JP5324497B2 - Filter and satellite broadcast receiving apparatus using the same - Google Patents
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Description
本発明は、衛星放送受信装置に用いられるフィルタに関し、特にマイクロストリップラインを用いたフィルタに関する。 The present invention relates to a filter used in a satellite broadcast receiving apparatus, and more particularly to a filter using a microstrip line.
一般に衛星放送受信装置には、受信した高周波信号から所定の周波数成分を通過させる１０ＧＨｚ〜１２ＧＨｚ程度のフィルタが使われる。従来この種のフィルタとしては、マイクロストリップライン型の半波長フィルタが広く使われていた。 In general, a satellite broadcast receiver uses a filter of about 10 GHz to 12 GHz that allows a predetermined frequency component to pass from a received high-frequency signal. Conventionally, a microstrip line type half-wave filter has been widely used as this type of filter.
図１２に従来のマイクロストリップ型半波長フィルタの構成を示す。マイクロストリップ型半波長フィルタ1は、入力端子５と出力端子６との間に複数の半波長線路７を近接配置して構成され、入力端子５に入力された高周波信号のうちの所定の周波数成分のみが出力端子６に出力される。 FIG. 12 shows a configuration of a conventional microstrip type half-wave filter. The microstrip-type half-wave filter 1 is configured by arranging a plurality of half-wavelength lines 7 between the input terminal 5 and the output terminal 6, and a predetermined frequency component of the high-frequency signal input to the input terminal 5. Are output to the output terminal 6 only.
また特許文献１には、通過帯域の周波数に対して、約半波長の長さの共振器や、１／４波長結合線路、１／４波長ショートスタブを複数本用いたフィルタおよび、これらのフィルタの欠点を改善するために、マイクロストリップ線路の途中にスルーホールを設け、このスルーホールをインダクタとして機能させることで、フィルタの基板に対する占有面積、周波数選択性を改善したフィルタが開示されている。 Patent Document 1 discloses a filter using a resonator having a length of about a half wavelength with respect to a passband frequency, a quarter wavelength coupled line, a plurality of quarter wavelength short stubs, and these filters. In order to remedy this disadvantage, a filter is disclosed in which a through-hole is provided in the middle of a microstrip line and this through-hole functions as an inductor, thereby improving the area occupied by the filter and the frequency selectivity.
また特許文献２では、衛星放送受信用コンバータにおけるイメージ周波数帯域の減衰特性を改善した、複数のλ／４素子の結合によるインタディジタル型バンドパスフィルタが開示されている。 Further, Patent Document 2 discloses an interdigital band-pass filter by combining a plurality of λ / 4 elements, which improves the attenuation characteristic of the image frequency band in the satellite broadcast receiving converter.
図１２に示すように従来のフィルタでは、上述したように入・出力端子間に半波長線路を複数配置しなければならず、基板に対する占有面積の縮小が困難であり、またこのフィルタの縮小が困難な結果として、フィルタを使用する受信装置の小型化を妨げていた。これに対し、基板に対するフィルタの占有面積を縮小するために、チップインダクタとチップコンデンサーを用いてフィルタを集中定数で構成する方法も考えられるが、周波数が高くなるにしたがって、必要なインダクタンスやキャパシタンスは小さくなる。しかし、現在のところ製造可能なチップインダクタとチップキャパシタの下限値は、それぞれ一般的に１ｎＨ、０．３ｐＦ程度であり、実質的に５ＧＨｚ程度までの周波数にしか対応できないという問題がある。 As shown in FIG. 12, in the conventional filter, as described above, a plurality of half-wavelength lines must be arranged between the input and output terminals, and it is difficult to reduce the occupied area with respect to the substrate. As a difficult result, miniaturization of a receiving apparatus using a filter has been hindered. On the other hand, in order to reduce the area occupied by the filter with respect to the substrate, a method of configuring the filter with a lumped constant using a chip inductor and a chip capacitor is conceivable. However, as the frequency increases, the required inductance and capacitance are reduced. Get smaller. However, the lower limit values of the chip inductor and the chip capacitor that can be manufactured at present are generally about 1 nH and 0.3 pF, respectively, and there is a problem that only the frequency up to about 5 GHz can be handled.
また特許文献１のフィルタでは、基板に対する占有面積、周波数選択性を改善できたとしているものの、使用周波数の上昇に伴って、インダクタとして機能させるスルーホールの直径を拡大させる必要があり、基板占有面積の縮小化と相反してしまう。また、開示された特性実測データによれば、通過特性Ｓ２１は通過帯域の全域に亘って概ね−８ｄＢ、入力反射特性Ｓ１１は通過帯域の全域に亘って概ね−５ｄＢ程度であり、衛星放送受信装置等を含む無線装置への採用にあたっては、挿入損失補償用のアンプなどが必要と考えられる。 Further, although the filter of Patent Document 1 has improved the area occupied by the substrate and the frequency selectivity, it is necessary to increase the diameter of the through hole that functions as an inductor as the operating frequency increases. Conflicts with the reduction of According to the disclosed characteristic measurement data, the pass characteristic S21 is approximately −8 dB over the entire pass band, and the input reflection characteristic S11 is approximately −5 dB over the entire pass band. It is considered that an amplifier for compensating for an insertion loss is necessary for use in a radio apparatus including the above.
また特許文献２のフィルタにおいても、衛星放送受信用コンバータに採用した際、イメージ周波数帯域の減衰特性が改善されたとするものの、通過帯域の減衰が約−２ｄＢであり、挿入損失補償用のアンプなどが必要となる場合があり、また、λ／４フィルタ素子、結合用フィルタ素子を複数使用し、これを周知のフィルタと同様に所定間隔で複数対向配置する必要があり、基板に対するフィルタ占有面積の大幅な縮小は難しい。 Also, in the filter of Patent Document 2, when used in a satellite broadcast receiving converter, the attenuation characteristic of the image frequency band is improved, but the attenuation of the pass band is about -2 dB, and an insertion loss compensation amplifier, etc. In addition, it is necessary to use a plurality of λ / 4 filter elements and coupling filter elements, and to dispose a plurality of them at a predetermined interval like a known filter. A significant reduction is difficult.
上述の問題点に鑑み本発明の目的は、基板に対する占有面積を縮小しつつ、通過帯域の損失が小さく、通過帯域外の減衰度が大きく、入・出力端子での整合性の良いフィルタを実現することにある。 In view of the above-mentioned problems, the object of the present invention is to realize a filter having a small passband loss, a large attenuation outside the passband, and a good match at the input / output terminals while reducing the area occupied by the substrate. There is to do.
