JP5262727B2 - DC power supply control method and mobile vehicle using the DC power supply control method - Google Patents
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Description
本発明は、直流電源の制御方法に係り、特に前記直流電源の制御方法を用いた移動車両に関する。 The present invention relates to a DC power supply control method, and more particularly to a mobile vehicle using the DC power supply control method.
バッテリーフォークリフトなどのようなバッテリーを電源とする移動車両には、例えば鉛バッテリーなどの二次電池が搭載されており、ブレーキ時等に発生するモータからの回生電流をバッテリーに充電している。しかしながら、現存するバッテリーでは、回生時の急激に増大する回生電流を充電した場合、充電効率が悪く、またバッテリーの劣化を早め、電池寿命の低下に繋がる。 A mobile vehicle such as a battery forklift that uses a battery as a power source is equipped with a secondary battery such as a lead battery, for example, and charges the battery with a regenerative current generated by a motor during braking or the like. However, in the existing battery, when a regenerative current that increases rapidly at the time of regeneration is charged, the charging efficiency is poor, the battery is deteriorated earlier, and the battery life is shortened.
そのため、バッテリーにキャパシタ(例えば、電気二重層キャパシタ)を接続し、バッテリーに回生される電流の急変を抑制する方法が採用されている。その一つとして、バッテリーとキャパシタとを直接並列接続し、回生電力をキャパシタに充電させてバッテリーの寿命を延ばすとともに、回生電力の有効利用を図った方法が知られている。しかしながら、前記の方法では、キャパシタの内部抵抗がバッテリーの内部抵抗よりも高い場合、キャパシタに電流が流れにくいという問題があった。また、その解決策としてキャパシタの並列数を増やしキャパシタ接続回路の端子間抵抗を小さくする方法があるが、この方法ではコストが高くなってしまっていた。 For this reason, a method is adopted in which a capacitor (for example, an electric double layer capacitor) is connected to the battery to suppress a sudden change in current regenerated in the battery. As one of them, there is known a method in which a battery and a capacitor are directly connected in parallel so that the regenerative power is charged in the capacitor to extend the life of the battery and the regenerative power is effectively used. However, the above method has a problem that current does not easily flow through the capacitor when the internal resistance of the capacitor is higher than the internal resistance of the battery. As a solution, there is a method of increasing the parallel number of capacitors and reducing the resistance between terminals of the capacitor connection circuit. However, this method has increased the cost.
一般的にバッテリー寿命を延ばす手法としては、バッテリーと電力変換部(インバータやチョッパ)の直流回路間に、回生電流阻止用のダイオードを接続し、回生エネルギーをキャパシタに蓄える方法や、図4に示すように、直流電源回路にチョッパ回路chを接続し、このチョッパ回路chとキャパシタC(以下、回生電流蓄積部RAと称する)とを内部抵抗0,容量CS(CS=任意に設定されたキャパシタ容量)と仮定し、前記チョッパ回路chによりバッテリー電流IBを制御してキャパシタCに回生エネルギーを蓄える方法等が挙げられる。また、2つのバッテリー間にスイッチング素子を介挿し、スイッチング素子をオンオフ制御することにより、2つのバッテリーを直列接続した状態と並列接続した状態とを交互に生じさせ、出力電圧を変動させる方法が知られている(特許文献1)。 In general, as a method for extending the battery life, a regenerative current blocking diode is connected between the battery and the DC circuit of the power converter (inverter or chopper), and regenerative energy is stored in a capacitor, as shown in FIG. As described above, the chopper circuit ch is connected to the DC power supply circuit, and the chopper circuit ch and the capacitor C (hereinafter referred to as a regenerative current accumulating unit RA ) are set to have an internal resistance 0 and a capacitance C S (C S = arbitrary). capacitance) and assumptions, the method to control the battery current I B storing the regenerative energy in the capacitor C and the like by the chopper circuit ch. In addition, a method is known in which a switching element is inserted between two batteries and the switching element is turned on / off to alternately generate a state in which the two batteries are connected in series and a state in which the two batteries are connected in parallel, thereby changing the output voltage. (Patent Document 1).
