JP5262727B2 - DC power supply control method and mobile vehicle using the DC power supply control method - Google Patents

DC power supply control method and mobile vehicle using the DC power supply control method Download PDF

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Description

本発明は、直流電源の制御方法に係り、特に前記直流電源の制御方法を用いた移動車両に関する。   The present invention relates to a DC power supply control method, and more particularly to a mobile vehicle using the DC power supply control method.

バッテリーフォークリフトなどのようなバッテリーを電源とする移動車両には、例えば鉛バッテリーなどの二次電池が搭載されており、ブレーキ時等に発生するモータからの回生電流をバッテリーに充電している。しかしながら、現存するバッテリーでは、回生時の急激に増大する回生電流を充電した場合、充電効率が悪く、またバッテリーの劣化を早め、電池寿命の低下に繋がる。   A mobile vehicle such as a battery forklift that uses a battery as a power source is equipped with a secondary battery such as a lead battery, for example, and charges the battery with a regenerative current generated by a motor during braking or the like. However, in the existing battery, when a regenerative current that increases rapidly at the time of regeneration is charged, the charging efficiency is poor, the battery is deteriorated earlier, and the battery life is shortened.

そのため、バッテリーにキャパシタ（例えば、電気二重層キャパシタ）を接続し、バッテリーに回生される電流の急変を抑制する方法が採用されている。その一つとして、バッテリーとキャパシタとを直接並列接続し、回生電力をキャパシタに充電させてバッテリーの寿命を延ばすとともに、回生電力の有効利用を図った方法が知られている。しかしながら、前記の方法では、キャパシタの内部抵抗がバッテリーの内部抵抗よりも高い場合、キャパシタに電流が流れにくいという問題があった。また、その解決策としてキャパシタの並列数を増やしキャパシタ接続回路の端子間抵抗を小さくする方法があるが、この方法ではコストが高くなってしまっていた。   For this reason, a method is adopted in which a capacitor (for example, an electric double layer capacitor) is connected to the battery to suppress a sudden change in current regenerated in the battery. As one of them, there is known a method in which a battery and a capacitor are directly connected in parallel so that the regenerative power is charged in the capacitor to extend the life of the battery and the regenerative power is effectively used. However, the above method has a problem that current does not easily flow through the capacitor when the internal resistance of the capacitor is higher than the internal resistance of the battery. As a solution, there is a method of increasing the parallel number of capacitors and reducing the resistance between terminals of the capacitor connection circuit. However, this method has increased the cost.

一般的にバッテリー寿命を延ばす手法としては、バッテリーと電力変換部（インバータやチョッパ）の直流回路間に、回生電流阻止用のダイオードを接続し、回生エネルギーをキャパシタに蓄える方法や、図４に示すように、直流電源回路にチョッパ回路ｃｈを接続し、このチョッパ回路ｃｈとキャパシタＣ（以下、回生電流蓄積部ＲAと称する）とを内部抵抗０，容量ＣS（ＣS＝任意に設定されたキャパシタ容量）と仮定し、前記チョッパ回路ｃｈによりバッテリー電流ＩBを制御してキャパシタＣに回生エネルギーを蓄える方法等が挙げられる。また、２つのバッテリー間にスイッチング素子を介挿し、スイッチング素子をオンオフ制御することにより、２つのバッテリーを直列接続した状態と並列接続した状態とを交互に生じさせ、出力電圧を変動させる方法が知られている（特許文献１）。 In general, as a method for extending the battery life, a regenerative current blocking diode is connected between the battery and the DC circuit of the power converter (inverter or chopper), and regenerative energy is stored in a capacitor, as shown in FIG. As described above, the chopper circuit ch is connected to the DC power supply circuit, and the chopper circuit ch and the capacitor C (hereinafter referred to as a regenerative current accumulating unit RA ) are set to have an internal resistance 0 and a capacitance C S (C S = arbitrary). capacitance) and assumptions, the method to control the battery current I B storing the regenerative energy in the capacitor C and the like by the chopper circuit ch. In addition, a method is known in which a switching element is inserted between two batteries and the switching element is turned on / off to alternately generate a state in which the two batteries are connected in series and a state in which the two batteries are connected in parallel, thereby changing the output voltage. (Patent Document 1).

特開２００３−２１９５６６号公報JP 2003-219666 A

本願発明者は、前記のようにチョッパ回路によってバッテリー電流の制御を行う方法では、以下に示す課題があることに着目した。   The inventor of the present application has paid attention to the following problems in the method of controlling the battery current by the chopper circuit as described above.

