KR100602745B1 - An Equalization apparatus for communication systems and method thereof - Google Patents

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Abstract

통신시스템에서 채널의 영향에 의해 왜곡된 수신 신호를 보다 나은 성능을 가지도록 보상하는 등화 장치 및 그에 의한 등화 방법이 개시되어 있다. 이러한 본 발명은 시간 영역이나 주파수 영역에서 채널의 스펙트럼 널(spectral null) 부분을 완화/보상하는 구조를 가지는 새로운 방식의 등화 장치를 제안한다. 첫 번째 방식의 등화 장치는 시간 영역에서 스펙트럼 널을 완화/보상하는 방식으로, 훈련 데이터로부터 채널임펄스응답(CIR)을 추정하고, 이 추정된 채널임펄스응답으로부터 시간 영역 컨볼루션(convolution)을 이용하여 등화기에 사용될 등화 계수를 구한다. 두 번째 방식의 등화 장치는 주파수 영역에서 스펙트럼 널 부분을 처리하여 스펙트럼 널 부분을 완화/보상하는 방식으로, 훈련 데이터로부터 채널임펄스응답을 추정하고, 이 추정된 채널임펄스응답을 주파수 영역으로 변환하여 채널 전달함수를 구하고, 이 채널 전달함수에서 스펙트럼 널을 검색하고, 이 검색된 스펙트럼 널에 대해서 적절한 신호 처리를 행함으로써 등화 계수가 구해진다. An equalizing apparatus and an equalizing method for compensating a received signal distorted by the influence of a channel in a communication system to have better performance are disclosed. The present invention proposes a new type of equalization apparatus having a structure for mitigating / compensating a spectral null portion of a channel in a time domain or a frequency domain. The first type of equalizer estimates the channel impulse response (CIR) from the training data in a manner that mitigates / compensates for the spectral null in the time domain and uses a time domain convolution from this estimated channel impulse response The equalization coefficient to be used for the equalizer is obtained. The second type of equalization apparatus estimates a channel impulse response from the training data in a manner of mitigating / compensating the spectral null portion by processing the spectral null portion in the frequency domain, converting the estimated channel impulse response into the frequency domain, An equalization coefficient is obtained by obtaining a transfer function, searching the spectral null in this channel transfer function, and performing appropriate signal processing on the searched spectral null.

등화기, 등화 계수, 스펙트럼 널, 채널임펄스응답, 채널 전달함수 Equalizer, equalization coefficient, spectral null, channel impulse response, channel transfer function

Description

통신 시스템의 등화 장치 및 그에 의한 등화 방법 {An Equalization apparatus for communication systems and method thereof} An equalizing apparatus for a communication system and an equalizing method therefor,             

도 1은 종래 기술의 일 예에 따른 등화 장치의 구성을 보여주는 도면. Brief Description of the Drawings Fig. 1 is a view showing a configuration of an equalizing apparatus according to an example of the prior art. Fig.

도 2는 종래 기술의 다른 예에 따른 등화 장치의 구성을 보여주는 도면. 2 is a diagram showing a configuration of an equalizer according to another example of the prior art;

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 등화 장치의 구성을 보여주는 도면. 3 is a diagram illustrating the configuration of an equalizer according to an embodiment of the present invention.

도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따른 등화 장치의 구성을 보여주는 도면. 4 is a diagram showing a configuration of an equalizer according to another embodiment of the present invention.

도 5는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 등화 장치의 구성을 보여주는 도면. 5 is a diagram illustrating a configuration of an equalizer according to another embodiment of the present invention.

도 6은 도 4에 도시된 등화 장치에 의한 등화 계수 계산 동작의 일 예를 보여주는 도면. 6 is a diagram showing an example of an equalization coefficient calculation operation by the equalizer shown in FIG.

도 7은 도 4에 도시된 등화 장치에 의한 등화 계수 계산 동작의 다른 예를 보여주는 도면. Fig. 7 is a view showing another example of an equalization coefficient calculation operation by the equalizer shown in Fig. 4. Fig.

도 8은 도 4에 도시된 등화 장치에 의한 등화 계수 계산 동작의 또 다른 예를 보여주는 도면. Fig. 8 is a diagram showing another example of an equalization coefficient calculation operation by the equalizer shown in Fig. 4; Fig.

도 9는 도 5에 도시된 등화 장치에 의한 등화 계수 계산 동작의 일 예를 보여주는 도면. 9 is a diagram showing an example of an equalization coefficient calculation operation by the equalizer shown in Fig.

도 10a 및 도 10b는 종래 기술 및 본 발명의 실시예에 따른 등화기의 시뮬레이션에 사용되는 채널 임펄스 응답을 보여주는 도면. 10A and 10B show a channel impulse response used in simulations of an equalizer according to the prior art and an embodiment of the present invention.

도 11은 도 10a 및 도 10b에 도시된 채널 임펄스 응답이 시뮬레이션에 사용될 때 도 1에 도시된 등화 장치의 성좌를 보여주는 도면. Fig. 11 is a view showing the constellation of the equalizer shown in Fig. 1 when the channel impulse response shown in Figs. 10A and 10B is used for simulation; Fig.

도 12는 도 10a 및 도 10b에 도시된 채널 임펄스 응답이 시뮬레이션에 사용될 때 도 3에 도시된 등화 장치의 성좌를 보여주는 도면. 12 is a view showing the constellation of the equalizer shown in Fig. 3 when the channel impulse response shown in Figs. 10A and 10B is used in simulation; Fig.

도 13a 및 도 13b는 종래 기술 및 본 발명의 실시예에 따른 등화 장치의 시뮬레이션에 사용되는 채널 전달함수 특성을 보여주는 도면. Figures 13A and 13B show channel transfer function characteristics used in simulations of an equalizer according to the prior art and an embodiment of the present invention.

도 14a 및 도 14b는 도 13a 및 도 13b에 도시된 채널 전달함수 특성이 도 4에 도시된 등화 장치에 의해 보상되는 일 예를 보여주는 도면. Figs. 14A and 14B show an example in which the channel transfer function characteristics shown in Figs. 13A and 13B are compensated by the equalizer shown in Fig. 4; Fig.

도 15a 및 도 15b는 도 13a 및 도 13b에 도시된 채널 전달함수 특성이 도 4에 도시된 등화 장치에 의해 보상되는 다른 예를 보여주는 도면.Figs. 15A and 15B show another example in which the channel transfer function characteristics shown in Figs. 13A and 13B are compensated by the equalizer shown in Fig. 4; Fig.

도 16a 및 도 16b는 도 13a 및 도 13b에 도시된 채널 전달함수 특성이 도 4에 도시된 등화 장치에 의해 보상되는 또 다른 예를 보여주는 도면. Figs. 16A and 16B show another example in which the channel transfer function characteristics shown in Figs. 13A and 13B are compensated by the equalizer shown in Fig. 4; Fig.

도 17은 도 13a 및 도 13b에 도시된 채널 임펄스 응답이 시뮬레이션에 사용될 때 도 2에 도시된 등화 장치의 성좌를 보여주는 도면. FIG. 17 is a view showing the constellation of the equalizer shown in FIG. 2 when the channel impulse response shown in FIGS. 13A and 13B is used for simulation; FIG.

도 18은 도 13a 및 도 13b에 도시된 채널 임펄스 응답이 시뮬레이션에 사용될 때 도 4에 도시된 등화 장치의 성좌의 일 예를 보여주는 도면. Fig. 18 shows an example of the constellation of the equalizer shown in Fig. 4 when the channel impulse response shown in Figs. 13A and 13B is used for simulation; Fig.

도 19는 도 13a 및 도 13b에 도시된 채널 임펄스 응답이 시뮬레이션에 사용될 때 도 4에 도시된 등화 장치의 성좌의 다른 예를 보여주는 도면. 19 shows another example of the constellation of the equalizer shown in Fig. 4 when the channel impulse response shown in Figs. 13A and 13B is used for simulation; Fig.

도 20은 도 13a 및 도 13b에 도시된 채널 임펄스 응답이 시뮬레이션에 사용될 때 도 4에 도시된 등화 장치의 성좌의 또 다른 예를 보여주는 도면. Fig. 20 shows another example constellation of the equalizer shown in Fig. 4 when the channel impulse response shown in Figs. 13A and 13B is used for simulation; Fig.

도 21은 도 13a 및 도 13b에 도시된 채널 임펄스 응답이 시뮬레이션에 사용될 때 도 5에 도시된 등화 장치의 성좌의 예를 보여주는 도면. Fig. 21 shows an example of the constellation of the equalizer shown in Fig. 5 when the channel impulse response shown in Figs. 13A and 13B is used for simulation; Fig.

본 발명은 유선 혹은 무선 통신 시스템의 수신기에 관한 것으로, 특히 불완전한 통신 채널로 인하여 야기되는 심볼간간섭을 제거하기 위한 등화 장치 및 그에 의한 등화 방법에 관한 것이다. BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a receiver of a wired or wireless communication system, and more particularly, to an equalizer and an equalization method for eliminating inter-symbol interference caused by an incomplete communication channel.

통상적으로 무선 혹은 유선 통신 시스템은 송신기(Transmitter), 채널(Channel), 수신기(Receiver)로 구성된다. 이러한 송신기, 채널, 수신기 등의 불완전한 특성으로 인해 수신기에 수신되는 신호에는 심볼간 간섭(ISI: Inter-Symbol Interference)이 야기되고, 결과적으로 수신 신호에는 왜곡이 발생한다. 특히 이러한 ISI는 무선 통신 채널인 경우에 더욱 심각하다. ISI가 있는 왜곡된 수신 신호를 이용하여 복조하는 경우에 ISI의 정도에 비례하여 복조된 데이터는 오류가 생기게 된다. 따라서 ISI에 의해 왜곡된 수신신호를 보상(correcting)한 후 복조를 할 필요가 있는데, 이와 같이 통신 채널상에서 왜곡된 수신신호를 보상하는 과정을 등화(Equalization) 혹은 채널등화(Channel Equalization)라 한다. Generally, a wireless or wired communication system is composed of a transmitter, a channel, and a receiver. Due to incomplete characteristics of such a transmitter, a channel, and a receiver, inter-symbol interference (ISI) is caused in a signal received at a receiver, and distortion occurs in the received signal. In particular, such ISI is more severe when it is a wireless communication channel. In the case of demodulation using a distorted received signal with ISI, the demodulated data is in error proportional to the degree of ISI. Therefore, it is necessary to perform demodulation after correcting the reception signal distorted by the ISI. The process of compensating the distorted reception signal on the communication channel is referred to as equalization or channel equalization.

일반적으로 등화 방식에는 MLSE(Maximum Likelihood Sequence Estimation) 방식과 필터(Filter)를 이용하는 방식이 있다. MLSE 방식은 왜곡된 수신신호의 형태를 직접 보상하기 보다는 수신기가 전송 채널 환경에 자체적으로 적응토록 하는 방식으로, 이 방식의 대표적인 것으로 비터비 등화기(Viterbi equalizer)가 있다. 필터를 이용한 등화 방식은 왜곡된 수신신호의 형태를 보상하기 위해 필터를 사용하는 방식으로, 이 필터, 즉 등화기에 의해 왜곡이 보상된 신호가 복조에 이용된다. 필터를 이용한 등화 방식은 필터의 형태에 따라 트랜스버설 필터(Transversal Filter) 방식 혹은 피드포워드 등화기(FFE: Feed Forward Equalizer)/피드백워드 등화기(FBE: Feed Backward Equalizer) 방식과 결정 궤환 등화기(DFE: Decision Feedback Equalizer) 방식으로 구별할 수 있다. 또한 상기 필터를 이용한 등화 방식은 필터 계수의 적응여부에 따라 프리셋(Preset) 방식과 적응(Adaptive) 방식으로 구별할 수 있다. 상기 트랜스버설 필터(Transversal Filter) 방식은 피드포워드 등화기(FFE: Feed Forward Equalizer)/피드백워드 등화기(FBE: Feed Backward Equalizer)를 사용하는 방식이다. 이러한 트랜스버설 필터 방식은 채널임펄스 응답(CIR : Channel Impulse Response)을 구하고 이로부터 등화 계수(equalization coefficient)를 구하는 채널 추정(channel estimation) 방식과, 훈련 데이터(training data)를 입력하고 적응 알고리즘(adaptive algorithm)에 의해 등화 계수를 구하는 적응 알고리즘 방식으로 구분된다. In general, the equalization method uses a maximum likelihood sequence estimation (MLSE) method and a filter method. The MLSE scheme is a scheme in which a receiver adapts itself to a transmission channel environment rather than directly compensating for the shape of a distorted received signal. A typical example of this scheme is a Viterbi equalizer. A filter equalization scheme uses a filter to compensate for the shape of a distorted received signal. A signal whose distortion is compensated by the filter, that is, the equalizer, is used for demodulation. The equalization method using a filter can be classified into a transversal filter method or a feed forward equalizer (FFE) / feed backward equalizer (FBE) method and a decision feedback equalizer DFE: Decision Feedback Equalizer (DFE) method. In addition, the equalization method using the filter can be distinguished by a preset method and an adaptive method according to adaptation of the filter coefficient. The transversal filter scheme uses a Feed Forward Equalizer (FFE) / Feed Backward Equalizer (FBE). Such a transversal filter scheme includes a channel estimation scheme for obtaining a channel impulse response (CIR) and obtaining an equalization coefficient therefrom, a channel estimation scheme for inputting training data, algorithm) to obtain an equalization coefficient.

도 1은 종래 기술의 일 예에 따른 등화기의 구성을 보여주는 도면이다. 이 도면은 채널임펄스응답이 주어졌을 때 이 채널임펄스응답을 시간영역에서 컨볼루션(convolution) 처리하는 등화기의 구조를 나타내고 있다. FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of an equalizer according to an example of the prior art. Referring to FIG. This figure shows the structure of an equalizer that convolutes the channel impulse response in the time domain when a channel impulse response is given.

상기 도 1에서, 수신신호(101)는 통신채널의 특성에 따른 심볼간간섭(ISI) 등으로 인하여 왜곡된 신호이다. 등화기(102)는 상기 수신신호(101)에 대해 등화 처리를 하여 채널의 영향, 즉 심볼간간섭이 제거된 신호(110)를 출력한다. 복조기(111)는 상기 등화기(102)에 의해 심볼간간섭이 제거된 수신신호를 입력하여 복조 및 데이터 결정하고 복원된 데이터(112)를 출력한다. 상기 등화기(102)는 상기 수신신호(101)에 대한 등화 처리시 등화 계수 계산기(108)에 의해 계산된 등화 계수 cn을 이용한다. 1, the received signal 101 is a signal distorted due to inter-symbol interference (ISI) according to the characteristics of a communication channel. The equalizer 102 performs an equalization process on the received signal 101 to output a signal 110 in which the influence of a channel, that is, inter-symbol interference, is removed. The demodulator 111 demodulates and determines the data and outputs the recovered data 112 by inputting the reception signal from which the inter-symbol interference is removed by the equalizer 102. The equalizer 102 uses the equalization factor c n calculated by the equalization factor calculator 108 during equalization processing on the received signal 101.

상기 등화 계수 cn은 다음과 같이 구해진다. 채널임펄스응답 추정기(104)는 훈련데이터(training data or sequence)(103)로부터 채널임펄스응답 hn(105)을 추정한다. 등화기 출력신호 계산기(106)는 상기 추정된 채널임펄스응답 hn(105)에 매핑되는 등화기(102)의 출력 신호를 계산한다. 즉, 상기 계산기(106)는 상기 추정된 채널임펄스응답 hn(105)이 등화기(102)에 인가될 때의 원하는 등화기(102)의 출력신호 zn(107)을 계산한다. 등화 계수 계산기(108)는 상기 추정된 채널임펄스응답 hn(105)과 상기 출력신호 zn(107)을 입력하고, 이들로부터 등화 계수 cn(109)을 다음의 <수학식 1>과 같이 계산한다. The equalization coefficient c n is obtained as follows. The channel impulse response estimator 104 estimates the channel impulse response h n (105) from the training data or sequence 103. The equalizer output signal calculator 106 calculates an output signal of the equalizer 102 that is mapped to the estimated channel impulse response h n (105). That is, the calculator 106 calculates the output signal z n (107) of the desired equalizer 102 when the estimated channel impulse response h n (105) is applied to the equalizer 102. The equalization coefficient calculator 108 receives the estimated channel impulse response h n 105 and the output signal z n 107 and calculates the equalization coefficient c n 109 from these as shown in the following Equation 1 .

Figure 112002040447780-pat00001
Figure 112002040447780-pat00001

상기 <수학식 1>에서, '*'는 상승적분 혹은 컨볼루션(convolution)을 나타낸다. In Equation (1), '*' denotes a rising integration or a convolution.

상기 추정된 채널임펄스응답의 길이를 "N" 이라 하면 상기 <수학식 1>은 다음의 <수학식 2>와 같이 행렬로 나타낼 수 있다. If the length of the estimated channel impulse response is "N ", Equation (1) can be expressed as a matrix as shown in Equation (2).

Z = HC Z = HC

상기 <수학식 2>에서, Z는 길이(length) {(2N-1)x1}인 출력 벡터(vector)이고, H는 {(2N-1)xN} 차원 컨볼루션 매트릭스(dimension convolution matrix)이고, C는 길이 {Nx1} 인 등화 계수 벡터이다. 다음의 <수학식 3>, <수학식 4> 및 <수학식 5>는 N=5인 경우에 대한 Z, H, C의 예를 보인 것이다. 다음의 수학식들에서 'T'는 'transpose'를 의미한다. In Equation (2), Z is an output vector having a length of (2N-1) x1, H is a dimension convolution matrix of {(2N-1) xN} , And C is an equalization coefficient vector having a length of {Nx1}. The following equations (3), (4) and (5) show examples of Z, H and C for N = 5. In the following equations, 'T' means 'transpose'.

Figure 112002040447780-pat00002
Figure 112002040447780-pat00002

Figure 112002040447780-pat00003
Figure 112002040447780-pat00003

Figure 112002040447780-pat00004
Figure 112002040447780-pat00004

상기 <수학식 3>에 나타낸 채널임펄스 응답에 대한 등화기의 출력은 일반적으로 다음의 <수학식 6>과 같이 정해진다. The output of the equalizer for the channel impulse response shown in Equation (3) is generally defined as Equation (6).