上記課題を解決するため、本発明のフィルタは、入力信号の所定周波数を通過させるフィルタであって、誘電体基板と、前記誘電体基板の一方の面に配置される入力線路および出力線路と、前記誘電体基板の他方の面に配置される接地導体と、前記入力線路と前記出力線路との間に配置される両端が開放の伝送線路と前記伝送線路の中央部に接続され、スルーホールを介して前記接地導体に接続されるショートスタブとからなるマイクロストリップ線路を複数備え、複数の前記マイクロストリップ線路が互いに結合していることを特徴としている。 In order to solve the above problems, a filter of the present invention is a filter that allows a predetermined frequency of an input signal to pass through, a dielectric substrate, and an input line and an output line that are disposed on one surface of the dielectric substrate, A grounding conductor disposed on the other surface of the dielectric substrate, and both ends disposed between the input line and the output line are connected to an open transmission line and a central portion of the transmission line, and a through hole is formed. And a plurality of microstrip lines each including a short stub connected to the ground conductor, and the plurality of microstrip lines are coupled to each other.
また、本発明のフィルタは、一方の前記伝送線路の前記中央部から一方の端部までの領域と、他方の前記伝送線路の前記中央部から一方の端部までの領域とが近接して対向に配置されるともに、一方の前記伝送線路の前記中央部から他方の端部までの領域と、前記入力線路とが、近接して対向に配置され、他方の前記伝送線路の前記中央部から他方の端部までの領域と、前記出力線路とが、近接して対向に配置されることを特徴としている。 In the filter of the present invention, the region from the central part to one end of the one transmission line and the region from the central part to one end of the other transmission line are close to each other. The region from the central part to the other end of one of the transmission lines and the input line are arranged in close proximity to each other, and the region from the central part of the other transmission line to the other The region up to the end of the output line and the output line are arranged close to and opposed to each other.
また、本発明のフィルタは、前記伝送線路は、前記所定周波数の低域端周波数に対する電気長が８０°〜１１０°であり、前記ショートスタブは、前記所定周波数の低域端周波数に対する電気長が１５°〜４５°であることを特徴としている。 In the filter of the present invention, the transmission line has an electrical length of 80 ° to 110 ° with respect to the low-frequency end frequency of the predetermined frequency, and the short stub has an electrical length with respect to the low-frequency end frequency of the predetermined frequency. It is characterized by being 15 ° to 45 °.
また、本発明のフィルタは、前記伝送線路は、前記中央部から少なくとも片方の端部までの領域の一部において屈曲していることを特徴としている。 In the filter of the present invention, the transmission line is bent in a part of a region from the central portion to at least one end portion.
また、本発明のフィルタは、前記誘電体基板の一方の面に配置され、前記スルーホールと接続される接地面と、前記誘電体基板の一方の面の上方に配置される金属カバーを備え、前記金属カバーは前記接地面に接続されていることを特徴としている。 Further, the filter of the present invention includes a grounding surface disposed on one surface of the dielectric substrate, connected to the through hole, and a metal cover disposed above the one surface of the dielectric substrate, The metal cover is connected to the ground plane.
また、本発明の衛星放送受信装置は上記記載のいずれかのフィルタを用いることを特徴としている。 The satellite broadcast receiving apparatus of the present invention is characterized by using any one of the above-described filters.
本発明によれば、基板に対する占有面積を縮小しつつ、通過帯域の損失が小さく、通過帯域外の減衰度が大きく、入・出力端子での整合性の良いフィルタが得られる。 According to the present invention, it is possible to obtain a filter that has a small passband loss, a large attenuation outside the passband, and a good match at the input / output terminals while reducing the area occupied by the substrate.
以下に本発明におけるフィルタの実施例１について図１、図２を参照して説明する。図１（ａ）は実施例１に係るフィルタ１００の上面図であり、図１（ｂ）は、図１（ａ）における破線Ａ−Ａ’の断面図である。また、図１（ｃ）は図１（ａ）の破線Ｂ−Ｂ’の断面図である。なお、本実施例では一例としてフィルタの通過帯域が６．３７ＧＨｚから８．４２ＧＨｚの場合について説明する。 A first embodiment of a filter according to the present invention will be described below with reference to FIGS. FIG. 1A is a top view of the filter 100 according to the first embodiment, and FIG. 1B is a cross-sectional view taken along a broken line A-A ′ in FIG. FIG. 1C is a cross-sectional view taken along a broken line B-B ′ in FIG. In the present embodiment, a case where the passband of the filter is 6.37 GHz to 8.42 GHz will be described as an example.
フィルタ１００は、厚みが５００μｍ、比誘電率が３．３３の誘電体基板１０８の表面に配置される。詳しくは、誘電体基板１０８の一方の面に、両端が開放の伝送線路１０９ａ、１０９ｂと、この伝送線路の中央部に、ショートスタブ１０３ａ、１０３ｂが接続されたマイクロストリップ線路１０２ａ、１０２ｂと、入力端子１０６および出力端子１０７に一端が接続される、入力線路１０５ａ、および出力線路１０５ｂが配置される。誘電体基板１０８の他方の面には、ほぼ全面に接地導体１０１が配置される。伝送線路１０９ａ、１０９ｂの全長は８．７５ｍｍであり、お互いに一方の先端から約４ｍｍの領域が０．１５ｍｍの間隔を隔てて対向に配置されて結合している。また、入力線路１０５ａ、出力線路１０５ｂは、伝送線路１０９ａ、１０９ｂの他方の先端から約４．３ｍｍの領域と０．１ｍｍの間隔を隔てて対向に配置されて結合している。ショートスタブ１０３ａ、１０３ｂの長さは１．４５ｍｍであり、先端がスルーホール１０４ａ、１０４ｂを介して接地導体１０１に接続されている。そして、マイクロストリップ線路１０２ａ、１０２ｂは通過帯域の低域端である６．３７ＧＨｚに対して電気長が約１００°であり、ショートスタブ１０３ａ、１０３ｂはスルーホールの電気長を含めて約２３°である。 The filter 100 is disposed on the surface of the dielectric substrate 108 having a thickness of 500 μm and a relative dielectric constant of 3.33. Specifically, transmission lines 109a and 109b whose both ends are open on one surface of the dielectric substrate 108, microstrip lines 102a and 102b in which short stubs 103a and 103b are connected to the center of this transmission line, and an input An input line 105a and an output line 105b, one end of which is connected to the terminal 106 and the output terminal 107, are arranged. On the other surface of the dielectric substrate 108, the ground conductor 101 is disposed almost entirely. The total length of the transmission lines 109a and 109b is 8.75 mm, and an area of about 4 mm from one end is arranged opposite to each other with an interval of 0.15 mm. Further, the input line 105a and the output line 105b are arranged to be opposed to each other with an interval of about 0.1 mm from the other end of the transmission lines 109a and 109b, and coupled. The lengths of the short stubs 103a and 103b are 1.45 mm, and the tips are connected to the ground conductor 101 through the through holes 104a and 104b. The microstrip lines 102a and 102b have an electrical length of about 100 ° with respect to 6.37 GHz which is the lower end of the pass band, and the short stubs 103a and 103b have an electrical length of about 23 ° including the electrical length of the through hole. is there.