すなわち、バッテリーＢに接続された回生電流蓄積部ＲAを内部抵抗０、容量ＣS（ＣS＝任意に設定されたキャパシタ容量）のキャパシタとして動作させていたが、使用しているチョッパ回路ｃｈとキャパシタＣには内部抵抗があり、損失も発生する。そのため、回生電流蓄積部ＲAを内部抵抗０のキャパシタとして制御することで、必要以上にキャパシタＣで充放電が行われ、キャパシタＣでの損失が大きくなる問題があった。 That is, the regenerative current accumulating section RA connected to the battery B is operated as a capacitor having an internal resistance of 0 and a capacity C S (C S = capacitor capacity set arbitrarily), but the chopper circuit ch used The capacitor C has an internal resistance and a loss is also generated. Therefore, by controlling the regenerative current accumulating unit RA as a capacitor having an internal resistance of 0, there is a problem that charging / discharging is performed in the capacitor C more than necessary, and loss in the capacitor C increases.

また、その解決策としては、例えば、回生電流蓄積部ＲAの内部抵抗ＲSとキャパシタ容量ＣSを任意に設定して、バッテリー電流ＩBとアシスト電流ＩLとの分担比率を調整し、直流電源全体での損失を低減させる方法が挙げられる。しかしながら、この方法では、回生電流蓄積部ＲAを内部抵抗０，容量ＣSと仮定した場合と比べてキャパシタＣでの損失を低減させることができるものの、直流電源全体での損失が最小となるキャパシタ容量ＣSを算出するのが困難であった。 As a solution, for example, the internal resistance R S and the capacitor capacity C S of the regenerative current accumulating unit RA are arbitrarily set, and the sharing ratio between the battery current I B and the assist current I L is adjusted, A method for reducing the loss in the entire DC power supply can be mentioned. However, although this method can reduce the loss in the capacitor C as compared with the case where the regenerative current accumulating unit RA is assumed to have an internal resistance of 0 and a capacitance C S , the loss in the entire DC power supply is minimized. It was difficult to calculate the capacitor capacitance C S.

以上示したようなことから本発明の課題は、バッテリーとキャパシタとを組み合わせた電源全体での損失を最小にした直流電源の制御方法を提供することにある。   As described above, an object of the present invention is to provide a method for controlling a DC power supply that minimizes the loss in the entire power supply in which a battery and a capacitor are combined.

本発明の請求項１は、キャパシタとその電圧を昇降圧するためのチョッパ回路とを有する回生電流蓄積部をバッテリーに並列接続した直流電源の制御方法であって、電流指令値算出部において、バッテリーの内部抵抗値と、回生電流蓄積部の等価抵抗値と、直流電源電流値と、から下記式により前記チョッパ回路に流すアシスト電流指令値を算出し、減算部において、前記アシスト電流指令値と前記チョッパ回路に流れるアシスト電流値との差演算を実行し、ＰＷＭ制御部において、この差信号に応じたゲート信号を生成してチョッパ回路を制御することを特徴とする。   Claim 1 of the present invention is a DC power supply control method in which a regenerative current accumulating unit having a capacitor and a chopper circuit for raising and lowering the voltage of the capacitor is connected in parallel to the battery. In the current command value calculating unit, An assist current command value to be passed through the chopper circuit is calculated from the internal resistance value, the equivalent resistance value of the regenerative current storage unit, and the DC power supply current value by the following formula. In the subtraction unit, the assist current command value and the chopper A difference operation with an assist current value flowing in the circuit is executed, and a PWM control unit generates a gate signal corresponding to the difference signal to control the chopper circuit.

Figure 0005262727
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本発明の請求項２は、請求項１記載の発明において、前記回生電流蓄積部の等価抵抗値は、直流電源電圧とキャパシタ電圧との比から成る定数と、キャパシタの内部抵抗値と、リアクトルの内部抵抗値と、から下記式により算出されることを特徴とする。   According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the equivalent resistance value of the regenerative current accumulating unit includes a constant composed of a ratio of a DC power supply voltage and a capacitor voltage, an internal resistance value of the capacitor, and a reactor It is calculated by the following formula from the internal resistance value.

Figure 0005262727
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本発明の請求項３は、請求項１または２記載の直流電源の制御方法を用いた移動車両であって、前記直流電源は回生動作可能なインバータを介して移動車両のモータに接続されたことを特徴とする。   Claim 3 of the present invention is a mobile vehicle using the DC power supply control method according to claim 1 or 2, wherein the DC power supply is connected to a motor of the mobile vehicle via an inverter capable of regenerative operation. It is characterized by.

以上の説明で明らかなように、請求項１〜３記載の発明によれば、バッテリーと回生電流蓄積部とを組み合わせた電源全体での損失を最小とし、効率的に充放電を行うことができる。その結果、従来と比べてバッテリーの放電時間の延長および充電時間の短縮化を図ることが可能となる。   As is apparent from the above description, according to the first to third aspects of the present invention, it is possible to perform charging / discharging efficiently by minimizing the loss in the entire power source combining the battery and the regenerative current storage unit. . As a result, it is possible to extend the discharge time of the battery and shorten the charge time compared to the conventional case.