Z = [0, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0, 0] Z = [0, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0, 0]

상기 <수학식 6>에서, '1'의 위치를 어디에 놓는가에 따라 등화 계수는 다른 값을 가지며 등화기의 성능에 영향을 미친다. 상기 <수학식 4>에서와 같이 '1'의 위치는 모든 채널임펄스 응답이 반영되는 중간 지점에 두는 것이 일반적이다. In Equation (6), depending on where the '1' is located, the equalization coefficient has different values and affects the performance of the equalizer. As shown in Equation (4), the position of '1' is generally located at an intermediate point where all channel impulse responses are reflected.

상기 <수학식 4>, <수학식 5> 및 <수학식 6>에 대한 해는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 방식 등을 이용하여 구해질 수 있다. 그러므로, 상기 계산기(108)는 등화 계수 cn(109)를 구할 수 있다. 이렇게 구해진 등화 계수 cn(109)는 등화기(102)로 제공되어 상기 수신신호(101)의 등화 처리에 사용된다. The solution to Equation (4), Equation (5) and Equation (6) can be obtained using a minimum mean square error (MMSE) method or the like. Therefore, the calculator 108 can obtain the equalization coefficient c n (109). The thus obtained equalization coefficient c n (109) is provided to the equalizer 102 and used for equalization processing of the received signal 101.

도 2는 종래 기술의 다른 예에 따른 등화기의 구성을 보여주는 도면이다. 이 도면은 채널임펄스응답이 주어졌을 때 이 채널임펄스응답을 주파수 영역에서 처리하는 등화기의 구조를 보인 것이다. 이러한 주파수 영역의 등화기는 도 1에 도시된 시간 영역의 등화기에 비해 계산량이 적다는 장점이 있다. 2 is a diagram showing a configuration of an equalizer according to another example of the prior art. This figure shows the structure of an equalizer that processes the channel impulse response in the frequency domain given the channel impulse response. This frequency domain equalizer has the advantage that the amount of calculation is smaller than that of the time domain equalizer shown in FIG.

상기 도 2에서, 수신신호(201)는 통신채널의 특성에 따른 심볼간간섭(ISI) 등으로 인하여 왜곡된 신호이다. 등화기(202)는 상기 수신신호(201)에 대해 등화 처리를 하여 채널의 영향, 즉 심볼간간섭이 제거된 신호(216)를 출력한다. 복조기(217)는 상기 등화기(202)에 의해 심볼간간섭이 제거된 수신신호를 입력하여 복조 및 데이터 결정하고 복원된 데이터(218)를 출력한다. 상기 등화기(202)는 상기 수신신호(201)에 대한 등화 처리시 등화 계수 계산기(212)에 의해 계산된 등화 계수 cn을 이용한다. In FIG. 2, the received signal 201 is a signal distorted due to inter-symbol interference (ISI) according to the characteristics of a communication channel. The equalizer 202 performs an equalization process on the received signal 201 to output a signal 216 in which the influence of a channel, that is, the inter-symbol interference, is removed. The demodulator 217 demodulates and determines the data and outputs the recovered data 218 by inputting the reception signal from which the inter-symbol interference is removed by the equalizer 202. The equalizer 202 uses the equalization factor c n calculated by the equalization factor calculator 212 during the equalization process on the received signal 201.

상기 등화 계수 cn은 다음과 같이 구해진다. 채널임펄스응답 추정기(204)는 훈련데이터(training data or sequence)(203)로부터 채널임펄스응답 hn(205)을 추정한다. 이산푸우리에변환기(206)는 상기 추정된 채널임펄스응답 hn(205)에 대해 DFT(Discrete Fourier Transform)를 수행하여 주파수 영역의 응답인 채널 전달함수 H(207)를 구한다. 등화기 출력신호 계산기(208)는 상기 추정된 채널임펄스응답 hn(205)에 매핑되는 등화기(202)의 출력 신호를 계산한다. 즉, 상기 계산기(208)는 상기 추정된 채널임펄스응답 hn(205)이 등화기(202)에 인가될 때의 원하는 등화기(202)의 출력신호 zn(209)을 계산한다. 이산푸우리에변환기(210)는 상기 출력신호 zn(209)에 대해 DFT를 수행하여 주파수 영역의 출력신호 Z(211)를 구한다. 등화 계수 계산기(212)는 상기 채널 전달함수 H(207)와 상기 출력신호 Z(211)를 입력하고, 이들로부터 주파수 영역의 등화 계수 C(213)를 구한다. 이때 원하는 출력 벡터 zn(209)은 상기 <수학식 6>과 같이 정해질 수 있다. The equalization coefficient c n is obtained as follows. The channel impulse response estimator 204 estimates the channel impulse response h n (205) from the training data or sequence 203. The discrete Pourier transformer 206 performs a discrete Fourier transform (DFT) on the estimated channel impulse response h n (205) to obtain a channel transfer function H (207) which is a frequency domain response. The equalizer output signal calculator 208 calculates an output signal of the equalizer 202 that is mapped to the estimated channel impulse response h n (205). That is, the calculator 208 calculates the output signal z n (209) of the desired equalizer 202 when the estimated channel impulse response h n (205) is applied to the equalizer 202. The discrete Pourier transformer 210 performs a DFT on the output signal z n (209) to obtain an output signal Z (211) in the frequency domain. The equalization coefficient calculator 212 receives the channel transfer function H (207) and the output signal Z (211), and obtains an equalization coefficient C (213) in the frequency domain from them. In this case, the desired output vector z n (209) can be determined as shown in Equation (6).

상기 추정된 채널임펄스응답의 길이를 "N" 이라 하면, 등화 계수 계산기(212)는 채널 전달함수 H(207)와 원하는 출력신호 Z(211)로부터 다음의 <수학식 7>에 의해 주파수 영역에서의 등화 계수 C(213)를 구할 수 있다. Assuming that the length of the estimated channel impulse response is "N &quot;, the equalization coefficient calculator 212 calculates, from the channel transfer function H 207 and the desired output signal Z 211, Lt; RTI ID = 0.0 &gt; C (213) &lt; / RTI &gt;

Z = HC Z = HC

상기 <수학식 7>에서, Z는 길이 {Nx1}인 벡터이고, H는 {NxN}인 벡터이고, C는 길이 {Nx1}인 등화 계수 벡터이다. In Equation (7), Z is a vector of length {Nx1}, H is a vector of {NxN}, and C is an equalization coefficient vector of length {Nx1}.

상기 구해진 주파수 영역의 등화 계수 C(213)는 IDFT(Inverse DFT)(214)에 의해 변환되어 시간 영역의 등화 계수 cn(215)이 출력된다. 이렇게 구해진 등화 계수 cn(215)는 등화기(202)로 제공되어 상기 수신신호(201)의 등화 처리에 사용된다. The obtained equalization coefficient C (213) in the frequency domain is transformed by an IDFT (Inverse DFT) 214 to output an equalization coefficient c n ( 215) in the time domain. The thus obtained equalization coefficient c n 215 is provided to the equalizer 202 and used for equalization processing of the received signal 201.

전술한 바와 같은, 종래 기술에 따른 등화 장치는 시간 영역 혹은 주파수 영역에서 왜곡된 수신신호에 대한 심볼간간섭(ISI)의 영향을 제거하고 있다. 그러나, 종래 기술에 따른 시간 영역 및 주파수 영역의 등화 장치에 의해 구해지는 성좌(constellation)를 관찰하면, 도 11 및 도 17에 도시된 바와 같이 많이 퍼져 있는데, 이는 ISI가 완전하게 제거되지 않고 많이 남아 있기 때문에 기인한 것이다. The prior art equalizer eliminates the effect of inter-symbol interference (ISI) on distorted received signals in the time domain or frequency domain. However, observing the constellation obtained by the equalization apparatus in the time domain and the frequency domain according to the related art is much spread as shown in FIG. 11 and FIG. 17, because the ISI is not completely removed, It is because it is.

따라서 본 발명의 목적은 통신시스템에서 채널의 영향에 의해 왜곡된 수신 신호를 보다 나은 성능을 가지도록 보상하는 등화 장치 및 그에 의한 등화 방법을 제공함에 있다. It is therefore an object of the present invention to provide an equalizing apparatus and an equalizing method for compensating a received signal distorted by a channel effect in a communication system to have better performance.

본 발명의 다른 목적은 통신시스템에서 심볼간간섭의 영향에 의해 왜곡된 수신 신호에 포함된 심볼간간섭을 최소화하기 위한 등화 장치 및 그에 의한 등화 방법을 제공함에 있다. It is another object of the present invention to provide an equalizing apparatus and an equalizing method for minimizing intersymbol interference included in a received signal distorted by the influence of intersymbol interference in a communication system.

본 발명의 또 다른 목적은 제공함에 있다. 통신시스템에서 왜곡된 수신 신호에 포함된 심볼간간섭의 영향을 최소화함으로써 복조 성능을 향상시키기 위한 등화 장치 및 그에 의한 등화 방법을 제공함에 있다. Another object of the present invention is to provide. The present invention provides an equalizing apparatus and an equalizing method for improving demodulation performance by minimizing the influence of inter-symbol interference included in a distorted received signal in a communication system.

이러한 목적들을 달성하기 위한 본 발명은 시간 영역이나 주파수 영역에서 채널의 스펙트럼 널(spectral null) 부분을 완화/보상하는 구조를 가지는 새로운 방식의 등화 장치를 제안한다. 첫 번째 방식의 등화 장치는 시간 영역에서 스펙트럼 널을 완화/보상하는 방식으로, 훈련 데이터로부터 채널임펄스응답(CIR)을 추정하고, 이 추정된 채널임펄스응답으로부터 시간 영역 컨볼루션(convolution)을 이용 하여 등화기에 사용될 등화 계수를 구한다. 두 번째 방식의 등화 장치는 주파수 영역에서 스펙트럼 널 부분을 처리하여 스펙트럼 널 부분을 완화/보상하는 방식으로, 훈련 데이터로부터 채널임펄스응답을 추정하고, 이 추정된 채널임펄스응답을 주파수 영역으로 변환하여 채널 전달함수를 구하고, 이 채널 전달함수에서 스펙트럼 널을 검색하고, 이 검색된 스펙트럼 널에 대해서 적절한 신호 처리를 행함으로써 등화 계수가 구해진다. In order to achieve these objects, the present invention proposes a new type of equalizer having a structure for mitigating / compensating a spectral null portion of a channel in a time domain or a frequency domain. The first type of equalizer estimates the channel impulse response (CIR) from the training data in a manner that mitigates / compensates for the spectral null in the time domain and uses a time domain convolution from this estimated channel impulse response The equalization coefficient to be used for the equalizer is obtained. The second type of equalization apparatus estimates a channel impulse response from the training data in a manner of mitigating / compensating the spectral null portion by processing the spectral null portion in the frequency domain, converting the estimated channel impulse response into the frequency domain, An equalization coefficient is obtained by obtaining a transfer function, searching the spectral null in this channel transfer function, and performing appropriate signal processing on the searched spectral null.

본 발명의 제1 견지(Aspect)에 따르면, 수신신호의 심볼간간섭(ISI)을 제거하기 위한 등화기와, 상기 등화기에 의해 심볼간간섭이 제거된 수신신호를 복조하여 복원된 데이터를 출력하기 위한 복조기를 포함하는 이동 통신시스템의 수신기에서, 상기 등화기에 사용될 등화 계수를 추정하는 방법은, 미리 주어진 훈련데이터로부터 채널임펄스응답(CIR)을 추정하는 과정과, 상기 추정된 채널임펄스응답에 매핑되는 상기 등화기의 출력 신호를 구하는 과정과, 상기 채널임펄스응답의 매트릭스 차원과 상기 매핑되는 등화기의 출력 신호의 벡터 길이를 확장시키는 과정과, 상기 확장된 채널임펄스응답과 상기 확장된 등화기의 출력 신호를 입력하고 아래의 <수학식>에 의해 등화 계수를 추정하는 과정을 포함한다. Z = HC 여기서, Z는 상기 매핑되는 등화기의 출력 신호 벡터이고, H는 상기 채널임펄스응답의 컨볼루션 매트릭스이고, C는 상기 등화기의 계수 벡터이다. According to a first aspect of the present invention, there is provided an OFDM receiver comprising: an equalizer for eliminating inter-symbol interference (ISI) of a received signal; a demodulator for demodulating a received signal from which intersymbol interference has been eliminated by the equalizer, In a receiver of a mobile communication system including a demodulator, a method of estimating an equalization coefficient to be used for the equalizer includes the steps of: estimating a channel impulse response (CIR) from a given training data; The method comprising the steps of: obtaining an output signal of an equalizer; expanding a matrix length of the channel impulse response and a vector length of an output signal of the mapped equalizer; And estimating an equalization coefficient using Equation (1) below. Z = HC where Z is the output signal vector of the mapped equalizer, H is the convolution matrix of the channel impulse response, and C is the coefficient vector of the equalizer.

본 발명의 제2 견지에 따르면, 수신신호의 심볼간간섭(ISI)을 제거하기 위한 등화기와, 상기 등화기에 의해 심볼간간섭이 제거된 수신신호를 복조하여 복원된 데이터를 출력하기 위한 복조기를 포함하는 이동 통신시스템의 수신기에서, 상기 등화기에 사용될 등화 계수를 추정하는 방법은, 미리 주어진 훈련데이터로부터 채널임펄스응답(CIR)을 추정하는 과정과, 상기 추정된 채널임펄스응답에 매핑되는 등화기의 출력 신호를 구하는 과정과, 상기 추정된 채널임펄스응답을 주파수 영역의 채널 전달함수로 변환하는 과정과, 상기 매핑되는 등화기의 출력 신호를 주파수 영역의 출력 신호로 변환하는 과정과, 상기 변환된 채널 전달함수의 스펙트럼 널 부분을 검색하는 과정과, 상기 변환된 채널 전달함수의 상기 검색된 스펙트럼 널 부분을 보상하여 보상된 채널 전달함수를 출력하는 과정과, 상기 주파수 영역의 출력 신호와 상기 보상된 채널 전달함수를 입력하고 아래의 <수학식>에 의해 등화 계수를 추정하는 과정을 포함한다. Z = H P C 여기서, Z는 상기 주파수 영역의 출력 신호 벡터이고, H P 는 상기 채널 전달함수의 컨볼루션 매트릭스이고, C는 상기 등화기의 계수 벡터이다. According to a second aspect of the present invention, there is provided an OFDM receiver including an equalizer for eliminating inter-symbol interference (ISI) of a received signal, and a demodulator for demodulating a received signal from which intersymbol interference is removed by the equalizer, A method of estimating an equalization coefficient to be used in an equalizer in a receiver of a mobile communication system includes the steps of estimating a channel impulse response (CIR) from a given training data, calculating an output of an equalizer mapped to the estimated channel impulse response Converting the estimated channel impulse response into a frequency domain channel transfer function; converting the output signal of the mapped equalizer into a frequency domain output signal; Searching for a spectral null portion of the function; and compensating for the searched spectral null portion of the transformed channel transfer function, Enter a process to output a channel transfer function and the output signal in the frequency domain and the compensated channel transfer function, and comprising the step of estimating the equalizer coefficients by <Equation> below. Z = H P C where Z is the output signal vector in the frequency domain, H P is the convolution matrix of the channel transfer function, and C is the coefficient vector of the equalizer.

본 발명의 제3 견지에 따르면, 수신신호의 심볼간간섭(ISI)을 제거하기 위한 등화기와, 상기 등화기에 의해 심볼간간섭이 제거된 수신신호를 복조하여 복원된 데이터를 출력하기 위한 복조기를 포함하는 이동 통신시스템의 수신기에서, 상기 등화기에 사용될 등화 계수를 추정하는 방법은, 미리 주어진 훈련데이터로부터 채널임펄스응답(CIR)을 추정하는 과정과, 상기 추정된 채널임펄스응답에 매핑되는 등화기의 출력 신호를 구하는 과정과, 상기 추정된 채널임펄스응답을 주파수 영역의 채널 전달함수로 변환하는 과정과, 상기 매핑되는 등화기의 출력 신호를 주파수 영역의 출력 신호로 변환하는 과정과, 상기 변환된 채널 전달함수의 스펙트럼 널 부 분을 검색하는 과정과, 상기 주파수 영역의 출력 신호와 상기 변환된 채널 전달함수를 입력하고 상기 변환된 채널 전달함수의 상기 스펙트럼 널 부분의 입력에 대응하여 미리 설정된 레벨의 등화 계수를 추정하고 상기 스펙트럼 널 부분 이외의 상기 변환된 채널 전달함수의 입력에 대응하여 아래의 <수학식>에 의해 등화 계수를 추정하는 과정을 포함한다. Z = H P C 여기서, Z는 상기 주파수 영역의 출력 신호 벡터이고, H P 는 상기 채널 전달함수의 컨볼루션 매트릭스이고, C는 상기 등화기의 계수 벡터이다. According to a third aspect of the present invention, there is provided a mobile communication system including an equalizer for eliminating inter-symbol interference (ISI) of a received signal, and a demodulator for demodulating a received signal from which intersymbol interference is removed by the equalizer, A method of estimating an equalization coefficient to be used in an equalizer in a receiver of a mobile communication system includes the steps of estimating a channel impulse response (CIR) from a given training data, calculating an output of an equalizer mapped to the estimated channel impulse response Converting the estimated channel impulse response into a frequency domain channel transfer function; converting the output signal of the mapped equalizer into a frequency domain output signal; Searching for a spectral null portion of the function; inputting the frequency-domain output signal and the transformed channel transfer function; Estimating an equalization coefficient at a predetermined level corresponding to the input of the spectral null portion of the transformed channel transfer function and calculating an equalization coefficient according to the following equation corresponding to the input of the transformed channel transfer function other than the spectral null portion: And estimating the coefficients. Z = H P C where Z is the output signal vector in the frequency domain, H P is the convolution matrix of the channel transfer function, and C is the coefficient vector of the equalizer.

전술한 바와 같은 내용은 당해 분야 통상의 지식을 가진 자는 후술되는 본 발명의 구체적인 설명으로 보다 잘 이해할 수 있도록 하기 위하여 본 발명의 특징들 및 기술적인 장점들을 다소 넓게 약술한 것이다. The foregoing is a somewhat broad summary of the features and technical advantages of the present invention in order that those skilled in the art will be better able to understand the detailed description of the present invention which will be described later.

