、その電位が参照電圧信号S7の電圧V4に規定される。
電圧計3cは、電圧測定ユニットVMaでは本発明における第1測定部を構成し、電圧測定ユニットVMbでは本発明における第2測定部を構成する。また、電圧計3cは、参照電圧信号S7の電圧(参照電圧V4)を繰り返し測定すると共に、測定の都度、測定した参照電圧V4を示すデータ(電圧測定ユニットVMaでは参照電圧V4aを示す電圧データDva、電圧測定ユニットVMbでは参照電圧V4bを示すデータDvb。以下、区別しないときにはデータDv)を処理部OPに出力する。
処理部OPは、本発明における差分検出部および演算制御部であって、一例としてCPUおよび内部メモリを備えたコンピュータで構成されている。この場合、この処理部OPでは、CPUが内部メモリに記憶されているプログラムに従い、フィードバック制御部FCが実行するフィードバック制御におけるフィードバックループの利得を変更する(本例では変更前の利得をα(>1)倍して変更する)利得変更処理(利得を変更させる手順)と、この利得の変更の前後において電圧計3cで測定された2つの参照電圧V4を各電圧測定ユニットVMa,VMbについて取得する電圧取得処理(参照電圧を取得する手順)と、利得の変更の前に取得した電圧測定ユニットVMa,VMbの各参照電圧V4の差分電圧Vd1および利得の変更の後に取得した電圧測定ユニットVMa,VMbの各参照電圧V4の差分電圧Vd2を算出する差分電圧算出処理(利得変更前後の差分電圧を取得する手順)と、各差分電圧Vd1,Vd2(以下、特に区別しないときには「差分電圧Vd」ともいう)の差分ΔVdをいずれか一方の差分電圧Vdで除算して、差分電圧Vdの変化率H(=ΔVd/Vd。本発明における算出値)を算出する変化率算出処理(算出値を算出する手順)と、変化率Hに基づいて電圧測定ユニットVMa,VMb毎のフィードバック制御の利得の良否を判別する良否判別処理(判別処理を実行する手順)と、変化率H、倍率αおよび取得した2つの差分電圧Vdに基づいて各電路R,S間の線間電圧Vrsを算出する電圧算出処理(線間電圧を算出する手順)と、良否判別処理の結果および算出した線間電圧Vrsを示すデータD1を出力部DPに出力する出力処理(出力処理を実行する手順)とを実行する。なお、内部メモリには、上記の各処理をCPUに対して実行させる上記のプログラムと、倍率αと、良否判別処理で使用される基準値Drとが予め記憶されている。また、処理部OPは、上記構成に代えて、FPGA、ゲートアレイなどのプログラマブルロジックなどで構成することもできる。
出力部DPは、本例では一例として表示装置で構成されて、処理部OPからのデータD1に基づいて、例えば、現在の各電圧測定ユニットVMa,VMbにおけるフィードバック制御部FC1,FC2のフィードバックループの利得が良好なものであるか否かを示す情報、および算出した線間電圧Vrsの少なくとも一方を表示する。一例として出力部DPは、フィードバックループの利得が良好であるときには「利得が良好」(または「測定値は有効」)という文字情報(日本語や英語などの言語で使用される文字で表された情報)と共に電圧V1を表示し、良好でない(不良の)ときには、線間電圧Vrsは表示せずに「利得が良好でない」(または「測定は無効」)という文字情報を表示する。なお、出力部DPとしては、表示装置以外に、上記情報を印刷する印刷装置を採用することもできるし、現在のフィードバックループの利得が良好なものである旨(または良好なものではない旨)をブザー音、音声およびLEDの表示状態(点灯、消灯、点滅若しくは点灯させる色、またはこれらの組み合わせ)で報知する報知装置や、その旨を示すデータを送信する伝送装置を採用することができる。
次いで、線間電圧測定装置1の測定動作について説明する。なお、発明の理解を容易にするため、一例として、各電圧測定ユニットVMa,VMbの電圧生成回路27は、線間電圧測定装置1の測定動作開始時(時刻t0)は、ゼロボルトの電圧信号S6を生成し、その後、その電圧を増加または減少させるものとする。したがって、各電圧測定ユニットVMa,VMbの電圧生成部3bは、図8において実線でそれぞれ示すように、参照電圧信号S7a,S7bをゼロボルトから生成し始めるものとする。
まず、線間電圧Vrsの測定に際して、検出電極12が非接触な状態で電路Rに対向するように、電圧測定ユニットVMaのプローブユニット2を電路Rの近傍に配設すると共に、検出電極12が非接触な状態で電路Sに対向するように、電圧測定ユニットVMbのプローブユニット2を電路Sの近傍に配設する。これにより、図2に示すように、電圧測定ユニットVMaの検出電極12と電路Rとの間に静電容量C0が形成され、かつ電圧測定ユニットVMbの検出電極12と電路Sとの間に静電容量C0が形成された状態となる。この場合、各静電容量C0の容量値は、検出電極12と電路R,Sの距離に反比例して変化するが、プローブユニット2を配設し終えた後は、湿度などの環境条件が一定のもとでは一定となる(変動しない)。ただし、静電容量C0は、湿度等の環境条件が変化したときには変動する。
次いで、線間電圧測定装置1の起動状態において、各電圧測定ユニットVMa,VMbの制御部3aでは、発振回路21が駆動信号S1および検波用信号S11の生成を開始して、駆動信号S1をプローブユニット2に、また検波用信号S11を極性判定回路25に出力する。各電圧測定ユニットVMa,VMbのプローブユニット2では、可変容量回路19の駆動回路14が、入力した駆動信号S1を駆動信号S2に変換して容量変化機能体13の各接続点B,D間に印加(出力)する。各電圧測定ユニットVMa,VMbの容量変化機能体13では、各接続点B,D間に印加された駆動信号S2が分圧されて、第1の構成単位31、第2の構成単位32、第3の構成単位33および第4の構成単位34にそれぞれ印加される。
この場合、図7に示すように、駆動信号S2の1周期T1のうちの期間Ta(接続点Dを基準として接続点Bの電位が高電位になり、かつ相互間の電位差が徐々に大きくなる期間)では、各第1電気的要素E1における逆電圧が印加されて(逆バイアスされて)コンデンサとして機能する各第1素子41の各静電容量が徐々に減少する。具体的には、各第1電気的要素E11,E14では、逆バイアスされている各第1素子41bの静電容量が、また各第1電気的要素E12,E13では、逆バイアスされている各第1素子41aの静電容量が徐々に減少する。また、駆動信号S2の1周期T1のうちの期間Tb(接続点Dを基準として接続点Bの電位が高電位になり、かつ相互間の電位差が徐々に小さくなる期間)では、逆バイアスされている各第1素子41、具体的には各第1電気的要素E11,E14では各第1素子41b、また各第1電気的要素E12,E13では各第1素子41aの各静電容量が徐々に増加する。
また、駆動信号S2の1周期T1のうちの期間Tc(接続点Dを基準として接続点Bの電位が低電位になり、かつ相互間の電位差が徐々に大きくなる期間)では、逆バイアスされてコンデンサとして機能する各第1素子41、具体的には各第1電気的要素E11,E14では各第1素子41a、また各第1電気的要素E12,E13では各第1素子41bの各静電容量が徐々に減少する。また、駆動信号S2の1周期T1のうちの期間Td(接続点Dを基準として接続点Bの電位が低電位になり、かつ相互間の電位差が徐々に小さくなる期間)では、逆バイアスされている各第1素子、具体的には各第1電気的要素E11,E14では各第1素子41a、また各第1電気的要素E12,E13では各第1素子41bの各静電容量が徐々に増加する。なお、各第1電気的要素E1に含まれている第1素子41a,41bのうちの順電圧が印加されている(順バイアスされている)第1素子41a,41bは等価的に抵抗として機能している。このため、各第1電気的要素E1の静電容量は、駆動信号S2の1周期T1内において、減少および増加を2回繰り返す。