請求項３記載の発明によれば、バッテリーと回生電流蓄積部とを組み合わせた電源全体での損失を最小とし、移動車両を効率的に稼動することができる。その結果、移動車両の高出力化，稼動時間の延長および充電時間の短縮化を図ることが可能となる。   According to the third aspect of the present invention, it is possible to minimize the loss in the entire power source combining the battery and the regenerative current storage unit, and to operate the mobile vehicle efficiently. As a result, it is possible to increase the output of the moving vehicle, extend the operation time, and shorten the charging time.

実施形態における移動車両の直流電源を示す回路構成図。The circuit block diagram which shows the DC power supply of the mobile vehicle in embodiment. 実施形態における直流電源のチョッパ制御ブロック図。The chopper control block diagram of the DC power supply in the embodiment. 実施形態における直流電源の等価回路。The equivalent circuit of the direct-current power supply in embodiment. 従来の直流電源を示す回路構成図。The circuit block diagram which shows the conventional DC power supply.

〔実施形態〕
以下、本発明の実施形態における移動車両に用いられる直流電源を図１（主回路の回路構成図），図２（チョッパ制御ブロック図），図３（等価回路の回路構成図）に基づいて詳細に説明する。 Embodiment
Hereinafter, the direct-current power source used for the mobile vehicle in the embodiment of the present invention will be described in detail based on FIG. 1 (circuit configuration diagram of the main circuit), FIG. 2 (chopper control block diagram), and FIG. 3 (circuit configuration diagram of the equivalent circuit). Explained.

図１において、符号Ｂは鉛バッテリーなどの二次電池を示し、このバッテリーＢに回生動作可能なインバータＩＮＶを接続し、このインバータＩＮＶを介してモータＭが制御される。また、ＲAは回生電流蓄積部を示し、リアクトルＬとスイッチング素子Ｓ1，Ｓ2とを有するチョッパ回路ｃｈと、キャパシタＣと、脈動した電流を平滑化させる電解コンデンサＣ１と、で構成され、前記バッテリーＢに並列接続される。なお、ＲBはバッテリーＢの内部抵抗を示し、ＲCはキャパシタＣの内部抵抗を示す。 In FIG. 1, symbol B indicates a secondary battery such as a lead battery. An inverter INV capable of regenerative operation is connected to the battery B, and the motor M is controlled via the inverter INV. R A indicates a regenerative current accumulating unit, which includes a chopper circuit ch having a reactor L and switching elements S 1 and S 2 , a capacitor C, and an electrolytic capacitor C 1 that smoothes the pulsating current. The battery B is connected in parallel. Note that R B represents the internal resistance of the battery B, and R C represents the internal resistance of the capacitor C.

上記のような構成の移動車両に用いられる直流電源において、回生電流蓄積部ＲAに流出入するアシスト電流ＩLをチョッパ回路ｃｈによって制御することにより、バッテリー電流ＩBを制御する。図２のチョッパ制御ブロック図に示すように、電流指令値算出部１０において、直流電源電流ＩDC，バッテリー内部抵抗ＲB，回生電流蓄積部ＲAの等価抵抗値ＲXからアシスト電流指令値ＩL *｛＝［ＲB／（ＲB＋ＲX）］・ＩDC｝が算出される。アシスト電流指令値ＩL *の算出方法については後述する。 In the DC power supply for use in moving vehicles of the above configuration, by controlling the assist current I L to and from the flow to the regenerative current accumulation unit R A by the chopper circuit ch, it controls the battery current I B. As shown in the chopper control block diagram of FIG. 2, in the current command value calculation unit 10, the assist current command value I is calculated from the DC power source current I DC , the battery internal resistance R B , and the equivalent resistance value R X of the regenerative current storage unit R A. L * {= [R B / (R B + R X )] · I DC } is calculated. A method for calculating the assist current command value I L * will be described later.

