JP5341267B1 - 変位量検出装置、およびその誤差・検出・評価方法 - Google Patents

Abstract

【課題】変位量検出装置（エンコーダ）の経時的誤差、ズレを検出して、調整する。
【解決手段】変位量検出装置は、波長λの目盛が形成されたスケール部２０との相対移動に応じて出力される９０度の位相差を有する２相信号を出力する第１、第２の検出ヘッドと、変位量検出装置の誤差を検出し評価する、誤差検出・評価手段とを有する。誤差検出・評価手段は、９０度の位相差を有する２相信号を周波数ｆの直交する信号で変調された平衡変調信号を加算もしくは減算の演算を行い、得られる位相変調信号の振幅成分のエンベロープ情報もしくは２相信号を極座標変換し得られる振幅情報から、２相信号の信号品位を劣化させる誤差要因に固有な波長λの基本周期および高次周期の正弦波信号として分離抽出して得られた誤差要因別情報の振幅と偏角を変位量検出装置に許容される内挿誤差を基準として設定された各周期毎の振幅および偏角の統計量と比較評価する。
【選択図】図１

Description

本発明は変位量検出装置（エンコ−ダ）における誤差、ズレの検出（監視）、評価、調整（補正）を行う技術に関する。

ロボット、数値制御装置、その他の制御装置などにおいて、測定対象（駆動対象）の位置、移動距離、長さ、角度などの測定に変位量検出装置（エンコ−ダ）が使用されている。
エンコ−ダは、直線型（リニア型）、回転型（ロ−タリ−型）などが知られている。さらに、ロ−タリ−型はインクリメンタル型、アブソリュ−ト型などが知られている。

技術の高度化に伴い、エンコ−ダはさらなる高精度化と高信頼性が望まれている。
エンコ−ダの高精度化のためには、設計・製造段階における高精度化を図ることに加えて、エンコ−ダを出荷して制御装置など実装して実際に使用した場合の経時的なずれ、誤差を補正することも必要となる。

このような、エンコ−ダの誤差の経時的な変化を定量的かつ統計的に評価した判定結果とともに、エンコ−ダの出荷時の最良な精度に戻すための方法は、たとえば、特開１９９３−２６６５７号公報（特許文献１）、特開２００３−８３７６７号公報（特許文献２）などに提案されている。
しかしながら、特許文献１に開示された発明は、誤差の要因の特定や、電気的な調整に試行錯誤的な作業が必要であり、一義的に行うことができない。また、特許文献２に開示された発明は、複数のトラックを有するエンコ−ダへの適用に限定される。

また、エンコ−ダにおける誤差を補正する技術が、たとえば、特開２００３−２５４７５８号公報（特許文献３）、再表２００６／４３４０３号公報（特許文献４）に開示されている。
しかしながら、特許文献３に開示された発明は、誤差デ−タの算出に際して基準となるエンコ−ダを必要とし、加えて、エンコ−ダから出力される源信号の高次の誤差成分まで補正する場合、装置構成が大規模になる。また、特許文献４に開示された発明は、エンコ−ダを一定速度で動作させないと誤差デ−タを算出することができず、直線型のエンコ−ダには適用できない。

特開１９９３−２６６５７号公報 特開２００３−８３７６７号公報 特開２００３−２５４７５８号公報 再表２００６／４３４０３号公報

したがって、変位量検出装置（エンコ−ダ）の経時変化に伴う誤差、ズレなどを検出し（監視し）、検出した誤差、ズレなどを定量的かつ統計的に分析、評価することが望まれている。
さらに、上記評価した結果に基づいて、誤差、ズレなどの要因を見いだし、調整して、出荷時の精度に復活できることが望まれている。
なお、上述した要望は、直線型（リニア型）、回転型（ロ−タリ−型）のいずれにおいても、要望されている。

本願発明者は、位相変調信号の信号品位を劣化させる様々な要因、たとえば２チャンネルのヘッドから出力される信号レベルに差異が発生した時やこれらのヘッドにＤＣ偏倚が重畳したとき、さらには、機構的な変化等によって、２チャンネルの検出ヘッド間の位相差にずれを生じたときの位相変調信号ｅ_ｐｍの振幅情報Ｅ（ｘ）には、ずれの要因に固有な周期をもち、ずれの大きさと向き（極性）に応じた振幅と位相とを持つ誤差要因別情報が重畳した形で観測されることを見出した。そして、各周期成分毎に分離抽出された誤差要因別情報とその要因によって引き起こされる偏角誤差との間には、振幅が同一で位相がπ／２異なることを見出した。さらには、複数の誤差要因が含まれている場合には、各周期成分毎の誤差要因別情報の合成値として観測されることを見出した。
本発明は、上記知見にもとづき、波長λの目盛が形成されたスケ−ル部と、該スケ−ル部の信号を検出する検出ヘッド部との相対移動（以下、相対変位量）に応じて出力される略９０度の位相差を持つ２相信号（以下、２相信号）をキャリア周波数ｆの直交する信号で変調された平衡変調信号を加算もしくは減算して得られる位相変調信号の振幅情報もしくは、該２相信号を極座標変換して得られる振幅情報（以下、振幅情報）が、様々な誤差要因、例えば、２相信号の振幅のずれや該信号に重畳する直流偏倚、さらには、２相信号の９０度からのずれ等によって、前記振幅情報が相対変位量に応じて変動すること、そして、これらの変動は、波長λの目盛の基本周期および高次周期の正弦波状信号の合成信号となること、さらには、前記誤差要因毎に固有の周期と偏角をもち、該誤差要因の大きさに応じて振幅が変わる信号として観測されることを利用し、最適に調整された状態における各周期成分毎の正弦波信号の振幅と偏角の平均値や偏差などの情報を所定の不揮発性の記憶領域に保管し、実際の使用状態において観測される信号の変化を、例えば、波長λの１周期成分や２周期成分などを特定するための直交する２相の基準ベクトル（数ベクトル）とのマッチ度演算によって誤差要因毎の振幅や位相の変化を特定し、所定の判定値を基準として、誤差要因毎の変化を定量的かつ統計的に監視できるように構成している。

また、本発明においては、検出ヘッドの信号処理部に、上記誤差要因を補正するための電子的な調整手段を設け、上記マッチ度演算の結果として得られた各周期成分毎の振幅と位相を基に、誤差要因を特定し、システムに与える誤差要因の影響度と補正の可否を判断し、前記電子的な調整手段により出荷時の状態に復帰させるように構成している。

そして、電子的な調整によって対応が不可能な要因、例えば、検出ヘッドからの出力に含まれる高調波成分や、電子的な調整によっても補正が不可能な微小な変動成分の影響を排除するため、振幅情報に含まれる微少な変動成分（以下、残留リップル成分）の周期成分毎の振幅と位相とから演算によって周期成分毎の内挿誤差を算出し、該算出された内挿誤差を合成することによって、全ての誤差要因に起因する波長内の位置に対する内挿誤差の大きさを特定し、該特定された内挿誤差を用いて計測された位置デ−タを補正し、残留する誤差要因に伴う誤差の影響を取り除き、高精度な位置計測が可能となるように構成している。

本発明によれば、経時変化の影響を低減した高い精度の変位量検出装置（エンコ−ダ）を提供することができる。

また、再調整によって出荷時の状態に復帰、あるいは一定の経時変化を許容して最良の状態に復帰できた場合、さらには、電子的な調整によって対応が不可能な誤差要因を含む残留リップル成分に対しては、該成分に起因する波長内の位置に対する誤差デ−タを求め、該誤差デ−タを用いて測定値を補正することにより、高精度で信頼性の高いエンコ−ダを実現できる。

図１（Ａ）は本発明の１実施の形態としての変位量検出装置（エンコ−ダ）の全体構成図であり、図１（Ｂ）はトラックを示す図である。 図２（Ａ）は本発明の１実施の形態としての変位量検出装置（エンコ−ダ）の全体構成図であり、図２（Ｂ）はトラックを示す図である。 図３は本発明の第１、第２実施の形態のエンコ−ダの回路構成図である。 図４は図３に例示したエンコ−ダの調整手順を示すフロ−チャ−トである。 図５は図３に例示したエンコ−ダのＤＣ偏倚（バイアス）に伴う偏角のベクトル表示を図解した図である。 図６はＤＣ偏倚を調整する手順を示すフロ−チャ−トである。 図７はエンコ−ダの出力と位相ずれに伴う偏角のベクトル表示を示す図である。 図８は本発明の第３実施の形態としての部分回路構成図である。 図９は第３実施の形態における誤差補正の手順を示すフロ−チャ−トである。 図１０は本発明の第４実施の形態としての部分回路構成図である。 図１１は本発明の第５実施の形態の誤差補正の手順を示すフロ−チャ−トである。

エンコ−ダの基本構成と動作原理
本発明の変位量検出装置（エンコ−ダ）の基本構成とその動作原理を述べる。
本発明のエンコ−ダの実施の形態として、図１および図２を参照して、位相変調信号を用いた変位検出方式のエンコ−ダを例示する。

図１、図２に図解のごとく、エンコ−ダはスケ−ル部２０を有する。
スケ−ル部２０は、図１（Ｂ）、図２（Ｂ）に例示したように、図示しない測定対象に軸支されて回転する回転板２００の外縁の円周に沿って形成された波長λの信号が記録された、複数のトラック２０１を検出ヘッド２１１（または２１１ａ、２１１ｂ）で検出する。すなわち、測定対象の回転に応じて回転する回転板２００のトラック２０１を、検出ヘッド２１１（２１１ａ、２１１ｂ）で検出して、測定対象の回転、移動などを検出する。