本実施例のフィルタ１００の通過特性について図２を用いて説明する。図２には、本実施例のフィルタの通過特性と、集中定数で構成した場合の５段チェビシェフ型フィルタ（以下、比較例１と記す）のシミュレーションデータを合わせて示している。図２に示す通り、本実施例のフィルタ１００の通過特性は、比較例１に対して通過帯域の低域端である６．３７ＧＨｚより低い周波数における減衰度が急峻であることがわかる。これは、マイクロストリップ線路間の結合によって、直列のキャパシタンスや伝送線路に沿ったインダクタンス、接地導体とマイクロストリップ線路間にキャパシタンスが発生する為である。 The pass characteristic of the filter 100 of the present embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 2 also shows the pass characteristics of the filter of this embodiment and simulation data of a 5-stage Chebyshev filter (hereinafter referred to as Comparative Example 1) when configured with a lumped constant. As shown in FIG. 2, it can be seen that the pass characteristic of the filter 100 of the present embodiment has a steep attenuation at a frequency lower than 6.37 GHz, which is the lower end of the pass band, as compared with the first comparative example. This is because coupling between the microstrip lines generates series capacitance, inductance along the transmission line, and capacitance between the ground conductor and the microstrip line.
本実施例では、接地導体１０１と線路１０９ａ、１０９ｂとの間のキャパシタンスと、ショートスタブ１０３ａ、１０３ｂによって発生するインダクタンスによって、通過帯域の低域端付近に共振が発生するようにマイクロストリップ線路を構成、配置したことにより、通過特性が良好で、通過帯域外での減衰度をより大きくでき、しかも、基板に対する占有面積が小さいフィルタを実現することが可能になった。 In this embodiment, the microstrip line is configured so that resonance occurs near the lower end of the pass band by the capacitance between the ground conductor 101 and the lines 109a and 109b and the inductance generated by the short stubs 103a and 103b. Thus, it is possible to realize a filter having good pass characteristics, greater attenuation outside the pass band, and a small occupied area with respect to the substrate.
一例として上記のように、先端が開放された、電気長が１００°程度の伝送線路と、この伝送線路の中央部に、電気長が２０〜３０°程度のショートスタブを接続したマイクロストリップ線路を複数用いてフィルタを構成することにより、従来よりも小型で、減衰特性の優れたフィルタを構成できる。 As an example, as described above, a transmission line having an open end and an electrical length of about 100 °, and a microstrip line in which a short stub having an electrical length of about 20 to 30 ° is connected to the center of the transmission line. By using a plurality of filters, it is possible to configure a filter that is smaller than the conventional filter and has excellent attenuation characteristics.
なお、上述した周波数以外の他の周波数帯についても本実施例のフィルタを検討した結果、両端が開放された伝送線路の電気長を８０°〜１１０°、これに接続される、スルーホールも含めたショートスタブの電気長を１５°〜４５°としたマイクロストリップ線路を複数用いることで、実使用に支障のないフィルタを実現できることが判った。 In addition, as a result of examining the filter of the present embodiment also in frequency bands other than the above-described frequencies, the electrical length of the transmission line whose both ends are open is 80 ° to 110 °, including a through hole connected thereto. In addition, it has been found that a filter that does not hinder actual use can be realized by using a plurality of microstrip lines in which the electrical length of the short stub is 15 ° to 45 °.
なお、本実施例では、誘電体基板として、テフロン（登録商標）系の基板を用いたが、他にガラスエポキシ基板やセラミック基板等を用いることもできる。 In this embodiment, a Teflon (registered trademark) -based substrate is used as the dielectric substrate, but a glass epoxy substrate, a ceramic substrate, or the like can also be used.
次に本発明におけるフィルタの実施例２について図３〜図５を参照して説明する。図３（ａ）は実施例２のフィルタ２００の上面図であり、図３（ｂ）は図３（ａ）の破線Ｃ−Ｃ’の断面図である。図４はフィルタ２００の通過特性および反射損失特性データであり、図５は本実施例のフィルタの変形例を示す上面図である。 Next, a second embodiment of the filter according to the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 3A is a top view of the filter 200 according to the second embodiment, and FIG. 3B is a cross-sectional view taken along a broken line C-C ′ in FIG. FIG. 4 shows transmission characteristic and reflection loss characteristic data of the filter 200, and FIG. 5 is a top view showing a modification of the filter of this embodiment.