本願発明者は、前記のようにチョッパ回路によってバッテリー電流の制御を行う方法では、以下に示す課題があることに着目した。 The inventor of the present application has paid attention to the following problems in the method of controlling the battery current by the chopper circuit as described above.
すなわち、バッテリーBに接続された回生電流蓄積部RAを内部抵抗0、容量CS(CS=任意に設定されたキャパシタ容量)のキャパシタとして動作させていたが、使用しているチョッパ回路chとキャパシタCには内部抵抗があり、損失も発生する。そのため、回生電流蓄積部RAを内部抵抗0のキャパシタとして制御することで、必要以上にキャパシタCで充放電が行われ、キャパシタCでの損失が大きくなる問題があった。 That is, the regenerative current accumulating section RA connected to the battery B is operated as a capacitor having an internal resistance of 0 and a capacity C S (C S = capacitor capacity set arbitrarily), but the chopper circuit ch used The capacitor C has an internal resistance and a loss is also generated. Therefore, by controlling the regenerative current accumulating unit RA as a capacitor having an internal resistance of 0, there is a problem that charging / discharging is performed in the capacitor C more than necessary, and loss in the capacitor C increases.
また、その解決策としては、例えば、回生電流蓄積部RAの内部抵抗RSとキャパシタ容量CSを任意に設定して、バッテリー電流IBとアシスト電流ILとの分担比率を調整し、直流電源全体での損失を低減させる方法が挙げられる。しかしながら、この方法では、回生電流蓄積部RAを内部抵抗0,容量CSと仮定した場合と比べてキャパシタCでの損失を低減させることができるものの、直流電源全体での損失が最小となるキャパシタ容量CSを算出するのが困難であった。 As a solution, for example, the internal resistance R S and the capacitor capacity C S of the regenerative current accumulating unit RA are arbitrarily set, and the sharing ratio between the battery current I B and the assist current I L is adjusted, A method for reducing the loss in the entire DC power supply can be mentioned. However, although this method can reduce the loss in the capacitor C as compared with the case where the regenerative current accumulating unit RA is assumed to have an internal resistance of 0 and a capacitance C S , the loss in the entire DC power supply is minimized. It was difficult to calculate the capacitor capacitance C S.
以上示したようなことから本発明の課題は、バッテリーとキャパシタとを組み合わせた電源全体での損失を最小にした直流電源の制御方法を提供することにある。 As described above, an object of the present invention is to provide a method for controlling a DC power supply that minimizes the loss in the entire power supply in which a battery and a capacitor are combined.
本発明の請求項1は、キャパシタとその電圧を昇降圧するためのチョッパ回路とを有する回生電流蓄積部をバッテリーに並列接続した直流電源の制御方法であって、電流指令値算出部において、バッテリーの内部抵抗値と、回生電流蓄積部の等価抵抗値と、直流電源電流値と、から下記式により前記チョッパ回路に流すアシスト電流指令値を算出し、減算部において、前記アシスト電流指令値と前記チョッパ回路に流れるアシスト電流値との差演算を実行し、PWM制御部において、この差信号に応じたゲート信号を生成してチョッパ回路を制御することを特徴とする。 Claim 1 of the present invention is a DC power supply control method in which a regenerative current accumulating unit having a capacitor and a chopper circuit for raising and lowering the voltage of the capacitor is connected in parallel to the battery. In the current command value calculating unit, An assist current command value to be passed through the chopper circuit is calculated from the internal resistance value, the equivalent resistance value of the regenerative current storage unit, and the DC power supply current value by the following formula. In the subtraction unit, the assist current command value and the chopper A difference operation with an assist current value flowing in the circuit is executed, and a PWM control unit generates a gate signal corresponding to the difference signal to control the chopper circuit.
本発明の請求項2は、請求項1記載の発明において、前記回生電流蓄積部の等価抵抗値は、直流電源電圧とキャパシタ電圧との比から成る定数と、キャパシタの内部抵抗値と、リアクトルの内部抵抗値と、から下記式により算出されることを特徴とする。 According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the equivalent resistance value of the regenerative current accumulating unit includes a constant composed of a ratio of a DC power supply voltage and a capacitor voltage, an internal resistance value of the capacitor, and a reactor It is calculated by the following formula from the internal resistance value.
