JP5353304B2 - Signal demodulating device and signal demodulating method - Google Patents

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Description

本発明は信号復調装置及び信号復調方法に関し、特にマルチキャリア変調信号を復調する信号復調装置及び信号復調方法に関する。   The present invention relates to a signal demodulating device and a signal demodulating method, and more particularly to a signal demodulating device and a signal demodulating method for demodulating a multicarrier modulation signal.

信号復調装置において、受信した周波数領域の信号を時間領域の信号に変換し、時間領域においてチャネル推定、雑音電力推定を行う手法が知られている（特許文献１、非特許文献１参照）。
図５は背景技術にかかる信号復調装置を説明するための図である。図５に示す信号復調装置は、サイクリックプレフィックス除去部（ＣＰ除去部）１０１と、離散フーリエ変換部（ＤＦＴ部）１０２と、参照信号生成部１０３と、参照信号相関処理部１０４と、を有する。更に、ポイント数拡大処理部１０６と、離散逆フーリエ変換部（ＩＤＦＴ部）１０７と、雑音推定部１０８と、時間領域チャネル推定部１０９と、ＤＦＴ部１１０と、等化重み計算部１１１と、チャネル等化部１１２を有する。 In a signal demodulating device, a method of converting a received frequency domain signal into a time domain signal and performing channel estimation and noise power estimation in the time domain is known (see Patent Document 1 and Non-Patent Document 1).
FIG. 5 is a diagram for explaining a signal demodulator according to the background art. The signal demodulating apparatus shown in FIG. 5 includes a cyclic prefix removing unit (CP removing unit) 101, a discrete Fourier transform unit (DFT unit) 102, a reference signal generating unit 103, and a reference signal correlation processing unit 104. . Further, the point number enlargement processing unit 106, discrete inverse Fourier transform unit (IDFT unit) 107, noise estimation unit 108, time domain channel estimation unit 109, DFT unit 110, equalization weight calculation unit 111, channel An equalization unit 112 is included.

図５に示す信号復調装置のチャネル推定、雑音推定処理は次の通りである。
まず、ＣＰ除去部１０１において受信信号であるマルチキャリア信号からサイクリックプレフィックスに相当する部分の信号を除去する。ＤＦＴ部１０２は、ＣＰ除去部１０１でＣＰを除去した受信信号を入力し、離散フーリエ変換を行い周波数領域に変換した受信信号を出力する。参照信号相関処理部１０４は、周波数領域の受信信号から既知の参照信号を含む受信信号成分を取り出し、参照信号生成部１０３で生成した参照信号との乗算を行う。 The channel estimation and noise estimation processing of the signal demodulator shown in FIG. 5 is as follows.
First, CP removing section 101 removes a signal corresponding to a cyclic prefix from a multicarrier signal that is a received signal. The DFT unit 102 receives the reception signal from which the CP has been removed by the CP removal unit 101, and outputs the reception signal that has been subjected to discrete Fourier transform and converted to the frequency domain. The reference signal correlation processing unit 104 extracts a received signal component including a known reference signal from the frequency domain received signal, and performs multiplication with the reference signal generated by the reference signal generating unit 103.

ポイント数拡大処理部１０６は、参照信号相関処理部１０４からの出力サンプルの両端に仮想的なサブキャリア成分を付加する。ＩＤＦＴ部１０７は、ポイント数拡大処理部１０６から出力された信号を時間領域の信号に変換する。帯域内全体に渡って良好なチャネル推定精度を得るためには、ポイント数拡大処理部１０６において出力サンプルの両端を滑らかに拡大する必要がある。これは、チャネル推定精度を向上するために必要な処理である。
雑音推定部１０８は、このようにして得られた時間領域の信号のうちチャネル応答窓外のサンプルから雑音レベルを推定する。時間領域チャネル推定部１０９は、チャネル応答窓を適用することで雑音パス除去を行い、チャネル推定値を得る。ＤＦＴ部１１０は、時間領域チャネル推定部１０９からの信号を離散フーリエ変換し、周波数領域の信号に変換する。等化重み計算部１１１は、ＤＦＴ部１１０から出力された周波数領域のチャネル推定値と雑音電力推定値を入力し、等化重みを計算する。チャネル等化部１１２は、等化重み計算部からの出力とＤＦＴ部１０２からの出力を入力し等化処理を行い、復調信号を出力する。 The point number enlargement processing unit 106 adds virtual subcarrier components to both ends of the output samples from the reference signal correlation processing unit 104. The IDFT unit 107 converts the signal output from the point number enlargement processing unit 106 into a time domain signal. In order to obtain good channel estimation accuracy over the entire band, it is necessary to smoothly expand both ends of the output samples in the point number expansion processing unit 106. This is a process necessary to improve channel estimation accuracy.
The noise estimation unit 108 estimates the noise level from the samples outside the channel response window among the time domain signals thus obtained. The time-domain channel estimation unit 109 performs channel removal by applying a channel response window to obtain a channel estimation value. The DFT unit 110 performs a discrete Fourier transform on the signal from the time domain channel estimation unit 109 and converts the signal into a frequency domain signal. The equalization weight calculation unit 111 receives the frequency domain channel estimation value and the noise power estimation value output from the DFT unit 110 and calculates an equalization weight. The channel equalization unit 112 receives the output from the equalization weight calculation unit and the output from the DFT unit 102, performs equalization processing, and outputs a demodulated signal.