実施例２の構成が前述の実施例１と異なる点は、図３（ａ）に示す通り、誘電体基板２０８の表面に形成されるマイクロストリップ線路２０２ａ、２０２ｂにおける、伝送線路２０９ａ、２０９ｂを、ほぼ中央部から片側を屈曲させている点である。ここで、伝送線路２０９ａ、２０９ｂは直角に屈曲させて図示しているが、この限りではなく、直角以外の角度での屈曲も可能である。また、屈曲させても配置が容易となるようにショートスタブ２０３ａを２０３ｂと同じ向きに配置している。入力線路２０５ａ、出力線路２０５ｂは、伝送線路２０９ａ、２０９ｂの屈曲させた部分と対向するように配置している。なお、実施例１と同様に、マイクロストリップ線路２０２ａ、２０２ｂの伝送線路２０９ａ、２０９ｂの全長は８．７５ｍｍであり、お互いに一方の先端から約４ｍｍの領域を０．１５ｍｍの間隔を隔てて対向に配置されて結合している。入力端子２０６に一端が接続された入力線路２０５ａ、出力端子２０７に一端が接続された出力線路２０５ｂは、伝送線路２０９ａ、２０９ｂの、屈曲させた他方の先端から約４．３ｍｍの領域と０．１ｍｍの間隔を隔てて対向に配置されて結合している。ショートスタブ２０３ａ、２０３ｂの長さは１．４５ｍｍであり、先端がスルーホール２０４ａ、２０４ｂを介して基板裏面の接地導体２０１に接続されている。 The difference between the configuration of the second embodiment and the first embodiment is that the transmission lines 209a and 209b in the microstrip lines 202a and 202b formed on the surface of the dielectric substrate 208 are as shown in FIG. This is a point where one side is bent from substantially the center. Here, although the transmission lines 209a and 209b are shown bent at right angles, the present invention is not limited to this, and bending at angles other than right angles is also possible. Further, the short stub 203a is arranged in the same direction as 203b so that the arrangement is easy even if it is bent. The input line 205a and the output line 205b are disposed so as to face the bent portions of the transmission lines 209a and 209b. As in the first embodiment, the total length of the transmission lines 209a and 209b of the microstrip lines 202a and 202b is 8.75 mm, and an area of about 4 mm from one end is opposed to each other with an interval of 0.15 mm. Is placed and joined. An input line 205a having one end connected to the input terminal 206, and an output line 205b having one end connected to the output terminal 207 have an area of about 4.3 mm from the other bent end of the transmission lines 209a and 209b, and an. They are arranged opposite to each other with an interval of 1 mm. The lengths of the short stubs 203a and 203b are 1.45 mm, and the tips are connected to the ground conductor 201 on the back surface of the substrate through the through holes 204a and 204b.
本実施例のフィルタ２００の通過特性について図４を用いて説明する。図４の通過特性データによれば、図２に示した実施例１のフィルタ１００の通過特性と同等の特性が得られていることが判る。また、通過帯域の低域端の周波数より低い周波数における減衰度についても同等の特性が得られていることが判る。また、本実施例においては、図４に示すとおり、反射損失特性の検証も行なった。図４の反射損失特性データから明らかなように、通過帯域の６．３７ＧＨｚから８．４２ＧＨｚで−１０ｄＢを確保しており、極めて良好な特性が得られている。なお、一般的に反射損失−１０ｄＢの時、伝送損失は約０．４ｄＢであり、伝送電力は約９１％となる。 The pass characteristic of the filter 200 of the present embodiment will be described with reference to FIG. According to the pass characteristic data of FIG. 4, it can be seen that the same characteristic as the pass characteristic of the filter 100 of the first embodiment shown in FIG. 2 is obtained. It can also be seen that the same characteristics are obtained for the attenuation at frequencies lower than the frequency at the lower end of the passband. In the present example, the reflection loss characteristics were also verified as shown in FIG. As is apparent from the reflection loss characteristic data of FIG. 4, -10 dB is secured in the pass band of 6.37 GHz to 8.42 GHz, and extremely good characteristics are obtained. In general, when the reflection loss is -10 dB, the transmission loss is about 0.4 dB and the transmission power is about 91%.
ゆえに、フィルタ特性を劣化させることなく、基板形状または回路規模に合わせてマイクロストリップ線路を適宜屈曲させることができ、フィルタを基板上に好適に配置することができる。例えば、図３（ａ）の場合は、入力線路２０５ａ、マイクロストリップ線路２０２ｂで囲まれる内側領域に、フィルタの電気特性に影響を与えない範囲で、他の回路を配置することも可能である。なお、マイクロストリップ線路の屈曲は、図３（ａ）の場合は、ほぼ直角で、屈曲方向が一方向の場合を図示しているが、図３（ａ）で示すところの、入・出力線路２０５ａ、２０５ｂと伝送線路２０９ａ、２０９ｂの結合配置を、所望する周波数特性に合わせて適切に設定すれば、角度と屈曲方向については共に自由に設定可能である。 Therefore, the microstrip line can be appropriately bent according to the substrate shape or circuit scale without deteriorating the filter characteristics, and the filter can be suitably arranged on the substrate. For example, in the case of FIG. 3A, other circuits can be arranged in an inner region surrounded by the input line 205a and the microstrip line 202b within a range that does not affect the electrical characteristics of the filter. Note that the microstrip line is bent substantially at a right angle in the case of FIG. 3 (a) and the bending direction is one direction, but the input / output line shown in FIG. 3 (a) is shown. If the coupling arrangement of 205a, 205b and the transmission lines 209a, 209b is appropriately set in accordance with the desired frequency characteristics, both the angle and the bending direction can be set freely.
さらに、図５を参照して実施例２の変形例であるフィルタ２０１について説明する。なお、図３のフィルタ２００と同一機能の部分については同一符号で示している。なお、基板の積層構成は、図３のフィルタ２００と同じであるので断面図は省略する。 Further, a filter 201 which is a modification of the second embodiment will be described with reference to FIG. Parts having the same functions as those of the filter 200 in FIG. The laminated structure of the substrate is the same as that of the filter 200 in FIG.
この変形例では、マイクロストリップ線路２０２ａ、２０２ｂの伝送線路２０９ａ、２０９ｂを中央部から両端を屈曲させて構成する。より詳しくは、実施例１の図１（ａ）、実施例２の図３（ａ）では、伝送線路を直線状、又はショートスタブを中央として片側の伝送線路を屈曲させて構成したが、この変形例では、ショートスタブ２０３ａ、２０３ｂを中央として伝送線路２０９ａ、２０９ｂの両側の伝送線路を屈曲させ、この屈曲させた伝送線路を対向に配置させるのである。ここで伝送線路は、屈曲させた隣り合う伝送線路同士を対向に配置させ、隣り合う伝送線路と対向しない他方の屈曲させた伝送線路をそれぞれ、入力線路２０５ａ、出力線路２０５ｂと対向に配置させる。マイクロストリップ線路２０２ａ、２０２ｂの伝送線路２０９ａ、２０９ｂは、全長が８．７５ｍｍであり、お互いに一方の先端から約４ｍｍの領域を０．１５ｍｍの間隔を隔てて対向に配置されて結合している。入力端子２０６に一端が接続された入力線路２０５ａ、出力端子２０７に一端が接続された出力線路２０５ｂは、伝送線路２０９ａ、２０９ｂの他方の先端から約４．３ｍｍの領域と０．１ｍｍの間隔を隔てて対向に配置されて結合している。ショートスタブ２０３ａ、２０３ｂの長さは１．４５ｍｍであり、先端がスルーホール２０４ａ、２０４ｂを介して基板裏面の接地導体（図示せず）に接続されている。なお、この変形例においても通過特性が実施例１と同等であった。 In this modification, the transmission lines 209a and 209b of the microstrip lines 202a and 202b are formed by bending both ends from the center. More specifically, in FIG. 1A of the first embodiment and FIG. 3A of the second embodiment, the transmission line is linear, or the short stub is in the center and the transmission line on one side is bent. In the modification, the transmission lines on both sides of the transmission lines 209a and 209b are bent with the short stubs 203a and 203b in the center, and the bent transmission lines are arranged opposite to each other. Here, the transmission lines are arranged such that the bent adjacent transmission lines are opposed to each other, and the other bent transmission lines that are not opposed to the adjacent transmission lines are arranged to face the input line 205a and the output line 205b, respectively. The transmission lines 209a and 209b of the microstrip lines 202a and 202b have a total length of 8.75 mm, and are connected to each other with an area of about 4 mm from one end disposed opposite to each other with an interval of 0.15 mm. . The input line 205a having one end connected to the input terminal 206 and the output line 205b having one end connected to the output terminal 207 have a distance of about 4.3 mm from the other end of the transmission lines 209a and 209b. They are arranged opposite to each other and connected. The lengths of the short stubs 203a and 203b are 1.45 mm, and the tips are connected to a ground conductor (not shown) on the back surface of the substrate through the through holes 204a and 204b. In this modified example, the pass characteristic was the same as that in Example 1.