図１（Ａ）の図解において、検出ヘッド２１１の検出デ−タが、変位量検出回路３０において、基準信号生成回路１０から出力される基準信号ＲＥＦを参照してキャリア周波数ｆの位相変調信号ｅ_ｐｍとして検出される。位相変調信号ｅ_ｐｍは、位置デ−タ生成回路４０において、基準信号生成回路１０から出力される基準信号ＲＥＦおよびクロックＣＫ１を参照して、位置デ−タに変換される。
以上が、エンコ−ダの基本回路の構成と基本動作である。

誤差検出・評価・調整回路
図１（Ａ）に図解したエンコ−ダは、さらに、システムに固有の内挿誤差を補正するために、下記に詳述する誤差検出・評価・調整回路を有する。
誤差検出・評価・調整回路は、誤差要因分析回路５０、誤差評価判定回路６０、調整信号生回路７０、誤差デ−タ生成回路８０、誤差補正回路９０を有する。
補正モ−ドにおいて、位置デ−タ生成回路４０で生成した位置デ−タが誤差補正回路９０によって補正される。
また、必要に応じて調整モ−ドが起動され、調整信号生成回路７０で生成された調整制御信号ＡＤＪが変位検出回路３０に印加されて、経時的な誤差、ズレなどが調整される。

図２（Ａ）に、図１に図解した変位量検出回路３０における、調整信号生成回路７０で生成された調整制御信号ＡＤＪによる調整回路を示す。
図２（Ａ）においては、９０度の位相を有する信号を検出する２個の検出ヘッド２１１ａ、２１１ｂを用いた例を示す。
変位量検出回路３０は、第１チャンネル（ＣＨ１）前置増幅回路３０１、第２チャンネル（ＣＨ２）前置増幅回路３０２、ＣＨ１平衡変調回路３０３、ＣＨ２平衡変調回路３０４、２相信号生成回路３０５、加算回路３０６、および、調整制御信号に応じて、ＣＨ１前置増幅回路３０１、ＣＨ２前置増幅回路３０２には、検出ヘッドに重畳するＤＣ成分を補正するＤＣ偏倚調整回路３１１，３１２が、ＣＨ１平衡変調回路３０３、ＣＨ２平衡変調回路３０４には、該回路の利得調整回路３１３，３１４が、２相信号生成回路３０５には、該回路の位相差を調整する位相調整回路３１５を有する。
すなわち、変位量検出回路３０は、誤差検出・評価・調整回路で算出した調整制御信号に応じて、誤差、ズレを調整可能に構成されている。

図１、図２に図解したエンコ−ダの誤差検出・評価・調整についての詳細は後述する。
以上の例示は、ロ−タリ−型エンコ−ダを例示しているが、リニア型も、その検出原理は上述したものと同様である。

出力信号の振幅と内挿誤差との関係
本発明に適用して好適な「位相変調信号を用いた変位量検出方式」のエンコ−ダ場合を例示する。エンコ−ダにおける相対変位量に応じて出力される位相変調信号の振幅情報は、誤差要因に固有の周期と偏角を有する正弦波信号が重畳した形で観測されること、そして、正弦波信号の振幅は、該要因によって発生する偏角誤差△Ｘ（＝２π・δｘ／λただし、δｘは内挿誤差）の振幅と等しく、振幅情報の位相と偏角誤差の位相には９０度の差があることを、数式を参照して説明する。

理想的な状態における位相変調信号
キャリア周波数ｆの位相変調信号を用いた変位量検出方式のエンコ−ダを用いて波長λの目盛りが形成されたスケ−ルトラックの信号を検出した時、プラス方向の変位ｘを検出した時にＣＨ１側ヘッドからはｓｉｎ信号が、ＣＨ２側ヘッドからはｃｏｓ信号が出力され、かつその振幅が等しいとすると、各々の検出ヘッドからは数式１に示す平衡変調信号が出力される。

これらを加算して得られる位相変調信号ｅ_ｐｍ、周波数ｆの基準信号をｅ_ｒｅｆは、数式２で表わされる。

上記の信号ｅ_ｐｍ、ｅ_ｒｅｆを位相比較することにより、数式３に示す変位量ｘに対応した位相Φ（ｘ）が得られる。

ここで、ωｔ＝Ｔ、角変位をＸ（＝２πｘ／λ（ｒａｄ））とおけば、位相変調信号ｅ_ｐｍは数式４で表わされる。

位相変調信号ｅ_ｐｍの振幅情報をＥ（Ｘ）、角変位Ｘを（＝２πx／λ）とおけば、数式５で表わされる。

上式からも明らかなように、振幅情報Ｅ（Ｘ）は角変位Ｘ（０−２π）に関わらず一定の値をとる。つまり、理想状態における位相変調信号ｅ_ｐｍの振幅情報Ｅ（Ｘ）には変動がなく、位相変調信号ｅ_ｐｍと基準信号ｅ_ｒｅｆと比較することにより、波長λ内の位置ｘを誤差なく検出できる。

現実のシステムにおける位相変調信号
しかしながら、現実のシステムにおいては、エンコ−ダのスケ−ルトラック２０１（図１、図２）に形成された信号の不完全さや検出ヘッド２１１，２１１ａ，２１１ｂの不完全さのため理想的な位相変調信号を得ることはできない。そして、例えば、２相信号の出力レベルに差異があったときやこれら検出ヘッドの信号に直流のオフセット(以下、ＤＣ偏倚)が重畳したとき、さらには、２チャンネルの検出ヘッドの位相差が理想状態の９０度からずれていた時（以下、位相ずれ）の位相変調信号は、各々の状態に固有の不完全さとなって観測され、この不完全さに伴う内挿誤差を発生し、スケ−ルトラックを波長λの目盛りで分割した高精度な検出を行う場合の阻害要因となる。

２相信号の出力レベルに差異が生じたとき
２相信号の出力レベルに差異があるとき、例えば、ＣＨ１（ｓｉｎ側）の出力に対してＣＨ２（ｃｏｓ側）の出力がａ（％）大きい（ただし、ａは正または負の値をとる）ときの位相変調信号ｅ_ｐｍおよび偏角Ｘａは数式６で表すことができる。

振幅情報
位相変調信号ｅ_ｐｍの振幅情報Ｅ_ａ（Ｘ）は数式７で表わすことができる。

ａ≪１であることを考慮し、近似式を適用して整理すると、数式８で表わすことができる。

このように、２相信号の出力レベルに差異が生じたときは振幅情報Ｅ_ａ（Ｘ）は、角変位Ｘに対して波長λの２周期成分に対応するリップル成分を含むことがわかる。

偏角誤差
従って、偏角誤差△Ｘ_ａは、数式９で表わす値となる。

ａ≪１、△Ｘ_ａが十分に小さいのでｔａｎ△Ｘ_ａ＝△Ｘ_ａと近似して整理すると数式１０で表わすことができる。

すなわち、２相信号の出力レベルに差異が生じたときは偏角誤差△Ｘ_ａは、Ｅ_ａ（Ｘ）のリップル成分と周期と振幅が等しく、位相がπ／２異なることがわかる。

２相信号の出力にＤＣ偏倚が重畳したとき
次に、ＣＨ１（ｓｉｎ側）のヘッドにｄ_ｓ（％）、ＣＨ２（ｃｏｓ側）ヘッドにｄ_ｃ（％）（ただし、ｄ_ｃ、ｄ_ｓは正または負の値をとる)なるＤＣ偏倚が重畳した時の位相変調信号ｅ_ｐｍおよび偏角Ｘ_ｄは数式１１で表すことができる。

振幅情報
上記に示す位相変調信号ｅ_ｐｍの振幅情報Ｅ_ｄ（Ｘ）を、数式１２に示す。

ここで、ｄ_ｃ，ｄ_ｓ≪１であることを考慮し、近似式を適用して整理すると、数式１３が得られる。

ただし、偏角Φ_ｄおよび振幅ｄは、数式１４で規定される。

上式からも明らかなように、ＤＣ偏倚が重畳したときの位相変調信号の振幅情報Ｅ_ｄ（Ｘ）は、角変位Ｘに対して波長λの１周期成分に対応する変動成分を含むこと、そして、その振幅と偏角はｄ_ｓおよびｄ_ｃの組合せによって変化することがわかる。

偏角誤差
従って、偏角誤差△Ｘ_ｄは、数式１５で表わすことができる。

数式１４を適用し、ｔａｎ△Ｘ_ｄ＝△Ｘ_ｄの近似式を適用して整理すると、△Ｘ_ｄは数式１６で表わすことができる。

これから、２相信号の出力にＤＣ変位が重畳したときの偏角誤差△Ｘ_ｄは、数式１３に示した振幅情報Ｅ_ｄ（Ｘ）のリップル成分と周期と振幅が等しく、位相がπ／２異なることがわかる。

２相信号に位相ずれがあるとき
便宜的に、ＣＨ１（ｓｉｎ側）のヘッドに対し、ＣＨ２（ｃｏｓ側）ヘッドが理想の９０度に対して角度△Ｚの進みを生じた時の位相変調信号ｅ_ｐｍおよび偏角Ｘ_ｐは、数式１７で表わすことができる。

振幅情報
上式に示す位相変調信号ｅ_ｐｍの振幅情報Ｅ_ｐ（Ｘ）とおくと、数式１８で規定できる。

△Ｚ≪１ゆえ、ｓｉｎ△Ｚ＝△Ｚ、また、△Ｚは十分小さいとして近似式を適用すると、数式１９が得られる。

このように、２相信号の出力に位相ずれがあるときの振幅情報Ｅ_ｐ（Ｘ）は、角変位Ｘに対して波長λの２周期成分に対応するリップル成分を含むこと、そして、２相信号の出力レベルの差異があるときの振幅情報に対してπだけ位相の進んだ信号であることがわかる。