電流指令値算出部１０から出力されたアシスト電流指令値ＩL *は、ゲート信号作成部２０に出力される。そのゲート信号作成部２０は判定部２１と、ＮＯＴ回路２２と、第１ＡＮＤ回路２３ａおよび第２ＡＮＤ回路２３ｂと、減算部２４と、ＰＩ演算部２５と、ＰＷＭ制御部２６と、を備えている。このゲート信号作成部２０は、チョッパ回路ｃｈにおけるスイッチング損失の低減を図るために、キャパシタＣの充放電の状況に応じて片側のスイッチング素子のみオンオフ制御するものである。なお、スイッチング素子Ｓ1，Ｓ2を交互にオンオフ制御させるようにゲート信号作成部２０を構成してもよい。 The assist current command value I L * output from the current command value calculation unit 10 is output to the gate signal creation unit 20. The gate signal creation unit 20 includes a determination unit 21, a NOT circuit 22, a first AND circuit 23 a and a second AND circuit 23 b, a subtraction unit 24, a PI calculation unit 25, and a PWM control unit 26. The gate signal generator 20 controls on / off of only one switching element according to the charging / discharging state of the capacitor C in order to reduce switching loss in the chopper circuit ch. Note that the gate signal generation unit 20 may be configured to alternately control the switching elements S 1 and S 2 on and off.

アシスト電流指令値算出部１０から出力されたアシスト電流指令値ＩL *は判定部２１に入力され、判定部２１においてアシスト電流指令値ＩL *と０との比較（すなわち、アシスト電流指令値ＩL *の正負の判定）を行う。その比較の結果、アシスト電流指令値ＩL *＞０と判定された場合には、判定部２１から「０」レベルの信号が出力され、ＮＯＴ回路２２を介して第１ＡＮＤ回路２３ａに「１」レベルの信号が出力される。また、アシスト電流指令値ＩL *は減算部２４に出力され、減算部２４およびＰＩ演算部２５，ＰＷＭ制御部２６を介してスイッチング信号が第１ＡＮＤ回路２３ａに出力される。その結果、第１ＡＮＤ回路２３ａからスイッチング信号が出力され、スイッチング素子Ｓ1がオンオフ制御される。なお、この場合、第２ＡＮＤ回路２３ｂはＰＷＭ制御部２６からのスイッチング信号が入力されるものの、判定部２１から「０」レベルの信号が入力されるため、スイッチング素子Ｓ2はオフ状態となる。 The assist current command value I L * output from the assist current command value calculation unit 10 is input to the determination unit 21, and the determination unit 21 compares the assist current command value I L * with 0 (that is, the assist current command value I L * ). As a result of the comparison, when it is determined that the assist current command value I L * > 0, a signal of “0” level is output from the determination unit 21, and “1” is output to the first AND circuit 23 a via the NOT circuit 22. A level signal is output. The assist current command value I L * is output to the subtracting unit 24, and a switching signal is output to the first AND circuit 23a via the subtracting unit 24, the PI calculating unit 25, and the PWM control unit 26. As a result, the switching signal from the 1AND circuit 23a is outputted, the switching element S 1 is on-off controlled. In this case, although the 2AND circuit 23b a switching signal from the PWM control unit 26 is input, since the "0" level signal is inputted from the judging unit 21, the switching element S 2 is turned off.

また、前記比較の結果、アシスト電流指令値ＩL *≦０と判定された場合には、判定部２１から「１」レベルの信号が出力され、第２ＡＮＤ回路２３ｂに「１」レベルの信号が出力される。また、アシスト電流指令値ＩL *は減算部２４に出力され、減算部２４およびＰＩ演算部２５，ＰＷＭ制御部２６を介してスイッチング信号が第２ＡＮＤ回路２３ｂに出力される。その結果、第２ＡＮＤ回路２３ｂからスイッチング信号が出力され、スイッチング素子Ｓ2がオンオフ制御される。なお、この場合、第１ＡＮＤ回路２３ａは、ＰＷＭ制御部２６からスイッチング信号が出力されるものの、ＮＯＴ回路２２から「０」レベルの信号が出力されるため、スイッチング素子Ｓ1はオフ制御となる。 As a result of the comparison, if it is determined that the assist current command value I L * ≦ 0, a signal of “1” level is output from the determination unit 21, and a signal of “1” level is output to the second AND circuit 23 b. Is output. The assist current command value I L * is output to the subtractor 24, and a switching signal is output to the second AND circuit 23b via the subtractor 24, the PI calculator 25, and the PWM controller 26. As a result, the switching signal from the 2AND circuit 23b is outputted, the switching element S 2 is on-off controlled. In this case, the 1AND circuit 23a, while the switching signal from the PWM control unit 26 is output, since the "0" level signal is output from the NOT circuit 22, the switching element S 1 is turned off control.

すなわち、アシスト電流指令値ＩL *＞０の場合スイッチング素子Ｓ1をオンオフ制御し、アシスト電流指令値ＩL *≦０の場合はスイッチング素子Ｓ2をオンオフ制御する。 That is, when the assist current command value I L * > 0, the switching element S 1 is on / off controlled, and when the assist current command value I L * ≦ 0, the switching element S 2 is on / off controlled.

