JP5372645B2 - インバータ用電源回路 - Google Patents

Description

本発明は、直流の入力電力をコンデンサで平滑してインバータ回路に出力すると共に、インバータからの回生電力を該コンデンサに蓄えるようにしたインバータ用電源回路に係り、特に、比較的安価で実装が容易な回路により、突入電流の抑制、及び回生コンデンサの電圧上昇抑制の動作を確実に行えるようにすることができるインバータ用電源回路に関する。

図１は、従来の一般的なインバータ用電源回路の回路図である。

この図において、外部の三相又は単相の交流電源１０１から供給される交流電力は、整流器１０２により直流に整流される。整流された直流電力は、平滑コンデンサ１０５により脈流が取り除かれて整流され、インバータ１０６に供給される。このインバータ１０６は、供給される直流電力から所定の電圧及び周波数の交流電力を発生させ、モータ１０８を回転させる。

ここで、平滑コンデンサ１０５に蓄積電荷が少ない状態で交流電源１０１から電力供給が開始されると（電源投入）、図中一点鎖線の矢印Ａで示されるように、該平滑コンデンサ１０５への過大な充電電流が交流電源１０１から流れることになる（突入電流）。

このような突入電流を抑制するため、電源投入時には、突入電流抑制回路の電力抵抗により、突入電流を抑え、突入電力の電力を消費させる。例えば、図１のインバータ用電源回路では、入力電流バイパススイッチ１０３及び突入電流抑制抵抗１０４を中心とし、突入電流抑制回路が構成されている。

図１において、このような突入電流を抑制するため、電源投入時には、突入電流抑制抵抗１０４に並列の入力電流バイパススイッチ１０３をオフにする。すると、整流器１０２からの電流は全て突入電流抑制抵抗１０４を流れることになり、該突入電流抑制抵抗１０４の電気抵抗により突入電流は抑制され、電力として消費される。

なお、充電電流が流れて平滑コンデンサ１０５に電荷が蓄積されていくと、該平滑コンデンサ１０５の電圧が上昇していき、このため、該電圧及び整流器１０２出力側電圧との差が漸次縮まり、該充電電流が減少していく。又、この後、インバータ１０６によりモータ１０８を回転させるまでには、上記の入力電流バイパススイッチ１０３はオンにされる。これにより、該入力電流バイパススイッチ１０３によって突入電流抑制抵抗１０４はバイパスされ、インバータ１０６や平滑コンデンサ１０５に、整流器１０２から直接直流電力が供給されるようになる。

次に、モータ１０８の回転の減速や停止に伴って発生する回生電力が、インバータ１０６から平滑コンデンサ１０５に蓄えられる。平滑コンデンサ１０５に蓄積された電荷が増大すると、平滑コンデンサ１０５の電圧が上昇する。ここで、この平滑コンデンサ１０５の電圧は、その定格電圧などの規定範囲に抑える必要がある。

このため、電圧吸収回路によって、平滑コンデンサ１０５に蓄えられた電荷を放電するように電流を流したり、該平滑コンデンサ１０５に流れ込まないように回生電力の電流を迂回させて流したりする（電圧吸収動作）。図１では、電圧吸収スイッチ１２４、電力抵抗１２５、及びサージ吸収ダイオード１２６により、この電圧吸収回路が構成されている。なお、サージ吸収ダイオード１２６は、電圧吸収スイッチ１２４のオン・オフ時に発生するサージ電流を吸収するものである。

図１において、この電圧吸収動作の際には電圧吸収スイッチ１２４をオンにする。すると、二点鎖線の矢印Ｂで図示されるように、平滑コンデンサ１０５の蓄積電荷による電流が電力抵抗１２５に流れて放電され、平滑コンデンサ１０５の電圧は下降する。同時に、この二点鎖線の矢印Ｂで図示されるように、インバータ１０６からの回生電力による電流も電力抵抗１２５に流れ、平滑コンデンサ１０５への充電が抑制される。

ここで、図２は、特許文献１のインバータ用電源回路を示す回路図である。

この図２は、特許文献１の図３を再録したものである。前述の図１のインバータ用電源回路においては突入電流抑制抵抗１０４及び電力抵抗１２５となる、定格電力が大きくなる２つの電力抵抗を、この特許文献１では、１つの電力抵抗１１２に集約することで、部品価格の低減、及び部品実装の容易化を図っている。

このような図２のインバータ用電源回路では、突入電流を抑制するため、電源投入時には、入力電流バイパススイッチ１０３をオフにすると、整流器１０２からの電流は、この図２において一点鎖線の矢印Ａで示されるように流れ、整流器１０２からの電流は全て、突入電流流入ダイオード１１３を経て電力抵抗１１２を流れることになり、該電力抵抗１１２により突入電流は抑制される。ここで、入力電流バイパススイッチ１０３、電力抵抗１１２、及び突入電流流入ダイオード１１３を中心とし、突入電流抑制回路が構成されている。

