JP5264287B2 - 瞬時電圧低下補償装置 - Google Patents

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本発明は、商用電源に瞬時電圧低下が発生した時、蓄積エネルギーによりインバータを介して負荷電圧を補償する瞬時電圧低下補償装置の改良に関するものである。
近年、落雷などによる電源系統での瞬時電圧低下( 以下、単に瞬低と称す) による障害が問題となっている。このため、銀行のオンライン、交通管制、コンピュータ制御や産業用製造設備、計測・制御用電源などの重要な負荷設備では、電源系統に発生した瞬低を速やかに検出して負荷設備に供給すべき電源電圧を補償する瞬時電圧低下補償装置が導入されている。
このような瞬低補償装置では、エネルギーを蓄積する方法として、バッテリーなど化学的エネルギーに蓄積するものやフライホイールなどの機械的な回転エネルギーで蓄積するものなどがあるが、超電導コイルに電流の形で蓄積する超電導エネルギー貯蔵装置(以下SMES)が知られている。
代表的な装置は、電力が安定している期間に超電導コイルに電流エネルギーを蓄積し、瞬低発生時に蓄積した電力を電力系統に戻す瞬時電圧低下補償装置がある(特許文献1)。この装置の構成は、図8に示すように、1は交流電源系統に接続される交流入力端子、2は変圧器、3は電圧型インバータ回路で、交流電源系統に変圧器2を介して接続され、その交流電源系統との電圧の位相差及び電圧差を制御することにより、その交流電源系統とエネルギーの授受を行ない、交流を直流に変換したり、また逆に直流を交流に変換するものでIGBTなどの半導体スイッチで構成されている。
4は電圧型インバータ回路3の直流出力端子間に接続された直流コンデンサ、5は電流検出器、6はIGBTなどの半導体スイッチ8、9とダイオード10、11で構成されるチョッパ回路で、直流コンデンサ4に並列に接続される。7は超電導コイルで、前記チョッパ回路6に接続されている。12は超電導コイル・エネルギー貯蔵回路の制御回路、13は超電導コイル7に接続されたコイル電流検出器、 14は電圧検出器である。
次に動作について説明する。まず、この回路動作は、最初に超電導コイル7にエネルギーを貯蔵する第1モード、超電導コイル7のエネルギーを保持する第2モード、超電導コイル7の貯蔵エネルギーを放出する第3モードの3種のモ―ドから構成される。表1は各モードと各状態、電圧型インバータの制御とチョッパ制御の関係を示している。

通常は瞬低補償のない状態で超電導コイル7の電流が設定値に満たない時には、超電導コイル7に電流を貯蔵する第1モードとなり、チョッパ回路6の半導体スイッチ8、9を開閉することにより直流コンデンサ4の端子電圧の平均レベルを降圧し、超電導コイル7の電流が設定値になるように制御する。
この時の電圧型インバータ回路3は交流電源より直流コンデンサ4に電圧を供給して直流電圧が一定になるように、交流電源との電圧の位相差及び電圧差を制御して電力を供給する。次に瞬低補償のない状態で超電導コイル7の電流値が設定範囲内の時には、超電導コイル7に貯蔵された直流電流のエネルギーを還流する第2のモードとなり、チョッパ回路6は半導体スイッチ8または9を閉路する。例えば、半導体スイッチ8をオン(閉路)、半導体スイッチ9をオフ(開路)にした場合、超電導コイル7の電流はダイオード11−半導体スイッチ8を介して還流することになる。
一方、半導体スイッチ9をオン(閉路)、半導体スイッチ8をオフ(開路)にした場合、超電導コイル7の電流は半導体スイッチ9−ダイオード10を介して還流することになる。即ち、超電導コイル7にエネルギーを保持する状態では、電圧型インバータ回路3にはコイル電流が流れないモードであり、電圧型インバータ3は直流電圧制御を維持するが超電導コイル7とは電力のやりとりはない状態となる。さらに電源系統で瞬低が発生した時には、瞬低補償の第3モードとなり、チョッパ回路6は昇圧チョッパ回路として動作し、超電導コイル7に保存されたエネルギーを直流コンデンサ4に放出するとともに、直流コンデンサ4の直流電圧を電圧型インバータ回路3の動作に応じた値に制御するように動作する。