特開２００８−２８５１５号公報JP 2008-28515 A

X. Hou, et.al, "LOW-COMPLEXITY ENHANCED DFT-BASED CHANNEL ESTIMATION FOR OFDM SYSTEMS WITH VIRTUAL SUBCARRIERS" The 18th Annual IEEE International Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications (PIMRC'07), Sept., 2007X. Hou, et.al, "LOW-COMPLEXITY ENHANCED DFT-BASED CHANNEL ESTIMATION FOR OFDM SYSTEMS WITH VIRTUAL SUBCARRIERS" The 18th Annual IEEE International Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications (PIMRC'07), Sept., 2007

しかしながら、図５に示す信号復調装置のポイント数拡大処理部１０６において、出力サンプルの両端を滑らかに拡大すると、両端のサンプルに含まれる雑音成分が仮想的なサブキャリア成分にも含まれることになる。そして、このような信号をＩＤＦＴ部１０７で時間領域に変換すると、時間領域変換後のサンプル列の特定位置に強調された雑音成分が現れることになる。したがって、時間領域での特定サンプル位置における雑音強調が存在するため、雑音電力推定精度が劣化するという問題が生じる。   However, in the point number expansion processing unit 106 of the signal demodulator shown in FIG. 5, when both ends of the output sample are smoothly expanded, the noise component included in the samples at both ends is also included in the virtual subcarrier component. . When such a signal is converted into the time domain by the IDFT unit 107, an emphasized noise component appears at a specific position in the sample sequence after the time domain conversion. Therefore, there is a problem that noise power estimation accuracy deteriorates because noise enhancement exists at a specific sample position in the time domain.

本発明の目的は、雑音電力推定精度を向上することができる信号復調装置及び信号復調方法を提供することである。   An object of the present invention is to provide a signal demodulating apparatus and a signal demodulating method capable of improving noise power estimation accuracy.

本発明にかかる信号復調装置は、受信信号を離散フーリエ変換処理することで周波数領域のサブキャリア成分を生成するサブキャリア成分生成部と、
参照信号に基づき時間領域において前記サブキャリア成分生成部の出力に対して等化重みを計算すると共に、前記時間領域への変換を行う前の前記周波数領域のサブキャリア成分を位相シフトし、前記時間領域での雑音推定位置を変化させる等化重み推定部と、
前記サブキャリア成分生成部の出力と前記等化重み推定部の出力とに基づき復調信号を生成するチャネル等化部と、を有する。 A signal demodulator according to the present invention includes a subcarrier component generation unit that generates a subcarrier component in a frequency domain by performing a discrete Fourier transform process on a received signal,
Based on a reference signal, an equalization weight is calculated for the output of the subcarrier component generation unit in the time domain, and the subcarrier component in the frequency domain before being converted to the time domain is phase-shifted, and the time An equalization weight estimator for changing the noise estimation position in the region;
A channel equalization unit that generates a demodulated signal based on the output of the subcarrier component generation unit and the output of the equalization weight estimation unit.

本発明にかかる信号復調方法は、受信信号を離散フーリエ変換処理することで周波数領域のサブキャリア成分を生成し、
参照信号に基づき時間領域において前記サブキャリア成分の等化重みを計算すると共に、前記時間領域への変換を行う前の前記周波数領域のサブキャリア成分を位相シフトすることで前記時間領域での雑音推定位置を変化させ、
前記離散フーリエ変換処理された受信信号と前記等化重みの計算結果とに基づき復調信号を生成する。 The signal demodulation method according to the present invention generates a subcarrier component in the frequency domain by subjecting a received signal to discrete Fourier transform processing,
Calculate the equalization weight of the subcarrier component in the time domain based on the reference signal, and estimate the noise in the time domain by phase-shifting the subcarrier component in the frequency domain before performing the conversion to the time domain Change the position,
A demodulated signal is generated based on the received signal subjected to the discrete Fourier transform process and the calculation result of the equalization weight.