このようにして、駆動信号S2の1周期T1内において、各構成単位31〜34に含まれている各第1電気的要素E1の静電容量が増加および減少を2回ずつ繰り返すため、これらの静電容量を合成してなる容量変化機能体13の静電容量C1(接続点A,B間の静電容量)も増加および減少を2回繰り返す。つまり、可変容量回路19は、入力した駆動信号S2の周期T1に同期して、かつ周期T1の二分の一の周期T2(周波数f2=2×f1)でその静電容量C1を連続的(本例では周期的)に変化させる動作を実行する。この場合、上記したように、可変容量回路19は電流検出器15を介在させた状態でケース11と検出電極12との間に直列に接続されているため、その静電容量C1と、各電路R,Sおよび各電路R,Sに対向する検出電極12の間に形成される静電容量C0とは、各電路R,Sと各電路R,Sに対応する電圧測定ユニットVMのケース11との間に直列に接続された状態になっている。このため、静電容量C1が周波数f2(容量変調周波数)で周期的に変化することにより、各電路R,Sと各電路R,Sに対応する電圧測定ユニットVMのケース11との間の静電容量C2(各静電容量C0,C1の直列合成容量)も、図7に示すように、駆動信号S2の周期T1に同期して、かつ周期T1の二分の一の周期T2(周波数f2)で変化する。
また、各電圧測定ユニットVMの可変容量回路19では、上記したように、容量変化機能体13の各第1素子41には同一またはほぼ同一の特性の可変容量ダイオード(または一般的なダイオード)が使用され、この結果、第1の構成単位31および第3の構成単位33の各インピーダンスの積と、第2の構成単位32および第4の構成単位34の各インピーダンスの積とが同一またはほぼ同一に設定されている。したがって、ブリッジ回路でもある容量変化機能体13は、ブリッジ回路としての平衡条件を満足しているため、駆動信号S2の電圧成分(駆動信号S1と同じ周波数f1の電圧信号)が各接続点A,C間にほとんど発生しない状態で、その静電容量C1を周期T2で変化させている。また、接続点Aに接続されている各構成単位31,34に含まれている各第1電気的要素E11,E14の組、および接続点Cに接続されている各構成単位32,33に含まれている各第1電気的要素E12,E13の組のうちの少なくとも一方の組に含まれている2つの第1電気的要素E1が共に常時コンデンサとして機能しているため、検出電極12とケース11とは、可変容量回路19を介して交流的に接続されているものの直流的には短絡されない状態に維持されている。
このため、静電容量C1の周期T2での周期的な変化に基づいて静電容量C2が周期T2で周期的に変化することにより、電圧測定ユニットVMaの可変容量回路19には、電路Rの電圧Vrおよびケース11の参照電圧V4aの電位差(Vr−V4a)に応じた振幅の電流i(周期T2)が流れる。具体的には、電流iは、電位差(Vr−V4a)が大きいときにはその振幅(電流値)が大きくなり、電位差(Vr−V4a)が小さいときにはその電流値が小さくなる。したがって、図8に示すように、電路Rの電圧Vrが正の電圧のとき(時刻t0)に、線間電圧測定装置1が測定動作を開始したときには、電位差(Vr−V4a)は正の電圧となり、電流iは、図示はしないが、その周期がT2であって、その振幅が電位差(Vr−V4a)に応じて変化する交流信号として流れる。プリアンプ16は、この電流iに起因して電流検出器15を構成するトランスTr2の二次巻線Tr2bに誘起される電圧V2を増幅して、検出信号S3として出力する。この場合、検出信号S3には、電流iの周波数f2と同一の周波数成分が主として含まれると共に、駆動信号S2の周波数f1と同一の周波数成分も含まれている。また、電圧測定ユニットVMbでも、上記した電圧測定ユニットVMaと同様にして、静電容量C2が周期T2で周期的に変化することにより、可変容量回路19に電流iが電位差(Vr−V4b)の大きさに対応した振幅(電流値)で流れるため、プリアンプ16が、この電流iに起因して電流検出器15を構成するトランスTr2の二次巻線Tr2bに誘起される電圧V2を増幅して、検出信号S3として出力する。
各電圧測定ユニットVMの電圧測定部3の制御部3aでは、フィルタ回路22が、検出信号S3に含まれている周波数f2の信号成分を信号S3aとして選択的に出力し、増幅回路23は、この信号S3aを初期増幅率Ga0で増幅して検出信号S4を生成して検波回路24に出力する。次いで、検波回路24は、入力した検出信号S4を検波してアナログ信号S5を生成して電圧生成部3bに出力する。この場合、アナログ信号S5は、電圧測定ユニットVMaでは、その振幅が電位差(Vr−V4a)の値に比例して変化する信号となり、電圧測定ユニットVMbでは、その振幅が電位差(Vs−V4b)の値に比例して変化する信号となる。また、極性判定回路25は、検波用信号S11および検出信号S4を入力して検波用信号S11に対する検出信号S4の位相を検出することにより、電圧測定ユニットVMaでは、電位差(Vr−V4a)の極性と同じ極性となる極性信号S8を生成して電圧生成部3bに出力し、電圧測定ユニットVMbでは、電位差(Vs−V4b)の極性と同じ極性となる極性信号S8を生成して電圧生成部3bに出力する。
各電圧測定ユニットVMにおける電圧測定部3の電圧生成部3bでは、電圧生成回路27が、出力している電圧信号S6の電圧を、入力したアナログ信号S5の振幅(電圧値)に比例した量だけ、入力した極性信号S8の極性が「正」のときには増加させ、逆に「負」のときには減少させる。
具体的に電路Rの電圧Vrを測定する電圧測定ユニットVMaを例に挙げて説明すると、図8に示すように、電路Rの電圧Vrが正の電圧のとき(時刻t0)に、線間電圧測定装置1が測定動作を開始したときには、電圧信号S6は当初ゼロボルトであるため、参照電圧信号S7aもゼロボルトである。この結果、電位差(Vr−V4a)は正の電圧となり、これによって極性信号S8の極性も正となる。このため、電圧生成部3bでは、電圧生成回路27が、入力したアナログ信号S5の振幅に比例した量だけ、電圧値を増加させて電圧信号S6を出力する。次いで、トランスTr3が電圧信号S6を昇圧して参照電圧信号S7aを出力してケース11に印加する。この結果、電流検出器15、プリアンプ16、フィルタ回路22、増幅回路23、検波回路24および電圧生成部3b(電圧生成回路27とトランスTr3)で構成されるフィードバックループ(本発明におけるセンサ部および電圧生成部を含むフィードバックループの一例)内で、電路Rとケース11との間の電位差(Vr−V4a)が徐々に低下(減少)するように負のフィードバックが行われる。
したがって、電流iは、電流値(振幅)が徐々に低下(減少)していく。一般的には、電圧測定ユニットVMaでは、電路R,Sの電圧Vr,Vsへの参照電圧V4の収束が短時間で完了するように、その過渡特性が設定される。このため、参照電圧信号S7aは、図8に示すように、電圧Vrに対して時刻t1において、フィードバックループの現在の利得に対応する偏差内に収束する。なお、収束に際してオーバーシュートが発生して、参照電圧V4が電路Rの電圧Vrを上回ったときには、電位差(Vr−V4a)は負の電圧となり、これによって極性信号S8の極性も負となる。このため、電圧生成部3bでは、電圧生成回路27が、入力したアナログ信号S5の振幅に比例した量だけ、電圧値を減少させて電圧信号S6を出力する。その後は、電圧測定ユニットVMaは、上記のフィードバック動作を継続することにより、変化する電路Rの電圧Vrに対して一定の偏差内に収まるように参照電圧信号S7aの電圧値(参照電圧V4a)を変化させる。この場合、参照電圧信号S7a(および電圧信号S6)は、電路Rの電圧Vrに同期して変化する交流信号となる。電圧計3cは、参照電圧信号S7aの電圧をリアルタイムで計測して、その電圧値(参照電圧V4a)を示す電圧データDvaを処理部OPに出力する。