本発明の請求項3は、請求項1または2記載の直流電源の制御方法を用いた移動車両であって、前記直流電源は回生動作可能なインバータを介して移動車両のモータに接続されたことを特徴とする。
以上の説明で明らかなように、請求項1〜3記載の発明によれば、バッテリーと回生電流蓄積部とを組み合わせた電源全体での損失を最小とし、効率的に充放電を行うことができる。その結果、従来と比べてバッテリーの放電時間の延長および充電時間の短縮化を図ることが可能となる。 As is apparent from the above description, according to the first to third aspects of the present invention, it is possible to perform charging / discharging efficiently by minimizing the loss in the entire power source combining the battery and the regenerative current storage unit. . As a result, it is possible to extend the discharge time of the battery and shorten the charge time compared to the conventional case.
請求項3記載の発明によれば、バッテリーと回生電流蓄積部とを組み合わせた電源全体での損失を最小とし、移動車両を効率的に稼動することができる。その結果、移動車両の高出力化,稼動時間の延長および充電時間の短縮化を図ることが可能となる。 According to the third aspect of the present invention, it is possible to minimize the loss in the entire power source combining the battery and the regenerative current storage unit, and to operate the mobile vehicle efficiently. As a result, it is possible to increase the output of the moving vehicle, extend the operation time, and shorten the charging time.
〔実施形態〕
以下、本発明の実施形態における移動車両に用いられる直流電源を図1(主回路の回路構成図),図2(チョッパ制御ブロック図),図3(等価回路の回路構成図)に基づいて詳細に説明する。
Embodiment
Hereinafter, the direct-current power source used for the mobile vehicle in the embodiment of the present invention will be described in detail based on FIG. 1 (circuit configuration diagram of the main circuit), FIG. 2 (chopper control block diagram), and FIG. 3 (circuit configuration diagram of the equivalent circuit). Explained.
図1において、符号Bは鉛バッテリーなどの二次電池を示し、このバッテリーBに回生動作可能なインバータINVを接続し、このインバータINVを介してモータMが制御される。また、RAは回生電流蓄積部を示し、リアクトルLとスイッチング素子S1,S2とを有するチョッパ回路chと、キャパシタCと、脈動した電流を平滑化させる電解コンデンサC1と、で構成され、前記バッテリーBに並列接続される。なお、RBはバッテリーBの内部抵抗を示し、RCはキャパシタCの内部抵抗を示す。 In FIG. 1, symbol B indicates a secondary battery such as a lead battery. An inverter INV capable of regenerative operation is connected to the battery B, and the motor M is controlled via the inverter INV. R A indicates a regenerative current accumulating unit, which includes a chopper circuit ch having a reactor L and switching elements S 1 and S 2 , a capacitor C, and an electrolytic capacitor C 1 that smoothes the pulsating current. The battery B is connected in parallel. Note that R B represents the internal resistance of the battery B, and R C represents the internal resistance of the capacitor C.