なお、減算部２４では、アシスト電流指令値ＩL *と回生電流蓄積部ＲAに流入するアシスト電流値ＩLとの差演算が実行される。その差信号はＰＩ演算部２５においてＰＩ制御され、ＰＷＭ制御部２６においてスイッチング素子のゲートオン時間（通電率）が決定される。 The subtracting unit 24 performs a difference calculation between the assist current command value I L * and the assist current value I L flowing into the regenerative current accumulating unit RA . The difference signal is PI-controlled by the PI calculation unit 25, and the gate-on time (energization rate) of the switching element is determined by the PWM control unit 26.

ここで、本実施形態におけるアシスト電流指令値ＩL *の決定方法を、図１，図３に基づいて説明する。なお、図３は、図１に示す回生電流蓄積部ＲAを、定電流源３と、回生電流蓄積部ＲA（チョッパ回路ｃｈとキャパシタＣ）の等価抵抗を表す等価抵抗ＲXと、で仮定した場合の等価回路である。 Here, a method for determining the assist current command value I L * in the present embodiment will be described with reference to FIGS. Note that FIG. 3 shows that the regenerative current accumulating portion RA shown in FIG. 1 includes a constant current source 3 and an equivalent resistance R X representing the equivalent resistance of the regenerative current accumulating portion RA (chopper circuit ch and capacitor C). This is an equivalent circuit when assumed.

まず、図１におけるキャパシタ電流値ＩCとアシスト電流値ＩLとの関係を説明する。回生電流蓄積部ＲAの損失は、スイッチング素子Ｓ1，Ｓ2によるスイッチング損失とリアクトルＬの内部抵抗ＲLによる損失とキャパシタＣの内部抵抗ＲCによる損失との和であり、キャパシタＣで発生する損失が全損失に対して大部分を占める。そのため、スイッチング素子Ｓ1，Ｓ2およびリアクトルＬで発生する損失を０とみなし、なおかつキャパシタＣに並列に接続された電解コンデンサＣ１によりキャパシタ電流値ＩCの変動が平滑化されていると仮定すると、図１のキャパシタ電力ＶEDLCＩCと図３の回生電力蓄積部ＲAの出力電力ＶDCＩLは等しくなる。この関係を数式で表すと下記（１）となり、（１）式を変形することにより（１´）式を得ることができる。 First, the relationship between the capacitor current value I C and the assist current value I L in FIG. 1 will be described. The loss of the regenerative current accumulating unit RA is the sum of the switching loss due to the switching elements S 1 and S 2 , the loss due to the internal resistance R L of the reactor L, and the loss due to the internal resistance R C of the capacitor C. Loss is a major part of the total loss. Therefore, it is assumed that the loss generated in the switching elements S 1 and S 2 and the reactor L is assumed to be 0, and that the fluctuation of the capacitor current value I C is smoothed by the electrolytic capacitor C1 connected in parallel to the capacitor C. The capacitor power V EDLC I C of FIG. 1 is equal to the output power V DC I L of the regenerative power storage unit RA of FIG. This relationship is expressed by the following formula (1), and the formula (1 ′) can be obtained by modifying the formula (1).

Figure 0005262727
Figure 0005262727

この（１´）式からキャパシタ電流ＩCはアシスト電流値ＩLのＶDC／ＶEDLC倍となることがわかる。下記（２）式に示すように、上記（１´）式におけるＶDC／ＶEDLCをスイッチング素子Ｓ1，Ｓ2およびリアクトルＬに損失がある時の定数ｋとする。 From this equation (1 ′), it can be seen that the capacitor current I C is V DC / V EDLC times the assist current value I L. As shown in the following equation (2), V DC / V EDLC in the above equation (1 ′) is a constant k when the switching elements S 1 and S 2 and the reactor L have a loss.

Figure 0005262727
Figure 0005262727

また、図１のスイッチング素子Ｓ1，Ｓ2によるスイッチング損失はチョッパ制御条件によっては非常に小さな値となる。このスイッチング損失を無視した場合、回生電流蓄積部ＲAの損失はリアクトルＬの内部抵抗ＲLによる損失ＲLＩL 2とキャパシタＣの内部抵抗ＲCによる損失ＲCＩC 2との和となる。それに対し、図３の回生電流蓄積部ＲAの等価抵抗ＲXによる損失はＲXＩL 2となる。この図１におけるスイッチング素子Ｓ1，Ｓ2のスイッチング損失を無視した場合の回生電流蓄積部ＲAによる損失と、図３の回生電流蓄積部ＲAの等価抵抗ＲXによる損失とが等しいと考えた場合の関係は下記（３）式となる。そして、この（３）式のキャパシタ電流ＩCに（１´）式を代入すると（３´）式が得られる。 Further, the switching loss due to the switching elements S 1 and S 2 in FIG. 1 becomes a very small value depending on the chopper control conditions. If this switching loss is ignored, the loss of the regenerative current accumulating portion RA is the sum of the loss R L I L 2 due to the internal resistance R L of the reactor L and the loss R C I C 2 due to the internal resistance R C of the capacitor C. Become. On the other hand, the loss due to the equivalent resistance R X of the regenerative current accumulating portion R A in FIG. 3 is R X I L 2 . And loss due to the regenerative current accumulating part R A of the case of ignoring the switching loss of the switching element S 1, S 2 in FIG. 1, and is a loss due to the equivalent resistance R X of the regenerative current accumulation unit R A of FIG. 3 equal considered In this case, the following equation (3) is established. Then, when the equation (1 ′) is substituted into the capacitor current I C of the equation (3), the equation (3 ′) is obtained.