본 발명의 청구범위의 주제를 형성하는 본 발명의 추가적인 특징들 및 장점들이 후술될 것이다. 당해 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 동일한 목적들을 달성하기 위하여 다른 구조들을 변경하거나 설계하는 기초로서 발명의 개시된 개념 및 구체적인 실시예가 용이하게 사용될 수도 있다는 사실을 인식하여야 한다. 당해 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 또한 발명과 균등한 구조들이 본 발명의 가장 넓은 형태의 사상 및 범위로부터 벗어나지 않는다는 사실을 인식하여야 한다.
Additional features and advantages of the invention which form the subject of the claims of the invention will be described below. Those skilled in the art will recognize that the disclosed concepts and specific embodiments may be readily used as a basis for modifying or designing other structures to achieve the same purposes of the present invention. Those skilled in the art should also recognize that the invention and its equivalent arrangements do not depart from the spirit and scope of the broadest form of the invention.

이하 본 발명의 바람직한 실시예의 상세한 설명이 첨부된 도면들을 참조하여 설명될 것이다. 도면들 중 참조번호들 및 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 참조번호들 및 부호들로 나타내고 있음에 유의해야 한다. 하기에서 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Hereinafter, a detailed description of preferred embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings. It is to be noted that, in the drawings, reference numerals and like components are denoted by the same reference numerals and signs as possible even if they are shown in different drawings. In the following description of the present invention, a detailed description of known functions and configurations incorporated herein will be omitted when it may make the subject matter of the present invention rather unclear.

A. 발명의 개요 A. Summary of the Invention

하기에서 설명될 본 발명은 유선 혹은 무선 통신시스템의 채널에서 야기되는 심볼간간섭(ISI: Inter-Symbol Interference)을 효과적으로 제거하기 위한 새로운 등화 장치를 제안한다. 본 발명에서 제안되는 새로운 방식의 등화 장치는 시간 영역이나 주파수 영역에서의 처리를 통하여 채널의 스펙트럼 널(spectral null) 부분을 완화/보상하는 구조를 가지는 것을 특징으로 한다. 이러한 등화 장치는 종래의 등화 장치에 비해 수신기의 데이터 복조 성능을 향상시킬 수 있다. 본 발명에 의해 제안되는 등화 장치는 크게 2가지 방식으로 구분된다. The present invention to be described below proposes a new equalizer for effectively eliminating inter-symbol interference (ISI) caused by a channel of a wired or wireless communication system. The equalizer of the new scheme proposed in the present invention is characterized in that it has a structure for mitigating / compensating the spectral null portion of the channel through processing in the time domain or the frequency domain. This equalizer can improve the data demodulation performance of the receiver as compared with the conventional equalizer. The equalization apparatus proposed by the present invention is largely divided into two methods.

첫 번째 방식은 시간 영역에서 스펙트럼 널을 완화/보상하는 방식이다. 이 방식에 의하면, 훈련 데이터로부터 채널임펄스응답(CIR)을 추정하고, 이 추정된 채널임펄스응답으로부터 시간 영역 컨볼루션(convolution)을 이용하여 등화기에 사용될 등화 계수를 구한다. 이 방식은 종래의 방식과는 달리 채널임펄스응답 길이 내 에서 컨볼루션 매트릭스(convolution matrix)의 차원을 확장하여 스펙트럼 널에 대한 보상을 수행한다. 이 방식은 보다 성능 좋은 등화 계수의 추정을 가능하게 하며, 또한 등화 계수 추정 시 유연성을 제공한다. 따라서, 본 발명의 첫 번째 방식에 의한 등화 장치를 사용하면 ISI가 있는 채널에서 ISI를 보상/제거하는 능력이 우수하며, 특히 스펙트럼 널이 있는 채널에서 스펙트럼 널의 효과를 완화하여 수신기의 복조 오류를 크게 줄일 수 있어 수신 성능의 향상을 기대할 수 있다. The first approach is to mitigate / compensate the spectral null in the time domain. According to this scheme, a channel impulse response (CIR) is estimated from the training data, and a time-domain convolution is obtained from the estimated channel impulse response to obtain an equalization coefficient to be used for the equalizer. Unlike the conventional scheme, this scheme extends the dimension of the convolution matrix within the channel impulse response length to compensate for the spectral null. This scheme allows estimation of better equalization coefficients and also provides flexibility in estimating equalization coefficients. Therefore, by using the equalizer according to the first method of the present invention, it is possible to compensate for the ISI in the channel having the ISI, and in particular, to mitigate the effect of the spectral null in the spectrum null channel, It can be greatly reduced, and the improvement of the reception performance can be expected.

두 번째 방식은 주파수 영역에서 스펙트럼 널 부분을 처리하여 스펙트럼 널 부분을 완화/보상하는 방식이다. 이 방식에 의하면, 훈련 데이터로부터 채널임펄스응답을 추정하고, 이 추정된 채널임펄스응답을 주파수 영역으로 변환하여 채널 전달함수를 구하고, 이 채널 전달함수에서 스펙트럼 널을 검색하고, 이 검색된 스펙트럼 널에 대해서 적절한 신호 처리를 행함으로써 등화 계수가 구해진다. 따라서, 본 발명의 두 번째 방식에 의한 등화 장치를 사용하면 스펙트럼 널이 있는 채널에서 보다 성능 좋은 등화 계수의 추정이 가능하므로, ISI가 있는 채널에서 ISI를 보상/제거하는 능력이 우수하며, 특히 수신기의 복조 오류를 크게 줄일 수 있어 수신 성능의 향상을 기대할 수 있다. The second method is a method of mitigating / compensating the spectral null portion by processing the spectral null portion in the frequency domain. According to this method, a channel impulse response is estimated from training data, the estimated channel impulse response is converted into a frequency domain to obtain a channel transfer function, a spectral null is searched in the channel transfer function, By performing appropriate signal processing, the equalization coefficient is obtained. Therefore, by using the equalizer according to the second method of the present invention, it is possible to estimate a better equalization coefficient in a channel having a spectral null, so that it is excellent in the ability to compensate / remove ISI in a channel with ISI, The demodulation error of the receiver can be greatly reduced and the reception performance can be expected to be improved.

상기 두 번째 방식에 의해 주파수 영역에서 스펙트럼 널을 처리하는 방식은 신호 처리 기법에 따라 다음과 같은 4가지 실시 예들로 구분되어진다. The method of processing the spectrum null in the frequency domain by the second scheme is divided into the following four embodiments according to the signal processing technique.

첫 번째 실시예에 따른 등화 장치는 스펙트럼 널이 있는 부분에 대해서 전력 클리핑(power clipping)을 수행하는 구조이다. 이 경우 전력 클리핑 처리되기 이전의 채널 전달함수에 비해 처리된 채널 전달함수는 크기(magnitude)는 변형되어 상 이하나 위상(phase)은 그대로 유지되어 동일하다. The equalizer according to the first embodiment is a structure that performs power clipping on a portion having a spectrum null. In this case, the channel transfer function processed before the power-clipping process is transformed to have a magnitude that is equal to or less than or equal to the phase.

두 번째 실시예에 따른 등화 장치는 스펙트럼 널이 있는 부분에 대해서 크기 클리핑(magnitude clipping)을 수행하는 구조이다. 이 경우 크기 클리핑 처리되기 이전의 채널 전달함수에 비해 처리된 채널 전달함수는 크기와 위상이 모두 변형되어 상이하다. The equalizer according to the second embodiment is a structure for performing magnitude clipping on a spectrum null portion. In this case, compared with the channel transfer function before the size clipping process, the processed channel transfer function varies in size and phase.

세 번째 실시예에 따른 등화 장치는 스펙트럼 널이 있는 부분에 대해서 와핑(warping)을 수행하는 구조이다. 이 경우 와핑 처리되기 이전의 채널 전달함수에 비해 처리된 채널 전달함수는 크기는 변형되어 상이하나 위상은 그대로 유지되어 동일하다. The equalization apparatus according to the third embodiment is a structure for performing warping on a portion having a spectrum null. In this case, compared to the channel transfer function before being subjected to the warping process, the processed channel transfer function has the same magnitude but the phase remains the same.

네 번째 실시예에 따른 등화 장치는 스펙트럼 널이 있는 부분의 채널 전달 함수를 직접 신호 처리하지 않고, 스펙트럼 널이 있는 부분에 대한 등화 계수를 구할 시 이때의 등화 계수를 임의의 미리 설정된 값으로 사용하는 강제 설정(force setting) 방식이다. The equalizing apparatus according to the fourth embodiment does not directly process the channel transfer function of the spectral null portion and uses the equalization coefficient as an arbitrary preset value when obtaining the equalization coefficient for the portion having the spectral null This is a force setting method.

하기에서 본 발명을 구체적으로 설명함에 있어서 상기 첫 번째 방식의 등화 장치는 제1 실시예로서 설명될 것이고, 상기 두 번째 방식의 등화 장치중 첫 번째 내지 세 번째 실시예들은 제2 실시예로서 설명될 것이고, 상기 두 번째 방식의 등화 장치중 네 번째 실시예는 제3 실시예로서 설명될 것이다. Hereinafter, the first embodiment of the equalizer will be described as a first embodiment, and the first to third embodiments of the second type of equalizer will be described as a second embodiment And the fourth embodiment of the second type of equalizing apparatus will be described as the third embodiment.

B. 실시예 1 B. Example 1

(B-1) 구성 및 작용 (B-1) Configuration and action

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 등화 장치의 구성을 보여주는 도면이다. 이 실시예는 시간 영역에서 스펙트럼 널을 완화/보상하기 위한 등화 장치를 나타낸다. FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of an equalizer according to an embodiment of the present invention. Referring to FIG. This embodiment represents an equalizer for mitigating / compensating spectral nulls in the time domain.

상기 도 3을 참조하면, 등화 장치는 등화기(302), 복조기(311), CIR 추정기(304), 등화기 출력신호 계산기(제1 계산기)(306), 등화 계수 계산기(제2 계산기)(308)를 포함한다. 여기서, 등화 계수 계산기(308)를 제외한 나머지 구성요소들은 도 1에 도시된 구성요소들과 동일한 동작 및 기능을 수행한다. Referring to FIG. 3, the equalizer includes an equalizer 302, a demodulator 311, a CIR estimator 304, an equalizer output signal calculator 306 (first calculator), an equalization factor calculator (second calculator) 308). Here, the remaining components except for the equalization coefficient calculator 308 perform the same operations and functions as the components shown in FIG.

상기 등화기(302)는 수신신호(301)에 대해 등화 처리를 하여 채널의 영향, 즉 심볼간간섭(ISI)이 제거된 신호(310)를 출력한다. 상기 복조기(311)는 상기 등화기(302)에 의해 심볼간간섭이 제거된 수신신호를 입력하여 복조 및 데이터 결정하고 복원된 데이터(312)를 출력한다. 상기 등화기(302)는 상기 수신신호(301)에 대한 등화 처리시 등화 계수 계산기(308)에 의해 계산된 등화 계수 cn을 이용한다. The equalizer 302 performs an equalization process on the received signal 301 and outputs a signal 310 in which the influence of a channel, that is, the inter-symbol interference (ISI), is removed. The demodulator 311 demodulates and decodes the received signal by removing the inter-symbol interference by the equalizer 302, and outputs the recovered data 312. The equalizer 302 uses the equalization coefficient c n calculated by the equalization coefficient calculator 308 during equalization processing on the received signal 301.

상기 등화 계수 cn은 다음과 같이 구해진다. 상기 채널임펄스응답 추정기(304)는 훈련데이터(training data or sequence)(303)로부터 채널임펄스응답 hn(305)을 추정한다. 상기 등화기(EQ: Equaliizer) 출력신호 계산기(306)는 상기 추정된 채널임펄스응답 hn(305)에 매핑되는 상기 등화기(302)의 출력 신호를 계산한 다. 즉, 상기 계산기(306)는 상기 추정된 채널임펄스응답 hn(305)이 등화기(302)에 인가될 때의 원하는 등화기(302)의 출력신호 zn(307)을 계산한다. 예를 들어, 상기 추정기(304)에 의해 CIR = [ 0 0.1 0.6 0.07 0.03 0.08 0.02 0 0 ]의 채널이 추정되고 원하는 등화기의 출력신호가 임펄스 채널이라고 가정할 때, 상기 계산기(304)에 의해 계산되는 등화기의 출력신호는 EQ 출력 = [ 0 0 1 0 0 0 0 0 0 ]이 될 수 있다. 상기 등화 계수 계산기(308)는 상기 추정된 채널임펄스응답 hn(305)과 상기 출력신호 zn(307)을 입력하고, 이들로부터 등화 계수 cn(309)을 계산한다. 이때 상기 등화 계수 계산기(308)는 상기 채널임펄스응답의 매트릭스 차원과 상기 매핑되는 등화기의 출력 신호의 벡터 길이를 확장시키고, 등화 계수 cn(309)을 계산하는 것을 특징으로 한다. 참고적으로, 도 1에 도시된 종래 기술에 따른 등화 장치는 추정한 채널임펄스 응답의 길이가 'N'으로 정해질 때 상기 <수학식 2>에서와 같이 Z는 길이 {(2N-1)x1}인 벡터이고, H는 {(2N-1)xN} 차원 매트릭스이고, C는 길이 {Nx1}인 벡터로 주어졌다. The equalization coefficient c n is obtained as follows. The channel impulse response estimator 304 estimates a channel impulse response h n 305 from training data or sequence 303. The equalizer output signal calculator 306 calculates an output signal of the equalizer 302 that is mapped to the estimated channel impulse response h n 305. That is, the calculator 306 calculates the output signal z n (307) of the desired equalizer 302 when the estimated channel impulse response h n (305) is applied to the equalizer 302. For example, when the channel of CIR = [0, 0.1, 0.6, 0.03, 0.03, 0.08, 0.02 0 0] is estimated by the estimator 304 and the output signal of the desired equalizer is assumed to be an impulse channel, The output signal of the equalizer that is calculated can be EQ output = [0 0 1 0 0 0 0 0 0]. The equalization coefficient calculator 308 receives the estimated channel impulse response h n 305 and the output signal z n 307 and calculates an equalization coefficient c n 309 from them. At this time, the equalization coefficient calculator 308 expands the vector dimension of the output signal of the equalizer and the matrix dimension of the channel impulse response, and calculates the equalization coefficient c n (309). For reference, FIG equalization device according to the prior art shown in Figure 1, when the length of a channel impulse response estimate be defined as 'N' Z, as in the <Equation 2> is the length {(2N-1) x1 }, H is a {(2N-1) xN} dimensional matrix, and C is a vector of length {Nx1}.

그러나, 본 발명의 실시예에 따른 등화 장치는 시간 영역 스펙트럼 널 부분을 완화/보상하기 위하여 등화계수 계산기(308)에 의한 등화 계수 계산 동작시 H 매트릭스의 차원이나 벡터들 Z 및 C의 길이를 확장하고, 확장된 컨볼루션 매트릭스 및 벡터에 대하여 다음의 <수학식 8>을 적용하고, MMSE 방식 등을 이용하여 등화 계수를 추정하는 것을 특징으로 한다. However, the equalization apparatus according to the embodiment of the present invention may extend the dimension of the H matrix or the length of the vectors Z and C in the equalization coefficient calculation operation by the equalization coefficient calculator 308 to mitigate / compensate the time domain spectral null portion (8) is applied to the extended convolution matrix and the vector, and the equalization coefficient is estimated using the MMSE scheme or the like.

Z = HC Z = HC

상기 <수학식 8>에서, CIR 추정기(304)에 의해 추정된 채널임펄스응답의 길이가 "N" 이라 고 하면, Z는 길이 {(2N-1)+e)x1} 인 확장된 출력 벡터이고, H는 {((2N-1)+e)x(N+e)} 차원 확장된 컨볼루션 매트릭스(convolution matrix)이고, C는 길이 {(N+e)x1}인 확장된 등화 계수 벡터이다. 이때 확장할 변수 'e'는 다음의 <수학식 9>에 나타낸 바와 같이 1보다 같거나 크고 N보다 작거나 같은 범위내에서 적절한 값으로 선택될 수 있다. Assuming in Equation (8) that the length of the channel impulse response estimated by the CIR estimator 304 is "N &quot;, Z is an extended output vector of length {(2N-1) + e) x1} , H is an extended convolution matrix with dimension {((2N-1) + e) x (N + e)} and C is an extended equalization coefficient vector of length {(N + e) x1} . The variable e to be expanded may be selected as an appropriate value within a range equal to or greater than 1 and less than or equal to N as shown in Equation (9) below.

e = 1, 2, ..., N e = 1, 2, ..., N

다음의 <수학식 10>, <수학식 11> 및 <수학식 12>는 채널임펄스 응답의 길이가 'N=5' 이고, 확장할 변수가 'e=5'인 경우에 대한 확장된 Z, H, C의 일 예를 나타낸 것이다. 하기에서 길이 및 차원을 확장하기 전의 요소들은 굵은 이탤릭체로 표시되어 있다. 하기 <수학식 10>에서 확장하기 전의 요소들은 {Z0, Z1, ... , Z8}이고, <수학식 11>에서 확장하기 전의 요소들은 {C0, C1, ... , C4}이고, <수학식 12>에서 확장하기 전의 요소들은 화살표로 구분하여 표시한 바와 같이 9번째 행×5번째 열이다. Equation (10), Equation (11), and Equation (12) below show the extended Z , Z , and Z values for the case where the length of the channel impulse response is N = 5 and the variable to be expanded is e = H , and C , respectively. Elements before length and dimension expansion are shown in bold italics. The elements before expansion in Equation (10) are {Z 0 , Z 1 , ..., Z 8 } and the elements before expansion in Equation (11) are {C 0 , C 1 , C 4 }, and the elements before expansion in Equation (12) are the ninth row x 5 th column as indicated by arrows.

Figure 112002040447780-pat00005
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Figure 112002040447780-pat00007
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상기 등화계수 계산기(308)는 상기 <수학식 11>, <수학식 12> 및 <수학식 13>에 나타낸 바와 같이 매트릭스의 차원 및 벡터의 길이를 확장하고, 확장된 컨볼루션 매트릭스 및 벡터에 대하여 상기 <수학식 8>을 적용함에 의해 등화 계수를 추정한다. 이러한 등화 계수의 추정에는 이미 앞서서 언급한 바와 같이 MMSE 방식이 사용될 수 있다. The equalization coefficient calculator 308 may extend the length of the dimension and vector of the matrix as shown in Equations (11), (12) and (13) Equation (8) is applied to estimate the equalization coefficient. As mentioned above, the MMSE method can be used for estimating the equalization coefficient.

