JP5290698B2

JP5290698B2 - プリディストータ

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Publication number: JP5290698B2
Application number: JP2008271861A
Authority: JP
Inventors: 孝基柴田; 拓也舩山; 孝義佐々木
Original assignee: Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2008-10-22
Filing date: 2008-10-22
Publication date: 2013-09-18
Anticipated expiration: 2028-10-22
Also published as: JP2010103675A

Description

本発明は、信号増幅器などの被補償回路からの出力信号の歪を補償するため、入力信号に予め加えるプリディストーション信号を生成するプリディストータに関するものである。

従来、プリディストータで用いる歪補償値を生成する多項式の係数（もしくはルックアップテーブル）の更新の際に用いる入出力信号のサンプリングポイント数は固定されていた（例えば、特許文献１を参照。）。
特許３５６０３９８号

例えば、サンプリングポイント数を多くすると歪補償精度は高くなるが更新速度および更新速度に対応する追従速度や収束速度が遅くなる。一方、逆にサンプリングポイント数を少なくすると更新速度および追従速度は速くなるが、歪補償精度が低くなる。このため、送信キャリア数の変化や温度の変化などにより、増幅装置の歪特性が変化した場合に、プリディストータで乗じる歪補償値を生成する多項式の係数（もしくはルックアップテーブル）を即座に変化、追従させる必要があるが、歪補償精度を維持することと追従性や更新速度を速めることとは両立しないという課題があった。

そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、歪補償するためのメモリ量を低減でき、且つ高い歪補償精度と歪補償追従性とを両立できるプリディストータを提供することを目的とする。

前記目的を達成するために、本発明に係るプリディストータは、歪補償値を生成する歪補償多項式の係数（もしくはルックアップテーブル）更新の際に用いられる入出力信号のサンプリングポイント数を可変にすることとした。

具体的には、本発明に係るプリディストータは、所定の基準に基づく歪補償値で入力信号を歪補償して被補償回路へ出力する歪補償部と、互いに異なるサンプリングポイントで前記入力信号を取り込んだ複数の入力サンプリング信号及び前記サンプリングポイントで前記被補償回路からの出力信号を取り込んだ複数の出力サンプリング信号から前記基準の更新量を算出し、前記歪補償部に前記基準を更新させる制御部と、を備えるプリディストータであって、前記制御部は、前記サンプリングポイントの数を可変できることを特徴とする。

ここで、所定の基準とは、歪補償値を得る際に用いる歪補償多項式の係数もしくはルックアップテーブルのテーブル値である。制御部は入出力信号のサンプリングポイントの数を変化させることができるため、歪補償追従性を重視するときはサンプリングポイント数を少なくし、歪補償精度を重視するときはサンプリングポイント数を多くすることができる。

従って、本発明に係るプリディストータは、高い歪補償精度と歪補償追従性とを両立できる。

本発明に係るプリディストータの前記歪補償部は、歪補償多項式を保有しており、前記基準が前記歪補償多項式の係数であり、前記制御部は、Ｎ（Ｎは１以上の整数）番目に取り込まれた出力サンプリング信号を（２ａ＋２ｂ−２）乗した値（ａ、ｂは１以上の整数）を、Ｎ−１番目に取り込まれた出力サンプリング信号までで算出したａ行ｂ列の行列要素に加算し、Ｎ番目のａ行ｂ列の行列要素とした出力信号行列を算出し、前記出力信号行列の複素共役転置行列を左側から乗算して第一行列を算出し、Ｎ番目に取り込まれた入力サンプリング信号を（２ａ＋２ｂ−２）乗した値を、Ｎ−１番目に取り込まれた入力サンプリング信号までで算出したａ行ｂ列の行列要素に加算し、Ｎ番目のａ行ｂ列の行列要素とした入力信号行列を算出し、Ｎ個の入力サンプリング信号から算出した前記入力信号行列とＮ個の出力サンプリング信号から算出した前記出力信号行列との差分に前記歪補償多項式の係数の行列を右側から乗算して誤差行列とし、前記誤差行列にＮ個の前記出力信号行列の複素共役転置行列を左側から乗算して第二行列を算出し、前記第一行列の逆行列と前記第二行列とを乗算して前記歪補償多項式の係数の更新量を算出する。