偏角誤差
従って、偏角誤差△Ｘ_ｐは、数式２０で与えられる。

△Ｚ≪１のとき、ｃｏｓ△Ｚ＝１、ｔａｎ△Ｘ_ｐ＝△Ｘ_ｐ、ｓｉｎ△Ｚ＝△Ｚとして整理すると数式２１が得られる。

数式２１から、位相ずれ△Ｚが生じたときの偏角誤差△Ｘ_ｐは、振幅情報Ｅ_a（ｄ）のリップル成分と周期と振幅が等しく、位相がπ／２異なることがわかる。

出力レベルのアンバランスとＤＣ偏倚が同時に重畳したとき
次に、２つの要因が同時に発生したときの例として、２ＣＨの検出ヘッド２１１ａ，２１１ｂの出力のアンバランスとＤＣ偏倚が同時に重畳したときの出力信号の変動と内挿誤差との関係について確かめる。
今、ＣＨ２側の出力がＣＨ１側出力に対してa（％）大きく、ＣＨ１側のヘッドにｄ_ｓ（％）の、ＣＨ２側のヘッドにｄ_ｃ（％）なるＤＣ偏倚が同時に重畳した時の位相変調信号ｅ_ｐｍおよび偏角Ｘ_ａｄは、数式２２で規定される。

振幅情報
上記位相変調信号ｅ_ｐｍの振幅情報をＥ_ａｄ（Ｘ）とおくと、数式２３で表わされる。

ｄ、φｄについて数式１４を適用し、さらにdc， ds， ａ≪１なので近似式を適用して整理すると、数式２４が得られる。

上式からも明らかなように、出力レベルの差とＤＣ変位が同時に重畳したときの振幅情報Ｅ_ａｄ（Ｘ）は、これらが単独に重畳した時の振幅情報の合成として観測されることがわかる。

偏角誤差
従って、偏角誤差△Ｘ_ａｄは、数式２５で与えられる。

数式１４を適用すれば、△Ｘ_ａｄは、数式２６で与えられる。

ｄｃ，ｄｓ，ａ≪１，△Ｘ_ａｄが十分に小さいのでｔａｎ△Ｘ_ａｄ＝△Ｘ_ａｄと近似して整理すると、数式２７が得られる。

これらの数式からも明らかなように、位相変調信号の信号品位を劣化させる様々な要因、たとえば２チャンネルのヘッドから出力される信号レベルに差異が発生した時やこれらのヘッドにＤＣ偏倚が重畳したとき、さらには、機構的な変化等によって、２チャンネルの検出ヘッド間の位相差にずれを生じたときの位相変調信号ｅ_ｐｍの振幅情報Ｅ（ｘ）には、ずれの要因に固有な周期をもち、ずれの大きさと向き（極性）に応じた振幅と位相とを持つ誤差要因別情報が重畳した形で観測されることが判る。そして、各周期成分毎に分離抽出された誤差要因別情報とその要因によって引き起こされる偏角誤差との間には、振幅が同一で位相がπ／２異なることが判る。さらには、複数の誤差要因が含まれている場合には、各周期成分毎の誤差要因別情報の合成値として観測されることが判る。

第１の実施形態
本発明にかかる第１の実施形態として、最良の状態に調整されて出荷されたエンコ−ダの精度の経時的な劣化を監視（検出）し、定量的かつ統計的に評価するための方法について説明する。一般的に、エンコ−ダにおいては、たとえば、図１、図２に図解したように、スケ−ルと２チャンネルの検出ヘッドとの組み合わせ、さらには構成部品や生産工程上のばらつきを有するため、エンコ−ダに許容された精度を満足するように電気的もしくは機構的な調整を経て出荷される。しかしながら、構成部品等の経時的な劣化や環境の変化により出荷時の最良の調整状態から逸脱し、場合によっては意図した製品の精度を満足できなくなる可能性がある。

そこで、本発明においては、内挿精度を悪化させる様々な要因、たとえば、２相信号の出力レベルの差やこれら信号に重畳するＤＣ偏倚、さらには機構的な変化等に伴う２チャンネルの検出ヘッド間の９０度位相差のずれなど単一もしくは複合的な要因によって発生する位相変調信号の振幅情報に含まれる波長λの基本周期および高次周期成分毎に分離抽出された誤差要因別情報の振幅が所定のレベルを超えないように監視することによって、システムの内挿誤差が所定の基準値を超えないように管理するように構成することを特徴としている。

そして、振幅情報に含まれる波長λの１周期および２周期の誤差要因情報は、波長λ間を周期を所定の間隔でサンプリングした離散的なデ−タ（以下、離散エンベロ−プデ−タ）と、サンプリング間隔に対応した数ベクトルよりなる正弦波および余弦波の直交基準ベクトルとのマッチ度演算により周期成分毎の振幅と位相を検出可能であることを利用し、各周期成分毎の許容レベルと比較することにより、内挿誤差の劣化を所定のレベルに管理可能としている。

以下、変位ｘを波長λで正規化したときの角変位をＸ（＝２πｘ／λ（ｒａｄ））とし、プラス方向に移動したときＣＨ１側の検出ヘッドからはｓｉｎＸ、ＣＨ２側の検出ヘッドからはｃｏｓＸの信号が出力されるものとし、本発明にかかる第１の実施形態について詳細に説明する。

図１は本発明にかかる１実施形態としてのエンコ−ダの全体の構成を、図２に本発明に適用して好適な位相変調信号を用いた変位量検出回路部の詳細構成図を、図３は第１の実施形態にかかる詳細な構成図を示す。
基準信号生成回路１０は、キャリア周波数ｆの基準信号 (以下、ｅ_ｒｅｆ信号)と波長λ内を１／ｎに分割してλの１／ｎの分解能を得るためのクロックパルスＣＫＩを生成する。
スケ−ル部２０には波長λの信号が記録されたトラック２０１と、該トラックの信号を検出するためのＣＨ１検出ヘッド２１１ａとＣＨ２検出ヘッド２１１ｂで構成されており、ＣＨ１検出ヘッドからはｓｉｎＸ信号が、ＣＨ２検出ヘッドからはｃｏｓＸ信号が出力される。

ＣＨ１前置アンプ３０１およびＣＨ２前置アンプ３０２は、これらの信号を所定のレベルに増幅する回路であり、検出ヘッド２１１ａ，２１１ｂからの出力に含まれるＤＣ成分（ＤＣ偏倚）をキャンセルするために、例えば電子ボリュ−ムで構成された図示せぬＤＣ補正手段が組み込まれており、ＣＨ１の信号に含まれるＤＣ偏倚はＤＣ１__Ａｄｊ信号で、ＣＨ２の信号に含まれるＤＣ偏倚はＤＣ２__Ａｄｊ信号によって最適な状態に調整可能となっている。

２相信号生成回路３０５は周波数ｆの基準信号ｅ_ｒｅｆから、正弦波の変調信号ｓｉｎＴ（＝ｓｉｎωｔ）と余弦波の変調信号ｃｏｓＴ（＝ｃｏｓωｔ）を生成する回路であり、位相調整手段ＰＨ__Ａｄｊによって２チャンネルの検出ヘッドにおける９０度からのずれを調整可能となっている。そして、ＣＨ１前置アンプ３０１およびＣＨ２前置アンプ３０２の出力とともにＣＨ１平衡変調回路３０３およびＣＨ２平衡変調回路３０４に導かれ、周波数ｆの直交する平衡変調信号に変換されるとともに、ＣＨ１前置アンプ３０１の出力に対してはＧＡ１__Ａｄｊ信号で、ＣＨ２前置アンプの出力に対してはＧＡ２__Ａｄｊ信号で所定の出力レベルに調整可能となっている。

また、加算回路３０６は、ＣＨ１平衡変調回路３０３およびＣＨ２平衡変調回路３０４から出力される直交する２相の平衡変調信号を加算して位相変調信号（以下ｅ_ｐｍ信号）を生成する回路であり、その振幅情報には誤差要因に応じた波長λの基本周期もしくは高次周期の誤差要因情報を含んでいる。

位相変調信号ｅ_ｐｍは、例えば自乗回路と低域フイル等で構成された検波回路５０１（図３）により位相変調信号の振幅情報のエンベロ−プ成分に変換されたのち、Ａ／Ｄ変換回路５０２により、波長λの１周期に対してｍヶ、即ちλ／ｍ毎の離散エンベロ−プデ−タＥ_ｐ（Ｘ_ｋ）（ｋ＝０，１，・・・（ｍ−１），Ｘ_ｋ＝ｋＸ／ｍ）に変換される。

位相比較回路４０１は、位相変調信号ｅ_ｐｍとクロックパルスＣＫＩを用いて波長λ内の位置に対応した分解能λ／ｎ単位の図示せぬパルス列信号ＤＴ（Ｘ）に変換する回路であり、その出力はサンプリング信号生成回路４０２により低減され、ＡＤ変換回路５０２に対し、波長λ内の移動に対応してｍヶのサンプリングパルスＰＳ（Ｘ）を供給するように構成されている。

サンプリング定理によると、原信号に含まれる最高周波数をｆとしたとき、２ｆよりも高い周波数でサンプリングしたときは原信号を忠実に再現することができる。従って、本発明においても時間軸を角変位Ｘに置き換え、波長λの移動に対応するＸ＝０−２πの角変位に対して２倍の周期でくり返す誤差要因別情報を完全に再現するには、波長λ単位の移動に対して４より多い離散値デ−タを得る必要がある。

そこで、第１実施形態においては、ｍ＝８に設定して波長λ内において８点の離散エンベロ−プデ−タＥ_ｐ（Ｘ_ｋ）（ｋ＝０，１，・・・７）を生成するように構成するのが好都合である。