また、電路Sの電圧Vsを測定する電圧測定ユニットVMbも、上記した電圧測定ユニットVMaと同様に作動して、上記のフィードバック動作と同様のフィードバック動作を実行することにより、変化する電路Sの電圧Vsに対して一定の偏差内に収まるように参照電圧信号S7bの電圧値(参照電圧V4b)を変化させる。この場合、参照電圧信号S7b(および電圧信号S6)は、電路Sの電圧Vsに同期して変化する交流信号となる。電圧計3cは、参照電圧信号S7bの電圧をリアルタイムで計測して、その電圧値(参照電圧V4b)を示すデータDvbを処理部OPに出力する。
一方、処理部OPは、測定開始(時刻t0)から時間(t1−t0)だけ経過した後に、図9に示す電圧測定処理100を短期間で実行する動作を周期的に繰り返す。本例における短期間とは、電路R,Sの各電圧Vr,Vsについての変動周期と比較して十分に短い期間であり、この期間中における電圧Vr,Vsがほぼ一定値とみなせる期間をいう。この電圧測定処理100では、処理部OPは、まず、1回目の電圧取得処理を実行する(ステップ101)。この電圧取得処理では、処理部OPは、各電圧測定ユニットVMにおける増幅回路23の増幅率がGa0のときの参照電圧信号S7a,S7bの電圧値(参照電圧V4a,V4b)を示す電圧データDva1,Dvb1を各電圧測定ユニットVMから取得して、電圧データDva1,Dvb1で示される各電圧を利得変更前の参照電圧(低利得時の参照電圧)V4a1,V4b1として内部メモリ(図示せず)に記憶する。
続いて、処理部OPは、利得変更処理を実行する(ステップ102)。この利得変更処理では、処理部OPは、制御信号S12を各電圧測定ユニットVMの増幅回路23に出力する。これにより、各電圧測定ユニットVMの増幅回路23は、初期利得Ga0をそのα倍の利得Ga1に変更する。したがって、各電圧測定ユニットVMの制御部3aの利得がα倍され、その結果として各電圧測定ユニットVMのフィードバック制御部FCについてのフィードバックループの利得も変更前の利得に対してα倍された利得に変更される。なお、制御部3aの利得を変更する構成に代えて、各電圧測定ユニットVMの電圧生成部3bやプローブユニット2の利得を変更する構成とすることもできる。一例として、図2において破線で示すように、処理部OPが電圧生成回路27の利得を変更して各電圧測定ユニットVMのフィードバック制御部FCについてのフィードバックループの利得を変更するように構成してもよい。さらには、図示はしないが、フィードバック制御部FC内に増幅回路23以外の増幅回路を設けてこの増幅回路の利得を変更することで、フィードバックループの利得を変更するようにしてもよい。さらに、可変容量回路19に出力する駆動信号S1の電圧値を変更することもできる。
次いで、処理部OPは、2回目の電圧取得処理を実行する(ステップ103)。この電圧取得処理では、処理部OPは、フィードバックループの利得が変更された後の(各電圧測定ユニットVMの増幅回路23の増幅率がGa1のときの)参照電圧信号S7a,S7bの電圧値(参照電圧V4a,V4b)を示す電圧データDva2,Dvb2を各電圧測定ユニットVMから取得して、電圧データDva2,Dvb2で示される各電圧を利得変更後の参照電圧(高利得時の参照電圧)V4a2,V4b2として内部メモリに記憶する。なお、処理部OPは、2回目の電圧取得処理の完了後、各増幅回路23への制御信号S12の出力を停止することにより、フィードバックループの利得を初期利得Ga0に戻す。
続いて、処理部OPは、差分電圧算出処理を実行する(ステップ104)。この差分電圧算出処理では、処理部OPは、利得の変更の前に取得した電圧測定ユニットVMa,VMbの各参照電圧V4a1,V4b1を内部メモリから読み出して、これらの差分電圧Vd1(=V4a1−V4b1)を算出して内部メモリに記憶すると共に、利得の変更の後に取得した電圧測定ユニットVMa,VMbの各参照電圧V4a2,V4b2を内部メモリから読み出して、これらの差分電圧Vd2(=V4a2−V4b2)を算出して内部メモリに記憶する。
次いで、処理部OPは、変化率算出処理を実行する(ステップ105)。この変化率算出処理では、処理部OPは、内部メモリに記憶されている2つの差分電圧Vd1,Vd2の差分を算出し、この差分を2つの差分電圧Vd1,Vd2のいずれか一方で除算することにより、差分電圧Vdの変化率Hを算出する。具体的には、一例として、差分電圧Vd2(高利得時の差分電圧)から差分電圧Vd1(低利得時の差分電圧)を減算することにより、差分ΔVd(=Vd2−Vd1)を算出して内部メモリに記憶する。また、この差分ΔVdを差分電圧Vd1,Vd2のうちのいずれか一方(本例では高利得時の差分電圧Vd2)で除算することにより、変化率H(=ΔVd/Vd2。)を算出して内部メモリに記憶する。
次いで、処理部OPは、良否判別処理を実行する(ステップ106)。この良否判別処理では、処理部OPは、内部メモリに記憶されている変化率Hと基準値Drとを比較して、変化率Hが基準値Dr以上の(または超える)ときには、変更後のフィードバックループの利得が良好でない(利得が十分でない)と判別し、一方、変化率Hが基準値Dr未満の(または以下の)ときには、変更後のフィードバックループの利得が良好である(利得が十分である)と判別する。また、処理部OPは、この判別結果を内部メモリに記憶する。
フィードバック制御においては、フィードバックループの変更の前後での利得が共に十分であるときには、各利得において電圧測定ユニットVMaで測定される参照電圧V4a1,V4a2は共に、電路Rの電圧Vrに近い値となる(つまり参照電圧V4a1,V4a2は近い値となる)。また、各利得において電圧測定ユニットVMbで測定される参照電圧V4b1,V4b2は共に、電路Sの電圧Vsに近い値となる(つまり参照電圧V4a1,V4a2は近い値となる)。したがって、各利得における2つの差分電圧Vd1,Vd2同士も近い値となる結果、差分電圧Vdの変化率Hは小さくなる。
一方、変更の前後のフィードバックループの各利得が共に良好でないときや、変更後のフィードバックループの利得が十分なものであっても、変更前のフィードバックループの利得が十分なものでないときには、差分電圧Vdの変化率Hは一般的に大きな値となる。このため、例えば、シミュレーションや実験などを行って、予めフィードバックループの利得が良好なときの差分電圧Vd1,Vd2を算出すると共に、両者から変化率Hを求め、この求めた値を基準値Drとしておくことにより、この基準値Drと変化率Hとの比較によってフィードバックループの利得が良好なものであるか否かを判別可能となる。
続いて、処理部OPは、内部メモリに記憶した良否判別処理の結果を基にして、電圧算出処理を実行するか否かを判別し(ステップ107)、変更後のフィードバックループの利得が良好であると判別したときに電圧算出処理を実行する(ステップ108)。
この電圧算出処理では、処理部OPは、まず、内部メモリに記憶されている変化率Hと倍率αとから、下記式(1)に基づいて誤差率eを算出する。
誤差率e=H/(α−1) ・・・・・・・・・・・・・・・・・ (1)
なお、本例では上記したように、変化率算出処理において、差分ΔVdを高利得時の参照電圧Vd2で除算することにより、高利得時の変化率H(=ΔVd/Vd2)を算出しているため、誤差率eとして、フィードバックループが高利得時(利得をα倍したとき)の誤差率e2が算出される。