Figure 0005262727
Figure 0005262727

そして、上記（３´）式の両辺をＩL 2で割ることで、下記（４）式が得られ、回生電流蓄積部ＲAの等価抵抗値ＲXが算出される。 Then, by dividing both sides of the above formula (3 ′) by I L 2 , the following formula (4) is obtained, and the equivalent resistance value R X of the regenerative current accumulating portion RA is calculated.

Figure 0005262727
Figure 0005262727

次に、直流電源全体での損失が最小となるアシスト電流値ＩLを算出する。図３における直流電源電流ＩDCはバッテリー電流ＩBとアシスト電流ＩLとの和であるため下記（５）式が成り立ち、直流電源側からインバータＩＮＶに供給される直流出力電力ＰDCは直流電源電圧ＶDCと直流電源電流ＩDCとの積であるため、下記（６）式が成り立つ。 Then, to calculate the assist current value I L that loss of the entire DC power source is minimized. Since the DC power source current I DC in FIG. 3 is the sum of the battery current I B and the assist current I L , the following equation (5) holds, and the DC output power P DC supplied from the DC power source side to the inverter INV is the DC power source. Since it is the product of the voltage V DC and the DC power source current I DC , the following equation (6) is established.

Figure 0005262727
Figure 0005262727

また、直流電源回路全体（バッテリーＢ，チョッパ回路ｃｈ，キャパシタＣ）での損失ＰLは、バッテリーＢにおける損失と回生電流蓄積部ＲAにおける損失との和であるため、回生電流蓄積部ＲAの等価抵抗をＲXとすると下記（７）式となる。 Further, the loss P L in the entire DC power supply circuit (battery B, chopper circuit ch, capacitor C) is the sum of the loss in the battery B and the loss in the regenerative current accumulation unit R A , so the regenerative current accumulation unit R A If the equivalent resistance of Rx is R X , the following equation (7) is obtained.

Figure 0005262727
Figure 0005262727

上記（６）式における直流出力電力ＰDCが一定となる負荷を想定し、この時の直流電源回路全体での損失ＰLが最小となるアシスト電流値ＩLを算出する。まず、上記（７）式におけるバッテリー電流ＩBに、上記（５）式からＩDC−ＩLを代入し、損失ＰLをアシスト電流ＩLの２次関数とする。前記アシスト電流ＩLの２次関数の式を変形（平方完成）して（７´）式を算出する。 (6) DC output power P DC is assumed load becomes constant in the equation to calculate the assist current value I L that loss P L of the entire DC power source circuit at this time is minimized. First, I DC -I L is substituted from the above equation (5) into the battery current I B in the above equation (7), and the loss P L is made a quadratic function of the assist current I L. The equation of the quadratic function of the assist current I L is modified (square completed) to calculate the equation (7 ′).

Figure 0005262727
Figure 0005262727

この（７´）式中のアシスト電流値ＩLに、下記（８）式のＩL_lossminを代入することにより右辺第一項が０となり、損失ＰLは右辺第二項のみとなるため損失の最小値ＰL_minは下記（９）式となる。 By substituting I L_lossmin in the following equation (8) into the assist current value I L in the equation (7 ′), the first term on the right side becomes 0, and the loss P L becomes only the second term on the right side. The minimum value P L — min is expressed by the following equation (9).

Figure 0005262727
Figure 0005262727

そのため、アシスト電流指令値ＩL *を下記（１０）式として電流制御を行うことにより、アシスト電流指令値ＩLが上記（８）式に示すＩL_lossminとなり、直流電源回路全体での損失を上記（９）式に示す損失最小値ＰL_minとすることができる。 Therefore, by performing current control with the assist current command value I L * as the following equation (10), the assist current command value I L becomes I L_lossmin shown in the above equation (8), and the loss in the entire DC power supply circuit is The minimum loss value P L — min shown in equation (9) can be used.