本発明に係るプリディストータの前記歪補償部は、ルックアップテーブルを保有していてもよい。この場合、前記基準が前記ルックアップテーブルのテーブル値であり、前記制御部は、Ｎ（Ｎは１以上の整数）番目に取り込まれた出力サンプリング信号を（２ａ＋２ｂ−２）乗した値（ａ、ｂは１以上の整数）を、Ｎ−１番目に取り込まれた出力サンプリング信号までで算出したａ行ｂ列の行列要素に加算し、Ｎ番目のａ行ｂ列の行列要素とした出力信号行列を算出し、前記出力信号行列の複素共役転置行列を左側から乗算して第一行列を算出し、Ｎ番目に取り込まれた入力サンプリング信号を（２ａ＋２ｂ−２）乗した値を、Ｎ−１番目に取り込まれた入力サンプリング信号までで算出したａ行ｂ列の行列要素に加算し、Ｎ番目のａ行ｂ列の行列要素とした入力信号行列を算出し、Ｎ個の入力サンプリング信号から算出した前記入力信号行列とＮ個の出力サンプリング信号から算出した前記出力信号行列との差分に前記歪補償多項式の係数の行列を右側から乗算して誤差行列とし、前記誤差行列にＮ個の前記出力信号行列の複素共役転置行列を左側から乗算して第二行列を算出し、前記第一行列の逆行列と前記第二行列とを乗算して前記ルックアップテーブルのテーブル値の更新量を算出する。

歪補償値を生成する歪補償多項式の係数を求める際の途中段階で求める行列の各要素を漸化式で表現し直すことにより、逐次更新ができるようにした。このため、保持しておくデータ数は行列要素数であり、入出力信号のサンプリングポイント数（取り込み点数）ではなくなるので、歪補償多項式の係数（もしくはルックアップテーブル）の算出に用いるサンプリングポイント数が多いほど、従来の方法に比べてメモリ量が削減できる効果が高くなる。

本発明に係るプリディストータの前記制御部は、前記入力信号と前記出力信号との誤差電力の積算値をモニタし、前記積算値が所定の閾値を超えた場合に前記歪補償部に前記基準を更新させてもよい。制御部は、追従性が求められる場合か、精度が求められる場合かを自動で判断し、歪補償多項式の係数（もしくはルックアップテーブル）を更新できる。

本発明に係るプリディストータの前記制御部は、前記入力信号と前記出力信号との誤差電力をモニタし、前記誤差電力が所定の閾値を超えた場合に前記サンプリングポイント数（取り込み点数）を前記誤差電力が所定の閾値以内の場合より減らして前記基準を更新させてもよい。制御部は、追従性が求められる場合か、精度が求められる場合かを自動で判断し、歪補償多項式の係数（もしくはルックアップテーブル）を更新できる。また、歪補償値を生成する多項式の係数（もしくはルックアップテーブル）を作成する初期の段階では、サンプリングポイント数を少なくし、歪補償の引き込みを速くし、引き込みが終わった後はサンプリングポイント数を多くすることも可能となる。

本発明は、メモリの量がサンプルポイント数（取り込み点数）ではなく行列の要素数になるため、歪補償するためのメモリ量を低減できる。また、歪補償値を生成する多項式の係数（もしくはルックアップテーブル）を更新する際に用いられる入出力信号のサンプリングポイント数（取り込み点数）を任意にできるため、任意の精度、任意の更新速度、任意の追従速度、および任意の収束速度での歪補償が可能となる。このため、本発明は、高い歪補償精度と歪補償追従性とを両立できるプリディストータを提供することができる。

添付の図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。以下に説明する実施の形態は本発明の構成の例であり、本発明は、以下の実施の形態に制限されるものではない。なお、本明細書及び図面において符号が同じ構成要素は、相互に同一のものを示すものとする。

（実施の形態１）
図１は本実施形態のプリディストータ３０１の構成を説明するブロック図である。プリディストータ３０１は、所定の基準に基づく歪補償値で入力信号Ｘを歪補償した予歪補償信号Ａを被補償回路４０１へ出力する歪補償部１１と、互いに異なるサンプリングポイントで入力信号Ｘを取り込んだ複数の入力サンプリング信号及び前記サンプリングポイントで被補償回路４０１からの出力信号Ｙを取り込んだ複数の出力サンプリング信号から前記基準の更新量を算出し、歪補償部１１に前記基準を更新させる制御部１３と、を備える。例えば、被補償回路４０１は信号増幅器である。また、歪補償部１１が保有する基準とは歪補償多項式の係数もしくはルックアップテーブルのテーブル値であるが、以下では歪補償多項式の係数として説明する。

制御部１３は、歪補償多項式の係数、またはルックアップテーブル値の計算に用いるサンプリングポイントの数（取り込み点数）を可変できる。これは、制御部１３が、第一行列の逆行列と第二行列とを乗算して歪補償多項式の係数の更新量を算出するからである。ここで、第一行列とは、Ｎ番目に取り込まれた出力サンプリング信号を（２ａ＋２ｂ−２）乗した値を、Ｎ−１番目に取り込まれた出力サンプリング信号までで算出したａ行ｂ列の行列要素に加算し、Ｎ番目のａ行ｂ列の行列要素とした出力信号行列を算出し、前記出力信号行列の複素共役転置行列を左側から乗算した行列である。また、第二行列とは、Ｎ個の入力サンプリング信号からなる入力信号行列とＮ個の出力サンプリング信号からなる出力信号行列との差分に歪補償多項式の係数の行列を右側から乗算して誤差行列とし、前記誤差業列にＮ個の出力サンプリング信号からなる出力信号行列の複素共役転置行列を左側から乗算した行列である。更新量の算出の詳細については後述する。