電圧型インバータ回路3では、超電導コイル7に貯蔵された電気エネルギーを、直流コンデンサ4を介して逆変換動作により、交流電流に逆変換し、エネルギーを交流電源系統に放出する動作を行う。この第3モードでは、電圧型インバータ回路3により直流コンデンサ4の直流電圧を交流に変換して変圧器2を介して交流電源系統に電圧を供給するが、直流コンデンサ4の充電エネルギーは比較的小さいため、エネルギーを放出すると直流電圧は低下してしまう。この直流電圧の低下を防止するために半導体スイッチ8、9の両方をオフ(開路)することで超電導コイル7の電流はダイオード10、11を介して直流コンデンサ4を再充電する。このようにして交流系統からの電気を超電導コイル7に蓄積すると共に、瞬低時には直流コンデンサ4と超電導コイル7に蓄積した電気を、再び交流系統に戻すように構成されている。
このような瞬低補償装置では、直流コンデンサ4に蓄積する直流電圧を高く設定すると交流系統へ放出する出力容量を大きくすることができ、同じ出力容量であれば交流出力電流を小さくできるので損失が低下して効率を向上することができる。しかしながら、直流電圧を高くすると直流回路に接続している電圧型インバータ回路3に使用しているIGBTなどの半導体スイッチや半導体スイッチ8、9などに使用されるIGBTやダイオード10、11などの半導体類に印加される直流電圧の値も大きくなる。
このため、通常は半導体類の定格に合わせて直流電圧を選定する事になるが、装置の出力容量を増加させたり、効率を上げるために少しでも直流電圧を上げることが必要になる。この場合、半導体類のスイッチング時に発生するサージ電圧などを許容値内に収めることは言うまでもないが、半導体類が非導通の時に印加される直流電圧を高くすると半導体類の故障率が高くなるという問題が発生する。図9はこれらの使用電圧と故障率の期待値の関係を示すもので、縦軸が故障率[FIT]でLOG目盛りになっているので、横軸の印加電圧の僅かな上昇が半導体類の故障率を大きくすることが示されている。
FITは故障確率を表記する単位で、1個の部品が10億時間で故障した場合の故障率を1FITとしている。この例では印過電圧が1800Vの時の故障率は50FIT程度だが、印過電圧を2200Vにすると故障率は1000FIT程度と大幅に増加することが示される。すなわち直流電圧を高くすることは変換装置の効率を上げる事につながるが、反面、半導体類などの故障率も増大させるという問題が発生する。
特許第2543336号公報
本発明は上記問題を解消するため、待機時間における直流電圧値を、瞬時電圧低下補償運転時の直流電圧値よりも低くするように制御して半導体類の故障率を小さく抑えると共に、補償運転時の直流電圧は比較的高くして出力容量を大きくし、高効率を確保することができる瞬時電圧低下補償装置を提供することを目的とするものである。
本発明の請求項1記載の瞬時電圧低下補償装置は、電源系統に接続されるインバータ回路の直流出力端子間に直流コンデンサを接続し、この直流コンデンサにチョッパ回路を接続して、ここに直流エネルギー蓄積部を接続して、電源系統に接続された負荷に電力供給する商用電源に瞬時電圧低下が発生した時、直流エネルギー蓄積部の直流電圧により瞬時電圧低下前の負荷電圧を補償する瞬時電圧低下補償装置において、前記インバータ回路の制御回路に待機時における直流電圧値を、瞬時電圧低下補償運転時の直流電圧値よりも低く設定する回路を設けると共に、前記チョッパ回路の制御回路に、瞬時電圧低下補償運転時の直流電圧値を高くして電源系統に出力する回路を設けて、待機時における半導体類に加わる電圧を低く抑えるようにしたことを特徴とするものである。