なお、電源を投入してから平滑コンデンサ１０５の充電電流の減少後、インバータ１０６によりモータ１０８を回転させるまでには、上記の入力電流バイパススイッチ１０３はオンにされる。これにより、該入力電流バイパススイッチ１０３によって突入電流流入ダイオード１１３及び電力抵抗１１２はバイパスされ、インバータ１０６や平滑コンデンサ１０５に整流器１０２から直流電力が直接供給されるようになる。

次に、平滑コンデンサ１０５に蓄積された回生電力による電圧を降下させるために、電圧吸収スイッチ１０９及び電力抵抗１１２によって、電圧吸収回路が構成されている。

電圧吸収の際には、電圧吸収スイッチ１０９をオンにする。すると、図２において二点鎖線の矢印Ｂで図示されるように、平滑コンデンサ１０５の蓄積電荷による電流が電力抵抗１１２に流れて放電され、平滑コンデンサ１０５の電圧は降下される。同時に、この二点鎖線の矢印Ｂで図示されるように、インバータ１０６からの回生電力による電流も電力抵抗１１２に流れ込むようになり、これにより、平滑コンデンサ１０５への充電が抑制される。

ここで、インバータ用電源回路において突入電流を抑制するためには、何らかの回路によって「電源投入」を検出し、この突入電流抑制のためのスイッチング素子の操作を行なう必要がある。例えば、前述の図１のインバータ用電源回路では入力電流バイパススイッチ１０３をオフとし、図２のインバータ用電源回路では入力電流バイパススイッチ１０３をオフとする必要がある。

又、インバータ用電源回路において電圧吸収動作をするためには、何らかの回路によって、回生電力による平滑コンデンサの「蓄積電荷の増大」や、該蓄積電荷の増大による「電圧上昇」を検出し、この電圧吸収動作のためのスイッチング素子の操作を行なう必要がある。例えば、前述の図１のインバータ用電源回路では電圧吸収スイッチ１２４をオンとし、図２のインバータ用電源回路では電圧吸収スイッチ１０９をオンとする必要がある。

例えば、特許文献２では、微分回路のＣＲ時定数の期間により「電源投入」を検出し、抑制すべき突入電流が発生する期間としている。又、この期間において、突入電流を抑制するための電力抵抗をバイパスさせるトランジスタをオフのままとして、突入電流を電力抵抗に流すようにし、突入電流を抑制している。

特開平８−１６８２５０号公報（図３） 特許３５６４６９４号公報（図５）

しかしながら、このような突入電流抑制や電圧吸収動作に関わる検出を行なう回路は、容易には実現できない。

例えば、上述の特許文献２についても、微分回路のＣＲ時定数の期間に、突入電流を抑制するための電力抵抗をバイパスさせるトランジスタをオフのままとし、これ以外のときにはオンとする動作には、以下に述べるとおり安定動作という面で疑問が生じる。なお、この特許文献２では、電圧吸収回路については扱われていない。

この特許文献２では、ＣＲ時定数の微分回路の信号によって、ＭＯＳトランジスタＱ１やＱ２のゲートを制御している。しかしながら、これらトランジスタのソース電位は、ＣＲ時定数の微分回路のグランド電位とは異なり、これら電位間の電圧の過渡変化も配慮した設計をする必要がある。特に、突入電流抑制回路を作用させる時期は、ＭＯＳトランジスタＱ１はＯＦＦの状態であり、Ｃ８，Ｒ５，Ｑ２に電源入力１からの大きな電圧がそのままかかってくるため、Ｃ８の逆向きの充電に対する保護や、Ｒ５の抵抗は大きな抵抗値が必要となり抵抗のワット数も大きな値が求められるほか、モータ駆動における回生電力がＣ１の電圧を急激に上昇させる場合などでは、Ｑ１が一度ＯＦＦした後、再度ＯＮする場合も考えられる。その際、Ｑ１のゲート充電時定数が大きいため、Ｑ１のターンオン時間にも配慮する必要がある。

あるいは、電源入力１が瞬断された場合にも注意が必要であり、あらゆる過渡変化に対して備えた設計が求められる。

次に、前述したように、特許文献１では、定格電力が大きくなる傾向の２つの電力抵抗を、１つの電力抵抗１１２に集約し、部品価格の低減、及び部品実装の容易化を図っている点で優れている。しかしながら、この電力抵抗１１２が実際に利用されている期間は、突入電流を抑制する電源投入時の初期と、電圧吸収動作をさせている期間のみであり、このように利用期間は短く、電力抵抗１１２が十分に活用されているとは言えない。