基準ベクトル５０４は、上述したサンプリング間隔にあわせ、波長λの移動に対応して８ヶのデ−タで形成された正弦波および余弦波状の基準ベクトルであり、波長λの１周期成分の誤差要因別情報（以下、１周期誤差要因情報）を弁別するための正弦波基準ベクトルＶＳ_１（Ｘ_ｋ）と余弦波基準ベクトルＶＣ_１（Ｘ_ｋ）および２周期成分の誤差要因別情報（以下、２周期誤差要因情報）を弁別するための正弦波基準ベクトルＶＣ_２（Ｘ_ｋ）と余弦波基準ベクトルＶＳ_２（Ｘ_ｋ）は数式２８，２９に示す、値を持つように構成するのが好都合である。

離散エンベロ−プデ−タＥ_ｐ（Ｘ_ｋ）と基準ベクトル５０４は、マッチ度評価回路５０３に導かれ、次に示すマッチ度演算により波長λの１周期誤差要因情報の正弦波成分ＲＳ１と余弦波成分ＲＣ１の振幅および２周期誤差要因情報の正弦波成分ＲＳ２と余弦波成分ＲＣ２の振幅を求めたのち、各々の周期成分毎の絶対値を求め、その絶対値を２倍して各周期成分毎の振幅Ｒ１およびＲ２を求め、離散エンベロ−プデ−タＥ_ｐ（Ｘ_ｋ）の平均値で除すことにより振幅を１Ｖに正規化したときのリップルＲ_Ｐ１およびＲ_Ｐ２として求めるように構成するのが好都合である。

以下、具体的な事例として、位相変調信号の基準レベルの１Ｖに換算してＣＨ１側の検出ヘッドにｄｓ＝−０．０５Ｖ（＝−５％）の、ＣＨ２側の検出ヘッドにｄｃ＝０．０３Ｖ（＝３％）のＤＣ偏倚が重畳した場合の位相変調信号の振幅情報から各周期成分毎の誤差要因別情報を分離抽出できることを数式を用いて説明する。数式１４より、上記に示すＤＣ偏倚が重畳したときのｄおよびφｄは、数式３０となる。

上記ＤＣ偏倚ｄ＝０．０５８（Ｖ）と出力のアンバランスａ＝４（％）が加わった時の位相変調信号ｅ_ｐｍの理論式は、数式２４より数式３１のように表すことができる。

上記連続信号を波長λ内の８点でサンプリングした離散エンベロ−プデ−タＥ_ｐ（Ｘ_ｋ）は、数式３２に示す値となる。

従って、１周期誤差要因情報の正弦波成分ＲＳ_１および余弦波成分ＲＣ_１の振幅は、基準ベクトルＶＳ_１およびＶＣ_１とのマッチ度演算により数式３３のように与えられる。

同様に、２周期誤差要因情報の正弦波成分ＲＳ_２および余弦波成分ＲＣ_２の振幅についても、数式３４で与えられる。

これより、１周期誤差要因情報の振幅Ｒ_１および２周期誤差要因情報の振幅Ｒ_２は、数式３５で与えられる。

離散エンベロ−プデ−タＥ_ｐ（Ｘ_ｋ）の平均値Ｅ_ｐ（Ｘ_ｋ）＝１．０２なので、正規化した１周期誤差要因情報Ｒ_ｐ１と２周期誤差要因情報の振幅Ｒ_ｐ２は数式３６で示す値となる。

各周期成分の偏角Φ１およびΦ２は、数式３７で与えられる。

ここで、振幅Ｒ_ｐ１＝ｄ／２に対応しているのでｄ＝０．０５７２、従って、各チャンネルに重畳するＤＣ偏倚および偏角φｄは、数式３８に示す値となる。

さらに、振幅Ｒ_ｐ２＝ａ／２に対応しているのでａ＝０．０３９２を代入し、位相変調信号の振幅情報Ｅ_ｐ（Ｘ）は、数式３９で表わされる。

このように、数式３１に示す各々のチャンネルに重畳したＤＣ偏倚ｄｓおよびｄｃと、２相信号の出力レベルの差ａを十分な精度で復元できることが分かる。
また、本実施形態においては、１周期誤差要因情報に対応する誤差要因はＤＣ偏倚のみである。従って、数式３７に示すΦ１と数式３８に示すφｄが同一であることは言うまでもない。さらには、波長λの３周期成分を発生する様な誤差要因があった場合にも同様な方法で対応可能なことは言うまでもない。

次に、システムに許容される内挿誤差の許容値を超えたか否かを判定する方法について説明する。
既に述べたように、様々な誤差要因によって位相変調信号の振幅情報には誤差要因に固有の周期成分を持つ誤差要因情報が含まれており、周期成分毎の振幅Ｒｐｎ(ただし、ｎ＝１，２)と、該要因によって引き起こされる周期成分毎の偏角誤差△Ｘｎ(ただし、ｎ＝１，２)の振幅は等しい。

ここで、偏角誤差△Ｘ１＝２π（δｘ１／λ）、△Ｘ２＝２π（δｘ２／λ）であり、δｘ１は１周期成分によって発生する内挿誤差ε_１、δｘ２は２周期成分によって発生する内挿誤差ε_２そのものである。

これら要因が互いに独立であるとすれば、位相変調信号の振幅情報に含まれる１周期誤差要因情報と２周期誤差要因情報は独立であると考えて良く、システムとして許容できる内挿誤差をεとすれば、「大数の定理」より、ε＝√（ε_１ ^２＋ε_２ ^２）と考えて良い。そして、これらの発生確率が等しいとすれば、ε_１＝ε_２＝ε／√２として管理すれば良い。

許容値デ−タ６０２は、マッチ度評価回路５０３から出力された１周期、２周期の誤差要因情報の振幅Ｒ_Ｐ１とＲ_Ｐ２が、システムに許容される内挿誤差の許容値、すなわち振幅の許容値を保持する回路であり、例えば、システムに許容される内挿誤差をε_Ｌとし、各周期成分の生起確率を等しいとすれば、１周期誤差要因情報の振幅の許容値Ｒ_Ｐ1Ｌおよび２周期誤差要因情報の振幅の許容値Ｒ_Ｐ2Ｌとして、数式４０で規定される次の値が保持されている。

判定回路６０１は、マッチ度評価回路５０３から出力された１周期誤差要因情報の振幅Ｒ_Ｐ１と２周期誤差要因情報の振幅Ｒ_Ｐ２を、各々の許容値Ｒ_Ｐ1ＬおよびＲ_Ｐ2Ｌと比較し、例えば、１周期成分と２周期成分の許容値を同時に超えたことを判定の根拠として、システムに許容される内挿誤差の許容値ε_Ｌおよび判定信号Ｊを、出力するように構成されている。

第１の実施形態に於いては、位相変調信号の基準レベル１Ｖに対するリップルの振幅、つまり百分率振幅Ｒ_ｐｎ（ｎ＝１，２)を基準に判定を行うとして説明したが、例えば、振幅成分の平均値Ｅ_ｐ（Ｘ_ｋ）が大きく減少した場合にも計測誤差を発生する可能性がある。そこで、上記判定基準に対して、該該振幅が所定のレベル以下に低減したことを判定の条件に加え、より安全側に配慮した判定を行っても良い。

また、第１の実施形態に於いては、振幅情報に含まれる波長λに対する１周期誤差要因情報と２周期誤差要因情報に伴う内挿誤差の発生確率を同一としたが、システムの構成条件によっては、これらの発生確率に所定の重みを考慮して各々の周期成分に許容する内挿誤差の判定基準値を決めることもできる。そして、各周期成分が共に許容値を超えたことを判定の根拠としたが、いずれかの基準値を超えたことを判定の根拠としても良いことは言うまでもない。

第２の実施形態
次に、第２の実施形態として、内挿誤差が許容値を超えたときに初期状態に復帰させる方法について説明する。
第１の実施形態に於いて説明したように、本発明にかかる「変位量検出回路」には、ＣＨ１側検出ヘッドの出力レベルを電子的に調整する手段ＧＡ１_{_Ａｄｊ}とＤＣ偏倚を調整する手段ＤＣ１_{_Ａｄｊ}が、ＣＨ２側ヘッドの出力レベルを電子的に調整する手段ＧＡ２_{_Ａｄｊ}とＤＣ偏倚を調整する手段ＤＣ２_{_Ａｄｊ}が組み込まれており、２チャンネル間の出力レベルの差や各々の検出ヘッドに重畳するＤＣ偏倚を電子的に調整可能となっている。

そして、ＣＨ１(ｓｉｎ)側の検出ヘッドに対し、ＣＨ２(ｃｏｓ)側の検出ヘッドの位相が理想の９０度に対して△Ｚずれたことによって発生する内挿誤差を補正するために、２相信号生成回路３０５に平衡変調のための９０度位相信号の一方、例えば、ｓｉｎＴの位相を、該ずれの大きさと方向に応じた位相φだけ電子的に調整する手段ＰＨ_{_Ａｄｊ}も組み込まれている。

２相信号の出力レベルの差異や、ＤＣ偏倚を電子的な手段で調整することに対しては改めて説明の必要はないと思うので、２チャンネルの検出ヘッドの位相差が、理想の９０度からずれたことによって発生する内挿誤差を、ｓｉｎＴ信号の位相を△φ変化させることによって調整可能なことを数式を用いて説明する。

ｓｉｎＴ側の変調信号の位相を△φだけ△Ｚとは逆方向にずらした時の位相変調信号をｅ_ｐｍ（Ｘ）とすると、数式４１で与えられる。

ｓｉｎ△Ｚ＝ｓｉｎ△φになるように調整すれば、ｃｏｓ△φ＝ｃｏｓ△Ｚなので、数式４２が得られる。

このことから、位相変調信号の振幅がｃｏｓ△Ｚ(〜１)になるだけで、理想状態の位相変調信号と変化はない。つまり、２チャンネルの検出ヘッド間の位相ずれに伴う内挿誤差は、平衡変調信号の位相を調整することによって補正できることがわかる。