さらに、図６を参照して実施例２の他の変形例であるフィルタ２２０について説明する。なお、図３のフィルタ２００と同一機能の部分については同一符号で示している。なお、基板の積層構成は、図３のフィルタ２００と同じであるので断面図は省略する。 Furthermore, a filter 220, which is another modification of the second embodiment, will be described with reference to FIG. Parts having the same functions as those of the filter 200 in FIG. The laminated structure of the substrate is the same as that of the filter 200 in FIG.
図６に示すとおり、この変形例が図５と異なる点は、マイクロストリップ線路２１３ａ、２１３ｂを追加している点である。なお、マイクロストリップ線路２１３ａ、２１３ｂの各部寸法は図５の変形例と同じである。また、マイクロストリップ線路の数は、上記に限らず基板面積に対するフィルタ占有面積が許容される範囲でさらに追加可能である。図６の他の変形例では、マイクロストリップ線路間の結合が増えることにより、通過帯域外の減衰度をより大きくすることができる。 As shown in FIG. 6, this modified example is different from FIG. 5 in that microstrip lines 213a and 213b are added. Note that the dimensions of each part of the microstrip lines 213a and 213b are the same as in the modification of FIG. The number of microstrip lines is not limited to the above, and can be further added within a range in which the filter occupation area relative to the substrate area is allowed. In another modification of FIG. 6, the degree of attenuation outside the passband can be increased by increasing the coupling between the microstrip lines.
上記説明のとおり、基板面積に対するフィルタ占有面積を同等に保ちながら、マイクロストリップ線路の数を増やしてフィルタの通過帯域外の減衰度を、より急峻にすることが可能である。 As described above, it is possible to increase the number of microstrip lines and keep the attenuation outside the filter pass band steeper while keeping the filter occupation area equivalent to the substrate area.
次に本発明におけるフィルタの実施例３について、図７を参照して説明する。図７（ａ）は実施例３に係るフィルタ３００の上面図であり、図７（ｂ）は図７（ａ）における破線Ｄ−Ｄ’の断面図である。本実施例が上述までの実施例と異なる点は以下のとおりである。すなわち、図７（ａ）のように、誘電体基板３０８の表面に形成されるマイクロストリップ線路３０２ａ、３０２ｂの伝送線路３０９ａ、３０９ｂに沿って、接地面３１０ａ、３１０ｂを設け、ショートスタブ３０３ａ、３０３ｂを接地面３１０ａ、３１０ｂにそれぞれ接続する。更に、図７（ｂ）に示すように、金属カバー３１１を接地面３１０ａ、３１０ｂに接続している。金属カバー３１１は図７（ａ）には図示しないが、フィルタ３００の全体を覆うことが望ましい。また、金属カバー３１１に脚部３１３を設け、脚部３１３を接地面３１０ａ、３１０ｂの任意の箇所に接続してもよい。接地面３１０ａ、３１０ｂは複数のスルーホール３０４を介して接地導体３０１と接続されている。 Next, a third embodiment of the filter according to the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 7A is a top view of the filter 300 according to the third embodiment, and FIG. 7B is a cross-sectional view taken along a broken line D-D ′ in FIG. The difference between the present embodiment and the previous embodiments is as follows. That is, as shown in FIG. 7A, ground planes 310a and 310b are provided along the transmission lines 309a and 309b of the microstrip lines 302a and 302b formed on the surface of the dielectric substrate 308, and the short stubs 303a and 303b are provided. Are connected to the ground planes 310a and 310b, respectively. Further, as shown in FIG. 7B, a metal cover 311 is connected to the ground planes 310a and 310b. Although the metal cover 311 is not shown in FIG. 7A, it is desirable to cover the entire filter 300. Moreover, the leg part 313 may be provided in the metal cover 311, and the leg part 313 may be connected to the arbitrary places of the grounding surfaces 310a and 310b. The ground planes 310 a and 310 b are connected to the ground conductor 301 through a plurality of through holes 304.
マイクロストリップ線路３０２ａ、３０２ｂの伝送線路３０９ａ、３０９ｂの全長は８．７５ｍｍであり、お互いに一方の先端から約４ｍｍの領域が０．１５ｍｍの間隔を隔てて対向に配置されて結合している。また、入力端子３０６に接続された入力線路３０５ａ、出力端子３０７に接続された出力線路３０５ｂは、伝送線路３０９ａ、３０９ｂの他方の先端から約４．３ｍｍの領域と０．１ｍｍの間隔を隔てて対向に配置されて結合している。ショートスタブ３０３ａ、３０３ｂの長さは１．４５ｍｍであり、先端がスルーホール３０４ａ、３０４ｂを介して接地導体３０１に接続されている。 The total length of the transmission lines 309a and 309b of the microstrip lines 302a and 302b is 8.75 mm, and an area of about 4 mm from one end is arranged opposite to each other with an interval of 0.15 mm and coupled. The input line 305a connected to the input terminal 306 and the output line 305b connected to the output terminal 307 are separated from the other tip of the transmission lines 309a and 309b by an area of about 4.3 mm and a distance of 0.1 mm. They are arranged opposite to each other. The lengths of the short stubs 303a and 303b are 1.45 mm, and the tips are connected to the ground conductor 301 through the through holes 304a and 304b.