又、この特許文献１では、入力電流バイパススイッチ１０３や電圧吸収スイッチ１０９を、どのような回路によってオン・オフするか開示されていない。更に、電圧吸収スイッチ１０９のソース電位は整流器１０２のマイナスから電位が浮いた状態にあるので、該電圧吸収スイッチ１０９のゲートに信号を与える回路は、このような回路状態を配慮する必要がある。

なお、図１のインバータ用電源回路においても、入力電流バイパススイッチ１０３や電圧吸収スイッチ１２４に関し、同様にオン・オフについて開示されていない。

本発明は、前記従来の問題点を解決するためのもので、比較的安価で実装が容易な回路により、突入電流の抑制、及び回生コンデンサの電圧上昇抑制の動作を確実に行うことができるインバータ用電源回路を提供することを課題とする。

本発明は、直流入力電力をコンデンサで平滑してインバータ回路に出力すると共に、インバータからの回生電力を該コンデンサに蓄えるようにしたインバータ用電源回路において、該コンデンサの蓄積電荷が少ない状態で前記直流入力電力を投入した時に生じる突入電流を抑制するための電力抵抗と、回生電力による該コンデンサへの充電による電圧上昇を抑制するために、該コンデンサの蓄積電荷を放出するための電力抵抗と、プラス及びマイナスのいずれの電位も、前記直流入力電力のプラス及びマイナスとは異なる第１次内部電源を、該直流入力電力から発生させて供給するブートストラップ電源回路に用いる、該第１次内部電源の出力電圧を安定させるための電力抵抗との、これら３つの電力抵抗それぞれの少なくとも一部抵抗を、１つの共用電力抵抗で共用化すると共に、該共用電力抵抗の両端子の一方が、前記直流入力電力のマイナスに接続されていることにより、前記課題を解決したものである。

ここで、プラス及びマイナスのいずれの電位も、前記直流入力電力のプラス及びマイナスとは異なる電源であって、且つ、前記ブートストラップ電源回路の前記第１次内部電源のプラス及びマイナスとは異なる第２次内部電源を、該ブートストラップ電源回路が供給する電源から発生させて供給する第２次ブートストラップ電源回路を備えることができる。

本発明によれば、突入電流抑制回路、及び電圧吸収回路に共用される電力抵抗を、更に、ブートストラップ電源回路において出力電圧を安定させるための電力抵抗にも共用することができ、このようにして、電力抵抗の効果的な利用を図ることができる。又、突入電流抑制回路、及び電圧吸収回路のスイッチング素子を動作させる信号は、このブートストラップ電源回路を用いて生成することができる。従って、比較的安価で実装が容易な回路により、突入電流抑制や電圧吸収動作を確実に行えるようにすることができる。

ブートストラップ電源回路から供給される直流電力のプラス及びマイナスは、該ブートストラップ電源回路に供給する入力側の直流電力のプラス及びマイナスとは異なり、浮いた電位となっているので、パワー素子駆動電圧の容易な生成、パワー素子としての選択肢の拡大が可能であり、例えば、安価なＮチャンネル型パワー素子を使用することも可能である。例えば、比較的安価で選択肢が豊富なＮチャンネルのＩＧＢＴや、ＭＯＳＦＥＴを採用することもできる。

従来の一般的なインバータ用電源回路の回路図 特許文献１のインバータ用電源回路を示す回路図 本発明が適用された第１実施形態のインバータ用電源回路を含む回路図 本発明が適用された第２実施形態のインバータ用電源回路を含む回路図 上記第２実施形態の動作を示すタイムチャート 上記タイムチャートの要部を拡大したタイムチャート 本発明が適用された第３実施形態のインバータ用電源回路を含む回路図 本発明が適用された第４実施形態のインバータ用電源回路を含む第１の回路図 上記第４実施形態のインバータ用電源回路を含む第２の回路図

図３は、本発明が適用された第１実施形態のインバータ用電源回路を含む回路図である。

本実施形態のインバータ用電源回路は、外部の三相又は単相の交流電源１０１から供給される交流電力を直流へと整流する整流器１０２と、整流された直流電力の脈流を取り除く平滑コンデンサ１０５と、突入電流抑制回路と、電圧吸収回路と、を備える。該平滑コンデンサ１０５は、インバータからの回生電力の電荷の蓄積にも用いられる。

更に、該電圧吸収回路その他に直流電源を供給する制御電源１１４及び制御電圧平滑コンデンサ１１５と、該制御電源１１４を電源としてブートストラップ電源回路（チャージポンプ回路）を構成し、突入電流抑制回路に直流電源を供給するブートストラップダイオード１１７及び制御電圧平滑コンデンサ１１８と、を備える。