次に、内挿誤差が許容値を超えたことを検出して、出荷状態の品質まで復帰させるための具体的な方法について説明する。既に述べたように、マッチ度評価回路５０３は、位相変調信号の振幅情報に含まれる１周期誤差要因情報および２周期誤差要因情報の振幅Ｒ_Ｐ１とＲ_Ｐ２に加え、各周期成分毎の偏角Φ１およびΦ２を出力するように構成されている。

そして、例えば、判定回路６０１から出力される判定出力Ｊと外部からの指令等によって調整モ−ドが起動されると、調整信号生成回路７０１はマッチ度評価回路５０３から出力される各周期成分毎の振幅情報Ｒ_Ｐ１とＲ_Ｐ２と偏角情報Φ１およびΦ２とを用い、初期値デ−タ７０２に保持されている出荷時振幅情報と偏角情報を基に、変位量検出回路３０の調整要素に対して調整制御信号ＡＤＪを出力する。

図４は、調整信号生成回路７０１における調整手順を示す。調整信号生成回路７０１は、１周期誤差要因情報の振幅Ｒ_Ｐ１と２周期誤差要因情報の振幅Ｒ_Ｐ２の大小を比較し、内挿誤差への寄与度の高い方から調整を行い、初期値デ−タＲ_ｐｎｓ（ｎ＝１および２）と比較し、同等の水準に調整が完了した時点で調整を終了し、初期値デ−タとの乖離が大きいときは最良の調整状態の値をもって初期値デ−タを更新するように構成されている。

先ず最初に、１周期誤差要因情報の原因となるＤＣ偏倚の調整手順について説明する。
図５は、ＣＨ１側のＤＣ偏倚ｄ_ｓｓｉｎＸおよびＣＨ２側のＤＣ偏倚ｄ_ｃｃｏｓＸをベクトルと考えて直交座標軸上に表示したものであり、ｄ_ｓおよびｄ_ｃが正または負の値をとったときのｘ軸を基準とした偏角Φｄ（ただし、Φｄ＝Φ１）との関係を示す。表１は、偏角Φ１が０−２πの範囲で変化したときのＤＣ偏倚（ｄ_ｓおよびｄ_ｃ）の符号と大小関係を示したものである。

これらより、偏角Φ１が直交座標軸上のどの象限に属するかがわかればｄ_ｓおよびｄ_ｃのＤＣ偏倚の方向（正または負）が判別できる。さらに、これら象限の中央位置、例えば、第１象限であればπ／４との大小関係を判別することにより、ずれの大小関係を判別できることが分かる。
図６は、ＤＣ偏倚の調整にかかる手順を示した図である。調整信号生成回路７０１は偏角Φ１の状態に応じて、４つのグル−プに分類し、各々の象限に応じた最適な手順で調整制御信号を出力する。

以下、偏角Φ１が第１象限として分類された時の調整手順について詳細に説明する。
調整信号生成回路７０１はΦ１が第１象限の中央位置、即ちπ／４と比較し、例えば、Φ１＜π／４の時は、ｄ_ｓ＞０，ｄ_ｃ＞０かつｄ_ｓ＞ｄ_ｃとして、ＣＨ１側調整手段ＤＣ１__Ａｄｊを優先してマイナス側に調整し、調整後の偏角Φ１がπ／２に十分に近づいたことを検出してＣＨ１側ＤＣ偏倚ｄ_ｓが十分に小さくなったと判断し、今度は ＣＨ２側調整手段ＤＣ２__Ａｄｊをマイナス側に調整すれば良い。

そして、偏角Φ１が０に十分近づいたことを検出してＣＨ２側ＤＣ偏倚ｄ_ｃが十分に小さくなったと判断して調整作業を終了し、Φ１＞π／４の時には上記とは逆の手順で調整を行い１周期誤差要因情報の振幅Ｒ_Ｐ１を最小に調整して、１周期誤差の要因に伴う内挿誤差を出荷時の状態に復帰させる。ここで、偏角Φ１が他の象限に分類された時も同様の手順で調整の優先度と調整の方向を決定して最適な調整ができることは自明である。

次に、２周期成分の内挿誤差の原因となる２チャンネルの検出ヘッドの出力のアンバランスa（％）および（または）位相のずれ△Ｚの調整手順について説明する。数式８からも明らかなように、２相信号の出力レベルの差ａ（％）のみが発生した時の２周期誤差要因情報の偏角Φ２は、ｓｉｎ２Ｘを基準（ｘ軸）として、振幅のずれａ＞０の時は１π／２（ｒａｄ）であり、a＜０の時は３π／２（ｒａｄ）となる。

また、数式１９からも明らかなように、９０度位相のずれのみが発生したときの偏角Φ２は、ずれ△Ｚ≧０の時はπ（ｒａｄ）であり、△Ｚ≦０の時は０（ｒａｄ）となる。

そして、実際のシステムにおいてはこれら２つの要因の大きさと向き（極性）の様々な組合わせの結果として、位相差Φ２の位相が決定される。
図７は、(△Ｚ／２)ｓｉｎ２Ｘと出力のアンバランス（ａ／２)ｃｏｓ２Ｘをベクトルと考えて直交座標上に示したもので、位相ずれ△Ｚを横軸（ｘ軸)、出力のアンバランスａを縦軸(ｙ軸）にとった場合の偏角Φ２との関係を示す。
表２は、偏角Φ２が０−２πの範囲で変化した時の位相ずれ△Ｚと出力のアンバランスａの符号と大小関係を示したものである。

これらより、偏角Φ２が直交座標軸上のどの象限に属するかを判定し、その象限の中央位置と比較することにより、ＤＣ偏倚と同様の手順で内挿誤差対する影響の大きい要因と調整の方向を決定し、出力のアンバランスはＡＧ１__ＡｄｊまたはＡＧ２__Ａｄｊを、位相ずれの場合にはＰＨ__Ａｄｊを所定の方向に調整する制御信号を出力し、２周期誤差要因情報にかかる振幅Ｒ_ｐ２を最小に調整して２周期誤差の要因に伴う内挿誤差を出荷時の状態に復帰させることができる。

そして、調整完了後の各周期成分のリップル振幅Ｒ_ｐｎと偏角Φ_ｎが、エンコ−ダ出荷時の状態（Ｒ_ｐｎｓおよびΦ_ｎｓ）とほぼ同等なことを判定の条件として調整作業を完了すれば良い。そして、最良の状態に調整ができなかった場合においても、システムに許容できると判断できる場合には、次回の再調整作業に備え、最良調整後のリップルと偏角で出荷時のデ−タを書き換えるように構成すれば良い。

本実施の形態においては、リップルの１周期成分と２周期成分の発生確率が同一とした条件で説明したが、システムの構成条件等を考慮し、所定の重みを持たせた発生確率とし、各々の周期成分に許容する振幅を決定しても良い。また、上述した例は、１周期成分と２周期成分がともに判定基準を超えたときに調整モ−ドを起動するとしたが、システムに要求される仕様等を考慮して影響度の大きな成分のみが許容値を超えたことを検出して調整モ−ドを起動するようにしてもよい。

さらに、エンコ−ダの出荷時などにおいて、あらかじめ調整要素の最小調整単位と被調整要素の変化量との関係を所定の記憶領域に保存するようにしておけば、調整作業のさらなる効率化と高精度化が実現される。

第３の実施形態
測定原理や方式に限らず、全ての長さ（角度）計測システムは素子のばらつきや管理上のばらつき等に起因する固有の誤差要因を有しており、最良の状態に調整され、製品に要求される品質が保証されたものが出荷される。しかしながら、あらゆる電子部品や機構部品は時間の経過とともに性能の劣化や損耗を起こし出荷時の品質や性能を維持することができない。

そこで、本発明においては、第1実施の形態において、時間の経過とともに発生する性能の劣化、具体的には内挿誤差の劣化を監視し、内挿誤差の劣化を統計的に評価判定する方法を、そして、第２実施の形態において、時間の経過とともに劣化した内挿誤差を出荷時の品質に復帰させるための自動調整にかかる方法を提案した。

これらの方法を適用することにより、長期間にわたってエンコ−ダ出荷時の品質レベルを維持することができる。しかしながら、最良の状態に調整されたとはしても内挿誤差の影響を完全に除去できるわけではなく、電子素子や機構部品のばらつきあるいは管理上の問題等に起因するシステムの内挿誤差が存在する。そして、長さ（角度）計測システムにおける内挿誤差は、例えば、２チャンネル間の出力レベルの差異や各チャンネルに重畳するＤＣ偏倚等、要因に固有の影響を受け、これらの要因が重畳したときの位相変調信号の振幅情報から分離抽出された誤差要因別情報の各周期別の振幅成分と該要因によって発生するによって発生する偏角誤差との間には、周期と振幅が同一で、位相のみが９０度異なることを説明した。

これは、位相変調信号の振幅情報に重畳する全ての周期の誤差要因別情報の振幅と偏角が既知であれば、演算により内挿誤差の振幅と偏角を算出可能なことを示している。第３実施形態は、スケ−ル部の隣接する近傍の波長同士では、誤差要因となる統計量のばらつきが無視できるほど小さいことを利用してシステムに残存する内挿誤差を極限まで減少させる誤差補正技術を提供する。

そして、第３実施形態にかかる誤差補正動作は、最初に走査された波長内においてのみ実施される該波長内のリップルデ−タと誤差デ−タへの変換するプロセスと、次に走査された波長以降で実施される前記誤差デ−タを用いた誤差補正と次の波長における誤差補正のためのリップルデ−タ取得と誤差デ−タへの変換を同時に行うプロセスであり、所定の条件が満たされた時、あるいは、必要に応じて誤差補正モ−ドを起動して実施するように構成するのが好都合である。