ここで、この式(1)について説明する。図2に示す電圧測定ユニットVMaは、図10に示すように、電圧Vrを入力として、出力である参照電圧V4aを双方の差分U(入力に対する出力の誤差でもあるため、以下では「誤差U」ともいう)がゼロに近づくようにフィードバック制御するモデルとみなすことができる。このため、プローブユニット2、制御部3aおよび電圧生成部3bで構成されるフィードバック制御部FC1全体の変更前の利得をGとしたときには、下記の式(2),(3)が成り立つ。
U=Vr−V4a1 ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ (2)
V4a1=G×U ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ (3)
また、このとき、入力であるVrに対する誤差Uの割合を誤差率e1として考えたときに、この誤差率e1は、下記の式(4)で表される。
誤差率e1=U/Vr=1/(1+G) ・・・・・・・・・・・ (4)
一方、利得変更後においては、フィードバック制御部FC1全体の変更後の利得はα×Gとなるため、下記の式(5),(6)が成り立つ。
U=Vr−V4a2 ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ (5)
V4a2=α×G×U ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ (6)
また、このとき、入力であるVrに対する誤差Uの割合を誤差率e2として考えたときに、この誤差率e2は、下記の式(7)で表される。
誤差率e2=U/Vr=1/(1+α×G) ・・・・・・・・・・ (7)
次に、両誤差率e1,e2の差をεとすると、εは下記式(8)で表される。
ε=e1−e2
=(Vr−V4a1)/Vr−(Vr−V4a2)/Vr
=1/(1+G)−1/(1+α×G)
=(α−1)×G/(1+(α+1)×G+α×G2) ・・・・ (8)
なお、εは下記式(9)とも表される。
ε=e1−e2
=(Vr−V4a1)/Vr−(Vr−V4a2)/Vr
=(−V4a1+V4a2)/Vr
=ΔV4a/Vr ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ (9)
ところで、利得Gは通常、百数十〜数百程度の値に設定されて数値1よりも十分に大きい(G≫1)。また、倍率αも2〜3程度で良いため、Gはこの倍率αとの関係においても十分に大きな値となっている。したがって、上記式(8)は下記式(10)のように近似することができる。
ε≒(α−1)×(1/(1+α×G)) ・・・・・・・・・・ (10)
また、この式(10)の右式の(1/(1+α×G))は、式(7)より誤差率e2であることから、さらに下記式(11)のように表される。
ε≒(α−1)×e2 ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ (11)
また、上記のように利得GがG≫1であるときには、各参照電圧V4a1,V4a2は電圧Vrと完全には一致しないものの、ほぼ電圧Vrとみなしてよい程度に電圧Vrに接近した値となっているが、利得の変更後(α×G)の参照電圧V4a2の方が電圧Vrに接近したものとなっていると考えられる。このため、上記式(9)中のVrを参照電圧V4a1,V4a2のうちの高利得時の参照電圧(本例では参照電圧V4a2)とすることにより、εは下記式(12)のように近似することができ、これはステップ104において算出した変化率Hと一致する。
ε≒ΔV4a/V4a2(=H) ・・・・・・・・・・・・・・・・ (12)
したがって、上記式(11),(12)に基づいて、誤差率e2、すなわち利得を大きくしたときの誤差率eは上記式(1)で表される。
また、処理部OPは、変化率Hと倍率αとに基づいて上記式(1)によって算出した誤差率e(本例ではe2)と、測定した参照電圧V4a2を下記式(13)に代入することにより、電圧Vrを算出すると共に内部メモリに記憶する。
Vr=V4a2/(1−e2) ・・・・・・・・・・・・・・・・ (13)
ここで、この式(13)は、利得変更後、つまり利得を大きくしたときに成り立つ上記式(5),(7)から導出されたものである。したがって、フィードバック制御部FC1の利得を変更する前に測定した参照電圧V4a1と、この利得をα倍した後に測定した参照電圧V4a2と、この既知の倍率αとに基づいて、変更の前後におけるフィードバック制御部FC1の利得が良好なものであるという条件下において、電路Rの電圧Vrを直接的に算出できることが理解される。
一方、図2に示す電圧測定ユニットVMbについても、上記した電圧測定ユニットVMaと同様にして、図10に示すように、電圧Vsを入力として、出力である参照電圧V4bを双方の差分U(入力に対する出力の誤差Uともいう)がゼロに近づくようにフィードバック制御するモデルとみなすことができる。このため、プローブユニット2、制御部3aおよび電圧生成部3bで構成されるフィードバック制御部FC2全体の変更前の利得をGとしたときには、下記の式(2A),(3A)が成り立つ。
U=Vs−V4b1 ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ (2A)
V4b1=G×U ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ (3A)
また、このとき、入力であるVsに対する誤差Uの割合を誤差率e1として考えたときに、この誤差率e1は、下記の式(4A)で表される。
誤差率e1=U/Vs=1/(1+G) ・・・・・・・・・・・ (4A)
一方、利得変更後においては、フィードバック制御部FC2全体の変更後の利得はα×Gとなるため、下記の式(5A),(6A)が成り立つ。
U=Vs−V4b2 ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ (5A)
V4b2=α×G×U ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ (6A)
また、このとき、入力であるVsに対する誤差Uの割合を誤差率e2として考えたときに、この誤差率e2は、下記の式(7A)で表される。
誤差率e2=U/Vs=1/(1+α×G) ・・・・・・・・・・ (7A)
次に、両誤差率e1,e2の差をεとすると、εは下記式(8A)で表される。
ε=e1−e2
=(Vs−V4b1)/Vs−(Vs−V4b2)/Vs
=1/(1+G)−1/(1+α×G)
=(α−1)×G/(1+(α+1)×G+α×G2) ・・・・ (8A)
なお、εは下記式(9A)とも表される。
ε=e1−e2
=(Vs−V4b1)/Vs−(Vs−V4b2)/Vs
=(−V4b1+V4b2)/Vs
=ΔV4b/Vs ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ (9A)
ところで、利得Gは通常、百数十〜数百程度の値に設定されて数値1よりも十分に大きい(G≫1)。また、倍率αも2〜3程度で良いため、Gはこの倍率αとの関係においても十分に大きな値となっている。したがって、上記式(8A)は下記式(10A)のように近似することができる。
ε≒(α−1)×(1/(1+α×G)) ・・・・・・・・・・ (10A)
また、この式(10A)の右式の(1/(1+α×G))は、式(7A)より誤差率e2であることから、さらに下記式(11A)のように表される。
ε≒(α−1)×e2 ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ (11A)