本発明により雑音電力推定精度を向上することができる信号復調装置及び信号復調方法を提供することが可能となる。   According to the present invention, it is possible to provide a signal demodulating apparatus and a signal demodulating method capable of improving noise power estimation accuracy.

実施の形態にかかる信号復調装置を示す図である。It is a figure which shows the signal demodulation apparatus concerning embodiment. 実施の形態にかかる信号復調装置の詳細な構成を示す図である。It is a figure which shows the detailed structure of the signal demodulation apparatus concerning embodiment. 実施の形態にかかる等化重み推定部の動作を説明するためのフローチャートである。It is a flowchart for demonstrating operation | movement of the equalization weight estimation part concerning embodiment. 実施の形態にかかる信号復調装置の効果を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the effect of the signal demodulation apparatus concerning embodiment. 背景技術にかかる信号復調装置を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the signal demodulation apparatus concerning background art.

以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
図１は、本実施の形態にかかる信号復調装置を示す図である。本実施の形態にかかる信号復調装置は、受信信号３０を離散フーリエ変換処理することで周波数領域のサブキャリア成分を生成するサブキャリア成分生成部２０を有する。更に、参照信号３１に基づき時間領域においてサブキャリア成分生成部２０の出力に対して等化重みを計算すると共に、時間領域への変換を行う前の周波数領域のサブキャリア成分を位相シフトし、時間領域での雑音推定位置を変化させる等化重み推定部２１を有する。更に、サブキャリア成分生成部２０の出力３３と等化重み推定部の出力３２とに基づき復調信号３４を生成するチャネル等化部１２を有する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
FIG. 1 is a diagram illustrating a signal demodulator according to the present embodiment. The signal demodulating apparatus according to the present embodiment includes a subcarrier component generation unit 20 that generates a subcarrier component in the frequency domain by performing a discrete Fourier transform process on the received signal 30. Further, an equalization weight is calculated for the output of the subcarrier component generation unit 20 in the time domain based on the reference signal 31, and the subcarrier component in the frequency domain before being converted to the time domain is phase-shifted to An equalization weight estimator 21 for changing the noise estimation position in the region is included. Furthermore, it has the channel equalization part 12 which produces | generates the demodulated signal 34 based on the output 33 of the subcarrier component generation part 20, and the output 32 of the equalization weight estimation part.

図２は、本実施の形態にかかる信号復調装置の詳細な図面である。図２において、図１と共通する部分については同じ符号を付している。以下、図２を用いて本実施の形態にかかる信号復調装置について詳細に説明する。   FIG. 2 is a detailed drawing of the signal demodulator according to the present embodiment. In FIG. 2, the same reference numerals are given to portions common to FIG. 1. Hereinafter, the signal demodulator according to the present embodiment will be described in detail with reference to FIG.

サブキャリア成分生成部２０は、サイクリックプレフィックス除去部（ＣＰ除去部）１と、離散フーリエ変換部（ＤＦＴ部）２とを備える。また、等化重み推定部２１は、参照信号相関処理部４と、位相シフト部５と、ポイント数拡大処理部６と、離散逆フーリエ変換部（ＩＤＦＴ部）７と、雑音推定部８と、時間領域チャネル推定部９と、ＤＦＴ部１０と、等化重み計算部１１を有する。更に、本実施の形態にかかる信号復調装置は、参照信号生成部３と、チャネル等化部１２を有する。   The subcarrier component generation unit 20 includes a cyclic prefix removal unit (CP removal unit) 1 and a discrete Fourier transform unit (DFT unit) 2. Further, the equalization weight estimation unit 21 includes a reference signal correlation processing unit 4, a phase shift unit 5, a point number expansion processing unit 6, a discrete inverse Fourier transform unit (IDFT unit) 7, a noise estimation unit 8, It has a time domain channel estimation unit 9, a DFT unit 10, and an equalization weight calculation unit 11. Furthermore, the signal demodulating apparatus according to the present embodiment includes a reference signal generation unit 3 and a channel equalization unit 12.