上記の突入電流抑制回路は、ダイオードが並列接続されたトランジスタである入力電流バイパススイッチ１０３と、制御部１１６と、突入電流流入ダイオード１１３と、電力抵抗１１２と、によって構成される。該制御部１１６は、点Ａ及び点Ｂの間の電圧、又は点Ｃ及び点Ｄの間の電圧を監視し、電源投入後の突入電流の減少を検出する。又、該制御部１１６は、突入電流減少に伴って監視する電圧が予め設定した電圧以上になった場合にＨ状態を出力する。このＨ状態の出力によって入力電流バイパススイッチ１０３がオンになる。

電圧吸収回路は、電圧吸収動作を行う際にオンとなるトランジスタである電圧吸収スイッチ１０９と、制御部１１９と、電力抵抗１１２と、によって構成されている。該制御部１１９は、点Ａ及び点Ｂの間の電圧、又は点Ｃ及び点Ｄの間の電圧を監視し、これにより、平滑コンデンサ１０５に回生電力の電荷が蓄えられて電圧が上昇して、電圧吸収動作を行うべき設定値以上となったか否か判定する。又、該制御部１１９は、電圧吸収動作を行うべきと判定するとＨ状態を出力して電圧吸収スイッチ１０９をオンにする。

以上のような本実施形態において、又後述の第２〜第４の実施形態においても、突入電流抑制回路、電圧吸収回路、及びブートストラップ電源回路の３つの回路において、電力抵抗１１２が共用されている。

ここで、ブートストラップ電源回路の出力電圧を安定させるための電力抵抗は、ブートストラップ電流（該ブートストラップ電源回路からの電源供給の出力電流）が流れても電圧降下が無視できるような抵抗値である必要があり、およそ１００〔Ω〕以下の値である必要がある。又、この電力抵抗は、定格電力が大きくなる傾向があるので、他の回路と共用することで、部品価格を抑えたり部品実装スペースを抑えたりすることができる。

このような本実施形態において、まず突入電流を抑制するため、電源投入時には入力電流バイパススイッチ１０３をオフにする。すると、整流器１０２からの電流は全て電力抵抗１１２を流れることになり、該電力抵抗１１２により突入電流は抑制される。本実施形態では、該入力電流バイパススイッチ１０３、電力抵抗１１２、及び突入電流流入ダイオード１１３を中心とし、突入電流抑制回路が構成されている。

なお、電源投入してから平滑コンデンサ１０５の充電電流の減少後、インバータ１０６によりモータ１０８を回転させるまでには、上記の入力電流バイパススイッチ１０３はオンにされる。これにより、該入力電流バイパススイッチ１０３によって、突入電流流入ダイオード１１３及び電力抵抗１１２はバイパスされ、インバータ１０６や平滑コンデンサ１０５に整流器１０２から直流電力が直接供給されるようになる。

次に、本実施形態において、電圧吸収動作を行なうために、電圧吸収スイッチ１０９及び電力抵抗１１２によって、電圧吸収回路が構成されている。なお、本実施形態では平滑コンデンサ１０５において、インバータ１０６からの回生電力の電荷が蓄積される。

この電圧吸収動作の際には、電圧吸収スイッチ１０９をオンにする。すると、図３において二点鎖線の矢印Ｂで図示されるように、平滑コンデンサ１０５の蓄積電荷による電流が電力抵抗１１２に流れて放電され、平滑コンデンサ１０５の電圧は下降する。同時に、この二点鎖線の矢印Ｂで図示されるように、インバータ１０６からの回生電力による電流も電力抵抗１１２に流れ、平滑コンデンサ１０５への充電が抑制される。

ここで、入力電流バイパススイッチ１０３及び電圧吸収スイッチ１０９は、ソース電位が平滑コンデンサ１０５のマイナス側の電位と異なっている。従って、これらのゲートに与える信号を生成する回路においては、この点を配慮する必要がある。

このため、本実施形態では、図中点Ｂを基準とし、プラス１５ボルトの直流電圧を発生させるための、直流安定化電源を用いる制御電源１１４を備える。又、図中破線の矢印Ｃで示されるように、該制御電源１１４から制御電圧平滑コンデンサ１１５に電流が流れ、これにより、該制御電圧平滑コンデンサ１１５は該制御電源１１４から供給される直流電源の脈流を抑制する。この制御電圧平滑コンデンサ１１５では、図示されるように、電圧Ｖ１（＝１５ｖ）となる。

次に、制御電圧平滑コンデンサ１１８には、ブートストラップダイオード１１７を介して上記の制御電源１１４から直流電力が供給される。この電源供給では、図中破線の矢印Ｄで示されるように、制御電源１１４の出力Ｕ端子、ブートストラップダイオード１１７、制御電圧平滑コンデンサ１１８、電力抵抗１１２、制御電源１１４のマイナス端子の順に電流が流れる。従って、制御電圧平滑コンデンサ１１８は、図示されるように電圧Ｖ２となる。