Figure 0005262727
Figure 0005262727

上述したようにアシスト電流指令値ＩL *を上記（１０）式に示す値として電流制御を行うことにより、直流電源全体での損失を最小とすることができる、なお、上記（１０）式中の等価抵抗ＲXは上記（４）式に示す値とし、上記（４）式中の定数ｋは上記（２）式に示す値とする。 As described above, by performing current control with the assist current command value I L * as the value shown in the above equation (10), the loss in the entire DC power supply can be minimized. In the above equation (10), The equivalent resistance R X is the value shown in the above equation (4), and the constant k in the above equation (4) is the value shown in the above equation (2).

以下、上述の移動車両における直流電源の制御方法を図２のチョッパ制御ブロック図の電流指令値算出部１０に基づいて詳細に説明する。まず、直流電源電圧値ＶDCおよびキャパシタ電圧値ＶEDLCを検出し、その検出された直流電源電圧値ＶDCおよびキャパシタ電圧値ＶEDLCをそれぞれローパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２に通過させる。そして、第１除算部１１において、ローパスフィルタＬＰＦ１から出力された値をローパスフィルタＬＰＦ２から出力された値で除算して、定数ｋ（直流電源電圧ＶDCとキャパシタ電圧ＶEDLCの比）を算出する。 Hereinafter, a method for controlling the DC power supply in the above-described moving vehicle will be described in detail based on the current command value calculation unit 10 in the chopper control block diagram of FIG. First, DC power supply voltage value V DC and capacitor voltage value V EDLC are detected, and the detected DC power supply voltage value V DC and capacitor voltage value V EDLC are passed through low-pass filters LPF1 and LPF2, respectively. Then, the first divider 11 divides the value output from the low-pass filter LPF1 by the value output from the low-pass filter LPF2 to calculate a constant k (ratio between the DC power supply voltage V DC and the capacitor voltage V EDLC ). .

前記第１除算部１１から出力された定数ｋは、第１乗算部１２において乗算され、算出されたｋ2の値は第２乗算部１３に出力される。第２乗算部１３では、前記ｋ2の値とキャパシタ内部抵抗ＲCとの乗算が行われ、算出されたｋ2ＲCの値が第１加算部１４に出力される。その第１加算部１４においては、リアクトルＬの内部抵抗ＲLと前記ｋ2ＲCの値との加算が行われ、算出されたＲL＋ｋ2ＲC（＝回生電流蓄積部ＲAの等価抵抗値ＲX）が第２加算部１５に出力される。 The constant k output from the first divider 11 is multiplied by the first multiplier 12, and the calculated value of k 2 is output to the second multiplier 13. The second multiplication unit 13 multiplies the k 2 value by the capacitor internal resistance R C and outputs the calculated k 2 R C value to the first addition unit 14. In the first adder 14, the internal resistance R L of the reactor L and the value of the k 2 RC are added, and the calculated R L + k 2 RC (= the equivalent of the regenerative current accumulating part RA ). Resistance value R X ) is output to the second adder 15.

前記第２加算部１５においては、バッテリー内部抵抗値ＲBと前記等価抵抗値ＲXとの加算が行われ、算出されたＲB＋ＲXの値が第２除算部１６に出力される。その第２除算部１６では、バッテリー内部抵抗ＲBを第２加算部１５から出力されたＲB＋ＲXの値で除算し、算出されたＲB／（ＲB＋ＲX）の値を第３乗算部１７に出力する。第３乗算部１７においては、直流電流ＩDCをローパスフィルタＬＰＦ３に通過させた値と、前記第２除算部１６から出力されたＲB／（ＲB＋ＲX）の値との乗算が行われる。前記第３乗算部１７で算出された（ＲB／（ＲB＋ＲX））・ＩDCはアシスト電流値ＩL *としてゲート信号作成部２０に出力され、そのアシスト電流指令値ＩL *に応じてスイッチング素子Ｓ1，Ｓ2が制御される。 In the second adder 15, the battery internal resistance value R B and the equivalent resistance value R X are added, and the calculated value of R B + R X is output to the second divider 16. The second divider 16 divides the battery internal resistance R B by the value of R B + R X output from the second adder 15, and calculates the calculated value of R B / (R B + R X ) as the third value. Output to the multiplier 17. In the third multiplier 17, a value passed through the low-pass filter LPF3 the direct current I DC, multiplies the value of the second divider 16 is output from the R B / (R B + R X) is carried out . (R B / (R B + R X )) · I DC calculated by the third multiplication unit 17 is output to the gate signal generation unit 20 as an assist current value I L * , and the assist current command value I L * is obtained. Accordingly, the switching elements S 1 and S 2 are controlled.