また、上記のように利得GがG≫1であるときには、各参照電圧V4b1,V4b2は電圧Vsと完全には一致しないものの、ほぼ電圧Vsとみなしてよい程度に電圧Vsに接近した値となっているが、利得の変更後(α×G)の参照電圧V4b2の方が電圧Vsに接近したものとなっていると考えられる。このため、上記式(9A)中のVsを参照電圧V4b1,V4b2のうちの高利得時の参照電圧(本例では参照電圧V4b2)とすることにより、εは下記式(12A)のように近似することができ、これはステップ104において算出した変化率Hと一致する。
ε≒ΔV4b/V4b2(=H) ・・・・・・・・・・・・・・・・ (12A)
したがって、上記式(11A),(12A)に基づいて、誤差率e2、すなわち利得を大きくしたときの誤差率eは上記式(1)で表される。
また、処理部OPは、変化率Hと倍率αとに基づいて上記式(1)によって算出した誤差率e(本例ではe2)と、測定した参照電圧V4b2を下記式(13A)に代入することにより、電圧Vsを算出すると共に内部メモリに記憶する。
Vs=V4b2/(1−e2) ・・・・・・・・・・・・・・・・ (13A)
ここで、この式(13A)は、利得変更後、つまり利得を大きくしたときに成り立つ上記式(5A),(7A)から導出されたものである。したがって、フィードバック制御部FC2の利得を変更する前に測定した参照電圧V4b1と、この利得をα倍した後に測定した参照電圧V4b2と、この既知の倍率αとに基づいて、変更の前後におけるフィードバック制御部FC2の利得が良好なものであるという条件下において、電路Sの電圧Vsを直接的に算出できることが理解される。
以上のことから、上記式(13),(13A)に基づき、下記式(14)のように算出される線間電圧Vrs(=Vr−Vs)についても、直接的に算出できることが理解される。
Vrs=(V4a2−V4b2)/(1−e2)
=Vd2/(1−e2) ・・・・・・・・・・・・・・・・ (14)
最後に、この電圧算出処理では、処理部OPは、変化率Hと倍率αとに基づいて上記式(1)によって算出した誤差率e(本例ではe2)と、測定した差分電圧Vd2とを上記式(14)に代入することにより、線間電圧Vrsを算出すると共に内部メモリに記憶する。これにより、電圧算出処理が完了する。
ステップ108での電圧算出処理が完了したとき、およびステップ107での判別において変更後のフィードバックループの利得が良好でないと判別したときには、処理部OPは、出力処理を実行する(ステップ109)。この出力処理では、処理部OPは、電圧算出処理を実行したときには、ステップ106において実行した良否判別処理の結果(変更後のフィードバックループの利得が良好である旨の結果)と共に、電圧算出処理の結果(算出した電圧V1)を示すデータD1を出力部DPに出力する。この場合、出力部DPは、「利得が良好」という文字情報と共に線間電圧Vrsを表示する。一方、処理部OPは、電圧算出処理を実行しなかったときには、ステップ106において実行した良否判別処理の結果(変更後のフィードバックループの利得が良好でない旨の結果)を示すデータD1を出力部DPに出力する。この場合、出力部DPは、「利得が良好でない」という文字情報を表示する。これにより、1回の電圧測定処理が完了する。
上記したように、処理部OPが電圧測定処理100を短期間で実行する動作を周期的に繰り返すため、フィードバック制御部FCのフィードバックループの利得が良好なときには、出力部DPには、フィードバックループの利得が良好である旨を示す上記の文字情報と共に、線間電圧Vrsが所定の周期で連続的に表示される。これにより、電路R,Sの各電圧Vr,Vsが直流電圧であっても、また周期的に変化する交流電圧や、不規則に変化する電圧であったとしても、線間電圧Vrsが出力部DPに表示される。
一方、各電圧測定ユニットVMのフィードバック制御部FCのフィードバックループの利得が良好でないときには、その旨を示す上記文字情報のみが出力部DPに継続して表示される。このため、作業者は、フィードバック制御部FCのフィードバックループの利得が好ましくないと判断でき、現在のフィードバックループの利得(つまり測定条件)をより良好なものとすべく(改善すべく)、例えば、プローブユニット2と各電路R,Sとの位置関係を調整するなどの作業を実施することが可能となる。
このように、この線間電圧測定装置1およびこの線間電圧測定装置1が実行するプログラムによれば、各電圧測定ユニットVMのフィードバック制御部FCについてのフィードバックループの利得を変更すると共に、変更の前に各電圧測定ユニットVMで測定された電圧の差分電圧と、変更の後に各電圧測定ユニットVMで測定された電圧の差分電圧との差分を算出し、この差分を2つの差分電圧のうちのいずれか一方で除算した変化率H(算出値)と基準値Drとを比較して、この変化率Hが基準値Dr以上のときにフィードバック制御(つまり測定条件)が良好でない(不良である)と判別してその旨を出力し、かつ変化率Hが基準値Dr未満のときにフィードバック制御が良好であると判別してその旨を出力する出力処理を実行することにより、換言すれば、2つの差分電圧Vd1,Vd2に基づいて線間電圧測定装置1の各電圧測定ユニットVMのフィードバック制御の動作状態の良否を1つの処理部OPが判別してその結果を出力(表示)させることにより、出力される結果に基づいて、フィードバック制御が良好であるか否かを確実に認識することができ、これによって、例えば測定された線間電圧Vrsが信頼性のあるものか否かを認識することができる結果、線間電圧測定装置1による線間電圧Vrsの電圧測定についての信頼性を確保することができる。また、1つの処理部OPが各電圧測定ユニットVMa,VMbのフィードバック制御の動作状態の良否を判別する構成のため、線間電圧測定装置1の構成を簡略化することができる。
なお、変化率Hと基準値Drとの比較に基づいて、上記のように各電圧測定ユニットVMのフィードバック制御の良否を判別してその旨を出力する構成に代えて、変化率Hと基準値Drとの比較の結果だけを出力する構成とすることもできる。この構成においても、作業者が、変化率Hが基準値Dr以上である旨の出力に基づいてフィードバック制御(つまり測定条件)が良好でない(不良である)と判別でき、また変化率Hが基準値Dr未満である旨の出力に基づいてフィードバック制御が良好であると判別することができ、これによって線間電圧測定装置1による測定電圧の信頼性を確保することができる。
また、この線間電圧測定装置1によれば、フィードバック制御の良否結果を表示装置などの出力部DPに出力することにより、出力部DPにおいてフィードバック制御の良否結果、つまり線間電圧測定装置1による測定電圧の信頼性を確認することができると共に、線間電圧測定装置1に他の出力装置を接続する手間を省くことができる。
また、この線間電圧測定装置1およびこの線間電圧測定装置1が実行するプログラムによれば、変化率Hと、変更前の利得に対する変更後の利得の倍率αと、2つの差分電圧Vd1,Vd2のうちの高利得時の差分電圧とに基づいて、電路R,S間の線間電圧Vrsを算出することにより、線間電圧測定装置1による線間電圧Vrsの電圧測定についての信頼性(測定精度)を高めることができる。