例えば、制御部１３は、入力信号Ｘと出力信号Ｙとの誤差電力の積算値をモニタし、前記積算値が所定の閾値を超えた場合に歪補償部１１に前記基準を更新させてもよい。制御部１３は入力信号Ｘと出力信号Ｙとの電力の差を計算して誤差電力とする。例えば、サンプリングポイント毎の誤差電力を積算し、これを累積誤差電力とする。また、制御部１３には累積誤差電力の閾値が設定されている。制御部１３は、累積誤差電力が閾値を超えた場合に歪補償多項式の係数もしくはルックアップテーブルのテーブル値の更新量を計算し、歪補償部１１の歪補償多項式の係数もしくはルックアップテーブルのテーブル値を更新する。

また、制御部１３は、入力信号Ｘと出力信号Ｙとの累積誤差電力をモニタし、累積誤差電力が所定の閾値を超えた場合にサンプリングポイントの数を累積誤差電力が所定の閾値以内の場合より減らして前記基準を更新させてもよい。例えば、制御部１３には、累積誤差電力の閾値が設定されている。累積誤差電力が閾値以内の場合には制御部１３は、所定のサンプリングポイントの数で歪補償多項式の係数もしくはルックアップテーブルのテーブル値の更新量を計算し、歪補償部１１の歪補償多項式の係数もしくはルックアップテーブルのテーブル値を更新する。累積誤差電力が閾値を超えた場合には制御部１３は、累積誤差電力が閾値以内の場合のときより少ない数のサンプリングポイントの数で歪補償多項式の係数もしくはルックアップテーブルのテーブル値の更新量を計算し、歪補償部１１の歪補償多項式の係数もしくはルックアップテーブルのテーブル値を更新する。これにより、追従性および歪補償精度を両立させることが可能となる。

図２は、プリディストータ３０１の歪補償部１１を説明するブロック図である。歪補償部１１は、数式１又は数式２で表せる歪補償多項式を記憶しており、入力信号Ｘを歪補償多項式で歪補償した予歪補償信号Ａを生成し、被補償回路４０１へ出力する。

ただし、ｘ（ｎ）は入力信号、ａ（ｎ）は予歪補償信号、ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}及びｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}は係数、ｄ及びｒは正規化先行時間又は正規化遅延時間、ｋ及びｌは次数である。また、Ｄ_ａ＝ｍａｘ（Ｄ１，Ｒ１）、Ｄ_ｂ＝ｍａｘ（Ｄ２，Ｒ２）、およびＫ_ｂ＝Ｋ＋Ｌ−１である。ここで、ｍａｘ（ｃ_１，ｃ_２，・・・，ｃ_Ｊ）はｃ_１、ｃ_２、・・・、ｃ_Ｊの最大値を表す。

制御部１３は、後述する係数算出方法で歪補償多項式の係数を算出する。さらに、制御部１３は算出した係数を歪補償部１１へ出力する。歪補償部１１は、この係数を利用して予歪補償信号Ａを生成する。また、歪補償部１１は、定期的に歪補償多項式の係数を更新する。

（増幅回路のモデル化と歪特性の推定）
まず、増幅回路の歪特性をモデル化する。図３は複数の増幅器で構成された増幅回路をモデル化した図である。入力信号Ｘが入力され出力信号Ｙを出力する。ここで、入力信号Ｘを周期Ｔ_ｓでサンプリングした離散時間信号をｘ（ｎＴ_ｓ）とし、出力信号Ｙを周期Ｔ_ｓでサンプリングした離散時間信号をｙ（ｎＴ_ｓ）とし、表記を簡単にするためにそれぞれをｘ（ｎ）、ｙ（ｎ）で表すこととする。また、ｘ(ｎ)、およびｙ(ｎ)はともに実数成分と虚数成分を持つ複素数信号であり、ｘ(ｎ)、およびｙ(ｎ)に対する乗算、および加算は、それぞれ複素乗算、および複素加算を示すものとする。増幅回路を構成する要素増幅器５１３の歪特性をそれぞれ

とおく。ここで、ｊは要素増幅器５１３の番号であり、Ｊは要素増幅器５１３の全個数である。また、ｄは入力信号の正規化先行時間、または正規化遅延時間を表し、Ｄ１_ｊはｊ番目の要素増幅器の最大正規化先行時間、Ｄ２_ｊはｊ番目の要素増幅器の最大正規化遅延時間、ｋは次数であり、Ｋ_ｊはｊ番目の要素増幅器の歪成分の最大次数を表す。