전술한 본 발명의 실시예는 확장된 컨볼루션을 통하여 시간 영역에서 스펙트럼 널을 완화/보상하는 방식의 등화 구조를 제안하며, 보다 좋은 성능의 등화 계수를 구하고 더 많은 유연성을 가질 수 있도록 한다. 이러한 사실들은 하기의 설명들로부터 잘 알 수 있을 것이다. The embodiment of the present invention as described above proposes an equalization structure of a method of mitigating / compensating the spectral null in the time domain through extended convolution, and obtains a better performance equalization coefficient and has more flexibility. These facts will be apparent from the following description.

이미 언급한 바와 같이 등화기의 출력 신호 Z를 모델링할 때 '1'의 위치를 어디에 놓는가에 따라 등화 계수는 다른 값을 가지며 등화기의 성능에 영향을 미치게 된다. 종래 기술에 따른 방식을 다시 살펴보면, 채널임펄스 응답에 대한 등화기의 출력은 일반적으로 상기 <수학식 6>에 나타낸 바와 같이 추정한 채널 길이의 중앙에 위치된다. 이는 정해진 채널 길이의 범위 내에서 모든 채널임펄스 응답이 반영되는 위치이기 때문이다. 상기 <수학식 5>를 참조하면, 모든 채널임펄스 응답을 반영하는 위치는 중앙임을 알 수 있고, 이러한 위치는 중앙 위치가 유일한 곳이기도 하다. As mentioned above, when modeling the output signal Z of the equalizer, the equalization coefficient has different values depending on where the '1' is placed, which affects the performance of the equalizer. Referring again to the scheme according to the prior art, the output of the equalizer for the channel impulse response is generally located at the center of the estimated channel length, as shown in Equation (6). This is because it is a position where all channel impulse responses are reflected within a predetermined channel length range. Referring to Equation (5), it can be seen that the position reflecting all the channel impulse responses is the center, which is the only place where the center position is unique.

그러나 본 발명에서 제안하는 방식은 출력 신호 Z에서 '1'의 위치가 채널 길이의 항상 중앙에 위치하는 것이 아니라 보다 유연하게 위치시키고자 하는 것이다. 물론 이러한 유연성은 성능 좋은 등화 계수를 구하는데 작용한다. 시간 영역에서 스펙트럼 널을 완화/보상하는 확장된 구조에서는 모든 채널임펄스 응답을 포함하는 영역이 많이 있으므로, 이들 중에서 좋은 성능을 보이는 곳에 '1'을 위치하게 할 수 있다. However, in the method proposed by the present invention, the position of '1' in the output signal Z is not always located at the center of the channel length but is more flexible. This flexibility, of course, serves to obtain good equalization coefficients. In the extended structure for mitigating / compensating the spectral null in the time domain, there are many regions including all channel impulse responses.

이러한 사실은 상기 <수학식 12>에서 굵은 선으로 표시한 부분을 보면 알 수 있다. 하기의 <수학식 13>은 출력 신호 Z에서 '1'의 위치가 가능한 영역을 보인 것 이고, <수학식 14>는 'N=5, e=5'인 경우에 '1'이 위치할 수 있는 부분을 굵은 이탤릭체로 표시하고 있다. 즉, {Z4,Z5, .., Z8}이다. 이때 '1'이 위치할 수 있는 곳은 많으므로, 이들 중 최적의 성능을 갖는 곳을 선택할 수도 있을 것이다. This fact can be seen from the portion indicated by the bold line in Equation (12). The following Equation (13) shows a region where the position of '1' in the output signal Z is possible, and Equation (14) shows that when 'N = 5, e = 5' And the portion where it is shown in bold italics. That is, {Z 4 , Z 5 , .., Z 8 }. At this time, since there are many places where '1' can be located, it is possible to select a place having the best performance among them.

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(B-2) 효과 (B-2) Effect

도 10a 및 도 10b는 종래 기술 및 본 발명의 실시예에 따른 등화 장치의 시뮬레이션에 사용되는 채널임펄스응답을 보여주는 도면이다. 이 도면은 훈련 데이터로부터 추정된 채널임펄스응답의 주파수 영역 신호를 나타낸다. 10A and 10B are diagrams showing channel impulse responses used in simulations of an equalizer according to the prior art and an embodiment of the present invention. This figure shows the frequency domain signal of the channel impulse response estimated from the training data.

도 11은 도 10a 및 도 10b에 도시된 채널임펄스응답이 시뮬레이션에 사용될 때 도 1에 도시된 등화 장치의 성좌를 보여주는 도면이다. 이 도면은 훈련 데이터로부터 추정된 채널임펄스응답이 도 1에 도시된 등화계수 계산기(108)로 인가될 때 상기 도 1에 도시된 등화 장치의 성좌(constellation)를 나타낸다. Fig. 11 is a diagram showing the constellation of the equalizer shown in Fig. 1 when the channel impulse response shown in Figs. 10A and 10B is used in simulation. This figure shows the constellation of the equalizer shown in FIG. 1 when the channel impulse response estimated from the training data is applied to the equalization coefficient calculator 108 shown in FIG.

도 12는 도 10a 및 도 10b에 도시된 채널 임펄스 응답이 시뮬레이션에 사용 될 때 도 3에 도시된 등화 장치의 성좌를 보여주는 도면이다. 이 도면은 훈련 데이터로부터 추정된 채널임펄스응답이 도 3에 도시된 등화계수 계산기(308)로 인가될 때 상기 도 3에 도시된 등화 장치의 성좌를 나타낸다. 12 is a diagram showing the constellation of the equalizer shown in Fig. 3 when the channel impulse response shown in Figs. 10A and 10B is used in simulation. This figure shows the constellation of the equalizer shown in FIG. 3 when the channel impulse response estimated from the training data is applied to the equalization coefficient calculator 308 shown in FIG.

지금, 상기 도 10a 및 도 10b에 도시된 바와 같은 채널임펄스응답이 도 1 및 도 3에 도시된 등화 장치의 등화계수 계산기(108) 및 (308)에 각각 인가된다고 가정할 때 각 등화 장치에서의 성좌는 도 11 및 도 12에 도시된 바와 같이 구해진다. 도 11에 도시된 종래 기술에 따른 등화 장치의 성좌에 비해 도 12에 도시된 본 발명의 실시예에 따른 등화 장치의 성좌가 많이 모인 것을 알 수 있다. 이는 ISI가 많이 제거됨을 의미하는 것으로, 결과적으로 본 발명의 실시예에 따른 등화 장치의 성능이 우수함을 알 수 있다. 즉, 본 발명에서 제안한 시간 영역에서 스펙트럼 널을 완화/보상하는 확장된 컨볼루션 방식에 따르면, 채널임펄스응답에 대한 원하는 등화기의 출력에서 delta '1'을 위치시킬 수 있는 부분이 많이 있으므로, 등화계수를 구하는데 상대적으로 더 많은 유연성을 제공할 수 있으며, 이는 종래 기술에 따른 방식에 비해 최적의 등화 계수를 구할 수 있음을 의미한다. Assuming now that the channel impulse response as shown in FIGS. 10A and 10B is applied to the equalization coefficient calculators 108 and 308 of the equalizer shown in FIGS. 1 and 3, respectively, The constellation is obtained as shown in FIG. 11 and FIG. It can be seen that the constellation of the equalizer according to the embodiment of the present invention shown in Fig. 12 is more accumulated than the constellation of the equalizer according to the prior art shown in Fig. This means that a large amount of ISI is removed. As a result, it can be seen that the performance of the equalizer according to the embodiment of the present invention is excellent. That is, according to the extended convolution scheme for mitigating / compensating the spectral null in the time domain proposed by the present invention, since there are many portions in which the delta '1' can be positioned in the output of the desired equalizer for the channel impulse response, It is possible to provide relatively more flexibility in determining the coefficients, which means that an optimal equalization coefficient can be obtained as compared with the method according to the prior art.

C. 실시예 2 C. Example 2

(C-1) 구성 및 작용 (C-1) Configuration and action

도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따른 등화 장치의 구성을 보여주는 도면이 다. 이 실시예는 주파수 영역에서 스펙트럼 널을 완화/보상하기 위한 구조를 갖는다. FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration of an equalizer according to another embodiment of the present invention. This embodiment has a structure for mitigating / compensating the spectral null in the frequency domain.

상기 도 4를 참조하면, 등화 장치는 등화기(402), 복조기(424), CIR 추정기(404), 이산푸우리에변환기들(406)(417), 등화기 출력신호 계산기(제1 계산기)(415), 스펙트럼 널 검색기(409), 스펙트럼 널 처리기(413), 등화 계수 계산기(제2 계산기)(414) 및 역 이산푸우리에변환기(421)를 포함한다. 4, the equalizer includes an equalizer 402, a demodulator 424, a CIR estimator 404, discrete Pourier transformers 406 and 417, an equalizer output signal calculator (first calculator) 415, a spectrum null detector 409, a spectrum null processor 413, an equalization coefficient calculator (second calculator) 414 and an inverse discrete Fourier transformer 421.

상기 등화기(402)는 통신채널의 특성에 따른 심볼간간섭(ISI) 등으로 인하여 왜곡된 수신신호(401)에 대해 등화 처리를 하여 채널의 영향, 즉 심볼간간섭이 제거된 신호(423)를 출력한다. 복조기(424)는 상기 등화기(402)에 의해 심볼간간섭이 제거된 수신신호를 입력하여 복조 및 데이터 결정하고, 복원된 데이터(425)를 출력한다. 상기 등화기(402)는 상기 수신신호(401)에 대한 등화 처리시 등화계수 계산기(419)에 의해 계산된 후 시간영역으로 변환된 등화계수 cn(422)을 이용한다. The equalizer 402 performs equalization on the received signal 401 distorted due to inter-symbol interference (ISI) or the like according to the characteristics of a communication channel, and outputs the signal 423, . The demodulator 424 demodulates and decides the data by inputting the reception signal from which the intersymbol interference is removed by the equalizer 402, and outputs the reconstructed data 425. The equalizer 402 uses an equalization coefficient c n 422 converted into a time domain after being calculated by the equalization coefficient calculator 419 in the equalization process for the received signal 401.

상기 등화계수 cn(422)는 다음과 같이 구해진다. 채널임펄스응답 추정기(404)는 훈련데이터(training data or sequence)(403)로부터 채널임펄스응답 hn(405)을 추정한다. 이산푸우리에변환기(406)는 상기 추정된 채널임펄스응답 hn(405)에 대해 DFT(Discrete Fourier Transform)를 수행하여 주파수 영역의 응답인 채널 전달함수 H(407)를 구한다. 등화기 출력신호 계산기(415)는 상기 추정된 채널임펄스응답 hn(405)에 매핑되는 등화기(402)의 출력 신호를 계산한다. 즉, 상기 계 산기(415)는 상기 추정된 채널임펄스응답 hn(405)이 등화기(402)에 인가될 때의 원하는 등화기(402)의 출력신호 zn(416)을 계산한다. 이산푸우리에변환기(417)는 상기 출력신호 zn(416)에 대해 DFT를 수행하여 주파수 영역의 출력신호 Z(418)를 구한다. The equalization coefficient cn (422) is obtained as follows. The channel impulse response estimator 404 estimates the channel impulse response h n (405) from the training data or sequence 403. The discrete Fourier transformer 406 performs a discrete Fourier transform (DFT) on the estimated channel impulse response h n (405) to obtain a channel transfer function H (407) which is a frequency domain response. The equalizer output signal calculator 415 calculates an output signal of the equalizer 402 that is mapped to the estimated channel impulse response h n (405). That is, the calculator 415 calculates the output signal z n (416) of the desired equalizer 402 when the estimated channel impulse response h n (405) is applied to the equalizer 402. The discrete Pourier transformer 417 performs a DFT on the output signal z n (416) to obtain an output signal Z (418) in the frequency domain.

상기 출력신호 Z(418)는 상기 <수학식 6>과 같이 정해질 수 있으며, 상기 추정된 채널 전달함수 H(407)는 도 13a 및 도 13b에 도시한 바와 같이 스펙트럼 널의 특성을 갖는 채널일 수 있다. 이러한 스펙트럼 널은 통신 채널이 특히 무선 채널인 경우 흔히 발생하는데, 일반적으로 스펙트럼 널이 있는 채널로부터 추정되는 등화기는 잡음에 매우 약한 성능을 나타낸다. 따라서 본 발명에서는 스펙트럼 널이 있는 채널에 대해서 적절한 처리를 행함으로써 스펙트럼 널 효과를 완화 및 보상하여 등화 장치의 성능을 개선하고자 하는 것이다. 이러한 스펙트럼 널 처리를 위해 구비된 본 발명의 특징적인 구성요소들이 스펙트럼 널 검색기(Spectral Null Finder)(409)와, 스펙트럼 널 처리기(Spectral Null Processor)(413)이다. The output signal Z 418 can be defined as Equation (6), and the estimated channel transfer function H (407) is a channel having a spectral null characteristic as shown in FIGS. 13A and 13B. . Such spectral nulls often occur when the communication channel is a wireless channel in particular, and generally an equalizer estimated from a spectrum null channel exhibits very poor noise performance. Therefore, in the present invention, it is intended to improve the performance of the equalizer by mitigating and compensating for the spectral null effect by performing appropriate processing on the spectral null channel. The characteristic components of the present invention provided for such spectral null processing are a spectral null finder 409 and a spectral null processor 413.

상기 스펙트럼 널 검색기(409)는 상기 추정된 채널 전달함수 H(407)와 미리 설정된 임계값을 비교하고, 그 비교결과에 따라 상기 추정된 채널 전달함수 H(407)의 스펙트럼 널 부분을 검색한다. 이렇게 검색된 스펙트럼 널 fn(410)은 스펙트럼 널 처리기(413)에 입력 신호(411)로서 제공된다. 상기 스펙트럼 널 처리기(413)는 상기 추정된 채널 전달함수 H(407)의 스펙트럼 널(411)에 해당하는 부분에 대해서 적절한 처리를 수행하여 스펙트럼 널 부분이 완화(mitigating) 혹은 보상(compensating)된 채널 전달함수 Hp(414)를 생성한다. 상기 스펙트럼 널 처리 기(413)에 의한 스펙트럼 널 부분에 대한 구체적인 처리 동작은 후술될 것이다. The spectrum null detector 409 compares the estimated channel transfer function H (407) with a preset threshold value, and searches the spectral null part of the estimated channel transfer function H (407) according to the comparison result. The spectrum null f n 410 thus retrieved is provided as an input signal 411 to the spectrum null processor 413. The spectrum null processor 413 performs appropriate processing for a portion corresponding to the spectral null 411 of the estimated channel transfer function H 407 so that the spectral null portion is mitigated or compensated To generate transfer function Hp 414. The specific processing operation for the spectral null portion by the spectrum null processor 413 will be described later.

상기 추정된 채널 임펄스 응답의 길이를 "N"이라 하면, 등화계수 계산기(419)는 상기 보상된 채널 전달함수 Hp(414)와 상기 원하는 출력신호 Z(418)를 입력하고 다음의 <수학식 15>에 의해 주파수 영역에서의 등화계수 C(420)를 계산한다. Assuming that the length of the estimated channel impulse response is "N &quot;, the equalization coefficient calculator 419 receives the compensated channel transfer function Hp 414 and the desired output signal Z 418, &Gt; to calculate the equalization coefficient C (420) in the frequency domain.

Z = Hp C Z = Hp C

상기 <수학식 15>에서, Z는 길이 {Nx1}인 벡터이고, H는 {NxN}인 벡터이고, C는 길이 {Nx1}인 등화 계수 벡터이다. 만약, 상기 추정된 채널임펄스 응답의 길이 N이 2의 멱승이 되지 않아 DFT/IDFT 연산에 적합하지 않거나 혹은 분해능(resolution)을 높이고자 한다면, (Nz = N + Nzero-padding) 과 같이 확장된 DFT 크기(size) Nz에 대해 등화계수를 구하는 동작도 가능할 것이다. In Equation (15), Z is a vector of length {Nx1}, H is a vector of {NxN}, and C is an equalization coefficient vector of length {Nx1}. If the estimated channel impulse response length N is not a power of 2 and is not suitable for the DFT / IDFT operation or if the resolution is to be increased, then (N z = N + N zero-padding ) It is also possible to obtain an equalization coefficient for the DFT size (size) Nz.

역 이산푸우리에 변환기(421)는 상기 등화계수 계산기(419)에 의해 구해진 주파수 영역의 등화 계수 C(420)를 시간 영역의 등화 계수 cn(422)으로 변환한다. 이렇게 변환된 시간 영역의 등화 계수 cn(422)은 등화기(402)로 제공되어 상기 수신신호(401)의 등화 처리에 사용된다. The inverse discrete Fourier transformer 421 transforms the equalization coefficient C (420) in the frequency domain obtained by the equalization coefficient calculator 419 into the equalization coefficient c n (422) in the time domain. The transformed time domain equalization coefficient c n 422 is provided to the equalizer 402 and used for equalization of the received signal 401.