以上の通り、金属カバー３１１と接地導体３０１により、フィルタの周囲が電磁的に遮蔽され、フィルタ３００への外部ノイズの進入や、フィルタ３００からの不要な放射を抑圧することができるため、通過帯域外の減衰度を更に急峻にしたフィルタ特性が得られる。さらに図６（ｂ）の通り、金属シャーシ３１２を接地導体３０１の一部、あるいは全域にわたって接触させることで遮蔽効果をより一層高めることもできる。なお、ここでは実施例１の構成に金属カバーを設けたものを一例として説明したが、実施例２の構成にも適用可能である。 As described above, the metal cover 311 and the ground conductor 301 electromagnetically shield the periphery of the filter, and can suppress external noise from entering the filter 300 and unnecessary radiation from the filter 300. A filter characteristic with a steep external attenuation can be obtained. Furthermore, as shown in FIG. 6B, the shielding effect can be further enhanced by bringing the metal chassis 312 into contact with a part of the ground conductor 301 or over the entire region. In addition, although what provided the metal cover in the structure of Example 1 was demonstrated as an example here, it is applicable also to the structure of Example 2. FIG.
次に本発明における衛星放送受信装置の実施例について、図８〜図１１を参照して説明する。図８は衛星放送受信装置４００のブロック図である。図８において衛星放送受信装置４００は、水平偏波入力端子４１０、垂直偏波入力端子４１１、初段低雑音増幅器４１２、４１３、２段目低雑音増幅器４１４、実施例１〜実施例３のいずれかの構成によるイメージリジェクションフィルタ４１５、ミキサ４１６、ＩＦ増幅器４１７、ＩＦ出力端子４１８、ローバンド用誘電体発振器４１９、ハイバンド用誘電体発振器４２０で構成される。これらの機能ブロックと、図示しない電源回路、スイッチ等すべてが一枚の誘電体基板上に形成されている。誘電体基板については、実施例１で述べた比誘電率３．３３の基板を用いている。 Next, an embodiment of the satellite broadcast receiving apparatus according to the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 8 is a block diagram of the satellite broadcast receiving apparatus 400. In FIG. 8, the satellite broadcast receiving apparatus 400 includes a horizontal polarization input terminal 410, a vertical polarization input terminal 411, a first stage low noise amplifier 412, 413, a second stage low noise amplifier 414, and any one of the first to third embodiments. The image rejection filter 415, the mixer 416, the IF amplifier 417, the IF output terminal 418, the low-band dielectric oscillator 419, and the high-band dielectric oscillator 420 are configured by the following configuration. All of these functional blocks, a power supply circuit, a switch, and the like (not shown) are formed on a single dielectric substrate. As the dielectric substrate, the substrate having a relative dielectric constant of 3.33 described in the first embodiment is used.
次に回路動作を説明する。初段低雑音増幅器４１２、４１３のいずれかの電源バイアスをオフすることにより、水平偏波と垂直偏波とを切り替えることができる。また、ローバンド用誘電体発振器４１９、ハイバンド用誘電体発振器４２０のいずれかの電源バイアスをオフすることにより、ローバンドとハイバンドを切り替えることができる。たとえば、初段低雑音増幅器４１３およびハイバンド用誘電体発振器４２０をオフした場合、初段低雑音増幅器４１２とローバンド用誘電体発振器４１９が有効となる。水平偏波入力端子４１０から入力されたＲＦ信号は、初段低雑音増幅器４１２および２段目低雑音増幅器４１４で増幅されてイメージリジェクションフィルタ４１５を通過してミキサ４１６に入力される。ローバンド用誘電体発振器４１９から出力された９．７５ＧＨｚの信号がミキサ４１６に入力され、ＲＦ信号がＩＦ帯にダウンコンバートされ、ＩＦ増幅器４１７で増幅された後、ＩＦ出力端子４１８から出力される。初段低雑音増幅器と誘電体発振器の切り替えにより、合計４つのバンドを出力させることができる。 Next, the circuit operation will be described. By turning off the power supply bias of any of the first-stage low noise amplifiers 412 and 413, it is possible to switch between horizontal polarization and vertical polarization. Further, the power supply bias of either the low-band dielectric oscillator 419 or the high-band dielectric oscillator 420 is turned off to switch between the low band and the high band. For example, when the first stage low noise amplifier 413 and the high band dielectric oscillator 420 are turned off, the first stage low noise amplifier 412 and the low band dielectric oscillator 419 become effective. The RF signal input from the horizontal polarization input terminal 410 is amplified by the first stage low noise amplifier 412 and the second stage low noise amplifier 414, passes through the image rejection filter 415, and is input to the mixer 416. The 9.75 GHz signal output from the low-band dielectric oscillator 419 is input to the mixer 416, the RF signal is down-converted to the IF band, amplified by the IF amplifier 417, and then output from the IF output terminal 418. A total of four bands can be output by switching between the first stage low noise amplifier and the dielectric oscillator.
図９は、衛星放送受信装置４００で処理される受信周波数帯域と、局部発振周波数と、イメージ帯域との周波数関係図である。衛星からの電波には水平偏波と垂直偏波があるが、両者の周波数は全く同じであるため、ローバンドとハイバンドの関係についてのみ示している。ローバンドに関しては、局部発振周波数が９．７５ＧＨｚ、受信周波数帯域が１０．７ＧＨｚ〜１１．７ＧＨｚであるので、イメージ帯域は７．８ＧＨｚ〜８．８ＧＨｚとなる。ハイバンドに関しては、局部発振周波数が１０．６ＧＨｚ、受信周波数帯域が１１．７ＧＨｚ〜１２．７５ＧＨｚであるので、イメージ帯域は８．４５ＧＨｚ〜９．５ＧＨｚとなる。 FIG. 9 is a frequency relationship diagram among the reception frequency band, local oscillation frequency, and image band processed by the satellite broadcast receiving apparatus 400. Radio waves from satellites have horizontal polarization and vertical polarization, but the frequency of both is exactly the same, so only the relationship between low band and high band is shown. Regarding the low band, since the local oscillation frequency is 9.75 GHz and the reception frequency band is 10.7 GHz to 11.7 GHz, the image band is 7.8 GHz to 8.8 GHz. Regarding the high band, since the local oscillation frequency is 10.6 GHz and the reception frequency band is 11.7 GHz to 12.75 GHz, the image band is 8.45 GHz to 9.5 GHz.