以下、システムの内挿誤差が位相変調信号の振幅情報に含まれる誤差要因別情報が、１周期誤差要因情報と２周期誤差要因情報の２種類だけの場合を具体的な事例として、第３の実施形態における誤差補正の方法について具体的に説明する。

図８は誤差補正動作の実施にかかる機能要素の構成例を示した図である。波長内位置計測回路４０３は、位相比較回路４０１から出力される、波長λ内の位置に対応して出力される分解能単位のパルス列信号ＰＳ（ｘ）を計数し、波長内の位置に対応したデ−タＤＴ（ｘ）を出力する回路である。

また、誤差演算回路８０１は、マッチ度評価回路５０３から出力される、位相変調信号に重畳する各周期成分毎のリップルの振幅Ｒ_ｐｎおよび偏角Φ_ｎを基に、下記式に示す演算によりシステムの分解能に対応した誤差に変換する部分であり、波長内の位置をアドレスとする誤差テ−ブル８０２内の記憶領域に保存される。
誤差テ−ブル８０２のデ−タは、波長内の位置ｘをアドレスとして、波長内の所定の位置に対応する誤差デ−タＤＴ_ｉｅ（ｘ）が参照できるようになっている。
補正回路９０は、前記により参照された誤差デ−タＤＴ_ｉｅ（ｘ）と波長内の位置ＤＴ（ｘ）から補正されたデ−タＣＰ（ｘ）を出力する回路である。

図９は、プラス方向へ連続的に移動している状態でｌ（エル：以下同様）番目の波長の原点位置から「誤差補正モ−ド」が起動されたものと仮定して誤差補正にかかる全体の処理手順を示したフロ−チャ−トである。ｌ番目の波長においては該波長内におけるリップルデ−タの取得プロセスと誤差デ−タへの変換プロセスが、そして、ｌ＋１番目の波長においてはｌ＋２番目の波長における誤差補正のためのリップルデ−タの取得と、前記ｌ番目の波長において取得された誤差デ−タを用いてｌ＋１番目の波長における誤差補正が行われ、以下、ｌ＋２番目の波長においても同様の手順で誤差補正が実施される。

本実施の形態に於いては、位相変調信号の振幅情報には、波長λの２周期成分を超える誤差要因別情報は存在しないので、波長内の原点位置における離散エンベロ−プデ−タＥ_ｐ（Ｘ_０）を含む８ヶ所の離散エンベロ−プデ−タＥ_ｐ（Ｘ_ｋ）＝（ｋ／８）λ（ｋ＝０−７）を計測すれば良い。
そこで、波長内位置計測回路４０３は、１番目の波長に於いては、(３３)式および（３４）式に示す演算により、１周期および２周期の誤差要因別情報の正弦波成分ＲＳ_ｎ（ｎ＝１，２）および余弦波成分ＲＣ_ｎ（ｎ＝１，２）の振幅を計算し、さらに、（３６）式および（３７）式に示す演算により１周期成分の振幅Ｒ_Ｐ１と偏角Φ１および２周期成分の振幅Ｒ_Ｐ２と偏角Φ２を求めたのち、数式４３により、角変位Ｘに対応する誤差関数ＩＥ（ｘ）を得る。

そして、波長内位置計測回路４０３は、数式４４により波長λ内の変位ｘに対応した分解能単位の内挿誤差ＤＴ_ｉｅ（ｘ）に変換し、変位ｘをアドレスとする誤差テ−ブル８０２のテ−ブル領域に保管する。

次に、波長内位置計測回路４０３は、（ｌ＋１）番目の波長においては、波長内の位置ＤＴ（ｘ）をアドレスと前記１番目の波長において生成された誤差デ−タＤＴ_ｉｅ（ｘ）を参照し、数式４５に示す演算により補正された分解能単位のデ−タＣＭＰ（ｘ）を得るとともに、（ｌ＋２）番目の波長における誤差補正のためのリップルデ−タの取得と誤差デ−タへの変換プロセスが同時に実施される。

本実施の形態に於いては、プラス方向へ連続的に移動している状態についての説明を行ったが、移動方向が常に反転する実際のシステムの於いても、本発明の思想の延長線上で対応できる。また、波長λに対して２周期をこえる誤差要因別情報を含まない、即ち、２周期を超えて変化する誤差成分を持たないことを考えると、変位ｘに対する内挿誤差の変化率（微分係数）は十分に小さい。従って、分解能に対応するメモリ領域を準備しなくても、実施形態３に述べたと同様の効果を発揮できる。

また、本実施の形態に於いては、波長λ内の分解能単位のデ−タＤＴ（ｘ）を補正した波長λ内の絶対値デ−タＣＭＰ（ｘ）出力する場合について説明したが、サンプリングタイム毎の絶対値デ−タの差分値を計算することにより、補正されたインクリメンタルなパルス列デ−タとして取り出すことが可能である。

さらに、本実施の形態においては、位相変調信号の振幅情報に波長λの２周期を超える誤差要因別情報がないとして説明したが、例えば３周期誤差要因情報が含まれたとしても同様な手順でその周期の正弦波成分および余弦波成分の振幅Ｒ_Ｓ３およびＲ_Ｃ３の振幅を求め、これらの情報を用いてその周期の振幅Ｒ_ｐ３およびφ３を求めたのち、その周期による誤差成分を誤差テ−ブルに加える様に構成すれば良い。

第４の実施形態
第２の実施の形態に於いては、経時変化に伴う内挿誤差の劣化を自動調整によって出荷時の状態に復帰させる技術について説明した。また、第３の実施形態では、隣接する波長間に於いては、内挿誤差の要因となる統計量のばらつきが無視できる程小さいことを利用し、残存する内挿誤差を極限まで低減させる技術について説明した。

しかしながら、長さや角度の検出システムに於いては、例えば、検出ヘッドから出力される信号（以下、スケ−ル信号と称する）に含まれる高調波成分、特に、スケ−ル波長λの３倍の高調波成分や５倍の高調波成分であり、前述のずれ要因と同様にシステムの内挿誤差を悪化させる要因となる。そして、これら高調波成分による影響は、電気的な調整手段によっては除去できないという課題を有している。

第４の実施形態は、これら誤差要因が電子的な調整では除去できない反面、測定長全域に亘ってほぼ同様の比率でスケ−ル信号に重畳すること利用し、より効率的な誤差補正技術を提供する。

（１）３次高調波成分のみが含まれる場合
まず、内挿誤差に対する影響がより大きい３次高調波成分の影響について説明する。今、ＣＨ１検出ヘッドにｈ_３ｓ（％）の、ＣＨ２の検出ヘッドにｈ_３Ｃ（％）の３次高調波成分が含まれている時の位相変調信号をｅ_ｐｍおよび偏角をＸ_ｈ３は、数式４６のように表わすことができる。

振幅情報
上式に示す位相変調信号ｅ_ｐｍの振幅情報をＥ_h３（Ｘ）とおき、近似式を適用して整理すると、数式４７が得られる。

両チャンネルの３次高調波の大きさがほぼ等しいことを考慮し、ｈ_３ｓ＝ｈ_３ｃ＝ｈ_３とおくと、数式４８が得られる。

従って、偏角誤差△Ｘ_ｈ３は、数式４９で与えられる。

ｈ_３≪１、かつ△Ｘ_ｈ３が十分小さいので△Ｘ_ｈ３は数式５０のように表わすことができる。

２相信号に重畳する３次高調波ｈ_３は２周期誤差要因情報として位相変調信号の振幅情報に重畳し、前記高調波ｈ_３が常に正の値をとることを考慮すると、偏角誤差△Ｘの位相は、振幅情報Ｅｈ_３（ｘ）に対して常に９０度進みとなることが分かる。

(２)３次高調波に加え５次高調波成分が含まれる場合
２相信号の出力にｈ_３（％）の３次高調波とｈ_５（％）の５次高調波が含まれている時の位相変調信号をｅ_ｐｍ、偏角をＸ_ｈｔとすると、数式５１で表わすことができる。

従って、振幅情報Ｅ_ｈｔ（Ｘ）は、数式５２で表わすことができる。

また、偏角Ｘ_ｈｔは、数式５３に示す値となる。

ｈ_５（％）の第５次高調波成分の影響は、波長λの４周期誤差要因情報となって表れること、そして、４周期成分に対しても偏角誤差△Ｘ_ｈｔの位相は、振幅情報Ｅ_ｈｔ（ｘ）に対して９０度の進みであることが分かる。
そして、２相信号の両方のチャンネルに含まれる高調波成分が等しいとすれば、ＣＨ１前置アンプ３０１からの出力を１次の正弦波基準ベクトルＶＳ１および３次、５次の基準ベクトルＶＳ３およびＶＳ５とのマッチ度を評価することにより、正弦波信号の基準レベルに対する３次高調波の含有量ｈ_３（％）および５次高調波成分の含有量ｈ_５（％）を弁別できる。
数式５４は、５周期成分を正確に抽出するための正弦数ベクトルＶＳ１，ＶＳ２，およびＶＳ３を、波長λ区間の１６列の数ベクトルとして構成した例を示したものである。

これらの演算によって求められた高調波歪みの含有量をもとに誤差関数を求め、第３実施の形態に示したと同様の手順で誤差補正を行うことができる。また、これら高調波成分は測定範囲全域に亘ってほぼ等しく反映されることを考慮すると、例えばエンコ−ダの出荷時や再調整時においてこれらの成分を弁別し、測定長全域に亘って適用できる誤差テ−ブルを準備し、実際の測定においては、波長内の位置に対応する測定値を前記誤差テ−ブルを用い補正するようにすれば、誤差補正にかかる演算処理の負担を大幅に軽減でき好都合である。