ＣＰ除去部１は、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）に相当する区間のサンプルを受信信号３０のサンプル列から除去する。
ＤＦＴ部２は、離散時間フーリエ変換により時間領域の受信信号のサンプル列を各サブキャリア成分に変換する。
参照信号生成部３は、送信側で信号に付加された既知の信号に対応する信号のレプリカである参照信号３１を生成する。参照信号相関処理部４は、ＤＦＴ部２の出力３３のうち既知の信号成分を含む受信信号に対して、参照信号生成部３が生成した参照信号３１を乗算し出力する。 The CP removal unit 1 removes samples in the section corresponding to the cyclic prefix (CP) from the sample sequence of the reception signal 30.
The DFT unit 2 converts the sample sequence of the received signal in the time domain into each subcarrier component by discrete time Fourier transform.
The reference signal generation unit 3 generates a reference signal 31 that is a replica of a signal corresponding to a known signal added to the signal on the transmission side. The reference signal correlation processing unit 4 multiplies the received signal including the known signal component in the output 33 of the DFT unit 2 by the reference signal 31 generated by the reference signal generation unit 3 and outputs the result.

位相シフト部５は、参照信号相関処理部４が出力する相関後の各サブキャリア成分に対して、位相シフトであるｅｘｐ（−ｊ２πΔｋ）を乗算する。この式においてｋは乗算するサブキャリアの番号、Δは任意の位相シフト量を表す。また、ｊは複素虚数単位である。雑音電力推定処理の度に異なるΔの値を用いることができる。   The phase shift unit 5 multiplies each correlated subcarrier component output from the reference signal correlation processing unit 4 by exp (−j2πΔk) that is a phase shift. In this equation, k is the number of the subcarrier to be multiplied, and Δ is an arbitrary phase shift amount. J is a complex imaginary unit. A different value of Δ can be used for each noise power estimation process.

ポイント数拡大処理部６は、位相シフト部５により得られたサブキャリア成分に仮想的なサブキャリア成分を追加する。この追加に当たっては、既存のサブキャリア成分の両端に追加する仮想的なサブキャリア成分が、既存のサブキャリア成分の両端と滑らかにつながるように処理を行う。この処理は例えば、既存サブキャリア成分のコピーやゼロ詰め、或いはこれらを組み合わせた手法によって実現される。   The point number enlargement processing unit 6 adds a virtual subcarrier component to the subcarrier component obtained by the phase shift unit 5. In this addition, processing is performed so that virtual subcarrier components added to both ends of the existing subcarrier component are smoothly connected to both ends of the existing subcarrier component. This processing is realized by, for example, a method of copying existing subcarrier components, zero padding, or a combination thereof.

ＩＤＦＴ部７は、拡大されたサブキャリア成分を時間領域サンプル列に逆離散フーリエ変換する。
雑音推定部８は、時間領域のサンプル列から雑音電力を推定する。雑音電力推定ではチャネル応答がサイクリックプレフィックス幅に収まっていると仮定し、サイクリックプレフィックス幅に相当する区間以外のポイントのサンプルを雑音サンプルとして２乗平均することにより雑音電力を求める。 The IDFT unit 7 performs inverse discrete Fourier transform on the expanded subcarrier component into a time domain sample sequence.
The noise estimation unit 8 estimates the noise power from the time domain sample sequence. In the noise power estimation, it is assumed that the channel response is within the cyclic prefix width, and the noise power is obtained by averaging the samples of points other than the section corresponding to the cyclic prefix width as the noise samples.

時間領域チャネル推定部９は、チャネル応答の遅延広がりがサイクリックプレフィックス幅に収まっていると仮定した上でサイクリックプレフィックス幅に相当する時間窓を適用することで、時間領域のサンプル列から雑音サンプルを除去する。この処理によりチャネルインパルス応答を推定する。   The time domain channel estimator 9 assumes that the delay spread of the channel response is within the cyclic prefix width and applies a time window corresponding to the cyclic prefix width to thereby detect noise samples from the time domain sample sequence. Remove. By this processing, the channel impulse response is estimated.

ＤＦＴ部１０は、時間領域チャネル推定部９の出力であるチャネルインパルス応答を周波数領域のチャネル利得推定値に離散フーリエ変換する。
等化重み計算部１１は、雑音推定部８により得られた雑音電力推定値とＤＦＴ部１０により得られたチャネル利得推定値とから等化重みを計算する。例えば、あるひとつのサブキャリアに注目したときのチャネル推定値をＨ、雑音電力推定値をσ２とすると、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）ウェイトＷは次式で求められる。ここで、Ｈ*はＨの複素共役を表す。

Figure 0005353304
The DFT unit 10 performs a discrete Fourier transform on the channel impulse response, which is the output of the time domain channel estimation unit 9, to a channel gain estimation value in the frequency domain.
The equalization weight calculation unit 11 calculates an equalization weight from the noise power estimation value obtained by the noise estimation unit 8 and the channel gain estimation value obtained by the DFT unit 10. For example, assuming that a channel estimation value when paying attention to a certain subcarrier is H and a noise power estimation value is σ 2 , a MMSE (Minimum Mean Square Error) weight W is obtained by the following equation. Here, H * represents a complex conjugate of H.
Figure 0005353304