また、要素増幅器５１３を合成する比率は入力信号Ｘの振幅値の関数（合成多項式）５１２を

とおく。ここで、ｒは入力信号の正規化先行時間、または正規化遅延時間を表し、Ｒ１_ｊはｊ番目の要素増幅器に対する合成する比率において関係する入力信号の最大正規化先行時間、Ｒ２_ｊはｊ番目の要素増幅器に対する合成する比率において関係する入力信号の最大正規化遅延時間、ｌは次数であり、Ｌ_ｊはｊ番目の要素増幅器に対する合成する比率において関係する入力信号の最大次数から１次高い次数を表す。

このとき、増幅回路の出力は

である。

ここで、数式５を整理する。まず、異なる増幅器（異なるｊ）の同じ項をまとめると

次に、数式６のｒ＝ｄの項をまとめると

である。

また、数式７は、

さらに、

すなわち、図３のようにモデル化できる増幅回路の歪特性を推定するには、係数ｈ’_ｄ，ｋ、ｈ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、およびｈ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}を算出すれば良い。係数ｈ’_ｄ，ｋ、ｈ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、およびｈ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}を算出するには入力信号Ｘ、および出力信号Ｙを数式９のモデルに適用して最小二乗法を用いればよい。

（歪補償方法）
次に、図３のモデルに基づいた増幅回路の歪補償方法について説明する。増幅装置全体の入出力信号の関係は

となり、線形であるのが理想的である。但し、Ｇは増幅装置の利得を表す実数定数である。ここでは、以降の議論を簡単にする目的で、Ｇ＝１とおくこととする。

しかし、実際の増幅装置では、入力信号の振幅（もしくは電力）が大きくなると入出力信号の関係は線形ではなく数式５、または数式９で表現されるように非線形となる。図３のモデルに基づいた増幅回路を歪補償するには、図３のモデルを数式で表現した歪特性多項式である数式５、または数式９において入力信号Ｘと出力信号Ｙを入れ替えた歪補償多項式

数式５から数式９に整理したのと同様に、数式１１を整理すると、

この数式１２の係数ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、及びｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}を最小二乗法を用いて推定し、入力信号Ｘを歪補償多項式に従って補償すればよい。最小二乗法により係数ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、及びｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}を算出するに際しては、係数ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、及びｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}の総数よりも多くの入力信号Ｘと出力信号Ｙをサンプリングしたｘ（ｎ）とｙ（ｎ）の組を用いる。

すなわち、最小２乗法を用いて得られた数式１２の係数を用いて増幅装置の入出力関係を線形にする目的で、増幅装置の前段に設けてある増幅装置の非線形な歪特性（歪値）に対する逆歪特性（歪補償特性）を生成するプリディストータ３０１において、入力信号Ｘに歪補償値を予め与えた予歪補償信号Ａを生成して増幅装置に入力する。このとき、増幅装置の出力信号Ｙがｙ（ｎ）＝ｘ（ｎ）となる予歪補償信号Ａを得るために、プリディストータ３０１は、数式１で表される歪補償多項式で入力信号Ｘに歪補償値を予め与えて予歪補償信号Ａを生成して増幅装置に入力する。

図３のモデルを数式で表現した歪特性多項式である数式５、または数式９で与えられる非線形な歪を補償する逆歪特性（歪補償特性）を与える予歪補償信号Ａ、すなわち数式１のａ（ｎ）を得るには、数式５、または数式９においてｘ（ｎ）とｙ（ｎ）を入れ替えた数式１１、または数式１２の関係を満たす係数ｗ’_{ｊ，ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}、または、係数ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、及びｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}を得ればよい。

（歪補償多項式の係数の算出方法）
ここで、数式１２を利用して歪補償多項式の係数を求める方法について説明する。但し、ここでは、表現の簡単のためにＤａ＝０、Ｒ１＝０、Ｄ１＝０とおく。係数ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、及びｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}を全て並べた係数のベクトルを数式１３のようにおく。

ここで、Ｔは行列の転置を表す。

ここで、数式１２の歪補償多項式の係数ｗ_０、ｗ_１、・・・、ｗ_Qを求めるには、異なるｎにおけるＱ＋１個以上の数式１２が必要である。ここで、数式１２を行列表現すると数式１４となる。

但し、

歪補償多項式の係数を推定する際に使用する異なるｎに対する数式１２の個数はＮ（Ｎ≧Ｑ＋１）であり、数式１２をＮ個まとめると数式１４は数式１６の連立方程式となる。

数式１６又は数式１８の連立方程式を解くことで、係数ｗ_０、ｗ_１、・・・、ｗ_Ｑが求まる。数式１６又は数式１８の連立方程式を解くには掃き出し法を用いても良いし、最小二乗法を用いて数式１９としても良い。