したがって、衛星放送受信装置４００として、７．８ＧＨｚ〜９．５ＧＨｚがイメージ帯域、１０．７ＧＨｚ〜１２．７５ＧＨｚが受信周波数帯域となる。イメージ帯域のノイズは、ミキサ４１６によってＩＦ帯域にダウンコンバートされ、妨害となるのでイメージリジェクションフィルタ４１５で充分に減衰させる必要がある。 Therefore, as the satellite broadcast receiving apparatus 400, 7.8 GHz to 9.5 GHz is an image band, and 10.7 GHz to 12.75 GHz is a reception frequency band. The noise in the image band is down-converted to the IF band by the mixer 416 and becomes an interference, so it needs to be sufficiently attenuated by the image rejection filter 415.
本実施例は、上記の周波数関係を勘案し、図８のイメージリジェクションフィルタ４１５に、実施例１と同じ構造、すなわち、誘電体基板の構造、マイクロストリップ線路の形状および配置が同じフィルタを使用し、実施例１で用いた６．３７ＧＨｚ〜８．４２ＧＨｚの通過帯域を１０．７ＧＨｚ〜１２．７５ＧＨｚに適用するよう設定したものである。なお、本実施例においても、通過帯域の低域端周波数である１０．７ＧＨｚに対して、伝送線路１０９ａ、１０９ｂの電気長は１００°程度、ショートスタブ１０３ａ、１０３ｂの電気長は２０〜３０°程度に設定される。 In the present embodiment, in consideration of the above frequency relationship, the image rejection filter 415 of FIG. 8 uses the same structure as that of the first embodiment, that is, the same structure of the dielectric substrate, the same shape and arrangement of the microstrip line. In addition, the passband of 6.37 GHz to 8.42 GHz used in Example 1 is set to be applied to 10.7 GHz to 12.75 GHz. Also in this embodiment, the electrical length of the transmission lines 109a and 109b is about 100 ° and the electrical length of the short stubs 103a and 103b is 20 to 30 ° with respect to 10.7 GHz, which is the low-end frequency of the pass band. Set to degree.
図１０は、本実施例で適用するフィルタと、従来のフィルタの寸法比較図である。図１０（ａ）に通過帯域を１０．７ＧＨｚ〜１２．７５ＧＨｚに設定し、衛星放送受信装置４００に適用したフィルタの上面図を示す。図１０（ｂ）に従来のマイクロストリップ型半波長フィルタ（以下、比較例２と記す）を同上の通過帯域に設定して、衛星放送受信装置４００に適用する場合の上面図を図１０（ｂ）に示す。なお符号は、図１、図１２で用いたものと同一で示している。 FIG. 10 is a dimensional comparison diagram between the filter applied in this embodiment and a conventional filter. FIG. 10A shows a top view of a filter applied to the satellite broadcast receiver 400 with the passband set to 10.7 GHz to 12.75 GHz. FIG. 10B is a top view when a conventional microstrip type half-wave filter (hereinafter referred to as Comparative Example 2) is set to the same passband and applied to the satellite broadcast receiver 400 in FIG. ). The reference numerals are the same as those used in FIGS.
図１０（ｂ）に示すとおり、比較例２では長さが８ｍｍ程度の半波長共振器を３つ用いた場合を示している。ここで、比較例２の半波長共振器の物理長については一般的に、受信周波数の低域側周波数を１０．７ＧＨｚとした時、半波長が約１４ｍｍとなり、これに比誘電率３．３３の誘電体基板における波長短縮率０．５５を掛けて約８ｍｍの物理長が導き出される。 As shown in FIG. 10B, Comparative Example 2 shows a case where three half-wave resonators having a length of about 8 mm are used. Here, regarding the physical length of the half-wave resonator of Comparative Example 2, generally, when the low frequency side of the reception frequency is 10.7 GHz, the half wavelength is about 14 mm, and the relative dielectric constant is 3.33. A physical length of about 8 mm is derived by multiplying the wavelength reduction rate of 0.55 in the dielectric substrate.
これに対し本実施例で採用した、図１０（ａ）の実施例１と同じ構造によるフィルタでは、全長で９ｍｍ程度に収まり、比較例２に対して、本発明で採用したフィルタの、基板に対する占有面積縮小の効果が高いことは一目瞭然である。 On the other hand, in the filter having the same structure as that of Example 1 in FIG. 10A adopted in this example, the total length is about 9 mm. Compared with Comparative Example 2, the filter used in the present invention is compared with the substrate. It is obvious that the effect of reducing the occupied area is high.
図１１は、本実施例で採用した図１０（ａ）のフィルタと、図１０（ｂ）に示す比較例２の周波数特性比較図である。図１１から明らかなように、図１０（ａ）のフィルタの通過帯域外の減衰特性は、図１０（ｂ）の比較例２と比べて大幅に改善していることがわかる。なお、本発明において、実施例１と同じ構造のフィルタをイメージリジェクションフィルタに適用する場合を説明したが、実施例２と同じ構造のフィルタまたは、実施例３と同じ構造のフィルタを用いることもできる。 FIG. 11 is a frequency characteristic comparison diagram of the filter of FIG. 10A employed in the present embodiment and the comparative example 2 shown in FIG. 10B. As is apparent from FIG. 11, it can be seen that the attenuation characteristics outside the passband of the filter of FIG. 10A are greatly improved as compared with Comparative Example 2 of FIG. In the present invention, the case where the filter having the same structure as that of the first embodiment is applied to the image rejection filter has been described. However, a filter having the same structure as that of the second embodiment or a filter having the same structure as that of the third embodiment may be used. it can.
以上のように実施例４では、実施例１〜３のフィルタを衛星放送受信装置のイメージリジェクションフィルタとして用いることにより、７．８ＧＨｚ〜９．５ＧＨｚのイメージ帯域のノイズを大幅に減衰させつつ受信装置の小型化が図れる。 As described above, in the fourth embodiment, the filter of the first to third embodiments is used as the image rejection filter of the satellite broadcast receiving device, so that reception in the image band of 7.8 GHz to 9.5 GHz is significantly attenuated. The device can be miniaturized.