さらに、この線間電圧測定装置1では、電路Rの電圧Vrに対応する電圧V4aを生成する電圧生成部3bと、電圧Vrと電圧V4aとの間の電位差(差分U)に応じて振幅が変化する検出信号S3を出力するプローブユニット2と、検出信号S3の振幅が減少するように電圧生成部3bに対して電圧V4aを変化させる制御部3aとを備えて電圧測定ユニットVMaのフィードバック制御部FC1が構成され、電路Sの電圧Vsに対応する電圧V4bを生成する電圧生成部3bと、電圧Vsと電圧V4bとの間の電位差(差分U)に応じて振幅が変化する検出信号S3を出力するプローブユニット2と、検出信号S3の振幅が減少するように電圧生成部3bに対して電圧V4bを変化させる制御部3aとを備えて電圧測定ユニットVMbのフィードバック制御部FC2が構成され、処理部OPによって制御部3a、電圧生成部3bおよびプローブユニット2のうちの少なくとも1つの利得が制御されてフィードバック制御部FC2のフィードバックループの利得が変更させられる。したがって、この線間電圧測定装置1によれば、フィードバック制御部FCのフィードバックループの利得を自動的にしかも短時間で変更できるため、各電路R,Sの電圧Vr,Vsが変動する場合においても、線間電圧測定装置1による線間電圧Vrsの電圧測定についての信頼性を確保しつつ線間電圧Vrsをリアルタイムで測定することができる。
また、この線間電圧測定装置1では、電路R,Sに対向可能な検出電極12と、検出電極12に接続されてその静電容量C1を変化可能に構成された可変容量回路19と、電流検出器15とを備えてプローブユニット2がセンサ部として構成されている。したがって、この線間電圧測定装置1によれば、検出電極12をプローブユニット2の表面に配設し、かつ可変容量回路19および電流検出器15をプローブユニット2の内部に配設した状態で各電路R,Sの電圧Vr,Vsを測定することができるため、可変容量回路19を各電路R,Sと直接対向させるための孔を設けることなくプローブユニット2を構成することができる。したがって、この線間電圧測定装置1によれば、この孔を介して異物がプローブユニット2内に誤って挿入される事態、およびこの誤挿入に起因したプローブユニット2内の部品の破損を確実に回避することができるため、線間電圧測定装置1による線間電圧Vrsの電圧測定についての信頼性を確保しつつ装置全体としての信頼性を向上させることができる。
また、この線間電圧測定装置1によれば、直流信号の通過を阻止しつつ印加電圧の絶対値の大きさに応じて容量が変化する第1電気的要素E1を含んで可変容量回路19を構成したことにより、駆動信号S2の周波数f1の2倍の周波数f2で静電容量C1を変化させることができ、ひいては各電路R,Sと各電圧測定ユニットVMのケース11との間の静電容量C2を周波数f2で変化させることができる。したがって、この線間電圧測定装置1によれば、電流検出器15〜電圧生成部3b(電圧生成回路27とトランスTr3)のフィードバックループの応答速度を高速化できるため、参照電圧信号S7(電圧V4a)を電圧Vrに、参照電圧信号S7(電圧V4b)を電圧Vsにそれぞれ正確に追従させることができ、これにより、電圧Vr,Vsを正確に測定することができる結果、線間電圧測定装置1による線間電圧Vrsの電圧測定についての信頼性を十分に確保することができる。
また、この線間電圧測定装置1によれば、ブリッジ状に接続された4つの第1電気的要素E1を備えて可変容量回路19を構成し、かつ可変容量回路19がブリッジ回路としての平衡条件を満足するように各第1電気的要素E1の各インピーダンスを設定したことにより、可変容量回路19は、その各接続点B,D間に駆動信号S2が印加されているときに、駆動信号S2の電圧成分(駆動信号S2と同じ周波数f1の電圧信号)が各接続点A,C間にほとんど発生しない状態(発生したとしても、非常にレベルの小さい電圧信号が発生している状態)で、その静電容量C1を周期T2で変化させることができる。したがって、この可変容量回路19を用いた線間電圧測定装置1によれば、静電容量変化時において可変容量回路19に発生する電流iへの駆動信号S2の影響を排除できるため、この電流iをプローブユニット2においてより正確に検出することができ、これにより、電圧Vr,Vsを正確に測定することができる結果、線間電圧測定装置1による線間電圧Vrsの電圧測定についての信頼性を十分に確保することができる。
なお、本発明は、上記の構成に限定されない。例えば、上記した線間電圧測定装置1において、倍率αを「2」としたときには、上記の誤差率e2(すなわち高利得時の誤差率e)は上記式(1)から下記式(15)のように表される。
e2=(Vd2−Vd1)/Vd2 ・・・・・・・・・・・・・ (15)
また、これにより、線間電圧Vrsを算出するための上記式(15)は、下記式(16)のように表される。
Vrs=Vd2/(1−e2)
=Vd2/(1−((Vd2−Vd1)/Vd2))
=Vd2×(Vd2/Vd1) ・・・・・・・・・・・・ (16)
一方、上記式(16)は、差分電圧Vd1,Vd2のうちの差分電圧Vd2で差分ΔVd(=Vd2−Vd1)を除算して求めた変化率Hを使用したものであるが、差分ΔVdを差分電圧Vd1で除算した変化率H(=ΔVd/Vd1)を使用することもできる。この場合には、上記の誤差率e2は下記式(17)のように表され、これにより、線間電圧Vrsを算出するための上記式(14)は、下記式(17)のように表される。
e2=(Vd2−Vd1)/Vd1 ・・・・・・・・・・・・・ (17)
Vrs=Vd2/(1−((Vd2−Vd1)/Vd1))
=Vd2/(1−(Vd2/Vd1−1))
ここで、(Vd2/Vd1−1)≪1となるため、線間電圧Vrsは下記式(18)のように近似される。
Vrs≒Vd2×(1+(Vd2/Vd1−1))
=Vd2×(Vd2/Vd1) ・・・・・・・・・・・・・ (18)
このように上記の各式(16),(18)から明らかなように、倍率αが「2」のときには、線間電圧Vrsは、(Vd2/Vd1)にVd2を乗算することで算出することができる。したがって、上記の線間電圧測定装置1において、測定した2つの差分電圧Vd1,Vd2のうちの高利得時の差分電圧Vd2を低利得時の差分電圧Vd1で除算し、この除算によって算出された算出値(Vd2/Vd1)と、高利得時の差分電圧Vd2とに基づいて線間電圧Vrsを算出する構成を採用することもできる。
また、例えば、上記した線間電圧測定装置1では、フィードバックループの利得を変化させる方式として、線間電圧測定装置1のフィードバックループ内の信号(アナログ信号S5や電圧信号S6など)に対する増幅率を変化させる方式を採用しているが、各検出電極12の電路R,Sに対する有効面積を変化させたり、各検出電極12の電路R,Sに対する結合距離を変化させる方式を採用することもできる。この場合、各検出電極12の電路R,Sに対する有効面積を変化させる構成としては、検出電極12を複数の電極で構成してこの電極の数を変化させる構成や、検出電極12の表面に遮蔽部材を配置してこの遮蔽部材によって覆われる検出電極12の面積(遮蔽面積)を変化させる構成を採用することができる。また、各検出電極12の電路R,Sに対する結合距離を変化させる構成としては、検出電極12をボールねじなどで駆動する構成を採用することができる。また、上記した線間電圧測定装置1では、処理部OPがフィードバックループの利得を自動的に変化させる構成を採用しているが、作業者がフィードバックループの利得を手動で変更する構成とすることもできる。