도 6은 도 4에 도시된 등화 장치에 의한 등화 계수 계산 동작의 일 예를 보여주는 도면이다. 이 예는 스펙트럼 널에 대하여 전력 클리핑(power clipping)을 수행하는 것이다. 전력 클리핑을 수행하는 경우, 스펙트럼 널 처리된 채널 전달함수는 스펙트럼 널 처리되기 이전의 채널 전달함수에 비해 크기(magnitude)는 변형되나 위상(phase)은 그대로 유지된다. 즉, 스펙트럼 널 처리 이전의 채널 전달함수는 스펙트럼 널 처리 이후의 채널 전달함수와 크기는 서로 상이하지만 위상은 동일하다. 후술되는 도 6 내지 도 9에서, 기호 "X ** Y"는 "X의 Y멱승(power)"을 의미한다. 예를 들어, "10**2"는 10의 2승을 의미한다. 또한, "abs[X]"는 "X의 절대값"을 의미하고, "mean{X}"는 "X의 평균"을 의미하고, "sqrt(X)"는 "X의 제곱근(Square Root)"을 의미한다. 후술되는 도 6 내지 도 9에서, 기호 “X ** Y”는 "X의 Y멱승(power)"을 의미한다. 예를 들어, “10**2”는 10의 2승을 의미한다. 또한, “abs[X]”는 “X의 절대값”을 의미하고, “meanX”는 “X의 평균”을 의미하고, “sqrt(X)”는 “X의 제곱근(Square Root)”을 의미한다. FIG. 6 is a diagram showing an example of an equalization coefficient calculation operation by the equalizer shown in FIG. This example is to perform power clipping on the spectral null. When power clipping is performed, the spectral nulled channel transfer function is deformed in magnitude but the phase is maintained as compared with the channel transfer function before spectral null processing. That is, the channel transfer function before the spectral null processing differs from the channel transfer function after the spectral null processing, but the phases are the same. 6 to 9, the symbol "X ** Y" means "Y power of X ". For example, "10 ** 2" "Sqrt (X)" means "Square Root of X," "abs [X]" means "absolute value of X" ". 6 to 9, the symbol " X ** Y " means "Y power of X ". For example, " 10 ** 2 &quot; In addition, "abs [X]" means "absolute value of X", "meanX" means "average of X", and "sqrt (X)" means "square root of X" do.

상기 도 6을 참조하면, 601단계에서 도 4의 CIR 추정기(404)는 미리 주어진 훈련데이터에대한 CIR h(n)을 추정한다. 이 동작은 h(n) = i(n) + jq(n) (여기서, n=1,2,···,N임)으로 표현된다. 602단계에서 이산푸우리에변환기(406)는 상기 추정된 시간 영역의 CIR h(n)에 대해 이산푸우리에변환(DFT: Discrete Fourier Transform)을 수행함으로써 상기 추정된 시간 영역의 CIR h(n)을 주파수 영역의 채널 전달함수 H(k)로 변환한다. 이 동작은 H(k) = DFT(h(n)) = I(k) + jQ(k) (여기서, k=1,2,···,N이고, n=1,2,···,N임)으로 표현된다. 603단계에서 스펙트럼 널 검색기(409)는 상기 채널 전달함수 H(k)에 대한 신호 평균 Hmean을 구한다. 이 동작은 Hmean = mean{abs[H(k)]} (여기서, k=1,2,···,N임)으로 표현된다. 604단 계에서 상기 스펙트럼 널 검색기(409)는 미리 설정된 임계값 Hthr을 입력한다. 상기 임계값 Hthr은 Hmean 값과 THR_lin 값의 승산 결과에 대해 제곱근을 취함으로써 구해진다. 즉, Hthr = sqrt (Hmean * THR_lin) 이다. 이때 THR_dB = -15 [dB]이고, THR_lin = 10 ** (THR_dB/20)이다. Referring to FIG. 6, in step 601, the CIR estimator 404 of FIG. 4 estimates a CIR h (n) for a given training data. This operation is represented by h (n) = i (n) + jq (n), where n = 1, 2, ..., N. In step 602, the discrete Pourier transformer 406 performs a discrete Fourier transform (DFT) on the estimated time domain CIR h (n) to obtain the estimated time domain CIR h (n) Into a frequency-domain channel transfer function H (k). (K) = DFT (h (n)) = I (k) + jQ (k) , N). In step 603, the spectrum detector 409 obtains a signal average Hmean for the channel transfer function H (k). This operation is represented by Hmean = mean {abs [H (k)]} (where k = 1, 2, ..., N). In step 604, the spectrum null detector 409 inputs a predetermined threshold value Hthr. The threshold value Hthr is obtained by taking the square root of the multiplication result of the Hmean value and the THR_lin value. That is, Hthr = sqrt (Hmean * THR_lin). At this time, THR_dB = -15 [dB] and THR_lin = 10 ** (THR_dB / 20).

605단계에서 상기 스펙트럼 널 검색기(409)는 스펙트럼 널을 검색하고, 스펙트럼 널 처리기(413)는 상기 검색된 스펙트럼 널에 대한 전력 클리핑 동작을 수행한다. 스펙트럼 널을 검색하고 그 검색된 스펙트럼 널에 대한 클리핑 동작은 하기의 <표 1>에 나타낸 바와 같은 알고리즘에 따른다. 하기의 <표 1>에서 Hp(k)는 상기 스펙트럼 널 처리기(413)에 의해 처리된 후 스펙트럼 널 부분이 보상된 채널 전달함수이다. 상기 스펙트럼 널 처리기(413)는 채널 전달함수 H(k)의 절대값이 상기 임계값 Hthr보다 작은 경우에 채널 전달함수 H(k)에 { W = Hthr ×H(k) / abs (H(k)) }를 곱함으로써 상기 보상된 채널 전달함수 Hp(k)를 출력한다. In step 605, the spectrum null detector 409 searches for spectral nulls, and the spectral null processor 413 performs a power clipping operation on the searched spectral nulls. The spectral null is searched and the clipping operation for the searched spectral null is based on an algorithm as shown in Table 1 below. In the following Table 1, Hp (k) is a channel transfer function in which the spectral null portion is compensated after being processed by the spectrum null processor 413. H (k) / abs (H (k) (k)) to the channel transfer function H (k) when the absolute value of the channel transfer function H (k) is smaller than the threshold value Hthr )}} To output the compensated channel transfer function Hp (k).

Find null & clipping for k=1:N if (abs(H(k)) 〈 Hthr) { W = Hthr ×H(k) / abs (H(k)) Hp(k) = H(k) ×W } end  H (k) = H (k) &lt; H (k) &lt; H (k) } end

606단계에서 등화계수 계산기(419)는 Z(k)와 상기 보상된 채널 전달함수 Hp(k)를 입력하고 이들로부터 주파수 영역의 등화계수 C(k)를 구한다. 여기서, 상 기 주파수 영역의 출력 신호 Z(k)는 상기 추정된 CIR h(n)에 매핑되는 등화기(402)의 출력 신호 zn에 대응하는 주파수 영역의 출력 신호이고, 상기 주파수 영역의 등화계수 C(k)는 Z(k)/ Hp(k) (k=1,2,···,N)에 의해 계산한다. 607단계에서 역 이산푸우리에변환기(421)는 상기 주파수 영역의 등화계수 C(k)에 역 고속푸우리에변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform)을 수행함으로써 시간 영역의 등화계수 c(n)을 출력한다. 이 동작은 c(n) = IFFT(C(k)) = i(n) + jq(n) (여기서, k=1,2,···,N이고, n=1,2,···,N임)으로 표현된다. In step 606, the equalization coefficient calculator 419 receives Z (k) and the compensated channel transfer function Hp (k) and obtains an equalization coefficient C (k) in the frequency domain from them. Here, the output signal Z (k) in the frequency domain is an output signal in the frequency domain corresponding to the output signal z n of the equalizer 402 mapped to the estimated CIR h (n) The coefficient C (k) is calculated by Z (k) / Hp (k) (k = 1, 2, ..., N). In step 607, the inverse discrete Fourier transformer 421 outputs an equalization coefficient c (n) in the time domain by performing inverse fast Fourier transform (IFFT) on the frequency domain equalization coefficient C (k) do. N = 1, n, 1, ..., n, where n (n) , N).

도 13a 및 도 13b는 스펙트럼 널이 존재하는 채널의 전달함수 특성을 도시한 도면이다. 상기 도 13a는 전달함수의 크기를 나타내고, 상기 도 13b는 전달함수의 위상을 나타낸다. 13A and 13B are diagrams showing transfer function characteristics of a channel in which a spectral null exists. 13A shows the magnitude of the transfer function, and FIG. 13B shows the phase of the transfer function.

도 14a 및 도 14b는 스펙트럼 널이 존재하는 채널에 대해 전력 클리핑 처리를 행함에 의해 얻어지는 채널 전달함수 특성을 도시한 도면이다. 상기 도 14a는 전달함수의 크기를 나타내고, 상기 도 14b는 전달함수의 위상을 나타낸다. 14A and 14B are diagrams showing channel transfer function characteristics obtained by performing a power clipping process on a channel in which a spectral null exists. 14A shows the magnitude of the transfer function, and FIG. 14B shows the phase of the transfer function.

상기 도 13a 및 도 14a를 참조하면, 스펙트럼 널이 존재하는 채널의 전달함수에 대해 전력 클리핑을 행하여 얻어지는 채널 전달함수의 크기가 변형됨을 알 수 있다. 즉, 스펙트럼 널이 완화됨을 알 수 있다. 13A and 14A, it can be seen that the size of the channel transfer function obtained by performing power clipping on the transfer function of the channel in which the spectral null exists is modified. That is, it can be seen that the spectral null is relaxed.

상기 도 13b 및 도 14b를 참조하면, 스펙트럼 널이 존재하는 채널의 전달함수에 대해 전력 클리핑을 행하여 얻어지는 채널 전달함수의 위상이 변형됨이 없이 그대로 유지됨을 알 수 있다. 13B and 14B, it can be seen that the phase of the channel transfer function obtained by performing the power clipping on the transfer function of the channel in which the spectral null exists is maintained unchanged.

도 7은 도 4에 도시된 등화 장치에 의한 등화 계수 계산 동작의 다른 예를 보여주는 도면이다. 이 예는 스펙트럼 널에 대하여 크기 클리핑(magnitude clipping)을 수행하는 것이다. 크기 클리핑을 수행하는 경우, 스펙트럼 널 처리된 채널 전달함수는 스펙트럼 널 처리되기 이전의 채널 전달함수에 비해 크기(magnitude)와 위상(phase)이 모두 변형된다. 즉, 스펙트럼 널 처리 이전의 채널 전달함수는 스펙트럼 널 처리 이후의 채널 전달함수와 크기와 위상이 서로 상이하다. 7 is a diagram showing another example of an equalization coefficient calculation operation by the equalizer shown in FIG. This example is to perform magnitude clipping on the spectral null. When performing magnitude clipping, the spectral nulled channel transfer function is transformed in both magnitude and phase as compared to the channel transfer function before spectral null processing. That is, the channel transfer function before the spectral null processing differs in size and phase from the channel transfer function after the spectral null processing.

상기 도 7을 참조하면, 701단계에서 도 4의 CIR 추정기(404)는 미리 주어진 훈련데이터에대한 CIR h(n)을 추정한다. 이 동작은 h(n) = i(n) + jq(n) (여기서, n=1,2,···,N임)으로 표현된다. 702단계에서 이산푸우리에변환기(406)는 상기 추정된 시간 영역의 CIR h(n)에 대해 이산푸우리에변환(DFT)을 수행함으로써 상기 추정된 시간 영역의 CIR h(n)을 주파수 영역의 채널 전달함수 H(k)로 변환한다. 이 동작은 H(k) = DFT(h(n)) = I(k) + jQ(k) (여기서, k=1,2,···,N이고, n=1,2,···,N임)으로 표현된다. Referring to FIG. 7, in step 701, the CIR estimator 404 of FIG. 4 estimates CIR h (n) for a given training data. This operation is represented by h (n) = i (n) + jq (n), where n = 1, 2, ..., N. In step 702, the discrete Pourier transformer 406 performs discrete Pourier transform (DFT) on the estimated time domain CIR h (n) to obtain the estimated time domain CIR h (n) Into a transfer function H (k). (K) = DFT (h (n)) = I (k) + jQ (k) , N).

703단계에서 스펙트럼 널 검색기(409)는 상기 채널 전달함수 I(k), Q(k) 각각에 대한 신호 평균 Imean, Qmean을 구한다. 이 동작은 Imean = mean{abs[I(k)]}, Qmean = mean{abs[Q(k)]} (여기서, k=1,2,···,N임)으로 표현된다. 704단계에서 상기 스펙트럼 널 검색기(409)는 미리 설정된 임계값 Ithr, Qthr을 입력한다. 상기 임계값 Ithr은 Imean 값과 THR_lin 값의 승산을 취함으로써 구해지고, 상기 임계값 Qthr은 Qmean 값과 THR_lin 값의 승산을 취함으로써 구해진다. 즉, Ithr = Imean * THR_lin 이고, Qthr = Qmean * THR_lin 이다. 이때 THR_dB = -15 [dB]이고, THR_lin = 10 ** (THR_dB/20)이다. In step 703, the spectral detector 409 obtains signal averages Imean and Qmean for the channel transfer functions I (k) and Q (k), respectively. This operation is represented by Imean = mean {abs [I (k)]}, Qmean = mean {abs [Q (k)]} In step 704, the spectrum null detector 409 inputs predetermined threshold values Ithr and Qthr. The threshold value Ithr is obtained by multiplying the Imean value by the THR_lin value, and the threshold value Qthr is obtained by multiplying the Qmean value by the THR_lin value. That is, Ithr = Imean * THR_lin and Qthr = Qmean * THR_lin. At this time, THR_dB = -15 [dB] and THR_lin = 10 ** (THR_dB / 20).

705단계에서 상기 스펙트럼 널 검색기(409)는 스펙트럼 널을 검색하고, 스펙트럼 널 처리기(413)는 상기 검색된 스펙트럼 널에 대한 크기 클리핑 동작을 수행한다. 스펙트럼 널을 검색하고 그 검색된 스펙트럼 널에 대한 클리핑 동작은 하기의 <표 2>에 나타낸 바와 같은 알고리즘에 따른다. 하기의 <표 2>에서 Hp(k)는 상기 스펙트럼 널 처리기(413)에 의해 처리된 후 스펙트럼 널 부분이 보상된 채널 전달함수이다. 상기 스펙트럼 널 처리기(413)는 채널 전달함수 I(k)의 절대값이 각각 상기 임계값 Ithr보다 작은 경우에 I(k) = { I(k) / abs (I(k)) } Ithr에 의해 상기 보상된 채널 전달함수 I(k)를 출력한다. 상기 스펙트럼 널 처리기(413)는 채널 전달함수 Q(k)의 절대값이 각각 상기 임계값 Qthr보다 작은 경우에 Q(k) = { Q(k) / abs (Q(k)) } Ithr에 의해 상기 보상된 채널 전달함수 Q(k)를 출력한다. In step 705, the spectrum null detector 409 searches for spectral nulls, and the spectral null processor 413 performs a magnitude clipping operation on the searched spectral nulls. The spectral null is searched and the clipping operation for the searched spectral null is based on an algorithm as shown in Table 2 below. In the following Table 2, Hp (k) is a channel transfer function in which the spectral null portion is compensated after being processed by the spectrum null processor 413. I (k) = {I (k) / abs (I (k))} Ithr when the absolute value of the channel transfer function I (k) is smaller than the threshold value Ithr, And outputs the compensated channel transfer function I (k). Q (k) = {Q (k) / abs (Q (k))} Ithr when the absolute values of the channel transfer functions Q (k) are smaller than the threshold value Qthr, respectively And outputs the compensated channel transfer function Q (k).

Find null & clipping for k=1:N if (abs(I(k)) 〈 Ithr) I(k) = { I(k)/ abs(I(k)) } Ithr if (abs(Q(k)) 〈 Qthr) Q(k) = { Q(k)/ abs(Q(k)) } Qthr end Hp(k) = I(k) + jQ(k), k=1,2,···,N  I (k) = I (k) / abs (I (k)) Ithr if (abs (Q (k) ) <Qthr Q (k) = Q (k) / abs (Q (k))} Qthr end Hp (k) = I (k) + jQ N

706단계에서 등화계수 계산기(419)는 Z(k)와 상기 보상된 채널 전달함수 Hp(k)를 입력하고 이들로부터 주파수 영역의 등화계수 C(k)를 구한다. 여기서, 상기 주파수 영역의 출력 신호 Z(k)는 상기 추정된 CIR h(n)에 매핑되는 등화기(402)의 출력 신호 zn에 대응하는 주파수 영역의 출력 신호이고, 상기 주파수 영역의 등화계수 C(k)는 Z(k)/ Hp(k) (k=1,2,···,N)에 의해 계산한다. 707단계에서 역 이산푸우리에변환기(421)는 상기 주파수 영역의 등화계수 C(k)에 역 고속푸우리에변환(IFFT)을 수행함으로써 시간 영역의 등화계수 c(n)을 출력한다. 이 동작은 c(n) = IFFT(C(k)) = i(n) + jq(n) (여기서, k=1,2,···,N이고, n=1,2,···,N임)으로 표현된다. In step 706, the equalization coefficient calculator 419 receives Z (k) and the compensated channel transfer function Hp (k) and obtains the equalization coefficient C (k) in the frequency domain from them. The output signal Z (k) in the frequency domain is an output signal in the frequency domain corresponding to the output signal z n of the equalizer 402 mapped to the estimated CIR h (n), and the equalization coefficient C (k) is calculated by Z (k) / Hp (k) (k = 1, 2, ..., N). In step 707, the inverse discrete Fourier transformer 421 outputs the equalization coefficient c (n) in the time domain by performing inverse fast Fourier transform (IFFT) on the frequency domain equalization coefficient C (k). N = 1, n, 1, ..., n, where n (n) , N).

도 13a 및 도 13b는 스펙트럼 널이 존재하는 채널의 전달함수 특성을 도시한 도면이다. 상기 도 13a는 전달함수의 크기를 나타내고, 상기 도 13b는 전달함수의 위상을 나타낸다. 13A and 13B are diagrams showing transfer function characteristics of a channel in which a spectral null exists. 13A shows the magnitude of the transfer function, and FIG. 13B shows the phase of the transfer function.

도 15a 및 도 15b는 스펙트럼 널이 존재하는 채널에 대해 크기 클리핑 처리를 행함에 의해 얻어지는 채널 전달함수 특성을 도시한 도면이다. 상기 도 15a는 전달함수의 크기를 나타내고, 상기 도 15b는 전달함수의 위상을 나타낸다. 15A and 15B are diagrams showing channel transfer function characteristics obtained by performing size clipping processing on a channel in which a spectral null exists. 15A shows the magnitude of the transfer function, and FIG. 15B shows the phase of the transfer function.

상기 도 13a 및 도 15a를 참조하면, 스펙트럼 널이 존재하는 채널의 전달함수에 대해 크기 클리핑을 행하여 얻어지는 채널 전달함수의 크기가 변형됨을 알 수 있다. 즉, 스펙트럼 널이 완화됨을 알 수 있다. 13A and 15A, it can be seen that the size of the channel transfer function obtained by performing size clipping on the transfer function of the channel in which the spectral null exists is modified. That is, it can be seen that the spectral null is relaxed.