チャネル等化部１２は、等化重み計算部１１が生成した等化重み（等化重み推定部の出力３２）を元に、チャネル応答の逆特性を持つフィルタを生成し、ＤＦＴ処理後の受信信号３３に含まれるユーザデータ成分をそのフィルタにより濾波することで、チャネルにより生じた信号の歪みを補償する。以上の処理によりマルチキャリア変調信号復調器の出力である復調信号３４を得る。   The channel equalization unit 12 generates a filter having an inverse characteristic of the channel response based on the equalization weight (the output 32 of the equalization weight estimation unit) generated by the equalization weight calculation unit 11, and receives it after the DFT processing. The user data component contained in the signal 33 is filtered by the filter to compensate for the signal distortion caused by the channel. The demodulated signal 34 which is the output of the multicarrier modulation signal demodulator is obtained by the above processing.

図３は本実施の形態にかかる等化重み推定部３０の動作を説明するためのフローチャートである。等化重み推定部３０は、まず参照信号３１の受信の有無を判断する（Ｓ１）。参照信号３１を受信していない場合は、ユーザデータ信号をチャネル等化部１２で等化する（Ｓ２）。   FIG. 3 is a flowchart for explaining the operation of the equalization weight estimation unit 30 according to the present embodiment. The equalization weight estimation unit 30 first determines whether or not the reference signal 31 has been received (S1). If the reference signal 31 is not received, the user data signal is equalized by the channel equalization unit 12 (S2).

参照信号３１を受信した場合は、参照信号生成部３にて生成した参照信号３１を乗算する（Ｓ３）。つまり、参照信号生成部３は、送信側で信号に付加された既知の信号に対応する信号のレプリカである参照信号３１を生成する。そして、参照信号相関処理部４は、ＤＦＴ部２の出力のうち既知の信号成分を含む受信信号に対して、参照信号生成部３が生成した参照信号３１を乗算し出力する。   When the reference signal 31 is received, the reference signal 31 generated by the reference signal generation unit 3 is multiplied (S3). That is, the reference signal generation unit 3 generates the reference signal 31 that is a replica of the signal corresponding to the known signal added to the signal on the transmission side. Then, the reference signal correlation processing unit 4 multiplies the received signal including the known signal component among the outputs of the DFT unit 2 by the reference signal 31 generated by the reference signal generation unit 3 and outputs the result.

次に、位相シフト部５はシフト量Δを更新し、参照信号相関処理部４が出力する相関後の各サブキャリア成分に対して、位相シフトであるｅｘｐ（−ｊ２πΔｋ）を乗算する（Ｓ４）。ここで、ｋは乗算するサブキャリアの番号、Δは任意の位相シフト量、ｊは複素虚数単位である。   Next, the phase shift unit 5 updates the shift amount Δ, and multiplies each correlated subcarrier component output from the reference signal correlation processing unit 4 by exp (−j2πΔk) that is a phase shift (S4). . Here, k is the number of the subcarrier to be multiplied, Δ is an arbitrary phase shift amount, and j is a complex imaginary unit.

次に、時間領域においてチャネル推定・雑音推定を行い、等化重みを更新する（Ｓ５）。ここで、サブキャリア成分の時間領域サンプル列への変換は、ＩＤＦＴ部７において逆離散フーリエ変換することで得ることができる。また、雑音電力推定は雑音推定部８で、チャネル推定は時間領域チャネル推定部９で行われる。また、雑音推定部８により得られた雑音電力推定値とＤＦＴ部１０により得られたチャネル利得推定値とから等化重みを計算することで、等化重みの値が更新される。   Next, channel estimation and noise estimation are performed in the time domain, and the equalization weight is updated (S5). Here, the conversion of the subcarrier component into the time domain sample sequence can be obtained by performing an inverse discrete Fourier transform in the IDFT unit 7. Noise power estimation is performed by the noise estimation unit 8, and channel estimation is performed by the time domain channel estimation unit 9. Further, the equalization weight value is updated by calculating the equalization weight from the noise power estimation value obtained by the noise estimation unit 8 and the channel gain estimation value obtained by the DFT unit 10.