本実施形態のように電流指令値算出部１０を図２のように構成し、アシスト電流指令値ＩL *を算出することにより、バッテリーＢと回生電流蓄積部ＲAを組み合わせた電源全体での損失を最小とし、効率的に充放電を行うことができる。その結果、従来と比べてバッテリーの放電時間の延長および充電時間の短縮化を図ることが可能となる。 The current command value calculation unit 10 is configured as shown in FIG. 2 as in the present embodiment, and the assist current command value I L * is calculated, whereby the battery B and the regenerative current storage unit RA are combined in the entire power source. The loss can be minimized and charging / discharging can be performed efficiently. As a result, it is possible to extend the discharge time of the battery and shorten the charge time compared to the conventional case.

また、前記直流電源の制御方法を用いた移動車両においては、移動車両を効率的に稼動することができ、移動車両の高出力化，稼動時間の延長および充電時間の短縮化を図ることが可能となる。   Moreover, in the moving vehicle using the DC power supply control method, the moving vehicle can be operated efficiently, and it is possible to increase the output of the moving vehicle, extend the operation time, and shorten the charging time. It becomes.

以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。   Although the present invention has been described in detail only for the specific examples described above, it is obvious to those skilled in the art that various changes and modifications are possible within the scope of the technical idea of the present invention. Such variations and modifications are naturally within the scope of the claims.

例えば、本実施形態では、特定の構成のチョッパ制御ブロック図について説明したが、本発明の技術思想の範囲で適宜変更可能である。   For example, in the present embodiment, the chopper control block diagram having a specific configuration has been described, but can be appropriately changed within the scope of the technical idea of the present invention.

Ｃ…キャパシタ
ｃｈ…チョッパ回路
ＲA…回生電流蓄積部
Ｂ…バッテリー
ＲB…バッテリー内部抵抗
ＲX…回生電流蓄積部の等価抵抗
ＩDC…直流電源電流
ＩL…アシスト電流
ＩL *…アシスト電流指令値
ＶDC…直流電源電圧
ＶC…キャパシタ電圧
ＲC…キャパシタ内部抵抗
ＲL…リアクトル内部抵抗
１０…電流指令値算出部
２４…減算部
２６…ＰＷＭ制御部 C: Capacitor ch ... Chopper circuit R A ... Regenerative current storage part B ... Battery R B ... Battery internal resistance R X ... Equivalent resistance of the regenerative current storage part I DC ... DC power supply current I L ... Assist current I L * ... Assist current Command value V DC ... DC power supply voltage V C ... Capacitor voltage R C ... Capacitor internal resistance R L ... Reactor internal resistance 10 ... Current command value calculation unit 24 ... Subtraction unit 26 ... PWM control unit

Claims (3)

キャパシタとその電圧を昇降圧するためのチョッパ回路とを有する回生電流蓄積部をバッテリーに並列接続した直流電源の制御方法であって、
電流指令値算出部において、バッテリーの内部抵抗値と、回生電流蓄積部の等価抵抗値と、直流電源電流値と、から下記式により前記チョッパ回路に流すアシスト電流指令値を算出し、
減算部において、前記アシスト電流指令値と前記チョッパ回路に流れるアシスト電流値との差演算を実行し、
ＰＷＭ制御部において、この差信号に応じたゲート信号を生成してチョッパ回路を制御することを特徴とする直流電源の制御方法。
Figure 0005262727
 A method for controlling a DC power source in which a regenerative current accumulating unit having a capacitor and a chopper circuit for raising and lowering the voltage of the capacitor is connected in parallel to the battery,
In the current command value calculation unit, the assist current command value to be passed through the chopper circuit is calculated from the internal resistance value of the battery, the equivalent resistance value of the regenerative current storage unit, and the DC power supply current value by the following formula,
In the subtraction unit, a difference calculation between the assist current command value and the assist current value flowing through the chopper circuit is performed,
A control method for a DC power supply, wherein a PWM control unit generates a gate signal corresponding to the difference signal to control a chopper circuit.
Figure 0005262727
 前記回生電流蓄積部の等価抵抗値は、直流電源電圧とキャパシタ電圧との比からなる定数と、キャパシタの内部抵抗値と、リアクトルの内部抵抗値と、から下記式により算出されることを特徴とする請求項１記載の直流電源の制御方法。
Figure 0005262727
 The equivalent resistance value of the regenerative current accumulating unit is calculated by the following equation from a constant consisting of a ratio of a DC power supply voltage and a capacitor voltage, an internal resistance value of the capacitor, and an internal resistance value of the reactor, The method for controlling a DC power supply according to claim 1.
Figure 0005262727
 請求項１または２記載の直流電源の制御方法を用いた移動車両であって、前記直流電源は回生動作可能なインバータを介して移動車両のモータに接続されたことを特徴とする移動車両。   A mobile vehicle using the DC power supply control method according to claim 1, wherein the DC power supply is connected to a motor of the mobile vehicle via an inverter capable of regenerative operation.
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