図１０は、第３次高調波ｈ３および第５次高調波ｈ５を弁別するための具体的な構成例を示した図である。図１０に示すＡ／Ｄ変換回路５０２には、変位量検出回路３０１からの相変調信号ｅｐｍ（Ｘ）の代わりに、ＣＨ１前置アンプ３０１の出力ｓｉｎＸ、(実際には、高調波を含むｓｉｎＸ＋ｈ_３・ｓｉｎ３Ｘ＋ｈ_５ｓｉｎｈ_５Ｘ)が直接入力されている。そして、サンプル信号生成４０２は、波長λに対して５倍の周期成分を検出できるように、角偏倚Ｘ（＝２πｒａｄ）の移動に対して１６ヶのサンプリングパルスＳＰ，すなわち、前記ｓｉｎＸ信号を１６ヶの離散デ−タＥｂｍ（Ｘ_ｋ）（ｋ＝０−１５）に変換する。

次に、離散デ−タＥｂｍ（Ｘ_ｋ）と各々の基準ベクトルとのマッチ度演算により、基準成分ｓｉｎＸと３次高調波成分ｓｉｎ３Ｘおよび５次高調波成分ｓｉｎ５Ｘの振幅ｈ_３およびｈ５ を求め、各々の成分における偏角をπ／２だけ進めた誤差関数Ｉｅ（ｘ）を生成し、該誤差関数を分解能単位の内挿誤差ＤＴｉｌｅ（ｘ）に変換して誤差テ−ブルを作成すれば良い。そして、サンプリング周期Ｔ（＝１／f）毎に計測される波長内の位置ｘに対応したデ−タＤＴ（ｘ）をアドレスとして誤差テ−ブル８０２を参照し、補正したデ−タＣＭＰ（ｘ）を得るようにすれば良い。

第４実施の形態においては、第３次高調波ｈ_３に加え、第５次高調波ｈ_５の影響も含めて説明した。しかしながら、一般的に、第３次高調波に比べて第５次高調波の影響は少ないので、実用的には、第３次高調波成分ｈ_３の影響のみを考慮しても良い。
また、第３次高調波成分の影響評価に際し、第４実施の形態においては、ＣＨ１に重畳する高調波成分ｈ_ｄｓとＣＨ２に重畳する高調波成分ｈ_ｄｃの大きさが略等しいものとしたが、より厳密には、ＣＨ１前置アンプ３０１の出力ｓｉｎＸ成分だけでなく、ＣＨ２前置アンプ３０２の出力ｃｏｓＸ成分を余弦波の基準ベクトルと比較し、これらの影響も含めて誤差関数ＩＥ（ｘ）を求め、この値をもとに分解能単位の誤差テ−ブルＤＴｉｌｅ（ｘ）を生成すれば良い。

その場合には、３次高調波成分の時だけでも、ＣＨ１に重畳する高調波成分ｈ_３ｓとＣＨ２に重畳する高調波成分ｈ_３ｃとの差の１／２の振幅を持つ４周期成分のリップルが重畳し、５次高調波成分のＣＨ１に重畳する高調波成分ｈ_５ｓとＣＨ２に重畳する高調波成分ｈ_５ｃの和の１／２の振幅を持つ４周期成分の合成値として評価すれば良い。

第５の実施形態
第３実施の形態では、隣接する波長間に於ける誤差要因となる統計量のばらつきが無視できる程小さいことを利用し、最初に走査された波長内で弁別された誤差関数を用いて次に走査される波長内の誤差を補正し、以下同様な繰り返しによる誤差補正方法を述べ、第４実施の形態では、スケ−ル信号に重畳する波長λの奇数倍、たとえば、３次高調波や５次高調波に起因する内挿誤差は測定領域全域に亘ってほぼ均一であることを利用し、出荷時や再調整時などに取得された誤差関数を用いて算出された誤差テ−ブルを用いた誤差補正方法について説明した。

しかしながら、第２実施の形態で述べた電気的に調整可能な誤差のうち、２相信号の出力レベルの差によって発生する振幅情報の誤差要因別情報と該要因によって発生する偏角誤差と、第４実施の形態として述べた３次高調波成分による位相変調信号の振幅情報と概要因によって発生する偏角誤差は、共に波長λに対して２周期の成分を持つ。

ここで、２チャンネルの検出ヘッドの出力にｈ_３％の３次高調波成分が含まれ、ＣＨ１側の出力がＣＨ２に対してａ（％）変化したときの位相変調信号ｅ_ｐｍ（Ｘ）および偏角Ｘ_ａｈは数式５５のように表わすことができる。

振幅情報
上式に示す位相変調信号の振幅成分をＥ_ａｈ（Ｘ）とおくと、数式５６に示す値になる。

ａ，ｈ_３≪１であることを考慮して近似式を適用して整理すると、数式５７が得られる。

偏角誤差
従って、偏角誤差△Ｘ_ａｈは、数式５８で表わされる。

ａ，ｈ≪１であり、△Ｘ_ａｈが十分小さいので、△Ｘ_ａｈは数式５９のように表わすことができる。

内挿誤差は位相変調信号のリップル成分に対して９０度の進み位相となる。しかしながら、数式５７および数式５９からも明らかなように、出力のアンバランスを規定するパラメ−タａは、リップルの場合には３次高調波ｈ_３に対して減算的に重畳するのに対し、内挿誤差の時には３次高調波ｈ_３に対して加算的に働く。

換言するならば、パラメ−タａを調整してリップルの振幅を最小、即ち、ｈ_３＝ａ／２にすると、内挿誤差の振幅は２ｈ_３となり、３次高調波成分が含まれているときは、パラメ−タa、即ち、ＣＨ１__Ａｄｊまたは、ＣＨ２__Ａｄｊの調整では内挿誤差が最小になるような調整ができないことが分かる。

第５実施の形態は、３次高調波の存在に影響されずに出力のアンバランス調整を行い、かつ、３次高調波に伴う内挿誤差の影響を補正する手段を提供する。以下、図１１を参照しながら本実施の形態について詳細に説明する。

本手順は、エンコ−ダの出荷時あるいは再調整モ−ドが起動された時に実施されるのが好都合である。このモ−ド起動されると、第４実施の形態に示したように、ＣＨ１前置アンプから出力される信号と前記１周期成分の正弦波基準ベクトルＶＳ１および３周期成分の正弦波基準ベクトルＶＳ３とのマッチ度演算を行い、基本波および３次高調波成分の振幅を弁別し、これらをもとに基本波の１Ｖに換算した３次高調波の含有量ｈ_３を求める。

そして、数式４３に準じて３次高調波成分に伴う誤差関数ＩＥ（ｘ）を求め、分解能に対応した誤差テ−ブルＤＴ_ｉｅ（ｘ）を生成する。しかる後、第２実施の形態で述べた手順に従い、位相変調信号のリップルに含まれる２周期成分の振幅Ｒｐ_２および偏角Φ２を求め、振幅と３次高調波ｈ_３との大小を比較し、ＣＨ１__ＡｄｊまたはＣＨ２__Ａｄｊを調整し、振幅Ｒｐ_２が、ｈ_３と等しくなるように調整し、本手順による作業を終了すれば良い。

これにより、位相変調信号の２周期成分による内挿誤差は、３次高調波成分によるものになるので、実際の測定時には３次高調波による誤差テ−ブルをもとに測定値を補正すれば、３次高調波による内挿誤差の影響を補正することができる。そして、さらなる高精度計測が必要な時は、第３実施の形態で述べたように、隣接する波長の誤差関数を用いて次の波長における誤差補正を行うように構成すれば良い。

第６の実施形態
本発明においては、位相変調信号を用いた変位量計測システムに適用するのが好都合である。そして、第１実施の形態から第５実施の形態を含めて、全て位相変調型の変位量検出回路を用いたシステムの中で説明した。しかしながら、本発明は位相変調信号を用いた変位量計測装置だけでなく９０度位相差を有する２相信号を用いた全ての変位量計測システムに適用できる。

そして、近年におけるミックスドシグナル技術の進展は、アナログ信号をデジタル信号に変換して処理する方が好都合な場合もある。例えば、ＣＨ１側検出ヘッドから正弦波状に変化する信号を、ＣＨ２検出ヘッドから余弦波状に変化する信号が得られたとき、これらの信号をベクトルと考えれば、これらの信号の合成ベクトルは常に正であり、該合成ベクトル、即ち、極座標変換を行ったときの絶対値には、各々のチャンネルから出力される９０度位相差を有する２相信号の不完全さに伴う誤差要因別情報が、そして、偏角にも、該要因に伴う偏角誤差が反映される。

今、ＣＨ１（ｘ）（ｓｉｎ側)の出力に対して、ＣＨ２(ｃｏｓ側)の出力がａ（％）大きい場合の各々の出力をｅ１およびｅ２、波長λ内の位置ｘに対応した角偏倚をＸ（＝２πｘ／λ）とすると、数式６０のように表わすことができる。

となり、これらを合成して得られる絶対値を｜Ｒ｜、偏角をＸ′_ａとすると、数式６１のように表わすことができる。

これは、位相変調信号の振幅成分と偏角成分と全く同一のものであり、スケ−ル部と検出ヘッドとの相対的な移動に対して出力される略９０度の位相差を有する２相信号を極座標変換して波長λ内の位置を検出するように構成した変位量計測システムにおいても本発明が適用可能である。