但し、Ｈは表列の複素共役転置を表す。このようにして得られた係数ｗ_０、ｗ_１、・・・、ｗ_Ｑをａ（ｎ）に適用し、ｘ（ｎ）に応じた歪補償値を算出すれば歪補償ができる。

歪補償部１１は、制御部１３が算出した係数を受け取り、歪補償多項式に適用する。プリディストータ３０１は、この係数を適用した歪補償多項式で入力信号Ｘから予歪補償信号Ａを生成する。歪補償部１１が記憶する歪補償多項式は被補償回路４０１を適切にモデル化し、そのモデルの歪特性から得られたものであるため、プリディストータ３０１は少ない計算量で歪補償値を算出でき、歪補償の精度を高くすることができる。

（更新アルゴリズム）
次に、歪補償多項式の係数を時刻の経過とともに更新する更新アルゴリズムを説明する。

増幅回路の歪補償をしながら歪補償多項式の係数を更新する場合、増幅回路へ入力する信号はｘ（ｎ）ではなく、増幅回路の出力信号Ｙであるｙ（ｎ）をｘ（ｎ）に近づけるように歪補償した数式２で表せる予歪補償信号Ａ、すなわちａ’（ｎ）である。この数式２は歪補償多項式の係数を更新しながら歪補償をする際に、今まで説明してきた数式１の役割を果たす。

このとき、正確に増幅回路の歪補償がなされていれば、ｙ（ｎ）＝ｘ（ｎ）が成立するので、

も成立する。

もし、増幅回路の歪補償が十分でなければ、ｙ（ｎ）＝ｘ（ｎ）とはならず、

とおくと、誤差

が得られる。この誤差ｅ（ｎ）が零になるように歪補償多項式の係数を更新する。

すなわち、増幅回路全体の入出力関係を線形とする条件ｙ（ｎ）＝ｘ（ｎ）を満たす係数ｗ’_ｄ，ｋ（ｉ）、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}（ｉ）、およびｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}（ｉ）は数式１２を満たす。ここで、係数ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、およびｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}を全て並べた係数は数式１３によりｗ_０、ｗ_１、・・・、ｗ_Ｑで表されるので、ｉ回目の更新で得られた係数ｗ_０、ｗ_１、・・・、ｗ_Ｑをそれぞれｗ_０（ｉ）、ｗ_１（ｉ）、・・・、ｗ_Ｑ（ｉ）とおくと、増幅回路全体の入出力関係を線形とする条件ｙ（ｎ）＝ｘ（ｎ）を満たす係数ｗ_０（ｉ）、ｗ_１（ｉ）、・・・、ｗ_Ｑ（ｉ）は数式１２を満たす。従って、ａ’（ｎ）とａ”（ｎ）が一致するように、ｗ_０（ｉ）、ｗ_１（ｉ）、・・・、ｗ_Ｑ（ｉ）を求めればよい。

ここで、ｗ_０（ｉ）、ｗ_１（ｉ）、・・・、ｗ_Ｑ（ｉ）の更新について説明する。

とおく。但し、ｉ≧０である。なお、数式２３の係数ｗ（ｉ）の初期値としては、ｗ（０）＝（１，０，…，０）^Ｔを用いるか、同じ被補償部に対して十分な取り込み点数Ｎのときに数式１６、数式１８、または数式１９を用いて予め求めておいた係数ｗをｗ（０）＝ｗとして用いるか、同じ被補償部に対して十分に更新回数を確保して予め求めておいた係数の行列ｗ（∞）をｗ（０）＝ｗ（∞）として用いればよい。

ここでは、表現の簡単のためにＤａ＝０、Ｒ１＝０、Ｄ１＝０とおいた場合、ｗ_０（ｉ），ｗ_１（ｉ），・・・ｗ_Ｑ（ｉ）に対応した入力信号Ｘおよび出力信号Ｙの行列はそれぞれ数式２４及び数式２８と表せる。