これら電圧Ｖ１の電源、及び電圧Ｖ２の電源は、制御部１１６及び制御部１１９に供給される。これら制御部１１６及び制御部１１９は、それぞれ入力電流バイパススイッチ１０３及び電圧吸収スイッチ１０９をオン・オフする信号を生成するものである。

ここで、このブートストラップ電源回路の制御電圧平滑コンデンサ１１８には、該制御電圧平滑コンデンサ１１８から電力抵抗１１２に流れる電流で充電されることになる。この電流は、突入電流抑制回路や電圧吸収回路が動作していない遊休期間に多くなる。従って、これら突入電流抑制回路や電圧吸収回路と共に、このブートストラップ電源回路において、この電力抵抗１１２が効果的に利用されることになる。又、電力抵抗１１２は、通常、数Ω〜数十Ωとされ、従って、制御電圧平滑コンデンサ１１８を充電するためには十分に小さな値である。

又、制御電圧平滑コンデンサ１１８の負荷は、制御部１１９及び電圧吸収スイッチ１０９となる。又、電圧吸収動作が働くのは、例えば１０ｍｓ程度のごく短い期間であり、制御電圧平滑コンデンサ１１８の負荷としては小さくなる。該制御電圧平滑コンデンサ１１８の負荷電流は、例えば数ｍＡ〜数十ｍＡ程度である。

但し、制御電圧平滑コンデンサ１１８の電荷は、電圧吸収動作が長引くほど放電されていくため、例えば１００ｍｓ以上連続するような場合は、電圧吸収スイッチ１０９をオフにするなどの保護機能を持たせることが好ましい。又、このような保護機能は、必要に応じて制御部１１９において実現することができる。

なお、本実施形態では、プラス１５ボルトの直流電源として制御電源１１４を備え、この点でコスト負担が生じる。しかしながら、該制御電源１１４は、本実施形態のインバータ用電源回路が実装される基板を冷却するファンモータに用いたり、コネクタを介して他の周辺回路に用いたりして有効活用することができる。後述する第４実施形態では、該制御電源１１４から、インバータ１０６の内部の電力トランジスタ制御部１４４にも電源を供給している。

ここで、本実施形態では、電力抵抗１１２を、突入電流抑制回路、電圧吸収回路、及びブートストラップ電源回路の３つの回路において共用しているため、その抵抗値は、これら回路において最小公倍数的に決定される。このため、電力抵抗１１２の抵抗値を、突入電流抑制回路、及びブートストラップ電源回路での動作に好ましい値とすると、この電力抵抗１１２の抵抗値が、電圧吸収回路における値として小さい場合も考えられる。あるいは、電圧吸収回路における値として大きい場合も考えられる。

電圧吸収回路における値として小さい場合、以下に述べる第２実施形態により、電圧吸収回路として不足する電力抵抗の抵抗値を補い、電圧吸収動作を抑えることができる。又、以下に述べる第３実施形態や第４実施形態によれば、反対に、電圧吸収回路として電力抵抗の抵抗値が大きすぎる場合には該余剰分を解消するように電圧吸収動作を向上させることができる。

図４は、本発明が適用された第２実施形態のインバータ用電源回路を含む回路図である。

本実施形態は、前述した第１実施形態に対して、電圧吸収回路の一部として、電力抵抗１２０及びサージ吸収ダイオード１２７を追加したものである。

ここで、電力抵抗１１２を、突入電流抑制回路、電圧吸収回路、及びブートストラップ電源回路の３つの回路において共用すると、電力抵抗１１２の抵抗値が、電圧吸収回路における値として小さい場合も考えられる。この場合、本実施形態では、抵抗値の不足分を電力抵抗１２０によって補うことができる。電力抵抗１２０を備える場合には、これによって、電圧降下の際に電力抵抗１１２に生じる発熱（電力消費）を該電力抵抗１２０に分散することができる。

次に、図５は、本実施形態の動作を示すタイムチャートであり、図６は、この要部を拡大したタイムチャートである。

これらの図において、上段は入力電流バイパススイッチ１０３に流れる電流であり、下段は平滑コンデンサ１０５の両端の電圧である。又、図６全体は、図５の区間Ｔの部分を拡大したものである。

又、図６において、期間ｔ１〜ｔ５は、それぞれ、モータ加速期間、モータ定速期間、モータ減速期間、モータ減速（電圧吸収動作あり）期間、モータ停止期間である。これら
期間ｔ１〜ｔ５は、モータの回転が停止状態から加速して定速状態となり、この後、減速して再び停止状態になるまでの１サイクルの運転に相当する。