本発明の請求項2記載の瞬時電圧低下補償装置は、請求項1において、直流コンデンサと直流エネルギー蓄積部に、電源系統からインバータ回路を介して充電するようにしたことを特徴とするものである。
本発明の請求項3記載の瞬時電圧低下補償装置は、請求項1において、直流コンデンサと直流エネルギー蓄積部にそれぞれ充電する直流電源を設けたことを特徴とするものである。
本発明の請求項4記載の瞬時電圧低下補償装置は、請求項1または2もしくは3において、直流エネルギー蓄積部が超電導コイルで形成されていることを特徴とするものである。
本発明に係る請求項1記載の瞬時電圧低下補償装置によれば、待機時間における直流電圧値を、瞬時電圧低下補償運転時の直流電圧値よりも低くするように制御して半導体類の故障率を小さく抑えると共に、補償運転時の直流電圧は比較的高くして出力容量を大きくし、高効率を確保することができる。
また請求項2記載の瞬時電圧低下補償装置によれば、電源系統からインバータ回路を介して直流コンデンサと直流エネルギー蓄積部に、それぞれ充電することができる。
また請求項3記載の瞬時電圧低下補償装置によれば、直流コンデンサと直流エネルギー蓄積部にそれぞれ充電する直流電源を設けたので、制御が容易である。
また請求項4記載の瞬時電圧低下補償装置によれば、直流エネルギー蓄積部を超電導コイルで形成したので、装置が小型で、耐久性にも優れている。
以下本発明の実施の一形態を図1ないし図4を参照して詳細に説明する。交流電源系統に接続される交流入力端子1に変圧器2を介してIGBTなどの半導体スイッチで構成された電圧型インバータ回路3が接続され、更にこの電圧型インバータ回路3の直流出力端子間に接続され直流コンデンサ4を介して、IGBTなどの半導体スイッチ8、9とダイオード10、11で構成されるチョッパ回路6が接続されている。このチョッパ回路6に超電導コイル7が接続され、ここにコイル電流検出器13が接続されている。 14は電圧検出器、15は交流入力端子1に接続された交流電圧検出用の変圧器で、電圧型インバータ回路3のインバータ制御回路100に接続され、検出した電圧を入力するようになっている。200はチョッパ回路6を制御するチョッパ制御回路である。
図2はインバータ制御回路100の詳細を示す構成図であり、101は直流電圧基準Aで例えば1800Vに設定されている。102は直流電圧帰還を示すもので、図1の電圧検出器14の出力信号である。103は直流電圧制御回路を示すもので直流電圧帰還102の信号が直流電圧基準Aの、例えば1800Vになるように制御する。104は交流電圧基準で例えば電源系統の6.6KVに設定されている。105は交流電圧帰還を示すもので、図1の変圧器15の出力信号を整流した電圧信号である。106は交流電圧制御回路で交流電圧帰還105の信号を受けて交流電圧基準の例えば6.6KVになるように出力制御する、107は制御切替器で瞬低補償運転中は交流電圧制御側に切替へ、瞬低補償運転時以外は直流電圧制御側に切替を行う。109は交流電圧制御回路106の信号を受けて電圧型インバータ3のPWM信号を生成するPWM制御回路、110は電圧型インバータ3のスイッチ素子のゲートドライブを示す。