상기 도 13b 및 도 15b를 참조하면, 스펙트럼 널이 존재하는 채널의 전달함수에 대해 크기 클리핑을 행하여 얻어지는 채널 전달함수의 위상이 변형됨을 알 수 있다. 즉, 스펙트럼 널이 완화됨을 알 수 있다. 13B and 15B, it can be seen that the phase of the channel transfer function obtained by performing size clipping on the transfer function of the channel in which the spectral null exists is modified. That is, it can be seen that the spectral null is relaxed.

도 8은 도 4에 도시된 등화 장치에 의한 등화 계수 계산 동작의 또 다른 예를 보여주는 도면이다. 이 예는 스펙트럼 널에 대하여 와핑(magnitude clipping)을 수행하는 것이다. 이 방식은 크기 클리핑을 수행하되 위상은 스펙트럼 널 처리되기 이전의 채널 전달함수의 위상을 그대로 이용하는 방식이다. 와핑을 수행하는 경우, 스펙트럼 널 처리된 채널 전달함수는 스펙트럼 널 처리되기 이전의 채널 전달함수에 비해 크기(magnitude)는 변형되나 위상(phase)은 그대로 유지된다. 즉, 스펙트럼 널 처리 이전의 채널 전달함수는 스펙트럼 널 처리 이후의 채널 전달함수와 크기와 서로 상이하고, 위상은 서로 동일하다. Fig. 8 is a diagram showing another example of the equalization coefficient calculation operation by the equalizer shown in Fig. 4. Fig. This example is to perform magnitude clipping on the spectral null. In this method, phase clipping is performed using the phase of the channel transfer function before spectral null processing. In the case of performing the warping, the spectral nulled channel transfer function is deformed in magnitude but the phase is maintained as compared with the channel transfer function before spectral null processing. That is, the channel transfer function before the spectral null processing is different from the channel transfer function and the size after the spectral null processing, and the phases are equal to each other.

상기 도 8을 참조하면, 801단계에서 도 4의 CIR 추정기(404)는 미리 주어진 훈련데이터에대한 CIR h(n)을 추정한다. 이 동작은 h(n) = i(n) + jq(n) (여기서, n=1,2,···,N임)으로 표현된다. 802단계에서 이산푸우리에변환기(406)는 상기 추정된 시간 영역의 CIR h(n)에 대해 이산푸우리에변환(DFT)을 수행함으로써 상기 추정된 시간 영역의 CIR h(n)을 주파수 영역의 채널 전달함수 H(k)로 변환한다. 이 동작은 H(k) = DFT(h(n)) = I(k) + jQ(k) (여기서, k=1,2,···,N이고, n=1,2,···,N임)으로 표현된다. Referring to FIG. 8, in step 801, the CIR estimator 404 of FIG. 4 estimates CIR h (n) for given training data. This operation is represented by h (n) = i (n) + jq (n), where n = 1, 2, ..., N. In step 802, the discrete Pourier transformer 406 performs a discrete Pourier transform (DFT) on the estimated time domain CIR h (n) to obtain the estimated time domain CIR h (n) Into a transfer function H (k). (K) = DFT (h (n)) = I (k) + jQ (k) , N).

803단계에서 스펙트럼 널 검색기(409)는 상기 채널 전달함수 I(k), Q(k) 각각에 대한 신호 평균 Imean, Qmean을 구하고, 또한 원래의 위상 P(k)를 계산한다. 이 동작은 Imean = mean{abs[I(k)]}, Qmean = mean{abs[Q(k)]}, P(k) = atan(Q(k)/I(k)) (여기서, k=1,2,···,N임)으로 표현된다. 804단계에서 상기 스펙트럼 널 검색기(409)는 미리 설정된 임계값 Ithr, Qthr을 입력한다. 상기 임계값 Ithr은 Imean 값과 THR_lin 값의 승산을 취함으로써 구해지고, 상기 임계값 Qthr은 Qmean 값과 THR_lin 값의 승산을 취함으로써 구해진다. 즉, Ithr = Imean * THR_lin 이고, Qthr = Qmean * THR_lin 이다. 이때 THR_dB = -15 [dB]이고, THR_lin = 10 ** (THR_dB/20)이다. In step 803, the spectral detector 409 obtains signal averages Imean and Qmean for the channel transfer functions I (k) and Q (k), respectively, and also calculates the original phase P (k). Q (k) = P (k) = atan (Q (k) / I (k)), where k = 1, 2, ..., N). In step 804, the spectrum null detector 409 inputs predetermined threshold values Ithr and Qthr. The threshold value Ithr is obtained by multiplying the Imean value by the THR_lin value, and the threshold value Qthr is obtained by multiplying the Qmean value by the THR_lin value. That is, Ithr = Imean * THR_lin and Qthr = Qmean * THR_lin. At this time, THR_dB = -15 [dB] and THR_lin = 10 ** (THR_dB / 20).

805단계에서 상기 스펙트럼 널 검색기(409)는 스펙트럼 널을 검색하고, 스펙트럼 널 처리기(413)는 상기 검색된 스펙트럼 널에 대한 와핑(warping) 동작을 수행한다. 스펙트럼 널을 검색하고 그 검색된 스펙트럼 널에 대한 와핑 동작은 하기의 <표 3>에 나타낸 바와 같은 알고리즘에 따른다. 하기의 <표 3>에서 Hp(k)는 상기 스펙트럼 널 처리기(413)에 의해 처리된 후 스펙트럼 널 부분이 보상된 채널 전달함수이다. 상기 스펙트럼 널 처리기(413)는 채널 전달함수 I(k)의 절대값이 각각 상기 임계값 Ithr보다 작은 경우에 I(k) = { I(k) / abs (I(k)) } Ithr에 의해 상기 보상된 채널 전달함수 I(k)를 출력한다. 상기 스펙트럼 널 처리기(413)는 채널 전달함수 Q(k)의 절대값이 각각 상기 임계값 Qthr보다 작은 경우에 Q(k) = { Q(k) / abs (Q(k)) } Ithr에 의해 상기 보상된 채널 전달함수 Q(k)를 출력한다.In step 805, the spectrum null detector 409 searches for spectral nulls, and the spectral null processor 413 performs a warping operation on the searched spectral nulls. The spectral null is searched and the warping operation for the searched spectral null is based on an algorithm as shown in Table 3 below. In the following Table 3, Hp (k) is a channel transfer function in which the spectrum null is compensated after being processed by the spectrum null processor 413. I (k) = {I (k) / abs (I (k))} Ithr when the absolute value of the channel transfer function I (k) is smaller than the threshold value Ithr, And outputs the compensated channel transfer function I (k). Q (k) = {Q (k) / abs (Q (k))} Ithr when the absolute values of the channel transfer functions Q (k) are smaller than the threshold value Qthr, respectively And outputs the compensated channel transfer function Q (k).

Find null & warping for k=1:N if (abs(I(k)) 〈 Ithr) I(k) = { I(k)/ abs(I(k)) } Ithr if (abs(Q(k)) 〈 Qthr) Q(k) = { Q(k)/ abs(Q(k)) } Qthr end Hp(k) = I(k) + jQ(k), k=1,2,···,N  I (k) = I (k) / abs (I (k)) Ithr if (abs (Q (k) ) <Qthr Q (k) = Q (k) / abs (Q (k))} Qthr end Hp (k) = I (k) + jQ N

806단계에서 스펙트럼 널 처리기(413)는 원래의 위상을 유지시키고 상기 채널 전달함수 Hp(k)를 크기를 변형한다. 이 동작은 Hp(k) = sqrt(I(k)**2+Q(k)**2) exp(jP(k)) (여기서, k=1,2,···,N임)으로 표현된다. 807단계에서 등화계수 계산기(419)는 Z(k)와 상기 보상된 채널 전달함수 Hp(k)를 입력하고 이들로부터 주파수 영역의 등화계수 C(k)를 구한다. 여기서, 상기 주파수 영역의 출력 신호 Z(k)는 상기 추정된 CIR h(n)에 매핑되는 등화기(402)의 출력 신호 zn에 대응하는 주파수 영역의 출력 신호이고, 상기 주파수 영역의 등화계수 C(k)는 Z(k)/ Hp(k) (k=1,2,···,N)에 의해 계산한다. 808단계에서 역 이산푸우리에변환기(421)는 상기 주파수 영역의 등화계수 C(k)에 역 고속푸우리에변환(IFFT)을 수행함으로써 시간 영역의 등화계수 c(n)을 출력한다. 이 동작은 c(n) = IFFT(C(k)) = i(n) + jq(n) (여기서, k=1,2,···,N이고, n=1,2,···,N임)으로 표현된다. In step 806, the spectral null processor 413 maintains the original phase and transforms the channel transfer function Hp (k) in size. (K) = 2, ..., 2, ..., 2 (k) ** exp (jP (k) Is expressed. In step 807, the equalization coefficient calculator 419 receives Z (k) and the compensated channel transfer function Hp (k) and obtains the equalization coefficient C (k) in the frequency domain from them. The output signal Z (k) in the frequency domain is an output signal in the frequency domain corresponding to the output signal z n of the equalizer 402 mapped to the estimated CIR h (n), and the equalization coefficient C (k) is calculated by Z (k) / Hp (k) (k = 1, 2, ..., N). In step 808, the inverse discrete Fourier transformer 421 outputs an equalization coefficient c (n) in the time domain by performing inverse fast Fourier transform (IFFT) on the frequency domain equalization coefficient C (k). N = 1, n, 1, ..., n, where n (n) , N).

도 13a 및 도 13b는 스펙트럼 널이 존재하는 채널의 전달함수 특성을 도시한 도면이다. 상기 도 13a는 전달함수의 크기를 나타내고, 상기 도 13b는 전달함수의 위상을 나타낸다. 13A and 13B are diagrams showing transfer function characteristics of a channel in which a spectral null exists. 13A shows the magnitude of the transfer function, and FIG. 13B shows the phase of the transfer function.

도 16a 및 도 16b는 스펙트럼 널이 존재하는 채널에 대해 와핑 처리를 행함에 의해 얻어지는 채널 전달함수 특성을 도시한 도면이다. 상기 도 16a는 전달함수의 크기를 나타내고, 상기 도 16b는 전달함수의 위상을 나타낸다. 16A and 16B are diagrams showing channel transfer function characteristics obtained by performing a warping process on a channel in which a spectral null exists. 16A shows the magnitude of the transfer function, and FIG. 16B shows the phase of the transfer function.

상기 도 13a 및 도 16a를 참조하면, 스펙트럼 널이 존재하는 채널의 전달함수에 대해 와핑을 행하여 얻어지는 채널 전달함수의 크기가 변형됨을 알 수 있다. 즉, 스펙트럼 널이 완화됨을 알 수 있다. 13A and FIG. 16A, it can be seen that the size of the channel transfer function obtained by performing the warping on the transfer function of the channel in which the spectral null exists is modified. That is, it can be seen that the spectral null is relaxed.

상기 도 13b 및 도 16b를 참조하면, 스펙트럼 널이 존재하는 채널의 전달함수에 대해 와핑을 행하여 얻어지는 채널 전달함수의 위상은 원래대로 유지됨을 알 수 있다. 13B and 16B, it can be seen that the phase of the channel transfer function obtained by performing the warping on the transfer function of the channel in which the spectral null exists is maintained as it is.

(C-2) 효과 (C-2) Effect

도 17은 도 13a 및 도 13b에 도시된 채널 임펄스 응답이 시뮬레이션에 사용될 때 도 2에 도시된 등화 장치의 성좌를 보여주는 도면이다. 이 도면은 훈련 데이터로부터 추정된 채널임펄스응답이 도 2에 도시된 이산푸우리에변환기(206)에 의해 주파수 영역의 채널 전달함수로 변환된 후 등화계수 계산기(212)로 인가될 때 상기 도 2에 도시된 등화 장치의 성좌(constellation)를 나타낸다. 17 is a diagram showing the constellation of the equalizer shown in Fig. 2 when the channel impulse response shown in Figs. 13A and 13B is used in simulation. Fig. 2, when the channel impulse response estimated from the training data is converted into a frequency domain channel transfer function by the discrete Pourier transformer 206 shown in FIG. 2 and then applied to the equalization coefficient calculator 212, 0.0 &gt; constellation &lt; / RTI &gt; of the illustrated equalizer.

도 18은 도 13a 및 도 13b에 도시된 채널 임펄스 응답이 시뮬레이션에 사용될 때 도 4에 도시된 등화 장치의 성좌의 일 예를 보여주는 도면이다. Fig. 18 is a diagram showing an example of the constellation of the equalizer shown in Fig. 4 when the channel impulse response shown in Figs. 13A and 13B is used in simulation.

도 19는 도 13a 및 도 13b에 도시된 채널 임펄스 응답이 시뮬레이션에 사용될 때 도 4에 도시된 등화 장치의 성좌의 다른 예를 보여주는 도면이다. Fig. 19 is a diagram showing another example of the constellation of the equalizer shown in Fig. 4 when the channel impulse response shown in Figs. 13A and 13B is used in simulation. Fig.

도 20은 도 13a 및 도 13b에 도시된 채널 임펄스 응답이 시뮬레이션에 사용될 때 도 4에 도시된 등화 장치의 성좌의 또 다른 예를 보여주는 도면이다. Fig. 20 is a diagram showing another example of the constellation of the equalizer shown in Fig. 4 when the channel impulse response shown in Figs. 13A and 13B is used in simulation. Fig.

상기 도면들 18, 19 및 20은 훈련 데이터로부터 추정된 채널임펄스응답이 도 4에 도시된 이산푸우리에변환기(406)에 의해 주파수 영역의 채널 전달함수로 변환된 후 스펙트럼 널 처리기(413)를 거쳐 등화계수 계산기(419)로 인가될 때 상기 도 4에 도시된 등화 장치의 성좌(constellation)를 나타낸다. 18, 19, and 20, the channel impulse response estimated from the training data is converted into a channel transfer function in the frequency domain by the discrete Pourier transformer 406 shown in FIG. 4, and then transmitted through a spectrum null processor 413 Represents the constellation of the equalizer shown in FIG. 4 when applied to the equalizer coefficient calculator 419. FIG.

지금, 도 13a 및 도 13b에 도시된 바와 같은 채널 임펄스 응답이 도 2에 도시된 등화 장치의 등화계수 계산기(212)로 인가된다고 가정할 때 등화 장치에서의 성좌는 도 17에 도시된 바와 같이 구해진다. 상기 도 17에 도시된 종래 기술에 따른 등화 장치의 성좌는 많이 퍼져 있음을 알 수 있는데, 이는 ISI가 완전히 제거되지 않고 많이 남아 있는 것을 의미한다. Assuming now that the channel impulse response as shown in FIGS. 13A and 13B is applied to the equalization coefficient calculator 212 of the equalizer shown in FIG. 2, the constellation in the equalizer is a It becomes. It can be seen that the constellation of the prior art equalization apparatus shown in FIG. 17 is spread widely, which means that the ISI is not completely removed but remains much.

반면에, 도 13a 및 도 13b에 도시된 바와 같은 채널 임펄스 응답이 도 4에 도시된 등화 장치의 등화계수 계산기(419)로 인가된다고 가정할 때 등화 장치에서의 성좌는 도 18, 도 19 및 도 20에 도시된 바와 같이 구해진다. 상기 도 18, 도 19 및 도 20에 도시된 본 발명의 실시예에 따른 등화 장치의 성좌는 상기 도 17에 도시된 종래 기술에 따른 등화 장치의 성좌에 비해 많이 모인 것을 알 수 있다. 이 는 전력 클리핑, 크기 클리핑 및 와핑에 의해 ISI가 많이 제거되어 있는 것을 의미한다. 즉, 본 발명에서 제안한 주파수 영역에서 전력 클리핑, 크기 클리핑 및 와핑에 의해 스펙트럼 널을 완화/보상하는 방식에 따르면, ISI가 있는 채널에서 ISI를 보상/제거하는 능력이 우수하며, 수신기의 복조 오류를 크게 줄일 수 있어 성능 향상을 기대할 수 있다. On the other hand, assuming that the channel impulse response as shown in Figs. 13A and 13B is applied to the equalization coefficient calculator 419 of the equalizer shown in Fig. 4, constellations in the equalizer are shown in Figs. 18, 20 as shown in FIG. It can be seen that the constellation of the equalization apparatus according to the embodiment of the present invention shown in FIGS. 18, 19 and 20 is much larger than the constellation of the equalization apparatus according to the prior art shown in FIG. This means that much ISI is removed by power clipping, size clipping and warping. That is, according to the method of mitigating / compensating the spectral null by power clipping, magnitude clipping and warping in the frequency domain proposed in the present invention, the ability to compensate / remove the ISI in the channel with ISI is excellent, It can be greatly reduced and the performance can be improved.

D. 실시예 3 D. Example 3

(D-1) 구성 및 작용 (D-1) Configuration and action

도 5는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 등화 장치의 구성을 보여주는 도면이다. 전술한 실시예 2는 스펙트럼 널 부분에 대하여 채널 전달함수를 직접 보상하여 처리하는 방식이지만, 이 실시예는 스펙트럼 널 부분의 주파수 영역 등화 계수를 특정 값으로 미리 설정하는 강제설정(force setting) 방식이다. 이러한 강제설정 방식의 등화 장치는 등화기(402), 복조기(424), CIR 추정기(404), 이산푸우리에변환기들(406)(417), 등화기 출력신호 계산기(415), 스펙트럼 널 검색기(409), 등화 계수 계산기(414) 및 역 이산푸우리에변환기(421)를 포함한다. 즉, 상기 도 5에 도시된 등화 장치는 상기 도 4에 도시된 등화 장치와 유사하게 구성되지만, 스펙트럼 널 처리기(413)를 포함하여 구성되지 않는다는 차이점이 있다. 5 is a diagram illustrating a configuration of an equalizer according to another embodiment of the present invention. In the second embodiment, the channel transfer function is directly compensated for the spectral null portion. However, this embodiment is a force setting method in which the frequency domain equalization coefficient of the spectral null portion is preset to a specific value . The equalizer of the forced setting scheme includes an equalizer 402, a demodulator 424, a CIR estimator 404, discrete Pourier transformers 406 and 417, an equalizer output signal calculator 415, 409, an equalization coefficient calculator 414 and an inverse discrete Pourier transformer 421. That is, the equalizer shown in FIG. 5 is configured similarly to the equalizer shown in FIG. 4, except that it does not include the spectrum null processor 413.