また、上記した線間電圧測定装置1では、図3〜図6に示すように、第1電気的要素E11〜E14のみをそれぞれ含むようにしてすべての構成単位31〜34を構成しているが、これに限定されるものではなく、同各図に示す容量変化機能体13において、第1〜第4の構成単位31〜34のうちの第1の構成単位31と第4の構成単位34との組、および第2の構成単位32と第3の構成単位33との組のうちの一方の組の各構成単位に含まれている第1電気的要素を、交流信号の通過を許容する第2電気的要素で置き換えて、容量変化機能体を構成することもできる。この場合、第2電気的要素は、コンデンサ、コイル、抵抗および共振体のうちの少なくとも1つを含んで構成される。一例として、図11に示す容量変化機能体13Aは、図3に示す容量変化機能体13における第2の構成単位32および第3の構成単位33の各第1電気的要素E12,E13を第2電気的要素E22,E23(電気的特性の同じコンデンサ62,63)でそれぞれ置き換えて構成された第2の構成単位32Aおよび第3の構成単位33Aを含んで構成されている。なお、コンデンサ62,63に代えて、電気的特性(インダクタンス値)の同じ一対のコイル62a,63aを使用してもよいし、電気的特性(抵抗値)の同じ一対の抵抗62b,63bを使用してもよいし、または電気的特性(周波数−インピーダンス特性)の同じ一対の共振体62c,63cを使用してもよい。この場合、共振体62c,63cについては、駆動信号S2の周波数f1の2倍の周波数(容量変調周波数)f2のときにインピーダンスが最小となり、かつそれ以外の周波数のときに十分に高いインピーダンスとなる電気的特性の共振体を使用する。具体的には、セラミック共振器、水晶振動子、およびコイルとコンデンサとで構成されたLC共振回路(直列共振回路)などの各種共振体を用いることができる。また、この共振体62c,63cについては、直流電流の通過を許容する構成でもよい。
また、図3〜図6に示す容量変化機能体13において、第1〜第4の構成単位31〜34のうちの第1の構成単位31と第2の構成単位32との組、および第3の構成単位33と第4の構成単位34との組のうちの一方の組の各構成単位に含まれている第1電気的要素E1を、直流信号の通過を阻止しつつ交流信号の通過を許容する第3電気的要素で置き換えて、容量変化機能体を構成することもできる。この場合、第3電気的要素は、コンデンサおよび共振体のうちの少なくとも1つを含んで構成される。一例として、図12に示す容量変化機能体13Bは、図3に示す容量変化機能体13における第3の構成単位33および第4の構成単位34の各第1電気的要素E13,E14を第3電気的要素E33,E34(一例として電気的特性の同じコンデンサ63,64)でそれぞれ置き換えて構成された第3の構成単位33Bおよび第4の構成単位34Aを含んで構成されている。なお、コンデンサ63,64に代えて、電気的特性(周波数−インピーダンス特性)の同じ一対の共振体63d,64aを使用してもよい。この場合、共振体63d,64aについては、駆動信号S2の周波数f1の2倍の周波数(容量変調周波数)f2のときにインピーダンスが最小となり、かつそれ以外の周波数のときに十分に高いインピーダンスとなる電気的特性の共振体を使用する。具体的には、セラミック共振器、水晶振動子、およびコイルとコンデンサとで構成されたLC共振回路(直列共振回路)などの各種共振体を用いることができる。また、この共振体63d,64aについては、直流電流の通過を阻止する構成とする。
なお、図11,12に示す容量変化機能体13A,13Bについては、上記の構成に限定されるものではなく、図示はしないが、例えば、第1電気的要素E11,E12,E14を可変容量ダイオードに代えて、一般的なダイオード(シリコンダイオード)で構成してもよいし、またカソード端子同士が接続されて直列接続された一対のダイオード(可変容量ダイオードやシリコンダイオード)で構成することもできる。
また、図5に示す容量変化機能体13では、各構成単位31〜34を一対の第1素子51(具体的には一般的なダイオード)でそれぞれ構成しているが、各構成単位31〜34を構成する一対のダイオードは、アノード端子同士が接続されることにより、互いに逆向きに直列接続されている。すなわち、各構成単位31〜34は、P型半導体とN型半導体とが、N−P−P−Nというように配列されて構成されている。このため、図5に示す容量変化機能体13において各構成単位31〜34を構成する一対の第1素子51(ダイオード)を1つのNPN型バイポーラトランジスタTR1〜TR4で置き換えることにより、各構成単位31〜34に含まれている各第1電気的要素E11〜E14を1つのトランジスタでそれぞれ構成して、図13に示す容量変化機能体13Cを構成することもできる。この容量変化機能体13Cでは、各トランジスタTR1〜TR4が、各々の入力端子(コレクタ端子およびエミッタ端子の一方)および出力端子(コレクタ端子およびエミッタ端子の他方)がそれぞれ接続されて(それぞれ接続点となって)、各構成単位31〜34で構成される環状経路内に配設されている。なお、各トランジスタTR1〜TR4の制御端子(ベース端子)は未接続となる(接続点とはならない)。
また、図5に示す容量変化機能体13では、各接続点A,B,C,Dを挟んで、構成単位31,34、構成単位31,32、構成単位32,33、および構成単位33,34の各第1電気的要素E1に含まれている1つのダイオード同士が互いに隣接している(具体的には、各ダイオード同士が互いに逆向きに直列接続されている)。このように、逆向きに直列接続された一対のダイオードで第1電気的要素E1が構成され、かつ少なくとも2つの隣接する構成単位がこの第1電気的要素E1を含んでいる容量変化機能体13では、この2つの構成単位間の接続点を挟んで、各第1電気的要素E1に含まれている1つのダイオード同士が互いに逆向きに直列接続された構成となる。このため、図14に示すように、破線で囲んだ一対のダイオードを1つのPNP型バイポーラトランジスタTR5〜TR8で置き換えることにより、容量変化機能体13Dを構成することもできる。この場合、各第1電気的要素E1は、1つのトランジスタの一部と、他の1つのトランジスタの一部とで構成されることになる。この容量変化機能体13Dでも、容量変化機能体13Cと同様にして、各トランジスタTR5〜TR8が、各々の入力端子(コレクタ端子およびエミッタ端子の一方)および出力端子(コレクタ端子およびエミッタ端子の他方)がそれぞれ接続されて(それぞれ接続点となって)、各構成単位31〜34で構成される環状経路内に配設されている。他方、各トランジスタTR5〜TR8の制御端子(ベース端子)は、容量変化機能体13Cとは異なり、接続点A,B,C,Dとして使用される。
また、カソード端子同士が接続されて互いに直列に接続された一対のダイオードで各構成単位31〜34の各第1電気的要素E11〜E14が構成されている図6に示す容量変化機能体13についても、図5に示す容量変化機能体13と同様にして、各第1電気的要素E11〜E14を構成する一対のダイオードをPNP型バイポーラトランジスタTR5〜TR8で置き換えることにより、図15に示す容量変化機能体13Eを構成することができ、また、上記した各ダイオードの組(各接続点A,B,C,Dを挟んで隣接する一対のダイオードでそれぞれ構成される4つの組)をNPN型バイポーラトランジスタTR1〜TR4で置き換えることにより、図16に示す容量変化機能体13Fを構成することができる。また、トランジスタとして、バイポーラトランジスタを使用する例について説明しているが、NPN型バイポーラトランジスタに代えて同型のMOSFET(電界効果型トランジスタ)を使用してもよいし、またはPNP型バイポーラトランジスタに代えて同型のMOSFET(電界効果型トランジスタ)を使用してもよいのは勿論である。この場合、MOSFETについては、その入力端子はドレイン端子およびソース端子の一方となり、出力端子はドレイン端子およびソース端子の他方となる。また、図14,16に示す構成においては、制御端子としてのゲート端子が接続点A,B,C,Dとして使用される。このようにトランジスタTR1〜TR4(またはTR5〜TR8)を用いて第1電気的要素E1を構成することにより、より少ない部品点数で、簡易、かつ安価に容量変化機能体13C〜13Fを構成することができる。