図６の区間ｔ４の電圧吸収動作期間には、入力電流バイパススイッチ１０３に、負の電流が流れている。これは、入力電流バイパススイッチ１０３に並列のダイオードの順方向に流れていることを示している。このため、入力電流バイパススイッチ１０３は、電圧吸収時には、エミッタ（ソース）からコレクタ（ドレイン）方向に電流を流すことができる必要がある。この入力電流バイパススイッチ１０３に、ダイオード内蔵のＩＧＢＴ、逆方向に導通することができるＭＯＳＦＥＴなどを使用すると、これに並列のダイオードの外付けを省くことができるので好ましい。

次に、図７は、本発明が適用された第３実施形態のインバータ用電源回路を含む回路図である。

図示されるように、本実施形態は、前述の図３の第１実施形態に、電力抵抗１６１と、電圧吸収電流流入ダイオード１６２とを追加したものであり、前述の図４の第２実施形態とは逆に、電圧吸収動作を向上させるものである。即ち、前述の第１実施形態や第２実施形態において、電圧吸収回路による電圧吸収の能力が不足する場合、本実施形態は、これら電力抵抗１６１及び電圧吸収電流流入ダイオード１６２を追加するだけで、電圧吸収能力を増強することが可能である。

電圧吸収動作の際には、電圧吸収スイッチ１０９をオンにする。すると、図７において二点鎖線の矢印Ｂで図示されるように、平滑コンデンサ１０５の蓄積電荷による電流が、第１実施形態及び第２実施形態と同様の電力抵抗１１２に加えて、電力抵抗１６１に流れて放電され、平滑コンデンサ１０５の電圧は下降する。同時に、この二点鎖線の矢印Ｂで図示されるように、インバータ１０６からの回生電力による電流も、電力抵抗１１２に加えて、電力抵抗１６１に流れ、平滑コンデンサ１０５への充電が抑制される。

又、本実施形態において、電圧吸収電流流入ダイオード１６２を追加することで、突入電流抑制時には、この突入電流が電力抵抗１６１に流れないようにすることができ、二点鎖線の矢印Ａの電流値に影響を与えないようにすることができる。

更に、追加された電力抵抗１６１は、ブートストラップ電源回路の制御電圧平滑コンデンサ１１８を充電する電流を流す経路ともなり、該ブートストラップ電源回路の電圧安定度を向上することができる。即ち、該制御電圧平滑コンデンサ１１８への充電は、該制御電圧平滑コンデンサ１１８から電圧吸収電流流入ダイオード１６２及び電力抵抗１１２を通る充電経路と、該制御電圧平滑コンデンサ１１８から電力抵抗１６１を通る充電経路との、２つの充電経路により行なうことが可能となるため、該電力抵抗１６１を追加することで、これから供給する電圧がより安定したブートストラップ電源回路を実現できる。

続いて、図８及び図９は、本発明が適用された第４実施形態のインバータ用電源回路を含む回路図である。

図８は回路の左側、図９は右側となり、これら図８及び図９は、作図の都合上２つに分割したものである。なお、これら図８及び図９において、制御電圧平滑コンデンサ１２２、制御部１２３、電圧吸収スイッチ１２４、電力抵抗１２５、及びサージ吸収ダイオード１２６、電流制限抵抗１２９は、これら２つの図の接続が判りやすいよう重複して図示されている。

本実施形態は、前述した第２実施形態に対して、電圧吸収回路において一部回路が追加されている。この追加回路には、該第２実施形態又第１実施形態のものとは別のブートストラップ電源回路が含まれる。又、本実施形態では、この追加されたブートストラップ電源回路から、インバータ１０６に対しても電源が供給されている。更に、該インバータ１０６内部においても、３つのブートストラップ電源回路が構成されている。

まず、本実施形態において電圧吸収回路の一部に追加された回路について説明する。

本実施形態の電圧吸収回路には、電圧吸収スイッチ１２４、電力抵抗１２５、サージ吸収ダイオード１２６が追加され、更に、該電圧吸収スイッチ１２４のゲートに信号を与える制御部１２３、又該制御部１２３に直流電源を供給するためのブートストラップ電源回路を構成するブートストラップダイオード１２１及び制御電圧平滑コンデンサ１２２、更には、ブートストラップ電源回路から供給される電源の電圧を安定化させる電流制限抵抗１２９が追加される。

電流制限抵抗１２９は、平滑コンデンサ１０５に回生電力の電荷が蓄えられて電圧が上昇し、点Ｃ−Ｄ間の電位差や、点Ａ−Ｂ間の電位差が急激に変化する場合に、制御電圧平滑コンデンサ１１５の電圧と制御電圧平滑コンデンサ１２２の電圧を安定化させ、よって、これら制御電圧平滑コンデンサ１１５や制御電圧平滑コンデンサ１２２から供給される電源の電圧を安定化させる。