図3は図1に示すチョッパ回路6のチョッパ制御回路200の構成図であり、201はコイル電流基準、202はコイル電流帰還を示すもので、図1に示すコイル電流検出器13の出力信号である。203はコイル電流制御回路を示すものでコイル電流帰還202の信号を受けてコイル電流基準201の値になるように制御する。204は、瞬低時に例えば2200Vに昇圧するように設定した直流電圧基準B、102は直流電圧帰還を示すもので、図1の電圧検出器14の出力信号である。206は直流電圧制御回路を示すもので直流電圧帰還102の信号が直流電圧基準Bの例えば2200Vになるように制御する。207は制御切替器で瞬低補償運転中は直流電圧制御側に切替へ、瞬低補償運転時以外はコイル電流制御側に切替を行う。209は直流電圧制御回路206の信号を受けてチョッパ回路6のPWM信号を生成するPWM制御回路、210はチョッパ回路6の半導体スイッチ8、9のゲートドライブを示す。
上記回路の作用について説明すると、最初に超電導コイル7にエネルギーを貯蔵する第1モードでは、電圧型インバータ回路3は交流電源より直流コンデンサ4に電圧を供給して直流電圧が一定になるように、交流電源との電圧の位相差及び電圧差を制御して電力を供給すると共に、超電導コイル7に充電する。超電導コイル7のエネルギーを保持する第2モードでは、電圧検出器14で電圧を検出した直流電圧帰還(電圧信号)102と、図2のインバータ制御回路100を構成する101の直流電圧基準Aで設定した例えば1800Vとを比較して、電圧が1800Vになるように直流電圧制御回路103で調整する。
またこの第2モードでは、コイル電流検出器13で検出した超電導コイル7の電流値が、図3のチョッパ制御回路200のコイル電流基準201と比較して、設定範囲内の時には、半導体スイッチ9をオン(閉路)、半導体スイッチ8をオフ(開路)にして、超電導コイル7の電流は半導体スイッチ9−ダイオード10を介して超電導コイル7に貯蔵された直流電流のエネルギーを還流させる。超電導コイル7にエネルギーを保持するこの第2モードでは、電圧型インバータ回路3にはコイル電流が流れず、電圧型インバータ回路3は直流電圧制御を維持するが電力のやりとりはない状態またはゲ―トブロック状態となる。
また交流電圧検出用の変圧器15では、常時、電源系統の電圧を測定し、インバータ制御回路100の交流電圧帰還(電圧信号)105と例えば6.6KVに設定されている交流電圧基準104とを比較し、電源系統で瞬低が発生した時には、図2のインバータ制御回路100で、瞬低補償運転108の信号を受けて制御切替器107がオンに切り替わり、交流電圧制御回路106から6.6KVに電圧制御するように、電圧型インバータ3のPWM制御回路109からゲートドライブ110に信号が出力されて、電圧型インバータ回路3では、直流コンデンサ4に貯蔵された電気エネルギーを逆変換動作により、交流電流に逆変換し、エネルギーが放出されて、電源系統の電圧を補償する。
一方、図3のチョッパ制御回路200では、電源系統で瞬低が発生すると、瞬低補償運転108の信号を受けて制御切替器207がオンに切替わり、電圧検出器14の検出電圧である直流電圧帰還102と204の直流電圧基準Bで2200Vに設定されている電圧とを比較して、直流電圧制御回路206からPWM制御回路209、ゲ−トドライブ210を経てチョッパ回路6の半導体スイッチ8、9を制御して2200Vに調整し、超電導コイル7に貯蔵された電気エネルギーを、直流コンデンサ4を介して逆変換動作により、交流電流に逆変換し、電源系統に放出する。
この場合、通常使用するパルス幅制御方式の電圧型インバータ回路では、直流電圧Vdcと交流出力電圧Vacの関係式は以下のように示される。
Vac=K・M・Vdc
ここでKは定数で、Mは0から1までの値をもつパルス幅制御の制御率を表している。所定の交流出力電圧Vacを得るために、電圧型インバータ回路3では直流電圧に応じて制御率Mを制御している。例えば、直流電圧Vdcが変化する場合でも、Vdcの変化に応じてMを制御することで交流出力電圧Vacを一定に制御できることになる。一方、直流電圧Vdcは図3の回路構成の場合では半導体スイッチ8、9のオフ区間を調整することで可変することができる。瞬低補償運転が無い待機モードの時は、図4に示すように、直流電圧基準Aを例えば1800Vに低く設定し、瞬低補償運転中は直流電圧基準Bを例えば2200Vに設定して、エネルギーを電源系統に放出する。