上記のような構成の移動車両に用いられる直流電源において、回生電流蓄積部RAに流出入するアシスト電流ILをチョッパ回路chによって制御することにより、バッテリー電流IBを制御する。図2のチョッパ制御ブロック図に示すように、電流指令値算出部10において、直流電源電流IDC,バッテリー内部抵抗RB,回生電流蓄積部RAの等価抵抗値RXからアシスト電流指令値IL *{=[RB/(RB+RX)]・IDC}が算出される。アシスト電流指令値IL *の算出方法については後述する。
In the DC power supply for use in moving vehicles of the above configuration, by controlling the assist current I L to and from the flow to the regenerative current accumulation unit R A by the chopper circuit ch, it controls the battery current I B. As shown in the chopper control block diagram of FIG. 2, in the current command
電流指令値算出部10から出力されたアシスト電流指令値IL *は、ゲート信号作成部20に出力される。そのゲート信号作成部20は判定部21と、NOT回路22と、第1AND回路23aおよび第2AND回路23bと、減算部24と、PI演算部25と、PWM制御部26と、を備えている。このゲート信号作成部20は、チョッパ回路chにおけるスイッチング損失の低減を図るために、キャパシタCの充放電の状況に応じて片側のスイッチング素子のみオンオフ制御するものである。なお、スイッチング素子S1,S2を交互にオンオフ制御させるようにゲート信号作成部20を構成してもよい。
The assist current command value I L * output from the current command
アシスト電流指令値算出部10から出力されたアシスト電流指令値IL *は判定部21に入力され、判定部21においてアシスト電流指令値IL *と0との比較(すなわち、アシスト電流指令値IL *の正負の判定)を行う。その比較の結果、アシスト電流指令値IL *>0と判定された場合には、判定部21から「0」レベルの信号が出力され、NOT回路22を介して第1AND回路23aに「1」レベルの信号が出力される。また、アシスト電流指令値IL *は減算部24に出力され、減算部24およびPI演算部25,PWM制御部26を介してスイッチング信号が第1AND回路23aに出力される。その結果、第1AND回路23aからスイッチング信号が出力され、スイッチング素子S1がオンオフ制御される。なお、この場合、第2AND回路23bはPWM制御部26からのスイッチング信号が入力されるものの、判定部21から「0」レベルの信号が入力されるため、スイッチング素子S2はオフ状態となる。
The assist current command value I L * output from the assist current command
また、前記比較の結果、アシスト電流指令値IL *≦0と判定された場合には、判定部21から「1」レベルの信号が出力され、第2AND回路23bに「1」レベルの信号が出力される。また、アシスト電流指令値IL *は減算部24に出力され、減算部24およびPI演算部25,PWM制御部26を介してスイッチング信号が第2AND回路23bに出力される。その結果、第2AND回路23bからスイッチング信号が出力され、スイッチング素子S2がオンオフ制御される。なお、この場合、第1AND回路23aは、PWM制御部26からスイッチング信号が出力されるものの、NOT回路22から「0」レベルの信号が出力されるため、スイッチング素子S1はオフ制御となる。
As a result of the comparison, if it is determined that the assist current command value I L * ≦ 0, a signal of “1” level is output from the
すなわち、アシスト電流指令値IL *>0の場合スイッチング素子S1をオンオフ制御し、アシスト電流指令値IL *≦0の場合はスイッチング素子S2をオンオフ制御する。 That is, when the assist current command value I L * > 0, the switching element S 1 is on / off controlled, and when the assist current command value I L * ≦ 0, the switching element S 2 is on / off controlled.
なお、減算部24では、アシスト電流指令値IL *と回生電流蓄積部RAに流入するアシスト電流値ILとの差演算が実行される。その差信号はPI演算部25においてPI制御され、PWM制御部26においてスイッチング素子のゲートオン時間(通電率)が決定される。
The
ここで、本実施形態におけるアシスト電流指令値IL *の決定方法を、図1,図3に基づいて説明する。なお、図3は、図1に示す回生電流蓄積部RAを、定電流源3と、回生電流蓄積部RA(チョッパ回路chとキャパシタC)の等価抵抗を表す等価抵抗RXと、で仮定した場合の等価回路である。
Here, a method for determining the assist current command value I L * in the present embodiment will be described with reference to FIGS. Note that FIG. 3 shows that the regenerative current accumulating portion RA shown in FIG. 1 includes a constant
まず、図1におけるキャパシタ電流値ICとアシスト電流値ILとの関係を説明する。回生電流蓄積部RAの損失は、スイッチング素子S1,S2によるスイッチング損失とリアクトルLの内部抵抗RLによる損失とキャパシタCの内部抵抗RCによる損失との和であり、キャパシタCで発生する損失が全損失に対して大部分を占める。そのため、スイッチング素子S1,S2およびリアクトルLで発生する損失を0とみなし、なおかつキャパシタCに並列に接続された電解コンデンサC1によりキャパシタ電流値ICの変動が平滑化されていると仮定すると、図1のキャパシタ電力VEDLCICと図3の回生電力蓄積部RAの出力電力VDCILは等しくなる。この関係を数式で表すと下記(1)となり、(1)式を変形することにより(1´)式を得ることができる。 First, the relationship between the capacitor current value I C and the assist current value I L in FIG. 1 will be described. The loss of the regenerative current accumulating unit RA is the sum of the switching loss due to the switching elements S 1 and S 2 , the loss due to the internal resistance R L of the reactor L, and the loss due to the internal resistance R C of the capacitor C. Loss is a major part of the total loss. Therefore, it is assumed that the loss generated in the switching elements S 1 and S 2 and the reactor L is assumed to be 0, and that the fluctuation of the capacitor current value I C is smoothed by the electrolytic capacitor C1 connected in parallel to the capacitor C. The capacitor power V EDLC I C of FIG. 1 is equal to the output power V DC I L of the regenerative power storage unit RA of FIG. This relationship is expressed by the following formula (1), and the formula (1 ′) can be obtained by modifying the formula (1).