該制御部１２３は、点Ａ及び点Ｂの間の電圧、又は点Ｃ及び点Ｄの間の電圧を監視し、平滑コンデンサ１０５に回生電力の電荷が蓄えられて電圧が上昇して、電圧吸収動作を行うべき設定値以上となったか否か判定し、電圧吸収動作を行うべきと判定するとＨ状態を出力して電圧吸収スイッチ１２４をオンにする。すると、図８及び図９において二点鎖線の矢印Ｂ’で図示されるように、平滑コンデンサ１０５の蓄積電荷による電流が電力抵抗１２５に流れて放電され、平滑コンデンサ１０５の電圧は下降する。同時に、この二点鎖線の矢印Ｂ’で図示されるように、インバータ１０６からの回生電力による電流も電力抵抗１２５に流れ、平滑コンデンサ１０５への充電が抑制される。

前述の第１実施形態や第２実施形態において、電圧吸収回路による電圧吸収の能力が不足する場合、本実施形態のように更に、電力抵抗１２５に回生電力の電流を流す上記の回路を電圧吸収回路に追加する。電圧吸収スイッチ１０９がオンになる時に電圧吸収スイッチ１２４もオンとすると、平滑コンデンサ１０５やインバータ１０６に対して、電力抵抗１１２に電力抵抗１２５を並列にして動作させることができ、これら電力抵抗１１２及び電力抵抗１２５により、平滑コンデンサ１０５に蓄えられた電荷やインバータ１０６からの回生電力を吸収することができ、電圧吸収時の電流量を増加させる役割を果たすことができる。

ここで、本実施形態において、制御部１１６などは、制御電圧平滑コンデンサ１１５を用い、点Ｂが基準電位となっている。これに対して、電圧吸収スイッチ１２４のゲートに対して信号を出力する制御部１２３は、平滑コンデンサ１０５のマイナス側の点Ｄを基準電位とする必要があり、このための制御電源が必要になる。

従って、この制御電源を、ブートストラップダイオード１２１及び制御電圧平滑コンデンサ１２２を用いたブートストラップ電源回路によって供給するようにしている。このブートストラップ電源回路では、図中破線の矢印Ｅで示されるように、ブートストラップダイオード１２１、電流制限抵抗１２９、制御電圧平滑コンデンサ１２２、入力電流バイパススイッチ１０３の順方向で一巡する回路によって制御電圧平滑コンデンサ１２２を充電することで、電圧Ｖ３として図示されるように、浮き電位の点Ｄに対する制御電源を、制御電圧平滑コンデンサ１２２の両端に得るようにしている。

ここで、入力電流バイパススイッチ１０３は、突入電流抑制時以外は、常時オンとする。又、外来サージ等によって入力側から過電流が流れた場合等には、制御部１１６によって入力電流バイパススイッチ１０３を遮断されることも考えられる。該入力電流バイパススイッチ１０３は上述のブートストラップ電源回路にも介在することになり、従って、これがオフになると制御電圧平滑コンデンサ１２２への充電が妨げられるが、短時間であるので問題にはならない。但し、保護として必要があれば、制御部１１６、制御部１１９、及び制御部１２３のそれぞれに、低電圧保護機能を持たせるようにしてもよい。

ここで、本実施形態の電圧吸収スイッチ１２４、電力抵抗１２５、及びサージ吸収ダイオード１２６は、ブレーキ用としてインバータ用のパワーモジュールによく内蔵されているトランジスタや電力抵抗やサージ吸収ダイオードを用いることもできる。これらに対して、ブートストラップダイオード１２１、制御電圧平滑コンデンサ１２２、及び制御部１２３を追加すれば、比較的簡単に電圧吸収回路を構成することができる。

次に、本実施形態では、ブートストラップダイオード１２１及び制御電圧平滑コンデンサ１２２を用いた、電圧吸収回路に追加された前述のブートストラップ電源回路から、インバータ１０６内において、制御部１４５を備える６つの電力トランジスタ制御部１４４ａ〜１４４ｆに対しても電源が供給されている。

ここで、これら電力トランジスタ制御部１４４ａ〜１４４ｆの内、３つの電力トランジスタ制御部１４４ｄ〜１４４ｆ（下側３相アーム分）は、それぞれ電力トランジスタ１５０ｄ〜１５０ｆ（下側３相アーム分）のゲートに入力する信号を出力するものであるが、これら電力トランジスタ１５０ｄ〜１５０ｆのソースは、前述の制御電圧平滑コンデンサ１２２のマイナス端子と同電位である。従って、これら３つの電力トランジスタ制御部１４４ｄ〜１４４ｆには、該制御電圧平滑コンデンサ１２２を用いた前述のブートストラップ電源回路から直接電源を供給する。