である。
また、行ｘ_ｎ（ｉ）を構成するベクトルｘ１_ｎ（ｉ）、ｘ２_ｎ（ｉ）およびｘ３_ｎ（ｉ）はそれぞれ数式２５、数式２６及び数式２７で表せる。

である。
また、行ｙ_ｎ（ｉ）を構成するベクトルｙ１_ｎ（ｉ）、ｙ２_ｎ（ｉ）およびｙ３_ｎ（ｉ）はそれぞれ数式２９、数式３０及び数式３１で表せる。

但し、Ｎは歪補償値を推定する際に使用する入出力信号の取り込み点数、Ｍは次の多項式係数の更新時に用いる入出力信号の取り込み開始までのサンプリング間隔数である。

また、

とおくと、連立方程式

によりｗ（ｉ）を更新すればよい。但し、μは０＜μ≦１．０を満たす。

具体的には、制御部１３は、歪補償多項式に入力信号Ｘを代入して得た値と入力信号Ｘとを乗算して予歪補償信号Ａを推定した入力レプリカ信号を生成する。また、制御部１３は、歪補償多項式に出力信号Ｙを代入して得た値と出力信号Ｙとを乗算して予歪補償信号Ａを推定した出力レプリカ信号を生成する。入力レプリカ信号と出力レプリカ信号との誤差が最小となるように歪補償多項式の係数を更新する。

図２のプリディストータ３０１は、歪補償係数算出部１３において算出されたｗ（ｉ）を用いて、歪補償部１１において予歪補償信号Ａのａ’（ｉ（Ｎ＋Ｍ）＋ｎ）を算出して、被補償回路４０１へ入力する。歪補償された予歪補償信号Ａが入力されるので、被補償回路４０１は出力信号Ｙのｙ（ｉ（Ｎ＋Ｍ）＋ｎ）を得る。

（更新量の算出アルゴリズム）
歪補償多項式の係数ｗ（ｉ）を更新する量Δｗ（ｉ）の行列は数式３４で表される。

ここで、Ｙ（ｉ）は出力信号Ｙの出力サンプリング信号の行列、Ｙ^Ｈ（ｉ）はＹ（ｉ）の複素共役転置行列、ｅ（ｉ）は前記歪補償多項式に入力信号を代入して得た値と前記入力信号とを乗算して入力レプリカ信号と前記歪補償多項式に出力信号を代入して得た値と前記出力信号とを乗算して出力レプリカ信号との差分行列である。

このため、歪補償部１１は、数式３５のように係数ｗ（ｉ）を更新する。

但し、μは０＜μ≦１．０を満たす。

従来の方法では、出力信号Ｙを用いて行列Ｙ（ｉ）を算出し、複素共役転置行列Ｙ^Ｈ（ｉ）を算出し、Ｙ^Ｈ（ｉ）Ｙ（ｉ）、およびＹ^Ｈ（ｉ）ｅ（ｉ）を算出していたので、Nサンプルの入出力信号をそのまま保持する必要があった。

ここで、

とおく。但し、

である。このとき、行列Ｙ^Ｈ（ｉ）Ｙ（ｉ）は

となるので、例えば行列Ｙ^Ｈ（ｉ）Ｙ（ｉ）の一部である行列Ｙ_１ ^Ｈ（ｉ）Ｙ_１（ｉ）のａ行ｂ列要素Ｚ_{１，１，ａ，ｂ}は

であるので、従来はＮ回の乗算とＮ−１回の加算が必要であり、かつ加算結果Ｚ_{１，１，ａ，ｂ}とＮ個の出力信号を保持しておくメモリが必要であった。ここで、ｌは０以上Ｎ−１以下の整数である。但し、ここでは記述の簡単のためにｙ（ｉ（Ｎ＋Ｍ）＋ｌ）をｙ（ｌ）としている。

ここで、数式３９のＺ_{１，１，ａ，ｂ}は

と変形できる。nサンプル目までの出力信号を用いて求めたＺ_{１，１，ａ，ｂ}をＺ_{１，１，ａ，ｂ}（ｎ）とおくと、数式３９、および数式４０のＺ_{１，１，ａ，ｂ}はＺ_{１，１，ａ，ｂ}（Ｎ−１）となり、

で表される。但し、ここでも記述の簡単のためにｙ（ｉ（Ｎ＋Ｍ）＋ｎ）をｙ（ｎ）としている。

すなわち、一般的に任意のnサンプル目の出力信号まで全てを用いて求めた行列要素は漸化式

により逐次的に算出できることとなる。ここまでの説明で、行列要素Ｚ_{１、１、ａ、ｂ}（ｎ）が逐次的に算出できることを明らかにした。しかし、｜ｙ（ｎ）｜^{２ａ＋２ｂ−２}を求める際、全ての行列要素Ｚ_{１、１、ａ、ｂ}（ｎ）においてｙ（ｎ）を（２ａ＋２ｂ−２）乗するのでは、従来の方法に比べてかえって計算量が多くなってしまう。そこで、本発明では出力信号のサンプルｙ（ｎ）毎に数式２８の出力信号ベクトルを予め算出しておき、数式４３によりＺ_{１、１、ａ、ｂ}（ｎ）を算出する。