この(1´)式からキャパシタ電流ICはアシスト電流値ILのVDC/VEDLC倍となることがわかる。下記(2)式に示すように、上記(1´)式におけるVDC/VEDLCをスイッチング素子S1,S2およびリアクトルLに損失がある時の定数kとする。 From this equation (1 ′), it can be seen that the capacitor current I C is V DC / V EDLC times the assist current value I L. As shown in the following equation (2), V DC / V EDLC in the above equation (1 ′) is a constant k when the switching elements S 1 and S 2 and the reactor L have a loss.
また、図1のスイッチング素子S1,S2によるスイッチング損失はチョッパ制御条件によっては非常に小さな値となる。このスイッチング損失を無視した場合、回生電流蓄積部RAの損失はリアクトルLの内部抵抗RLによる損失RLIL 2とキャパシタCの内部抵抗RCによる損失RCIC 2との和となる。それに対し、図3の回生電流蓄積部RAの等価抵抗RXによる損失はRXIL 2となる。この図1におけるスイッチング素子S1,S2のスイッチング損失を無視した場合の回生電流蓄積部RAによる損失と、図3の回生電流蓄積部RAの等価抵抗RXによる損失とが等しいと考えた場合の関係は下記(3)式となる。そして、この(3)式のキャパシタ電流ICに(1´)式を代入すると(3´)式が得られる。 Further, the switching loss due to the switching elements S 1 and S 2 in FIG. 1 becomes a very small value depending on the chopper control conditions. If this switching loss is ignored, the loss of the regenerative current accumulating portion RA is the sum of the loss R L I L 2 due to the internal resistance R L of the reactor L and the loss R C I C 2 due to the internal resistance R C of the capacitor C. Become. On the other hand, the loss due to the equivalent resistance R X of the regenerative current accumulating portion R A in FIG. 3 is R X I L 2 . And loss due to the regenerative current accumulating part R A of the case of ignoring the switching loss of the switching element S 1, S 2 in FIG. 1, and is a loss due to the equivalent resistance R X of the regenerative current accumulation unit R A of FIG. 3 equal considered In this case, the following equation (3) is established. Then, when the equation (1 ′) is substituted into the capacitor current I C of the equation (3), the equation (3 ′) is obtained.
そして、上記(3´)式の両辺をIL 2で割ることで、下記(4)式が得られ、回生電流蓄積部RAの等価抵抗値RXが算出される。 Then, by dividing both sides of the above formula (3 ′) by I L 2 , the following formula (4) is obtained, and the equivalent resistance value R X of the regenerative current accumulating portion RA is calculated.
次に、直流電源全体での損失が最小となるアシスト電流値ILを算出する。図3における直流電源電流IDCはバッテリー電流IBとアシスト電流ILとの和であるため下記(5)式が成り立ち、直流電源側からインバータINVに供給される直流出力電力PDCは直流電源電圧VDCと直流電源電流IDCとの積であるため、下記(6)式が成り立つ。 Then, to calculate the assist current value I L that loss of the entire DC power source is minimized. Since the DC power source current I DC in FIG. 3 is the sum of the battery current I B and the assist current I L , the following equation (5) holds, and the DC output power P DC supplied from the DC power source side to the inverter INV is the DC power source. Since it is the product of the voltage V DC and the DC power source current I DC , the following equation (6) is established.