これに対して、電力トランジスタ制御部１４４ａ〜１４４ｆの内、残りの３つの電力トランジスタ制御部１４４ａ〜１４４ｃ（上側３相アーム分）は、それぞれ電力トランジスタ１５０ａ〜１５０ｃ（上側３相アーム分）のゲートに入力する信号を出力するものであり、これら電力トランジスタ１５０ａ〜１５０ｃのソースは、互いに電位が異なり、更に、前述の制御電圧平滑コンデンサ１２２のマイナス端子とも電位が異なる。従って、これら３つの電力トランジスタ制御部１４４ａ〜１４４ｃには、それぞれに１つのブートストラップ電源回路を設けて電源を供給し、これにより個別に電源の基準電位（マイナス側電位）を設定する。

即ち、図９に示すように、３つの電力トランジスタ制御部１４４ａ〜１４４ｃそれぞれに対して、ブートストラップダイオード１４０ａ〜１４０ｃ及び制御電圧平滑コンデンサ１４２ａ〜１４２ｃを用いた、個別のブートストラップ電源回路を設けて電源を供給する。このように本実施形態では、該インバータ１０６内部においても、３つの互いに独立したブートストラップ電源回路が構成されている。例えば、ブートストラップダイオード１４０ａ及び制御電圧平滑コンデンサ１４２ａを用いたブートストラップ電源回路からは、図９に示すように、電圧Ｖ４ａの電源を供給することができる。又、これら３つのブートストラップ電源回路には、制御電圧平滑コンデンサ１２２を用いた前述のブートストラップ電源回路から電源を供給する。

ここで、本実施形態では、３相のモータ１０８の各相に対応して、２つずつ電力トランジスタ１５０が設けられている。又、電力トランジスタ１５０それぞれに対して電力トランジスタ制御部１４４が設けられている。インバータ１０６では、これら電力トランジスタ制御部１４４により電力トランジスタ１５０に流れる電流を制御し、モータ１０８に供給する交流電力の電圧及び周波数を制御する。

又、このように、各相に対応する電力トランジスタ１５０を制御する各電力トランジスタ制御部１４４が、ブートストラップ電源回路からの電源で動作するため、これら電力トランジスタ１５０のゲート駆動用の浮き電位を生成し易く、設計の自由度を向上することができる。

１０１…交流電源
１０２…整流器
１０３…入力電流バイパススイッチ
１０４…突入電流抑制抵抗
１０５…平滑コンデンサ
１０６…インバータ
１０８…モータ
１０９、１２４…電圧吸収スイッチ
１１２、１２５、１６１…電力抵抗
１１３…突入電流流入ダイオード
１１４…制御電源
１１５、１１８、１２２、１４２…制御電圧平滑コンデンサ
１１６、１１９、１２３、１４５…制御部
１１７、１２１、１４０…ブートストラップダイオード
１２９…電流制限抵抗
１４４…電力トランジスタ制御部
１５０…電力トランジスタ
１６２…電圧吸収電流流入ダイオード

Claims (2)

1. 直流入力電力をコンデンサで平滑してインバータ回路に出力すると共に、インバータからの回生電力を該コンデンサに蓄えるようにしたインバータ用電源回路において、
   該コンデンサの蓄積電荷が少ない状態で前記直流入力電力を投入した時に生じる突入電流を抑制するための電力抵抗と、
   回生電力による該コンデンサへの充電による電圧上昇を抑制するために、該コンデンサの蓄積電荷を放出するための電力抵抗と、
   プラス及びマイナスのいずれの電位も、前記直流入力電力のプラス及びマイナスとは異なる第１次内部電源を、該直流入力電力から発生させて供給するブートストラップ電源回路に用いる、該第１次内部電源の出力電圧を安定させるための電力抵抗との、
   これら３つの電力抵抗それぞれの少なくとも一部抵抗を、１つの共用電力抵抗で共用化すると共に、
   該共用電力抵抗の両端子の一方が、前記直流入力電力のマイナスに接続されていることを特徴とするインバータ用電源回路。
2. 請求項１に記載のインバータ用電源回路において、
   プラス及びマイナスのいずれの電位も、前記直流入力電力のプラス及びマイナスとは異なる電源であって、且つ、前記ブートストラップ電源回路の前記第１次内部電源のプラス及びマイナスとは異なる第２次内部電源を、該ブートストラップ電源回路が供給する電源から発生させて供給する第２次ブートストラップ電源回路を備えたことを特徴とするインバータ用電源回路。

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