つまり、待機モードにある時の直流電圧が1800Vであるとすると、瞬低時には半導体スイッチ8、9のオフ区間を長くすることで直流電圧Vdcを2200Vに高めることができる。このように、本発明の瞬時電圧低下補償装置が待機時では直流電圧を低く設定することで、直流回路に接続した半導体類の故障率を低い値に抑えると共に、瞬低時補償のモードでは直流電圧を高くすることで出力容量を大きくとることができる。通常では瞬時電圧低下補償のモードの時間は1秒以下の短い時間であるため、この時間だけ直流電圧を高くしても半導体の故障率に与える影響は極めて少ない。
次に本発明の他の実施の形態を図5〜7により説明する。図5は瞬時電圧低下補償装置の回路を説明するための構成図であり、図1と同一符号は同一または相当部分を示すもので説明を省略する。16は直流コンデンサ4を充電する直流電源で、抵抗17、ダイオード18を介して直流コンデンサ4を例えば1800Vで常時充電している。19、24はダイオード、20はIGBT等の半導体スイッチで構成されるチョッパ、21はIGBT等の半導体スイッチ、25は超電導コイル7を充電する直流電源。300は電圧型インバータ回路3のインバータ制御回路、400はチョッパ20のチョッパ制御回路である。
図6は電圧型インバータ回路3のインバータ制御回路300の詳細を示す構成図であり、図2で示した制御回路の一部の機能と同等であるが、超電導コイル7にエネルギーを貯蔵する第1モードとエネルギーを保持する第2モードでは、電圧型インバータ回路3のゲ−トは停止されている。
図7はチョッパ20の制御回路400の詳細を示す構成図であり、図2で示した制御回路の一部の機能と同等であるが、チョッパ20のオン・オフ制御により超電導コイル7に流れる電流を制御するもので、超電導コイル7にエネルギーを貯蔵する第1モードと、エネルギーを保持する第2モードでは、チョッパ20に連続的にオン信号401が出力されている。
上記回路構成では、直流コンデンサ4を直流電源16で、また超電導コイル7を直流電源25でそれぞれ別個に充電している点で、図1の外部電源から充電する点と異なっている。従って、超電導コイル7にエネルギーを貯蔵する第1モードとエネルギーを保持する第2モードでは、電圧型インバータ回路3はブロックされている状態となっている。また直流回路に接続した半導体類は、第1モードおよび第2モードでは、直流電源16の電源を例えば1800Vに低く設定して半導体類を保護している。また図7のチョッパ20の制御回路400では、連続的にチョッパ20をオンして超電導コイル7の電流をダイオード24を介して還流させている。
電源系統で瞬低が発生した時には、図6のインバータ制御回路300で、瞬低補償運転108の信号を受けて制御切替器107がオンに切替わり、交流電圧制御回路106から6.6KVに電圧制御するように、電圧型インバータ3のPWM制御回路109からゲートドライブ110に信号が出力されて、電圧型インバータ回路3で、直流コンデンサ4に貯蔵されている電気エネルギーを逆変換動作により、交流電流に逆変換し、エネルギーが放出されて、電源系統の電圧を補償する。
一方、図7のチョッパ制御回路400では、電源系統で瞬低が発生すると、瞬低補償運転108の信号を受けて制御切替器207がオンに切替わり、電圧検出器14の検出電圧である直流電圧帰還102と、204の直流電圧基準Bで2200Vに設定されている電圧とを比較して、直流電圧制御回路206からPWM制御回路209を経て、ゲ−トドライブ210からチョッパ20をオン・オフ制御して、超電導コイル7に貯蔵された電気エネルギーを直流コンデンサ4を介して、電圧型インバータ回路3で逆変換し6.6Vの交流電流に逆変換し、電源系統に放出する。