また、直流電源回路全体(バッテリーB,チョッパ回路ch,キャパシタC)での損失PLは、バッテリーBにおける損失と回生電流蓄積部RAにおける損失との和であるため、回生電流蓄積部RAの等価抵抗をRXとすると下記(7)式となる。 Further, the loss P L in the entire DC power supply circuit (battery B, chopper circuit ch, capacitor C) is the sum of the loss in the battery B and the loss in the regenerative current accumulation unit R A , so the regenerative current accumulation unit R A If the equivalent resistance of Rx is R X , the following equation (7) is obtained.
上記(6)式における直流出力電力PDCが一定となる負荷を想定し、この時の直流電源回路全体での損失PLが最小となるアシスト電流値ILを算出する。まず、上記(7)式におけるバッテリー電流IBに、上記(5)式からIDC−ILを代入し、損失PLをアシスト電流ILの2次関数とする。前記アシスト電流ILの2次関数の式を変形(平方完成)して(7´)式を算出する。 (6) DC output power P DC is assumed load becomes constant in the equation to calculate the assist current value I L that loss P L of the entire DC power source circuit at this time is minimized. First, I DC -I L is substituted from the above equation (5) into the battery current I B in the above equation (7), and the loss P L is made a quadratic function of the assist current I L. The equation of the quadratic function of the assist current I L is modified (square completed) to calculate the equation (7 ′).
この(7´)式中のアシスト電流値ILに、下記(8)式のIL_lossminを代入することにより右辺第一項が0となり、損失PLは右辺第二項のみとなるため損失の最小値PL_minは下記(9)式となる。 By substituting I L_lossmin in the following equation (8) into the assist current value I L in the equation (7 ′), the first term on the right side becomes 0, and the loss P L becomes only the second term on the right side. The minimum value P L — min is expressed by the following equation (9).
そのため、アシスト電流指令値IL *を下記(10)式として電流制御を行うことにより、アシスト電流指令値ILが上記(8)式に示すIL_lossminとなり、直流電源回路全体での損失を上記(9)式に示す損失最小値PL_minとすることができる。 Therefore, by performing current control with the assist current command value I L * as the following equation (10), the assist current command value I L becomes I L_lossmin shown in the above equation (8), and the loss in the entire DC power supply circuit is The minimum loss value P L — min shown in equation (9) can be used.
上述したようにアシスト電流指令値IL *を上記(10)式に示す値として電流制御を行うことにより、直流電源全体での損失を最小とすることができる、なお、上記(10)式中の等価抵抗RXは上記(4)式に示す値とし、上記(4)式中の定数kは上記(2)式に示す値とする。 As described above, by performing current control with the assist current command value I L * as the value shown in the above equation (10), the loss in the entire DC power supply can be minimized. In the above equation (10), The equivalent resistance R X is the value shown in the above equation (4), and the constant k in the above equation (4) is the value shown in the above equation (2).