上記構成を有する本実施の形態にかかる信号復調装置によれば、位相シフト部５で各サブキャリア成分に対して位相シフトすることで、図４に示すように時間領域における雑音推定部及びチャネル推定部の着目時間位置（つまり、チャネル応答が含まれる範囲）を推定処理毎に変化させることができる。つまり、雑音推定はチャネル推定窓外のサンプルにて行うため、位相シフト量を変化させることにより雑音推定に用いるサンプルの位置もまた変化させることができる。ここで、図４におけるシフト量Δは、上述の位相シフトを表す式ｅｘｐ（−ｊ２πΔｋ）におけるΔで決定することができる。

According to the signal demodulating device according to the present embodiment having the above-described configuration, the phase shift unit 5 performs phase shift on each subcarrier component, so that the noise estimation unit and channel estimation in the time domain are performed as shown in FIG. The time position of interest (ie, the range including the channel response) can be changed for each estimation process. That is, since noise estimation is performed on samples outside the channel estimation window, the position of the sample used for noise estimation can also be changed by changing the phase shift amount. Here, the shift amount Δ in FIG. 4 can be determined by Δ in the expression exp (−j2πΔk) representing the above-described phase shift .

一方、図４に示すように、周波数領域で位相シフト処理を行っても、ポイント数拡大処理に起因する雑音強調が生じる位置は位相シフトの影響を受けない。つまり、雑音強調が生じる位置は、周波数領域で位相シフト処理を行っても、時間軸上の特定位置に現れる。   On the other hand, as shown in FIG. 4, even if the phase shift process is performed in the frequency domain, the position where noise enhancement due to the point number expansion process occurs is not affected by the phase shift. That is, the position where noise enhancement occurs appears at a specific position on the time axis even if phase shift processing is performed in the frequency domain.

よって、位相シフト部５で各サブキャリア成分に対して位相シフトすることで、ポイント数拡大処理に伴う雑音強調が雑音推定に与える影響を平均化し、より高い精度で雑音電力推定を行うことができる。   Therefore, the phase shift unit 5 performs phase shift on each subcarrier component, so that the influence of noise enhancement accompanying the point number expansion process on noise estimation can be averaged, and noise power estimation can be performed with higher accuracy. .

次に、本実施の形態にかかる信号復調方法について説明する。
本実施の形態にかかる信号復調方法は次の工程を有する。
受信信号を離散フーリエ変換処理することで周波数領域のサブキャリア成分を生成する工程。
参照信号に基づき時間領域においてサブキャリア成分の等化重みを計算すると共に、時間領域への変換を行う前の周波数領域のサブキャリア成分を位相シフトすることで時間領域での雑音推定位置を変化させる工程。
離散フーリエ変換処理された受信信号と等化重みの計算結果とに基づき復調信号を生成する工程。 Next, a signal demodulation method according to the present embodiment will be described.
The signal demodulation method according to the present embodiment includes the following steps.
A step of generating a frequency-domain subcarrier component by subjecting the received signal to discrete Fourier transform processing.
Calculate the equalization weight of the subcarrier component in the time domain based on the reference signal, and change the noise estimation position in the time domain by phase shifting the subcarrier component in the frequency domain before the conversion to the time domain Process.
A step of generating a demodulated signal based on the received signal subjected to the discrete Fourier transform and the calculation result of the equalization weight.

また、本実施の形態にかかる信号復調方法は、サブキャリア成分のうち既知の信号成分を含む受信信号に対して参照信号を乗算することで、時間領域への変換を行う前の周波数領域のサブキャリア成分を生成する工程、を有してもよい。   In addition, the signal demodulation method according to the present embodiment multiplies a received signal including a known signal component among subcarrier components by a reference signal, so that the frequency domain subcarrier before the conversion to the time domain is performed. A step of generating a carrier component.

また、本実施の形態にかかる信号復調方法は、ｋを乗算するサブキャリアの番号、Δを任意の位相シフト量、ｊを複素虚数単位とした場合、時間領域への変換を行う前の周波数領域のサブキャリア成分に対して、位相シフトであるｅｘｐ（−ｊ２πΔｋ）を乗算する工程、を有してもよい。   In addition, the signal demodulation method according to the present embodiment uses the subcarrier number to be multiplied by k, Δ is an arbitrary phase shift amount, and j is a complex imaginary unit. A step of multiplying the subcarrier component by exp (−j2πΔk) which is a phase shift.

また、本実施の形態にかかる信号復調方法は、位相シフトされたサブキャリア成分に仮想的なサブキャリア成分を追加する工程、を有してもよい。   In addition, the signal demodulation method according to the present embodiment may include a step of adding a virtual subcarrier component to the phase-shifted subcarrier component.

また、本実施の形態にかかる信号復調方法は、仮想的なサブキャリア成分が追加されたサブキャリア成分を時間領域のサンプル列に逆離散フーリエ変換する工程、を有してもよい。   Further, the signal demodulation method according to the present embodiment may include a step of performing an inverse discrete Fourier transform on the subcarrier component to which the virtual subcarrier component is added to a time-domain sample sequence.