また、図17に示す線間電圧測定装置1Aの各電圧測定ユニットVMa,VMbのように、電流検出器15を配設せずに、容量変化機能体13,13A,・・,13F(特に区別しないときには、これらを容量変化機能体13ともいう)の両端間電圧V3をプリアンプ16で検出して検出信号S3としてプローブユニット2A(センサ部)を採用することもできる。ここで、容量変化機能体13の両端間電圧V3とは、容量変化機能体13における検出電極12側の端部(接続点A)と、容量変化機能体13におけるケース11側の端部(接続点C)との間に発生する電圧をいう。この場合、プリアンプ16における一対の入力端子のうちの一方の入力端子は、同図に示すように、コンデンサ17を介して容量変化機能体13における検出電極12側の端部に接続され、他方の入力端子は、容量変化機能体13におけるケース11側の端部に接続されている。なお、この構成以外の構成については、線間電圧測定装置1Aは線間電圧測定装置1と同一のため、同図では、線間電圧測定装置1の各構成要素と同一の構成要素については同一の符号を付して重複する説明を省略する。この線間電圧測定装置1Aにおいても、可変容量回路19の両端間電圧V3への駆動信号S2の影響が排除されるため、この両端間電圧V3に基づいて電圧測定部3が各電路R,Sの電圧Vr,Vsに参照電圧信号S7(V4)を正確に追従させることができる結果、各電路R,Sの線間電圧Vrsを正確に測定することができる。
また、線間電圧測定装置1では、可変容量回路19とケース11との間に電流検出器15を配設しているが、検出電極12と可変容量回路19との間に電流検出器15を配設することもできる。また、線間電圧測定装置1,1Aでは、フィルタ回路22、増幅回路23および検波回路24についてはアナログ信号で作動する回路構成としているが、フィルタ回路22、増幅回路23、検波回路24、極性判定回路25および処理部OPを1つまたは複数のDSP(Digital Signal Processor)で構成することもできる。
また、上記した各容量変化機能体13の各構成単位については、図3〜図6、および図10〜図15に示すように、第1電気的要素E1(一例として互いに逆向きに直列接続された2つのダイオード(図13〜図16の場合には等価的に2つのダイオード))、第2電気的要素E22,E23、および第3電気的要素E33,E34のいずれかで構成した例について説明したが、これに限定されるものではない。例えば、図3に示す第1の構成単位31を例に挙げて、第1電気的要素E11を含む構成単位に関して説明すると、1つの第1電気的要素E11と共にこの第1電気的要素E11以外の構成要素を含んで第1の構成単位31を構成することもできる。具体的には、接続点Aと第1素子41aとの間、接続点Bと第1素子41bとの間の少なくとも1つに、抵抗、コンデンサ、コイルおよび他のダイオードの少なくとも1つを配設することもできる。また、各第1素子41a,41b以外の構成要素を含んで第1電気的要素E1を構成することもできる。具体的には、各第1素子41a,41b間に、抵抗、コンデンサおよびコイルの少なくとも1つを配設して、第1電気的要素E1を構成することもできる。また、第1素子41a,41bの各々、および第1素子41a,41b全体の少なくとも1つに対してコンデンサを並列に接続することもできる。
また、例えば、図11に示す構成単位32Aを例に挙げて、第2電気的要素E22(E23)を含む構成単位に関して説明すると、接続点Bと第2電気的要素E22との間、および接続点Cと第2電気的要素E22との間の少なくとも1つに、抵抗、コンデンサ、およびコイルのうちの少なくとも1つを配設することもできる。また、第2電気的要素E22に対してコンデンサを並列に接続することもできる。また、例えば、図12に示す構成単位33Bを例に挙げて、第3電気的要素E33(E34)を含む構成単位に関して説明すると、接続点Cと第3電気的要素E33との間、および接続点Dと第3電気的要素E33との間の少なくとも1つに、抵抗、コンデンサ、およびコイルの少なくとも1つを配設することもできる。また、第3電気的要素E33に対して他のコンデンサを並列に接続することもできる。
また、可変容量ダイオードも一般的なダイオードも基本的な構成が同じであるため、例えば図3に示す容量変化機能体13において、各第1電気的要素E1を構成する第1素子41a,41bとしての可変容量ダイオードのうちの一方を一般的なダイオードを使用して構成するなど、可変容量ダイオードと一般的なダイオードとを混在して使用することもできる。ただし、可変容量ダイオードと一般的なダイオードとは、逆バイアスが印加されたときの静電容量が異なるため、ブリッジ回路の平衡条件を満足し、かつ接続点A,Cを基準としてその両側に配設されている各構成単位31,32と各構成単位34,33とが線対称となるか、または接続点B,Dを基準としてその両側に配設されている各構成単位31,34と各構成単位32,33とが線対称となるように構成する必要がある。
また、上記した線間電圧測定装置1,1A等では、電流検出器15としてトランスTr2を使用しているが、抵抗や共振体を使用し、これらの両端間電圧を電圧V2としてプリアンプ16に入力する構成を採用することもできる。
また、本発明における可変容量回路は、上記のようにダイオードなどを使用した構成に限定されるものではなく、例えば、従来例として説明した特開平6−242166号公報に開示されている構成、すなわち、圧電音叉と検知電極(本願の検出電極12に相当する電極)を利用した機械式の構成を採用することもできる。さらには、特開平4−305171号公報に開示されている構成、すなわち、検出電極および振動体を備えた構成(図示せず)を利用して構成することもできる。この構成の可変容量回路(可変容量機構)では、振動体によって検出電極(検出電極12とは別の電極)が検出電極12に対して接離動されることにより、その静電容量C1、つまり検出電極と検出電極12との間の静電容量C1が変化する。また、可変容量回路は、特開平7−244103号公報に開示されている構成、すなわち、導体セクターおよび検出電極(検出電極12とは別の電極)を備えた構成(図示せず)を利用して構成することもできる。この構成の可変容量回路(可変容量機構)では、検出電極を検出電極12に対向させて配設すると共にこの両電極間に導体セクターを配置して、この状態において導体セクターが検出電極12から検出電極に達する電気力線に対して遮蔽と開放とを繰り返すことにより、その静電容量C1、つまり検出電極12と検出電極との間の静電容量C1が変化する。さらに、特開平8−181038号公報や特開平9−153436号公報にそれぞれ開示されている可変容量コンデンサ、すなわち、近接して配設した一対の電極の少なくとも一方を弾性変形させることによって両電極間の距離を変化させて静電容量C1を変化させる可変容量コンデンサ(いずれも図示せず)を可変容量回路として用いることもできる。
また、上記した線間電圧測定装置1,1Aでは、差分電圧Vd1,Vd2等から線間電圧Vrsを直接測定(算出)する構成を採用したが、電圧データDva,Dvbに基づいて各電路R,Sの電圧Vr,Vsをまず測定し、測定した電圧Vr,Vsから線間電圧Vrsを算出する構成を採用することもできる。また、処理部OPが本発明における差分検出部を兼ねる構成について上記したが、処理部OPとは別個の回路で構成することもできる。この構成では、処理部OPは本発明における演算制御部としてのみ機能する。
また、上記した線間電圧測定装置1,1A等は、線間電圧測定装置単体として構成しても良いし、電流測定装置への適用や、公知の電流測定装置と組み合わせた電力測定装置への適用など、各種の測定装置への適用が可能である。