以下、上述の移動車両における直流電源の制御方法を図2のチョッパ制御ブロック図の電流指令値算出部10に基づいて詳細に説明する。まず、直流電源電圧値VDCおよびキャパシタ電圧値VEDLCを検出し、その検出された直流電源電圧値VDCおよびキャパシタ電圧値VEDLCをそれぞれローパスフィルタLPF1,LPF2に通過させる。そして、第1除算部11において、ローパスフィルタLPF1から出力された値をローパスフィルタLPF2から出力された値で除算して、定数k(直流電源電圧VDCとキャパシタ電圧VEDLCの比)を算出する。
Hereinafter, a method for controlling the DC power supply in the above-described moving vehicle will be described in detail based on the current command
前記第1除算部11から出力された定数kは、第1乗算部12において乗算され、算出されたk2の値は第2乗算部13に出力される。第2乗算部13では、前記k2の値とキャパシタ内部抵抗RCとの乗算が行われ、算出されたk2RCの値が第1加算部14に出力される。その第1加算部14においては、リアクトルLの内部抵抗RLと前記k2RCの値との加算が行われ、算出されたRL+k2RC(=回生電流蓄積部RAの等価抵抗値RX)が第2加算部15に出力される。
The constant k output from the
前記第2加算部15においては、バッテリー内部抵抗値RBと前記等価抵抗値RXとの加算が行われ、算出されたRB+RXの値が第2除算部16に出力される。その第2除算部16では、バッテリー内部抵抗RBを第2加算部15から出力されたRB+RXの値で除算し、算出されたRB/(RB+RX)の値を第3乗算部17に出力する。第3乗算部17においては、直流電流IDCをローパスフィルタLPF3に通過させた値と、前記第2除算部16から出力されたRB/(RB+RX)の値との乗算が行われる。前記第3乗算部17で算出された(RB/(RB+RX))・IDCはアシスト電流値IL *としてゲート信号作成部20に出力され、そのアシスト電流指令値IL *に応じてスイッチング素子S1,S2が制御される。
In the
本実施形態のように電流指令値算出部10を図2のように構成し、アシスト電流指令値IL *を算出することにより、バッテリーBと回生電流蓄積部RAを組み合わせた電源全体での損失を最小とし、効率的に充放電を行うことができる。その結果、従来と比べてバッテリーの放電時間の延長および充電時間の短縮化を図ることが可能となる。
The current command
また、前記直流電源の制御方法を用いた移動車両においては、移動車両を効率的に稼動することができ、移動車両の高出力化,稼動時間の延長および充電時間の短縮化を図ることが可能となる。 Moreover, in the moving vehicle using the DC power supply control method, the moving vehicle can be operated efficiently, and it is possible to increase the output of the moving vehicle, extend the operation time, and shorten the charging time. It becomes.
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。 Although the present invention has been described in detail only for the specific examples described above, it is obvious to those skilled in the art that various changes and modifications are possible within the scope of the technical idea of the present invention. Such variations and modifications are naturally within the scope of the claims.
例えば、本実施形態では、特定の構成のチョッパ制御ブロック図について説明したが、本発明の技術思想の範囲で適宜変更可能である。 For example, in the present embodiment, the chopper control block diagram having a specific configuration has been described, but can be appropriately changed within the scope of the technical idea of the present invention.
C…キャパシタ
ch…チョッパ回路
RA…回生電流蓄積部
B…バッテリー
RB…バッテリー内部抵抗
RX…回生電流蓄積部の等価抵抗
IDC…直流電源電流
IL…アシスト電流
IL *…アシスト電流指令値
VDC…直流電源電圧
VC…キャパシタ電圧
RC…キャパシタ内部抵抗
RL…リアクトル内部抵抗
10…電流指令値算出部
24…減算部
26…PWM制御部
C: Capacitor ch ... Chopper circuit R A ... Regenerative current storage part B ... Battery R B ... Battery internal resistance R X ... Equivalent resistance of the regenerative current storage part I DC ... DC power supply current I L ... Assist current I L * ... Assist current Command value V DC ... DC power supply voltage V C ... Capacitor voltage R C ... Capacitor internal resistance R L ... Reactor
Claims (3)
電流指令値算出部において、バッテリーの内部抵抗値と、回生電流蓄積部の等価抵抗値と、直流電源電流値と、から下記式により前記チョッパ回路に流すアシスト電流指令値を算出し、
減算部において、前記アシスト電流指令値と前記チョッパ回路に流れるアシスト電流値との差演算を実行し、
PWM制御部において、この差信号に応じたゲート信号を生成してチョッパ回路を制御することを特徴とする直流電源の制御方法。
In the current command value calculation unit, the assist current command value to be passed through the chopper circuit is calculated from the internal resistance value of the battery, the equivalent resistance value of the regenerative current storage unit, and the DC power supply current value by the following formula,
In the subtraction unit, a difference calculation between the assist current command value and the assist current value flowing through the chopper circuit is performed,
A control method for a DC power supply, wherein a PWM control unit generates a gate signal corresponding to the difference signal to control a chopper circuit.
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