また、本実施の形態にかかる信号復調方法は、ＩＤＦＴ部で生成された前記時間領域のサンプル列から雑音電力を推定する工程、を有してもよい。   In addition, the signal demodulation method according to the present embodiment may include a step of estimating noise power from the time domain sample sequence generated by the IDFT unit.

上記本実施の形態にかかる信号復調方法は、例えば図１、図２に示す信号復調装置を用いて実施することができる。   The signal demodulation method according to the present embodiment can be implemented using, for example, the signal demodulation device shown in FIGS.

以上、本発明を上記実施形態に即して説明したが、上記実施形態の構成にのみ限定されるものではなく、本願特許請求の範囲の請求項の発明の範囲内で当業者であればなし得るであろう各種変形、修正、組み合わせを含むことは勿論である。   Although the present invention has been described with reference to the above embodiment, the present invention is not limited to the configuration of the above embodiment, and can be made by those skilled in the art within the scope of the invention of the claims of the claims of the present application. Of course, various modifications, corrections, and combinations will be included.

１ ＣＰ除去部
２ ＤＦＴ部
３ 参照信号生成部
４ 参照信号相関処理部
５ 位相シフト部
６ ポイント数拡大処理部
７ ＩＤＦＴ部
８ 雑音推定部
９ 時間領域チャネル推定部
１０ ＤＦＴ部
１１ 等化重み計算部
１２ チャネル等化部
２０ サブキャリア成分生成部
２１ 等化重み推定部
３０ 受信信号
３１ 参照信号
３２ 等化重み推定部の出力
３３ ＤＦＴ部の出力
３４ 復調信号 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 CP removal part 2 DFT part 3 Reference signal generation part 4 Reference signal correlation process part 5 Phase shift part 6 Point number expansion process part 7 IDFT part 8 Noise estimation part 9 Time domain channel estimation part 10 DFT part 11 Equalization weight calculation part 12 channel equalization unit 20 subcarrier component generation unit 21 equalization weight estimation unit 30 received signal 31 reference signal 32 output of equalization weight estimation unit 33 output of DFT unit 34 demodulated signal

Claims (14)