１０・・・基準信号生成回路、２０・・・スケ−ル、３０・・・変位量検出回路、３０１／３０２・・・前置増幅回路、３０３／３０４・・・チャンネル平衡変調回路、３０５・・・２相信号生成回路、３０６・・・加算回路、４０・・・位置デ−タ生成回路、４０１・・・位相比較回路、４０２・・・サンプル信号生成回路、５０・・・誤差要因分析回路、５０１・・・検波回路、５０２・・・Ａ／Ｄ変換回路、５０３・・・マッチ評価回路、６０・・・評価判定回路、６０１・・・判定回路、６０２・・・許容値デ−タメモリ、７０・・・調整信号軽々回路、７０１・・・調整信号生成回路、７０２・・・初期デ−タメモリ、８０・・・誤差デ−タ生成回路、８０１・・・誤差演算、８０２・・・誤差テ−ブル、９０・・・誤差補正回路。

Claims (11)

1. 波長λの目盛が形成されたスケール部と、該スケール部の波長λの目盛に対して９０度または略９０度の位相差を有する２相の信号を生成するように配設された第１および第２の検出ヘッドを有する変位量検出装置の誤差を検出し、評価する変位量検出装置の誤差検出・評価方法であって、
   スケール部と検出ヘッド部との相対移動量に応じて位相が変化するキャリア周波数ｆの位相変調信号として取出し、該位相変調信号の振幅成分のエンベロープ情報、もしくは、前記９０度または略９０度の位相差を有する２相の信号を極座標変換して得られる振幅情報から、前記２相の信号の信号品位を劣化させる誤差要因に固有な波長λの基本周期および高次周期の正弦波信号として分離抽出して得られた誤差要因別情報の振幅と偏角を、該変位量検出装置に許容される内挿誤差を基準として設定された各周期成分毎の振幅および偏角の統計量と比較評価する、変位量検出装置の誤差検出・評価方法。
2. 波長λの目盛が形成されたスケール部と、
   該スケール部との相対移動に応じた、周波数ｆの９０度または略９０度の位相差を有する相対変位量を示す２相の信号を生成する第１、第２の検出ヘッドと、
   当該変位量検出装置の誤差を検出し、評価する、誤差検出・評価手段と
   を有する、変位量検出装置であって、
   当該誤差検出・評価手段は、
   前記９０度または略９０度の位相差を有する前記２相の信号を周波数ｆで互いに直交する２相の正弦波信号で変調して平衡変調信号として取り出し、
   該平衡変調信号を加算もしくは減算して得られる周波数ｆの位相変調信号の振幅成分のエンベロープ情報もしくは該２相の信号を極座標変換し、
   前記座標変換によって得られる振幅情報から、前記２相の信号の信号品位を劣化させる誤差要因に固有な波長λの基本周期および高次周期の正弦波信号として分離抽出し、
   当該分離抽出によって得られた誤差要因別情報の振幅と偏角を、当該変位量検出装置に許容される内挿誤差を基準として設定された各周期毎の振幅および偏角の統計量と比較評価する、
   変位量検出装置。
3. 当該誤差要因を調整する手段を具備し、
   前記誤差検出・評価手段は、
   前記相対変位量に応じて得られる振幅情報から分離抽出された誤差要因別情報をもとに、前記２相信号の信号品位を劣化させる誤差要因とその大きさおよび方向（極性）を特定し、
   前記調整する手段を電子的に制御する、
   請求項２に記載の変位量検出装置。
4. 前記誤差検出・評価手段は、
   波長λの基本周期および高次周期の正弦波信号として分離抽出された正弦波状の誤差要因別情報の、各周期成分毎の振幅の変動パターンと該周期成分によって発生する波長λで正規化した内挿誤差（以下、偏角誤差）の変動パターンとの間には周期と振幅が同一で偏角のみがπ／２（ｒａｄ）異なることを利用し、前記誤差要因別情報の振幅情報と偏角情報を用いて該周期による誤差関数を生成し、
   該誤差関数をもとに生成された波長λ内の位置に対応した誤差テーブルを用いて、相対変位量に対応じて計測された波長λ内の位置を補正する、
   請求項２または３に記載の変位量検出装置。
5. 前記誤差検出・評価手段は、前記相対変位量に応じて得られる振幅情報および２相信号の振幅またはいずれか一方を、波長λ区間内の所定の間隔毎にサンプリングして得られるｍ点の離散エンベロープデータと、波長λの基本周期および高次周期のｍ点の数ベクトルより成る直交基準ベクトルとのマッチ度評価により、前記誤差要因別情報から波長λの周期成分ごとの振幅情報および偏角情報および前記２相信号に含まれる高調波成分またはいずれか一方を分離抽出する、
   請求項２〜４のいずれかに記載の変位量検出装置。
6. 前記誤差検出・評価手段は、
   前記相対変位量に応じて得られる振幅情報と、波長λの基本周期もしくは高次周期の直交基準ベクトルとのマッチ度評価によって得られた各周期成分毎の振幅の大きさから当該変位量検出装置の内挿誤差に及ぼす影響度を評価し、
   偏角の位置する直交座標上の４つの象限から内挿誤差を悪化させる要因とずれの大きさおよび方向（極性）とを判別し、内挿誤差に及ぼす影響の大きい要因を優先して調整する、
   請求項２〜５のいずれかに記載の変位量検出装置。
7. 前記誤差検出・評価手段は、前記相対変位量に応じて出力される２相信号に波長λの第３次高調波成分を含む変位量検出装置における前記２相信号間の出力レベルのアンバランスを規定するパラメータaを調整するとき、
   前記第３次高調波の大きさを規定するパラメータｈ₃の大きさと略等しくなるように調整し、
   前記パラメータaとパラメータｈ₃とが、内挿誤差の振幅に関して加算的に重畳しない調整を行う、
   請求項２〜６のいずれかに記載の変位量検出装置。
8. 前記誤差検出・評価手段は、
   前記第１、第２の検出ヘッドで検出した信号から、２相の信号を生成する信号生成回路と、
   前記２相の信号を周波数ｆで互いに直交する２相の正弦波信号で変調して得られた平衡変調信号を加算もしくは減算の演算を行う、演算回路と、
   当該演算で得られる周波数ｆの位相変調信号の振幅成分のエンベロープ情報もしくは該２相の信号を極座標変換し、前記座標変換によって得られる振幅情報から、前記２相信号の信号品位を劣化させる誤差要因に固有な波長λの基本周期および高次周期の正弦波信号として分離抽出し、当該分離抽出によって得られた誤差要因別情報の振幅と偏角を、当該変位量検出装置に許容される内挿誤差を基準として設定された各周期毎の振幅および偏角の統計量と比較評価する手段と、
   を有する、請求項２〜７のいずれかに記載の変位量検出装置。
9. 波長λの目盛が形成されたスケール部と、
   該スケール部の信号を検出する第１、第２の検出ヘッドとの相対移動に応じて出力される２相の信号を平衡変調信号として取り出し、該平衡変調信号を加算もしくは減算して位相変調信号を出力する変位量検出手段と、
   該位相変調信号の振幅情報から波長λの基本周期および高次周期の誤差要因別情報を分離抽出し、該誤差要因別情報の周期と振幅および偏角情報を用いて誤差要因と誤差への影響度を分析する誤差要因分析手段と、
   該誤差要因が所定の水準に設定されたことを判定する評価判定手段と、
   該評価判定手段の出力に応じた該誤差要因の調整制御信号を出力する調整信号生成手段を具備し、
   前記変位量検出手段は、
   第１および第２の検出ヘッドに重畳するDC偏倚を調整する手段と、
   前記平衡変調信号の出力レベルを調整する手段と、
   該平衡変調信号の２相の変調信号の位相差を調整する手段とを有し、
   調整モードにおいて、前記調整信号生成手段の出力に基づいてこれらの調整手段を調整可能に構成した、
   変位量検出装置。
10. スケール部と第１、第２の検出ヘッドとの相対移動に応じた位相変調信号を出力する変位量検出手段と、
    該位相変調信号の振幅情報から波長λの高次周期の誤差要因情報を分離抽出し、該誤差要因情報の周期と振幅および偏角情報を用いて誤差要因を特定する誤差要因分析手段と、
    該分析された誤差要因情報を用いて波長λ内の位置に対応した誤差データを生成する誤差データ生成手段と、
    前記変位量検出手段の位相変調信号を用いて波長λ内の位置データを生成する手段と、
    これらのデータを用いて波長λ内の誤差を補正する誤差補正手段とを有し、
    補正モードにおいて前記波長λ内の位置データと誤差データを用いて波長λ内の誤差を補正可能に構成した、
    変位量検出装置。
11. スケール部と第１、第２の検出ヘッドとの相対移動に応じた２相信号と位相変調信号を出力するように構成し、該２相信号に重畳するDC偏倚と、該位相変調信号を生成する２相の平衡変調信号の出力レベルおよび平衡変調信号の２相の変調信号の位相を調整する手段とを備えた変位量検出手段と、
    該２相信号に重畳する第３次高調波成分の含有率と前記位相変調信号の振幅成分に重畳する誤差要因別情報を分離抽出する誤差要因分析手段と、
    該分析された第３次高調波成分の含有率を用いて波長λ内の位置に対応した誤差データを生成する誤差データ生成手段と、
    前記変位量検出手段の位相変調信号を用いて波長λ内の位置データを生成する手段と、
    前記誤差要因分析手段の出力に出力レベルの差異に起因する誤差要因別情報が分離抽出された場合は、該誤差要因が所定の水準に設定されたことを判定する評価判定手段と、を有し、
    これらのデータを用いて波長λ内の第３次高調波成分に起因する誤差を補正可能とに構成した変位量検出装置であって、
    前記評価判定手段の判定レベルを、前記第３次高調波の含有率に見合った値に設定し、出力レベルの差異に伴う誤差要因が第３次高調波成分に伴う誤差に加算的に重畳しないように調整する、
    変位量検出装置。

Images