ただし、上付きの＊は複素共役を表す。

従って、行列Ｙ_１ ^Ｈ（ｉ）Ｙ_１（ｉ）の演算において、Ｎ回の乗算とＮ−１回の加算が必要なのは従来と同様であるが、メモリに保持しておく必要があるのは加算結果であるＺ_{１，１，ａ，ｂ}（ｎ）と最新の出力信号ｙ（ｎ）のみとなる。従って、本発明の方法により出力信号のメモリがＮ分の１になり、Ｎが大きいほど保持しておくべきメモリ量が相対的に減らせる。

同様に、行列Ｙ^Ｈ（ｉ）ｅ（ｉ）の一部Ｙ_１ ^Ｈ（ｉ）ｅ（ｉ）のａ行要素Ｖ_１、ａは、

より

となる。但し、記述の簡単のために
ｙ_ｌ，ａ（ｉ）＝ｙ（ｉ（ｎ＋Ｍ）＋ｎ）｜ｙ（ｉ（Ｎ＋Ｍ）＋ｌ）｜^２ａ−２
、および
ｅ_ｌ（ｉ）＝ｅ（ｉ（Ｎ＋Ｍ）＋ｌ）
をそれぞれ、ｙ（ｌ）、及びｅ（ｌ）としている。ここでも、Ｚ_{１，１，ａ，ｂ}のときと同様にＶ_１，ａは

と変形できる。ここで、nサンプル目までの出力信号を用いて求めたＶ_１，ａをＶ_１，ａ（ｎ）とおくと、数式４５、および数式４６のＶ_１，ａはＶ_１，ａ（Ｎ−１）となり、

で表される。

により逐次的に算出できる。

この誤差信号ｅ（ｎ）の各要素に関しても、

により入出力信号のサンプル毎に算出できる。ただし、

である。

従って、行列Ｙ^Ｈｅの演算においては、従来はＮ回の乗算とＮ−１回の加算が必要であり、かつ加算結果Ｖ_１，ａとＮ個の出力信号とＮ個の入力信号を保持しておくメモリが必要であったのが本発明により、Ｎ回の乗算とＮ−１回の加算が必要であるものの１個の出力信号と１個の入力信号を保持しておくメモリのみが必要となる。

（メモリ量の比較）
本節では、従来の方法と本発明において使用するメモリ量について比較する。従来の方法では、Ｎ個のサンプリングポイントに対応するＮ行（Ｑ＋１）列の行列Ｙ、および行列Ｘを算出し、Ｎ行１列の誤差ベクトルｅを算出した後で（Ｑ＋１）行（Ｑ＋１）列の行列Ｙ^ＨＹ、および（Ｑ＋１）行１列の行列Ｙ^Ｈｅを算出していた。従って、Ｙ^ＨＹ、およびＹ^Ｈｅの演算ではＹ^ＨＹ、およびＹ^Ｈｅを保持しておくメモリを除くと
２Ｎ（Ｑ＋１）＋Ｎ
に比例した量のメモリが必要であった。

これに対し、本発明ではＹ^ＨＹ、およびＹ^Ｈｅの演算において、１個のサンプリングポイントに対応する１行（Ｑ＋１）列のベクトルｙ、およびｘ、並びにＮ行１列の誤差ベクトルｅのみを保持しておくので、従来の方法でも必要なＹ^ＨＹ、およびＹ^Ｈｅの演算結果を保持しておくメモリを除くと
２（Ｑ＋１）＋１
に比例した量のメモリが必要である。すなわち、従来の方法に比べて本発明で必要なメモリ量は

になる。一般にＮは数千以上であるので、大幅にメモリ量が削減できる。従って、多項式係数（もしくはルックアップテーブル）の更新に用いる入出力信号のサンプリングポイント数が多いほど、本発明によるメモリ量の削減効果が高い。

（実施の形態２）
図４は本実施形態のプリディストータ３０２の構成を説明するブロック図である。プリディストータ３０２は、所定の基準に基づく歪補償値で入力信号Ｘを歪補償した予歪補償信号Ａを被補償回路４０１へ出力する歪補償部１１と、互いに異なるサンプリングポイントで予歪補償信号Ａを取り込んだ複数の予歪サンプリング信号及び同じサンプリングポイントで被補償回路４０１からの出力信号Ｙを取り込んだ複数の出力サンプリング信号から前記基準の更新量を算出し、歪補償部１１に前記基準を更新させる制御部１３と、を備える。

プリディストータ３０２も実施の形態１で説明したプリディストータ３０１と同様に動作する。具体的には、制御部１３は、所定のサンプリングポイントで予歪補償信号Ａ及び出力信号Ｙからそれぞれ予歪サンプリング信号及び出力サンプリング信号を取り込む。さらに、制御部１３は、歪補償多項式の係数又はルックアップテーブルのテーブル値の更新量を算出し、補償部１１が保有する歪補償多項式の係数又はルックアップテーブルのテーブル値を更新する。