このように、電圧型インバータ回路3とチョッパ20は瞬低補償運転の有無により各制御回路300、400により動作し、図4に示すように瞬低補償運転中の直流電圧を高くすることができる。
なお上記説明では、直流エネルギー蓄積部として超電導コイルを使用した場合について説明したが、バッテリーなど化学的エネルギーに蓄積するものやフライホイールなどの機械的な回転エネルギーで蓄積するものなどにも使用することができる。
本発明の実施の一形態による瞬時電圧低下補償装置の回路図である。 図1の瞬時電圧低下補償装置を構成するインバータ制御回路を示す構成図である。 図1の瞬時電圧低下補償装置を構成するチョッパの制御回路を示す構成図である。 本発明による制御の方法を説明する説明図である。 本発明の他の実施一形態による瞬時電圧低下補償装置の回路図である。 図5の瞬時電圧低下補償装置を構成するインバータ制御回路を示す構成図である。 図5の瞬時電圧低下補償装置を構成するチョッパの制御回路を示す構成図である。 従来の瞬時電圧低下補償装置の回路図である。 半導体の使用電圧と故障率の期待値の関係例を示すグラフである。
符号の説明
1 交流入力端子
2 変圧器
3 電圧型インバータ回路
4 直流コンデンサ
5 電流検出器
6 チョッパ回路
7 超電導コイル
8 半導体スイッチ
9 半導体スイッチ
10 ダイオード
11 ダイオード
12 超電導コイルの制御回路
13 コイル電流検出器
14 電圧検出器
15 交流電圧検出用の変圧器
16 直流電源
17 抵抗
18 ダイオード
19 ダイオード
20 チョッパ
21 半導体スイッチ
22 整流器
23 交流電源
24 ダイオード
25 直流電源
100 インバータ制御回路
101 直流電圧基準A
102 直流電圧帰還
103 直流電圧制御回路
104 交流電圧基準
105 交流電圧帰還
106 交流電圧制御回路
107 制御切替器
108 瞬低補償運転
109 PWM制御回路
110 ゲ−トドライブ
200 チョッパ制御回路
201 コイル電流基準
202 コイル電流帰還
204 直流電圧基準B
206 直流電圧制御回路
207 制御切替器
209 PWM制御回路
210 ゲ−トドライブ
300 インバータ制御回路
400 チョッパ制御回路
401 オン信号

Claims (4)

  1. 電源系統に接続されるインバータ回路の直流出力端子間に直流コンデンサを接続し、この直流コンデンサにチョッパ回路を接続して、ここに直流エネルギー蓄積部を接続して、電源系統に接続された負荷に電力供給する商用電源に瞬時電圧低下が発生した時、直流エネルギー蓄積部の直流電圧により瞬時電圧低下前の負荷電圧を補償する瞬時電圧低下補償装置において、前記インバータ回路の制御回路に待機時における直流電圧値を、瞬時電圧低下補償運転時の直流電圧値よりも低く設定する回路を設けると共に、前記チョッパ回路の制御回路に、瞬時電圧低下補償運転時の直流電圧値を高くして電源系統に出力する回路を設けて、待機時における半導体類に加わる電圧を低く抑えるようにしたことを特徴とする瞬時電圧低下補償装置。
  2. 直流コンデンサと直流エネルギー蓄積部に、電源系統からインバータ回路を介して充電するようにしたことを特徴とする請求項1記載の瞬時電圧低下補償装置。
  3. 直流コンデンサと直流エネルギー蓄積部にそれぞれ充電する直流電源を設けたことを特徴とする請求項1記載の瞬時電圧低下補償装置。
  4. 直流エネルギー蓄積部が超電導コイルで形成されていることを特徴とする請求項1または2もしくは3記載の瞬時電圧低下補償装置。
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