受信信号を離散フーリエ変換処理することで周波数領域のサブキャリア成分を生成するサブキャリア成分生成部と、
参照信号に基づき時間領域において前記サブキャリア成分生成部の出力に対して等化重みを計算すると共に、前記時間領域への変換を行う前の前記周波数領域のサブキャリア成分を位相シフトし、前記時間領域での雑音推定位置を変化させる等化重み推定部と、
前記サブキャリア成分生成部の出力と前記等化重み推定部の出力とに基づき復調信号を生成するチャネル等化部と、
を有する信号復調装置。 A subcarrier component generation unit that generates a subcarrier component in the frequency domain by subjecting the received signal to discrete Fourier transform processing;
Based on a reference signal, an equalization weight is calculated for the output of the subcarrier component generation unit in the time domain, and the subcarrier component in the frequency domain before being converted to the time domain is phase-shifted, and the time An equalization weight estimator for changing the noise estimation position in the region;
A channel equalization unit that generates a demodulated signal based on the output of the subcarrier component generation unit and the output of the equalization weight estimation unit;
A signal demodulator. 前記参照信号は送信側で付加された既知の信号に対応する信号のレプリカであり、
前記時間領域への変換を行う前の前記周波数領域のサブキャリア成分は、前記サブキャリア成分生成部の出力のうち既知の信号成分を含む受信信号に対して、前記レプリカを乗算することで得られるチャネルゲインである請求項１に記載の信号復調装置。 The reference signal is a replica of a signal corresponding to a known signal added on the transmission side,
The subcarrier component in the frequency domain before the conversion to the time domain is obtained by multiplying the received signal including a known signal component among the outputs of the subcarrier component generation unit by the replica. The signal demodulator according to claim 1, wherein the signal demodulator is a channel gain. 前記等化重み推定部は、ｋを乗算するサブキャリアの番号、Δを任意の位相シフト量、ｊを複素虚数単位とした場合、前記時間領域への変換を行う前の前記周波数領域のサブキャリア成分に対して、位相シフトであるｅｘｐ（−ｊ２πΔｋ）を乗算する位相シフト部を有する、請求項１または２に記載の信号復調装置。   The equalization weight estimation unit, when subcarrier number to be multiplied by k, Δ is an arbitrary phase shift amount, and j is a complex imaginary unit, the subcarrier in the frequency domain before performing the conversion to the time domain The signal demodulator according to claim 1, further comprising: a phase shift unit that multiplies the component by exp (−j2πΔk) that is a phase shift. 前記等化重み推定部は、前記位相シフトされたサブキャリア成分に仮想的なサブキャリア成分を追加するポイント数拡大処理部を有する、請求項１乃至３のいずれか一項に記載の信号復調装置。   4. The signal demodulating device according to claim 1, wherein the equalization weight estimation unit includes a point number expansion processing unit that adds a virtual subcarrier component to the phase-shifted subcarrier component. 5. . 前記等化重み推定部は、前記ポイント数拡大処理部により拡大されたサブキャリア成分を時間領域のサンプル列に逆離散フーリエ変換するＩＤＦＴ部を有する、請求項４に記載の信号復調装置。   5. The signal demodulating apparatus according to claim 4, wherein the equalization weight estimation unit includes an IDFT unit that performs inverse discrete Fourier transform on the subcarrier component expanded by the point number expansion processing unit into a time-domain sample sequence. 前記等化重み推定部は、前記ＩＤＦＴ部で生成された前記時間領域のサンプル列から雑音電力を推定する雑音推定部を有する、請求項５に記載の信号復調装置。   The signal demodulating apparatus according to claim 5, wherein the equalization weight estimation unit includes a noise estimation unit that estimates noise power from the time domain sample sequence generated by the IDFT unit. 前記参照信号は複素直交系列である請求項１乃至６のいずれか一項に記載の信号復調装置。   The signal demodulator according to claim 1, wherein the reference signal is a complex orthogonal sequence. 請求項１乃至７のいずれか一項に記載の信号復調装置を受信装置として備えた通信装置。   A communication apparatus comprising the signal demodulator according to claim 1 as a receiver. 受信信号を離散フーリエ変換処理することで周波数領域のサブキャリア成分を生成し、
参照信号に基づき時間領域において前記サブキャリア成分の等化重みを計算すると共に、前記時間領域への変換を行う前の前記周波数領域のサブキャリア成分を位相シフトすることで前記時間領域での雑音推定位置を変化させ、
前記離散フーリエ変換処理された受信信号と前記等化重みの計算結果とに基づき復調信号を生成する、
信号復調方法。 Generate a subcarrier component in the frequency domain by performing a discrete Fourier transform on the received signal,
Calculate the equalization weight of the subcarrier component in the time domain based on the reference signal, and estimate the noise in the time domain by phase-shifting the subcarrier component in the frequency domain before performing the conversion to the time domain Change the position,
Generating a demodulated signal based on the received signal subjected to the discrete Fourier transform and the calculation result of the equalization weight;
Signal demodulation method. 前記サブキャリア成分のうち既知の信号成分を含む受信信号に対して前記参照信号を乗算することで、前記時間領域への変換を行う前の前記周波数領域のサブキャリア成分を生成する、請求項９に記載の信号復調方法。   The frequency domain subcarrier component before the conversion to the time domain is generated by multiplying the received signal including a known signal component among the subcarrier components by the reference signal. A signal demodulating method according to claim 1. ｋを乗算するサブキャリアの番号、Δを任意の位相シフト量、ｊを複素虚数単位とした場合、前記時間領域への変換を行う前の前記周波数領域のサブキャリア成分に対して、位相シフトであるｅｘｐ（−ｊ２πΔｋ）を乗算する、請求項９または１０に記載の信号復調方法。   When the subcarrier number to be multiplied by k, Δ is an arbitrary phase shift amount, and j is a complex imaginary unit, the phase shift is applied to the subcarrier component in the frequency domain before the conversion to the time domain. The signal demodulation method according to claim 9 or 10, wherein a certain exp (-j2πΔk) is multiplied. 前記位相シフトされたサブキャリア成分に仮想的なサブキャリア成分を追加する、請求項９乃至１１のいずれか一項に記載の信号復調方法。   The signal demodulation method according to claim 9, wherein a virtual subcarrier component is added to the phase-shifted subcarrier component. 前記仮想的なサブキャリア成分が追加されたサブキャリア成分を時間領域のサンプル列に逆離散フーリエ変換する、請求項１２に記載の信号復調方法。   The signal demodulation method according to claim 12, wherein the subcarrier component to which the virtual subcarrier component is added is subjected to inverse discrete Fourier transform to a time-domain sample sequence. 前記時間領域のサンプル列から雑音電力を推定する、請求項１３に記載の信号復調方法。 Estimating the noise power from the sample string before Symbol time domain signal demodulating method of claim 13.
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