상기 도 5를 참조하면, 스펙트럼 널 검색기(409)에 의해 검색된 스펙트럼 널 정보 fn(410)은 등화계수 계산기(419)의 입력(412)으로서 제공된다. 상기 등화계수 계산기(419)는 스펙트럼 널이 있는 위치의 주파수 영역 등화계수 C를 미리 설정된 임의의 값 'S'로 설정한다. 즉, 상기 등화계수 계산기(419)는 주파수 영역 등화계수 C가 하기의 <수학식 16>과 같은 경우에는 스펙트럼 널이 있는 부분에 대해서는 하기의 <수학식 17>과 같이 강제로 설정하고, 스펙트럼 널이 아닌 부분에 대해서는 상기 <수학식 15>를 이용하여 계산한다. 상기 등화계수 계산기(419)에 의해 주파수 영역 등화계수 C가 구해지면, 역 이산푸우리에 변환기(421)는 상기 등화계수 계산기(419)에 의해 구해진 주파수 영역의 등화 계수 C(420)를 시간 영역의 등화 계수 cn(422)으로 변환한다. 이렇게 변환된 시간 영역의 등화 계수 cn(422)은 등화기(402)로 제공되어 상기 수신신호(401)의 등화 처리에 사용된다. Referring to FIG. 5, spectral null information f n 410 retrieved by spectral null searcher 409 is provided as input 412 of equalization coefficient calculator 419. The equalization coefficient calculator 419 sets the frequency-domain equalization coefficient C at the spectral null position to a preset arbitrary value 'S'. That is, when the frequency-domain equalization coefficient C is equal to Equation (16), the equalization coefficient calculator 419 forcibly sets the spectral null portion as shown in Equation (17) below, Is calculated using Equation (15) above. When the frequency-domain equalization coefficient C is obtained by the equalization coefficient calculator 419, the inverse discrete Fourier transformer 421 multiplies the frequency-domain equalization coefficient C (420) obtained by the equalization coefficient calculator 419 by the time domain Into an equalization coefficient c n (422). The transformed time domain equalization coefficient c n 422 is provided to the equalizer 402 and used for equalization of the received signal 401.

Figure 112002040447780-pat00010
Figure 112002040447780-pat00010

Figure 112002040447780-pat00011
Figure 112002040447780-pat00011

도 9는 도 5에 도시된 등화 장치에 의한 등화 계수 계산 동작의 일 예를 보여주는 도면이다. 이 예는 스펙트럼 널 부분에 해당하는 등화 계수를 미리 설정된 특정 값으로 강제적으로 설정하고, 스펙트럼 널 이외의 부분에 해당하는 등화 계수를 채널임펄스응답으로부터 변환되는 채널 전달함수와 상기 채널임펄스응답에 매핑 되는 시간영역 등화기의 출력신호로부터 변환되는 주파수영역 등화기의 출력신호를 이용하여 설정하는 방식이다. FIG. 9 is a diagram showing an example of an equalization coefficient calculation operation by the equalizer shown in FIG. 5; FIG. In this example, the equalization coefficient corresponding to the spectrum null portion is forcibly set to a predetermined specific value, and an equalization coefficient corresponding to a portion other than the spectral null is mapped to the channel impulse response, which is transformed from the channel impulse response, Using the output signal of the frequency domain equalizer that is transformed from the output signal of the time domain equalizer.

상기 도 9를 참조하면, 901단계에서 도 5의 CIR 추정기(404)는 미리 주어진 훈련데이터에대한 CIR h(n)을 추정한다. 이 동작은 h(n) = i(n) + jq(n) (여기서, n=1,2,···,N임)으로 표현된다. 902단계에서 이산푸우리에변환기(406)는 상기 추정된 시간 영역의 CIR h(n)에 대해 이산푸우리에변환(DFT)을 수행함으로써 상기 추정된 시간 영역의 CIR h(n)을 주파수 영역의 채널 전달함수 H(k)로 변환한다. 이 동작은 H(k) = DFT(h(n)) = I(k) + jQ(k) (여기서, k=1,2,···,N이고, n=1,2,···,N임)으로 표현된다. Referring to FIG. 9, in step 901, the CIR estimator 404 of FIG. 5 estimates CIR h (n) for given training data. This operation is represented by h (n) = i (n) + jq (n), where n = 1, 2, ..., N. In step 902, the discrete Pourier transformer 406 performs a discrete Pourier transform (DFT) on the estimated time domain CIR h (n) to obtain the estimated time domain CIR h (n) Into a transfer function H (k). (K) = DFT (h (n)) = I (k) + jQ (k) , N).

903단계에서 스펙트럼 널 검색기(409)는 상기 채널 전달함수 H(k)에 대한 신호 평균 Hmean을 구한다. 이 동작은 Hmean = mean{abs[H(k)]} (여기서, k=1,2,···,N임)으로 표현된다. 904단계에서 상기 스펙트럼 널 검색기(409)는 미리 설정된 임계값 Hthr을 입력한다. 상기 임계값 Hthr은 Hmean 값과 THR_lin 값의 승산 결과에 대해 제곱근을 취함으로써 구해진다. 즉, Hthr = sqrt (Hmean * THR_lin) 이다. 이때 THR_dB = -15 [dB]이고, THR_lin = 10 ** (THR_dB/20)이다. In step 903, the spectrum detector 409 obtains a signal average Hmean for the channel transfer function H (k). This operation is represented by Hmean = mean {abs [H (k)]} (where k = 1, 2, ..., N). In step 904, the spectrum null detector 409 inputs a preset threshold value Hthr. The threshold value Hthr is obtained by taking the square root of the multiplication result of the Hmean value and the THR_lin value. That is, Hthr = sqrt (Hmean * THR_lin). At this time, THR_dB = -15 [dB] and THR_lin = 10 ** (THR_dB / 20).

905단계에서 상기 스펙트럼 널 검색기(409)는 상기 채널 전달함수 H(k)중 스펙트럼 널의 위치를 검색하고, 그 검색된 결과 신호 fn(410)을 등화계수 계산기(419)의 입력(412)으로서 제공한다. 906단계에서 등화계수 계산기(419)는 Z(k)와 상기 보상된 채널 전달함수 H(k) 혹은 Hp(k)를 입력하고 이들로부터 주파수 영역의 등화계수 C(k)를 구한다. 여기서, 상기 주파수 영역의 출력 신호 Z(k)는 상기 추정된 CIR h(n)에 매핑되는 등화기(402)의 출력 신호 zn에 대응하는 주파수 영역의 출력 신호이고, 상기 주파수 영역의 등화계수 C(k)는 Z(k)/ Hp(k) (k=1,2,···,N)에 의해 계산한다. 상기 등화계수 계산기(419)는 주파수 영역의 등화계수 C(k)를 계산함에 있어 상기 검색된 스펙트럼 널 위치의 주파수 영역 등화 계수에 대해서는 907단계에서 특정 값으로 설정한다. 즉, 상기 907단계에서 상기 등화계수 계산기(419)는 하기의 <표 4>에 나타낸 바와 같은 알고리즘에 따른다. 하기의 <표 4>에서 S = Is + jQs 는 미리 설정된 값이고, 스펙트럼 널 위치의 등화 계수 C(k)는 Is + jQs 로 설정된다. In step 905, the spectral null searcher 409 searches for the location of the spectral null among the channel transfer function H (k), and outputs the searched result signal f n 410 as an input 412 of the equalization coefficient calculator 419 to provide. In step 906, the equalization coefficient calculator 419 receives Z (k) and the compensated channel transfer function H (k) or Hp (k) and obtains the equalization coefficient C (k) in the frequency domain from them. The output signal Z (k) in the frequency domain is an output signal in the frequency domain corresponding to the output signal z n of the equalizer 402 mapped to the estimated CIR h (n), and the equalization coefficient C (k) is calculated by Z (k) / Hp (k) (k = 1, 2, ..., N). In calculating the equalization coefficient C (k) in the frequency domain, the equalization coefficient calculator 419 sets the frequency domain equalization coefficient of the searched spectral null position to a specific value in step 907. That is, in step 907, the equalization coefficient calculator 419 follows the algorithm shown in Table 4 below. In the following Table 4, S = Is + jQs is a predetermined value, and the equalization coefficient C (k) of the spectral null position is set to Is + jQs.

Force setting on the null position for k=1:N if (W(k) == Null) C(k) = Is + jQs end / * S = Is + jQs is pre-set value * /  (K) = Is + jQs end / * S = Is + jQs is pre-set value * /

908단계에서 역 이산푸우리에변환기(421)는 상기 등화계수 계산기(419)에 의해 계산된 주파수 영역의 등화계수 C(k)에 역 고속푸우리에변환(IFFT)을 수행함으로써 시간 영역의 등화계수 c(n)을 출력한다. 이 동작은 c(n) = IFFT(C(k)) = i(n) + jq(n) (여기서, k=1,2,···,N이고, n=1,2,···,N임)으로 표현된다. In step 908, the inverse discrete Fourier transformer 421 performs an inverse fast Fourier transform (IFFT) on the frequency domain equalization coefficient C (k) calculated by the equalization coefficient calculator 419 to obtain an equalization coefficient c (n). N = 1, n, 1, ..., n, where n (n) , N).

(D-2) 효과  (D-2) Effect

도 21은 도 13a 및 도 13b에 도시된 채널 임펄스 응답이 시뮬레이션에 사용될 때 도 5에 도시된 등화 장치의 성좌의 예를 보여주는 도면이다. 이 예는 임계값이 -15dB 이하인 스펙트럼 널의 위치에 대응하는 주파수 영역 등화 계수 Ck 값을 'S=0'으로 강제로 설정한 예이다. 이 도면 20은 훈련 데이터로부터 추정된 채널임펄스응답이 도 5에 도시된 이산푸우리에변환기(406)에 의해 주파수 영역의 채널 전달함수로 변환된 후 등화계수 계산기(419)로 인가될 때 상기 도 5에 도시된 등화 장치의 성좌(constellation)를 나타낸다. Fig. 21 is a diagram showing an example of the constellation of the equalizer shown in Fig. 5 when the channel impulse response shown in Figs. 13A and 13B is used in simulation. Fig. In this example, the frequency-domain equalization coefficient C k corresponding to the position of the spectral null with the threshold value of -15 dB or less is forcibly set to 'S = 0'. 5, when the channel impulse response estimated from the training data is converted into the frequency domain channel transfer function by the discrete Pourier transformer 406 shown in FIG. 5 and then applied to the equalization coefficient calculator 419, The constellation of the equalizer shown in FIG.

지금, 도 13a 및 도 13b에 도시된 바와 같은 채널 임펄스 응답이 도 2에 도시된 등화 장치의 등화계수 계산기(212)로 인가된다고 가정할 때 등화 장치에서의 성좌는 도 17에 도시된 바와 같이 구해진다. 상기 도 17에 도시된 종래 기술에 따른 등화 장치의 성좌는 많이 퍼져 있음을 알 수 있는데, 이는 ISI가 완전히 제거되지 않고 많이 남아 있는 것을 의미한다. Assuming now that the channel impulse response as shown in FIGS. 13A and 13B is applied to the equalization coefficient calculator 212 of the equalizer shown in FIG. 2, the constellation in the equalizer is a It becomes. It can be seen that the constellation of the prior art equalization apparatus shown in FIG. 17 is spread widely, which means that the ISI is not completely removed but remains much.

반면에, 도 13a 및 도 13b에 도시된 바와 같은 채널 임펄스 응답이 도 5에 도시된 등화 장치의 등화계수 계산기(419)로 인가된다고 가정할 때 등화 장치에서의 성좌는 도 21에 도시된 바와 같이 구해진다. 상기 도 21에 도시된 본 발명의 실시예에 따른 등화 장치의 성좌는 상기 도 17에 도시된 종래 기술에 따른 등화 장치의 성좌에 비해 많이 모인 것을 알 수 있다. 이는 스펙트럼 널 위치에 대응하는 등 화계수를 강제적으로 특정 값으로 설정함에 의해 ISI가 많이 제거되어 있는 것을 의미한다. 즉, 본 발명에서 제안한 주파수 영역에서 강제 설정 방식에 의해 스펙트럼 널을 완화/보상하는 방식에 따르면, ISI가 있는 채널에서 ISI를 보상/제거하는 능력이 우수하며, 수신기의 복조 오류를 크게 줄일 수 있어 성능 향상을 기대할 수 있다. On the other hand, assuming that the channel impulse response as shown in FIGS. 13A and 13B is applied to the equalization coefficient calculator 419 of the equalizer shown in FIG. 5, the constellation in the equalizer is as shown in FIG. 21 Is obtained. It can be seen that the constellation of the equalizer according to the embodiment of the present invention shown in FIG. 21 is much larger than the constellation of the equalizer according to the prior art shown in FIG. This means that the ISI is largely eliminated by forcibly setting the equalization coefficient corresponding to the spectral null position to a specific value. That is, according to the method of mitigating / compensating the spectral null in the frequency domain proposed by the present invention, the ability to compensate / remove the ISI in the channel having the ISI is excellent and the demodulation error of the receiver can be greatly reduced Performance can be expected to improve.

E. 변형 예들 E. Modifications

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 전술한 바와 같은 본 발명의 실시예들은 시간 영역의 등화 장치와 주파수 영역의 등화 장치로 구분되어진다. 즉, 본 발명의 실시예들은 시간 영역에서 스펙트럼 널을 완화/보상하기 위해 확장된 컨볼루션(convolution) 구조를 이용하는 방식과, 주파수 영역에서 스펙트럼 널을 완화/보상하기 위해 스펙트럼 널 부분을 처리하는 방식으로 구분된다. While the present invention has been described in connection with what is presently considered to be the most practical and preferred embodiment, it is to be understood that the invention is not limited to the disclosed embodiments, but is capable of various modifications within the scope of the invention. The embodiments of the present invention as described above are divided into a time domain equalizer and a frequency domain equalizer. In other words, the embodiments of the present invention can be applied to a method of using an extended convolution structure to mitigate / compensate the spectral null in the time domain, a method of processing the spectral null portion in order to mitigate / compensate the spectral null in the frequency domain, .

이러한 본 발명의 실시예들은 본 발명의 사상 및 원리를 벗어나지 않는 범위내에서 다음과 같은 변형 예들이 가능하다. 예를 들어, 시간 영역에서의 스펙트럼 널 완화/보상을 이용한 등화 장치의 구조나 주파수 영역에서의 스펙트럼 널 완화/보상을 이용한 등화 장치의 구조는 시간 영역의 등화기나 주파수 영역의 등화기에 모두 적용될 수 있다. 즉, 시간 영역에서 스펙트럼 널 처리를 통하여 구한 등화 계 수를 시간 영역의 등화기 혹은 주파수 영역의 등화기에 적용하는 것이 가능하며, 주파수 영역에서 스펙트럼 널 처리를 통하여 구한 등화 계수를 주파수 영역의 등화기 혹은 시간 영역의 등화기에 적용하는 것이 가능하다. These embodiments of the present invention can be modified as follows without departing from the spirit and principles of the present invention. For example, the structure of the equalizer using the spectral nulling / compensation in the time domain and the structure of the equalizer using the spectral nulling / compensation in the frequency domain can be applied to both the time domain equalizer and the frequency domain equalizer . That is, it is possible to apply the equalization coefficient obtained through spectral null processing in the time domain to a time domain equalizer or an equalizer in the frequency domain. The equalization coefficient obtained through spectral null processing in the frequency domain can be applied to an equalizer It is possible to apply it to the time domain equalizer.

그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다. Therefore, the scope of the present invention should not be limited by the illustrated embodiments, but should be determined by the scope of the appended claims and equivalents thereof.

상술한 바와 같이 본 발명은 통신시스템에서 채널의 영향에 의해 왜곡된 수신 신호를 보다 나은 성능을 가지도록 보상하기 위하여 시간 영역이나 주파수 영역에서 채널의 스펙트럼 널(spectral null) 부분을 완화/보상하는 구조를 가지는 새로운 방식의 등화 장치를 제안한다. 이에 따라 본 발명은 심볼간간섭의 영향에 의해 왜곡된 수신 신호에 포함된 스펙트럼 널 부분을 완화/보상함으로써 왜곡된 수신 신호에 포함된 심볼간간섭의 영향을 최소화하고, 복조 성능을 향상시킬 수 있는 이점이 있다. As described above, the present invention provides a structure for mitigating / compensating a spectral null portion of a channel in a time domain or a frequency domain in order to compensate a received signal distorted by a channel effect in a communication system to have better performance A new type of equalizer is proposed. Accordingly, it is an object of the present invention to minimize the influence of intersymbol interference included in a distorted received signal by mitigating / compensating a spectrum null included in a received signal distorted by the influence of intersymbol interference, There is an advantage.