本発明に係るプリディストータは、移動体通信基地局などに用いられる無線送信機の電力増幅器に適用することができる。

本発明に係るプリディストータの構成を説明するブロック図である。本発明に係るプリディストータの歪補償部を説明するブロック図である。本発明に係るプリディストータの構成を説明するブロック図である。本発明に係るプリディストータの構成を説明するブロック図である。

符号の説明

３０１、３０２：プリディストータ
１１：歪補償部
１３：制御部
４０１：被補償回路
５１１：遅延素子
５１２−ｊ：振幅値関数（ｊは自然数）
５１３：要素増幅器
５１４：乗算器
５１５：加算器
Ｘ：入力信号
Ｙ：出力信号
Ａ：予歪補償信号

Claims

所定の基準に基づく歪補償値で入力信号を歪補償して被補償回路へ出力する歪補償部と、
互いに異なるサンプリングポイントで前記入力信号を取り込んだ複数の入力サンプリング信号及び前記サンプリングポイントで前記被補償回路からの出力信号を取り込んだ複数の出力サンプリング信号から前記基準の更新量を複素数を扱う直交座標の行列式で算出し、前記歪補償部に前記基準を更新させる制御部と、
を備えるプリディストータであって、
前記制御部は、前記サンプリングポイントの数を可変できることを特徴とするプリディストータ。
前記歪補償部は、
歪補償多項式を保有しており、前記基準が前記歪補償多項式の係数であり、
前記制御部は、
Ｎ（Ｎは１以上の整数）番目に取り込まれた出力サンプリング信号を（２ａ＋２ｂ−２）乗した値（ａ、ｂは１以上の整数）を、Ｎ−１番目に取り込まれた出力サンプリング信号までで算出したａ行ｂ列の行列要素に加算し、Ｎ番目のａ行ｂ列の行列要素とした出力信号行列を算出し、前記出力信号行列の複素共役転置行列を左側から乗算して第一行列を算出し、
Ｎ番目に取り込まれた入力サンプリング信号を（２ａ＋２ｂ−２）乗した値を、Ｎ−１番目に取り込まれた入力サンプリング信号までで算出したａ行ｂ列の行列要素に加算し、Ｎ番目のａ行ｂ列の行列要素とした入力信号行列を算出し、Ｎ個の入力サンプリング信号から算出した前記入力信号行列とＮ個の出力サンプリング信号から算出した前記出力信号行列との差分に前記歪補償多項式の係数の行列を右側から乗算して誤差行列とし、前記誤差行列にＮ個の前記出力信号行列の複素共役転置行列を左側から乗算して第二行列を算出し、
前記第一行列の逆行列と前記第二行列とを乗算して前記歪補償多項式の係数の更新量を算出することを特徴とする請求項１に記載のプリディストータ。
前記歪補償部は、
ルックアップテーブルを保有しており、前記基準が前記ルックアップテーブルのテーブル値であり、
前記制御部は、
Ｎ（Ｎは１以上の整数）番目に取り込まれた出力サンプリング信号を（２ａ＋２ｂ−２）乗した値（ａ、ｂは１以上の整数）を、Ｎ−１番目に取り込まれた出力サンプリング信号までで算出したａ行ｂ列の行列要素に加算し、Ｎ番目のａ行ｂ列の行列要素とした出力信号行列を算出し、前記出力信号行列の複素共役転置行列を左側から乗算して第一行列を算出し、
Ｎ番目に取り込まれた入力サンプリング信号を（２ａ＋２ｂ−２）乗した値を、Ｎ−１番目に取り込まれた入力サンプリング信号までで算出したａ行ｂ列の行列要素に加算し、Ｎ番目のａ行ｂ列の行列要素とした入力信号行列を算出し、Ｎ個の入力サンプリング信号から算出した前記入力信号行列とＮ個の出力サンプリング信号から算出した前記出力信号行列との差分に前記歪補償多項式の係数の行列を右側から乗算して誤差行列とし、前記誤差行列にＮ個の前記出力信号行列の複素共役転置行列を左側から乗算して第二行列を算出し、
前記第一行列の逆行列と前記第二行列とを乗算して前記ルックアップテーブルのテーブル値の更新量を算出することを特徴とする請求項１に記載のプリディストータ。
前記制御部は、前記入力信号と前記出力信号との誤差電力の積算値をモニタし、前記積算値が所定の閾値を超えた場合に前記歪補償部に前記基準を更新させることを特徴とする請求項１に記載のプリディストータ。
前記制御部は、前記入力信号と前記出力信号との誤差電力をモニタし、前記誤差電力が所定の閾値を超えた場合に前記サンプリングポイントの数を前記誤差電力が所定の閾値以内の場合より減らして前記基準を更新させることを特徴とする請求項１に記載のプリディストータ。