本発明は、衛星放送受信装置等の無線装置の小型化を実現するうえで有効であり、これ以外にもマイクロ波やミリ波を用いるすべての無線装置に適用することもできる。 The present invention is effective in realizing miniaturization of a radio apparatus such as a satellite broadcast receiving apparatus, and can also be applied to all radio apparatuses using microwaves or millimeter waves.
１ マイクロストリップ型半波長フィルタ
７ 半波長線路
１００、２００、３００ フィルタ
１０１、２０１，３０１ 接地導体
１０８、２０８、３０８ 誘電体
１０２ａ、１０２ｂ、２０２ａ、２０２ｂ、３０２ａ、３０２ｂ マイクロストリップ線路
１０９ａ、１０９ｂ、２０９ａ、２０９ｂ、３０９ａ、３０９ｂ 伝送線路
１０３a、１０３ｂ、２０３a、２０３ｂ、３０３a、３０３ｂ ショートスタブ
１０４a、１０４ｂ、２０４a、２０４ｂ、３０４a、３０４ｂ スルーホール
１０５ａ、２０５ａ、３０５ａ 入力線路
１０５ｂ、２０５ｂ、３０５ｂ 出力線路
５、１０６、２０６、３０６ 入力端子
６、１０７、２０７、３０７ 出力端子
３１０a、３１０ｂ 接地面
３１１ 金属カバー
３１２ 金属シャーシ
３１３ 脚部
４１０ 水平偏波入力端子
４１１ 垂直偏波入力端子
４１２、４１３ 初段低雑音増幅器
４１４ ２段目低雑音増幅器
４１５ イメージリジェクションフィルタ
４１６ ミキサ
４１７ IF増幅器
４１８ ＩＦ出力端子
４１９ ローバンド用誘電体発振器
４２０ ハイバンド用誘電体発振器
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Microstrip type | mold half wavelength filter 7 Half wavelength line 100, 200, 300 Filter 101, 201, 301 Ground conductor 108, 208, 308 Dielectric 102a, 102b, 202a, 202b, 302a, 302b Microstrip line 109a, 109b, 209a , 209b, 309a, 309b Transmission line 103a, 103b, 203a, 203b, 303a, 303b Short stub 104a, 104b, 204a, 204b, 304a, 304b Through hole 105a, 205a, 305a Input line 105b, 205b, 305b Output line 5, 106, 206, 306 Input terminal 6, 107, 207, 307 Output terminal 310a, 310b Ground plane 311 Metal cover 312 Metal chassis 313 Leg 410 Horizontal polarization input terminal 411 vertical polarization input terminal 412 and 413 first-stage low noise amplifier 414 the second stage low-noise amplifier 415 the image rejection filter 416 mixer 417 IF amplifier 418 IF output terminal 419 low-band dielectric oscillator 420 high-band dielectric oscillator
Claims (6)
誘電体基板と、
前記誘電体基板の一方の面に配置される入力線路および出力線路と、
前記誘電体基板の他方の面に配置される接地導体と、
前記入力線路と前記出力線路との間に配置される両端が開放の伝送線路と前記伝送線路の中央部に接続され、スルーホールを介して前記接地導体に接続されるショートスタブとからなるマイクロストリップ線路を複数備え、
複数の前記マイクロストリップ線路が互いに結合していることを特徴とするフィルタ。 A filter that passes a predetermined frequency of the input signal,
A dielectric substrate;
An input line and an output line disposed on one surface of the dielectric substrate;
A ground conductor disposed on the other surface of the dielectric substrate;
A microstrip comprising an open transmission line between both ends of the input line and the output line, and a short stub connected to the ground conductor through a through hole connected to the center of the transmission line. With multiple tracks,
A filter, wherein the plurality of microstrip lines are coupled to each other.
一方の前記伝送線路の前記中央部から他方の端部までの領域と、前記入力線路とが、近接して対向に配置され、
他方の前記伝送線路の前記中央部から他方の端部までの領域と、前記出力線路とが、近接して対向に配置されることを特徴とする、請求項１に記載のフィルタ。 While the area from the central part of one transmission line to one end part and the area from the central part to one end part of the other transmission line are arranged close to each other,
The region from the central part of one of the transmission lines to the other end, and the input line are arranged close to each other and opposed to each other,
2. The filter according to claim 1, wherein a region from the center portion to the other end portion of the other transmission line and the output line are arranged close to and opposed to each other.
前記ショートスタブは、前記所定周波数の低域端周波数に対する電気長が１５°〜４５°であることを特徴とする請求項１〜２のいずれか一項に記載のフィルタ。 The transmission line has an electrical length of 80 ° to 110 ° with respect to a low frequency end frequency of the predetermined frequency,
3. The filter according to claim 1, wherein the short stub has an electrical length of 15 ° to 45 ° with respect to a low-frequency end frequency of the predetermined frequency.
前記誘電体基板の一方の面の上方に配置される金属カバーを備え、前記金属カバーは前記接地面に接続されていることを特徴とする、請求項１から４のいずれか一項に記載のフィルタ。 A ground plane disposed on one surface of the dielectric substrate and connected to the through hole;
5. The metal cover according to claim 1, further comprising a metal cover disposed above one surface of the dielectric substrate, wherein the metal cover is connected to the ground plane. 6. filter.
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP5324497B2 (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2013008267A1 (en) * | 2011-07-08 | 2013-01-17 | Nec Corporation | High-pass filters for high-speed data transmission systems |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0295905U (en) * | 1989-01-20 | 1990-07-31 | ||
| JP3531603B2 (en) * | 2000-11-14 | 2004-05-31 | 株式会社村田製作所 | High frequency filter, filter device using the same, and electronic device using the same |
| JP2003046305A (en) * | 2001-08-01 | 2003-02-14 | Hitachi Kokusai Electric Inc | Bpf circuit of converter for receiving satellite broadcast |
| JP3851900B2 (en) * | 2002-11-25 | 2006-11-29 | シャープ株式会社 | Planar filter, semiconductor device, and wireless device |
| JP2004208126A (en) * | 2002-12-26 | 2004-07-22 | Sharp Corp | Filter, lnb and transmitter |
| US7145418B2 (en) * | 2004-12-15 | 2006-12-05 | Raytheon Company | Bandpass filter |
| JP4139397B2 (en) * | 2005-03-24 | 2008-08-27 | Ｔｄｋ株式会社 | Resonator |
-
2010
- 2010-02-25 JP JP2010039766A patent/JP5324497B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2011176663A (en) | 2011-09-08 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20120223 |
|
| RD01 | Notification of change of attorney |
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|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20130221 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
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| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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