Claims (18)

수신신호의 심볼간간섭(ISI)을 제거하기 위한 등화기와, 상기 등화기에 의해 심볼간간섭이 제거된 수신신호를 복조하여 복원된 데이터를 출력하기 위한 복조기를 포함하는 이동 통신시스템의 수신기에서, 상기 등화기에 사용될 등화 계수를 추정하는 방법에 있어서, There is provided a receiver of a mobile communication system including an equalizer for eliminating inter-symbol interference (ISI) of a received signal, a demodulator for demodulating a received signal from which intersymbol interference has been eliminated by the equalizer, A method for estimating an equalization coefficient to be used in an equalizer, 미리 주어진 훈련데이터로부터 채널임펄스응답(CIR)을 추정하는 과정과, Estimating a channel impulse response (CIR) from previously given training data; 상기 추정된 채널임펄스응답에 매핑되는 상기 등화기의 출력 신호를 구하는 과정과, Obtaining an output signal of the equalizer mapped to the estimated channel impulse response; 상기 채널임펄스응답의 매트릭스 차원과 상기 매핑되는 등화기의 출력 신호의 벡터 길이를 확장 변수에 따라 확장시키는 과정과, Expanding a matrix dimension of the channel impulse response and a vector length of an output signal of the mapped equalizer according to an extended variable; 상기 확장된 채널임펄스응답과 상기 확장된 등화기의 출력 신호를 입력하고 아래의 <수학식>에 의해 등화 계수를 추정하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 추정 방법. And estimating an equalization coefficient by the following Equation (10) by inputting the extended channel impulse response and the output signal of the extended equalizer. Z = HC Z = HC 여기서, Z는 상기 매핑되는 등화기의 출력 신호 벡터이고, Where Z is the output signal vector of the mapped equalizer, H는 상기 채널임펄스응답의 컨볼루션 매트릭스이고, H is the convolutional matrix of the channel impulse response, C는 상기 등화기의 계수 벡터이다. C is the coefficient vector of the equalizer. 또한, 상기 채널임펄스응답의 길이가 N 일 때, Further, when the length of the channel impulse response is N, 상기 매핑되는 등화기의 출력 신호 벡터의 길이는 {(2N-1) + e} ×1 이고, The length of the output signal vector of the mapped equalizer is {(2N-1) + e} x 1, 상기 채널임펄스응답의 컨볼루션 매트릭스의 차원은 {(2N-1) + e} × (N + e) 이고, The dimension of the convolution matrix of the channel impulse response is {(2N-1) + e} x (N + e) 상기 매핑되는 등화기의 계수 벡터의 길이는 (N + e) ×1 이고, The length of the coefficient vector of the mapped equalizer is (N + e) x 1, 여기서, 상기 확장 변수 e 는 1보다 같거나 크고 N보다 같거나 작은 범위내의 값을 가지는 변수이며,Here, the expansion variable e is a variable having a value in the range equal to or greater than 1 and less than or equal to N, 또한, 상기 채널임펄스응답의 길이가 N 일 때, 상기 등화기의 출력 신호중 '1' 레벨의 출력 신호는 N 보다 같거나 크고 2N 보다 같거나 작은 범위내에서 적어도 2개 이상의 신호를 포함한다. When the length of the channel impulse response is N, an output signal of the '1' level of the equalizer includes at least two signals within a range equal to or greater than N and equal to or less than 2N. 삭제delete 삭제delete 수신신호의 심볼간간섭(ISI)을 제거하기 위한 등화기와, 상기 등화기에 의해 심볼간간섭이 제거된 수신신호를 복조하여 복원된 데이터를 출력하기 위한 복조기를 포함하는 이동 통신시스템의 수신기에서, 상기 등화기에 사용될 등화 계수를 추정하는 방법에 있어서, There is provided a receiver of a mobile communication system including an equalizer for eliminating inter-symbol interference (ISI) of a received signal, a demodulator for demodulating a received signal from which intersymbol interference has been eliminated by the equalizer, A method for estimating an equalization coefficient to be used in an equalizer, 미리 주어진 훈련데이터로부터 채널임펄스응답(CIR)을 추정하는 과정과, Estimating a channel impulse response (CIR) from previously given training data; 상기 추정된 채널임펄스응답에 매핑되는 등화기의 출력 신호를 구하는 과정 과, Obtaining an output signal of an equalizer mapped to the estimated channel impulse response; 상기 추정된 채널임펄스응답을 주파수 영역의 채널 전달함수로 변환하는 과정과, Converting the estimated channel impulse response into a frequency domain channel transfer function; 상기 매핑되는 등화기의 출력 신호를 주파수 영역의 출력 신호로 변환하는 과정과, Converting an output signal of the mapped equalizer into a frequency domain output signal; 상기 변환된 채널 전달함수의 스펙트럼 널 부분을 검색하는 과정과, Searching a spectral null portion of the transformed channel transfer function; 상기 변환된 채널 전달함수의 상기 검색된 스펙트럼 널 부분을 보상하여 보상된 채널 전달함수를 출력하는 과정과, Outputting a compensated channel transfer function by compensating the searched spectral null portion of the transformed channel transfer function; 상기 주파수 영역의 출력 신호와 상기 보상된 채널 전달함수를 입력하고 아래의 <수학식>에 의해 등화 계수를 추정하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 추정 방법. And a step of estimating an equalization coefficient by the following Equation (10) by inputting the frequency-domain output signal and the compensated channel transfer function. Z = H P C Z = H P C 여기서, Z는 상기 주파수 영역의 출력 신호 벡터이고, Where Z is the output signal vector in the frequency domain, H P 는 상기 채널 전달함수의 컨볼루션 매트릭스이고, H P is the convolutional matrix of the channel transfer function, C는 상기 등화기의 계수 벡터이다. C is the coefficient vector of the equalizer. 제4항에 있어서, 상기 보상된 채널 전달함수의 크기는 상기 변환된 채널 전달함수의 크기와 상이한 것을 특징으로 하는 상기 추정 방법. 5. The method of claim 4, wherein the size of the compensated channel transfer function is different from the size of the transformed channel transfer function. 제5항에 있어서, 상기 보상된 채널 전달함수의 위상은 상기 변환된 채널 전달함수의 위상과 동일한 것을 특징으로 하는 상기 추정 방법. 6. The method of claim 5, wherein the phase of the compensated channel transfer function is the same as the phase of the transformed channel transfer function. 제5항에 있어서, 상기 보상된 채널 전달함수의 위상은 상기 변환된 채널 전달함수의 위상과 상이한 것을 특징으로 하는 상기 추정 방법. 6. The method of claim 5, wherein the phase of the compensated channel transfer function is different from the phase of the transformed channel transfer function. 제4항에 있어서, 상기 변환된 채널 전달함수의 스펙트럼 널 부분을 검색하는 과정은 상기 변환된 채널 전달함수와 미리 설정된 임계값을 비교함에 의해 수행되는 것을 특징으로 하는 상기 추정 방법. The method of claim 4, wherein the step of searching for a spectral null portion of the transformed channel transfer function is performed by comparing the transformed channel transfer function with a preset threshold value. 수신신호의 심볼간간섭(ISI)을 제거하기 위한 등화기와, 상기 등화기에 의해 심볼간간섭이 제거된 수신신호를 복조하여 복원된 데이터를 출력하기 위한 복조기를 포함하는 이동 통신시스템의 수신기에서, 상기 등화기에 사용될 등화 계수를 추정하는 방법에 있어서, There is provided a receiver of a mobile communication system including an equalizer for eliminating inter-symbol interference (ISI) of a received signal, a demodulator for demodulating a received signal from which intersymbol interference has been eliminated by the equalizer, A method for estimating an equalization coefficient to be used in an equalizer, 미리 주어진 훈련데이터로부터 채널임펄스응답(CIR)을 추정하는 과정과, Estimating a channel impulse response (CIR) from previously given training data; 상기 추정된 채널임펄스응답에 매핑되는 등화기의 출력 신호를 구하는 과정 과, Obtaining an output signal of an equalizer mapped to the estimated channel impulse response; 상기 추정된 채널임펄스응답을 주파수 영역의 채널 전달함수로 변환하는 과정과, Converting the estimated channel impulse response into a frequency domain channel transfer function; 상기 매핑되는 등화기의 출력 신호를 주파수 영역의 출력 신호로 변환하는 과정과, Converting an output signal of the mapped equalizer into a frequency domain output signal; 상기 변환된 채널 전달함수의 스펙트럼 널 부분을 검색하는 과정과, Searching a spectral null portion of the transformed channel transfer function; 상기 주파수 영역의 출력 신호와 상기 변환된 채널 전달함수를 입력하고 상기 변환된 채널 전달함수의 상기 스펙트럼 널 부분의 입력에 대응하여 미리 설정된 레벨의 등화 계수를 추정하고 상기 스펙트럼 널 부분 이외의 상기 변환된 채널 전달함수의 입력에 대응하여 아래의 <수학식>에 의해 등화 계수를 추정하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 추정 방법. And outputting the frequency-domain output signal and the transformed channel transfer function, estimating an equalization coefficient at a predetermined level corresponding to the input of the spectral null portion of the transformed channel transfer function, Estimating an equalization coefficient according to the following equation corresponding to the input of the channel transfer function. Z = H P C Z = H P C 여기서, Z는 상기 주파수 영역의 출력 신호 벡터이고, Where Z is the output signal vector in the frequency domain, H P 는 상기 채널 전달함수의 컨볼루션 매트릭스이고, H P is the convolutional matrix of the channel transfer function, C는 상기 등화기의 계수 벡터이다. C is the coefficient vector of the equalizer. 수신신호의 심볼간간섭(ISI)을 제거하기 위한 등화기와, 상기 등화기에 의해 심볼간간섭이 제거된 수신신호를 복조하여 복원된 데이터를 출력하기 위한 복조기를 포함하는 이동 통신시스템의 수신기에서, 상기 등화기에 사용될 등화 계수를 추정하기 위한 장치에 있어서, There is provided a receiver of a mobile communication system including an equalizer for eliminating inter-symbol interference (ISI) of a received signal, a demodulator for demodulating a received signal from which intersymbol interference has been eliminated by the equalizer, An apparatus for estimating an equalization coefficient to be used in an equalizer, 미리 주어진 훈련데이터로부터 채널임펄스응답(CIR)을 추정하는 CIR 추정기와, A CIR estimator for estimating a channel impulse response (CIR) from previously given training data, 상기 추정된 채널임펄스응답에 매핑되는 상기 등화기의 출력 신호를 구하는 제1 계산기와, A first calculator for obtaining an output signal of the equalizer mapped to the estimated channel impulse response, 상기 채널임펄스응답의 매트릭스 차원과 상기 매핑되는 등화기의 출력 신호의 벡터 길이를 확장 변수에 따라 확장시키고, 상기 확장된 채널임펄스응답과 상기 확장된 등화기의 출력 신호를 입력하고 아래의 <수학식>에 의해 등화 계수를 추정하는 제2 계산기를 포함함을 특징으로 하는 상기 추정 장치. Wherein a matrix dimension of the channel impulse response and a vector length of an output signal of the mapped equalizer are expanded according to an expansion variable and an output signal of the extended equalizer is input to the expanded channel impulse response, &Lt; / RTI > and a second calculator for estimating an equalization coefficient by &lt; RTI ID = 0.0 &gt; Z = HC Z = HC 여기서, Z는 상기 매핑되는 등화기의 출력 신호 벡터이고, Where Z is the output signal vector of the mapped equalizer, H는 상기 채널임펄스응답의 컨볼루션 매트릭스이고, H is the convolutional matrix of the channel impulse response, C는 상기 등화기의 계수 벡터이다. C is the coefficient vector of the equalizer. 또한, 상기 채널임펄스응답의 길이가 N 일 때, Further, when the length of the channel impulse response is N, 상기 매핑되는 등화기의 출력 신호 벡터의 길이는 {(2N-1) + e} ×1 이고, The length of the output signal vector of the mapped equalizer is {(2N-1) + e} x 1, 상기 채널임펄스응답의 컨볼루션 매트릭스의 차원은 {(2N-1) + e} ×(N + e) 이고, The dimension of the convolution matrix of the channel impulse response is {(2N-1) + e} x (N + e) 상기 매핑되는 등화기의 계수 벡터의 길이는 (N + e) ×1 이고, The length of the coefficient vector of the mapped equalizer is (N + e) x 1, 여기서, 상기 확장 변수 e 는 1보다 같거나 크고 N보다 같거나 작은 범위내의 값을 가지는 변수이며,Here, the expansion variable e is a variable having a value in the range equal to or greater than 1 and less than or equal to N, 상기 채널임펄스응답의 길이가 N 일 때, 상기 등화기의 출력 신호중 '1' 레벨의 출력 신호는 N 보다 같거나 크고 2N 보다 같거나 작은 범위내에서 적어도 2개 이상의 신호를 포함한다. When the length of the channel impulse response is N, the output signal of the '1' level of the equalizer includes at least two signals within a range equal to or greater than N and equal to or less than 2N. 삭제delete 삭제delete 수신신호의 심볼간간섭(ISI)을 제거하기 위한 등화기와, 상기 등화기에 의해 심볼간간섭이 제거된 수신신호를 복조하여 복원된 데이터를 출력하기 위한 복조기를 포함하는 이동 통신시스템의 수신기에서, 상기 등화기에 사용될 등화 계수를 추정하기 위한 장치에 있어서, There is provided a receiver of a mobile communication system including an equalizer for eliminating inter-symbol interference (ISI) of a received signal, a demodulator for demodulating a received signal from which intersymbol interference has been eliminated by the equalizer, An apparatus for estimating an equalization coefficient to be used in an equalizer, 미리 주어진 훈련데이터로부터 채널임펄스응답(CIR)을 추정하는 CIR 추정기와, A CIR estimator for estimating a channel impulse response (CIR) from previously given training data, 상기 추정된 채널임펄스응답에 매핑되는 등화기의 출력 신호를 구하는 제1 계산기와, A first calculator for obtaining an output signal of the equalizer mapped to the estimated channel impulse response, 상기 추정된 채널임펄스응답을 주파수 영역의 채널 전달함수로 변환하는 제1 변환기와, A first converter for converting the estimated channel impulse response into a frequency domain channel transfer function; 상기 매핑되는 등화기의 출력 신호를 주파수 영역의 출력 신호로 변환하는 제2 변환기와, A second converter for converting an output signal of the mapped equalizer into an output signal in a frequency domain; 상기 변환된 채널 전달함수의 스펙트럼 널 부분을 검색하는 스펙트럼 널 검색기와, A spectral null searcher for searching a spectral null portion of the transformed channel transfer function; 상기 변환된 채널 전달함수의 상기 검색된 스펙트럼 널 부분을 보상하여 보상된 채널 전달함수를 출력하는 스펙트럼 널 처리기와, A spectrum null processor for compensating the searched spectral null portion of the transformed channel transfer function and outputting a compensated channel transfer function; 상기 주파수 영역의 출력 신호와 상기 보상된 채널 전달함수를 입력하고 아래의 <수학식>에 의해 등화 계수를 추정하는 제2 계산기를 포함함을 특징으로 하는 상기 추정 장치. And a second calculator for inputting the output signal in the frequency domain and the compensated channel transfer function and estimating an equalization coefficient by the following equation. Z = H P C Z = H P C 여기서, Z는 상기 주파수 영역의 출력 신호 벡터이고, Where Z is the output signal vector in the frequency domain, H P 는 상기 채널 전달함수의 컨볼루션 매트릭스이고, H P is the convolutional matrix of the channel transfer function, C는 상기 등화기의 계수 벡터이다. C is the coefficient vector of the equalizer. 제13항에 있어서, 상기 스펙트럼 널 처리기는, 상기 변환된 채널 전달함수의 크기와 상이한 크기를 가지는 상기 보상된 채널 전달함수를 출력하는 것을 특징으로 하는 상기 추정 장치. 14. The apparatus of claim 13, wherein the spectral null processor outputs the compensated channel transfer function having a magnitude different from the magnitude of the converted channel transfer function. 제14항에 있어서, 상기 스펙트럼 널 처리기는, 상기 변환된 채널 전달함수의 위상과 동일한 위상을 가지는 상기 보상된 채널 전달함수를 출력하는 것을 특징으로 하는 상기 추정 장치. 15. The apparatus of claim 14, wherein the spectral null processor outputs the compensated channel transfer function having the same phase as the phase of the transformed channel transfer function. 제14항에 있어서, 상기 스펙트럼 널 처리기는, 상기 변환된 채널 전달함수의 위상과 상이한 위상을 가지는 상기 보상된 채널 전달함수를 출력하는 것을 특징으로 하는 상기 추정 장치. 15. The apparatus of claim 14, wherein the spectral null processor outputs the compensated channel transfer function having a phase different from a phase of the transformed channel transfer function. 제13항에 있어서, 상기 TM펙트럼 널 검색기는, 상기 변환된 채널 전달함수와 미리 설정된 임계값을 비교함에 의해 수행되는 것을 특징으로 하는 상기 추정 장치. 14. The apparatus of claim 13, wherein the TM field null detector is performed by comparing the converted channel transfer function with a preset threshold value. 수신신호의 심볼간간섭(ISI)을 제거하기 위한 등화기와, 상기 등화기에 의해 심볼간간섭이 제거된 수신신호를 복조하여 복원된 데이터를 출력하기 위한 복조기를 포함하는 이동 통신시스템의 수신기에서, 상기 등화기에 사용될 등화 계수를 추정하기 위한 장치에 있어서, There is provided a receiver of a mobile communication system including an equalizer for eliminating inter-symbol interference (ISI) of a received signal, a demodulator for demodulating a received signal from which intersymbol interference has been eliminated by the equalizer, An apparatus for estimating an equalization coefficient to be used in an equalizer, 미리 주어진 훈련데이터로부터 채널임펄스응답(CIR)을 추정하는 CIR 추정기와, A CIR estimator for estimating a channel impulse response (CIR) from previously given training data, 상기 추정된 채널임펄스응답에 매핑되는 등화기의 출력 신호를 구하는 제1 계산기와, A first calculator for obtaining an output signal of the equalizer mapped to the estimated channel impulse response, 상기 추정된 채널임펄스응답을 주파수 영역의 채널 전달함수로 변환하는 제1 변환기와, A first converter for converting the estimated channel impulse response into a frequency domain channel transfer function; 상기 매핑되는 등화기의 출력 신호를 주파수 영역의 출력 신호로 변환하는 제2 변환기와, A second converter for converting an output signal of the mapped equalizer into an output signal in a frequency domain; 상기 변환된 채널 전달함수의 스펙트럼 널 부분을 검색하는 스펙트럼 널 검색기와, A spectral null searcher for searching a spectral null portion of the transformed channel transfer function; 상기 주파수 영역의 출력 신호와 상기 변환된 채널 전달함수를 입력하고 상기 변환된 채널 전달함수의 상기 스펙트럼 널 부분의 입력에 대응하여 미리 설정된 레벨의 등화 계수를 추정하고 상기 스펙트럼 널 부분 이외의 상기 변환된 채널 전달함수의 입력에 대응하여 아래의 <수학식>에 의해 등화 계수를 추정하는 제2 계산기를 포함함을 특징으로 하는 상기 추정 장치. And outputting the frequency-domain output signal and the transformed channel transfer function, estimating an equalization coefficient at a predetermined level corresponding to the input of the spectral null portion of the transformed channel transfer function, And a second calculator for estimating an equalization coefficient according to the following equation corresponding to the input of the channel transfer function. Z = HPC Z = H P C 여기서, Z는 상기 주파수 영역의 출력 신호 벡터이고, Where Z is the output signal vector in the frequency domain, HP 는 상기 채널 전달함수의 컨볼루션 매트릭스이고, H P is the convolutional matrix of the channel transfer function, C는 상기 등화기의 계수 벡터이다. C is the coefficient vector of the equalizer.
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