JPH11262269A - パルス幅変調形インバータ装置の制御方法 - Google Patents
パルス幅変調形インバータ装置の制御方法Info
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- JPH11262269A JPH11262269A JP10078332A JP7833298A JPH11262269A JP H11262269 A JPH11262269 A JP H11262269A JP 10078332 A JP10078332 A JP 10078332A JP 7833298 A JP7833298 A JP 7833298A JP H11262269 A JPH11262269 A JP H11262269A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】トランジスタのスイッチングロスを少なくし、
ブートストラップ電源回路の駆動用電源電圧低下を防止
し、常に相出力電流検出ができるようにする。 【解決手段】パルス幅変調形インバータ装置の制御方法
において、正弦波出力電圧指令周波数の毎周期につい
て、相出力電圧の負側ピークポイントを中心とする１２
０度区間は当該相における第２の半導体スイッチング素
子Ｑ４〜Ｑ６を連続オンし、かつ前記当該相における１
２０度区間経過後は連続オン動作を次の相に順次切り替
え、かつ連続オン動作中にある当該相の出力電圧は直流
電源１の負極側電位にあるとして、残る他の２相につい
てはそれぞれの相における第１と第２の半導体スイッチ
ング素子を前記当該相との正弦波線間電圧と等しくなる
ような比率で１キャリア周期内において交互にオン・オ
フ動作するものである。
ブートストラップ電源回路の駆動用電源電圧低下を防止
し、常に相出力電流検出ができるようにする。 【解決手段】パルス幅変調形インバータ装置の制御方法
において、正弦波出力電圧指令周波数の毎周期につい
て、相出力電圧の負側ピークポイントを中心とする１２
０度区間は当該相における第２の半導体スイッチング素
子Ｑ４〜Ｑ６を連続オンし、かつ前記当該相における１
２０度区間経過後は連続オン動作を次の相に順次切り替
え、かつ連続オン動作中にある当該相の出力電圧は直流
電源１の負極側電位にあるとして、残る他の２相につい
てはそれぞれの相における第１と第２の半導体スイッチ
ング素子を前記当該相との正弦波線間電圧と等しくなる
ような比率で１キャリア周期内において交互にオン・オ
フ動作するものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、パルス幅変調形イ
ンバータ装置の制御方法に関するものである。
ンバータ装置の制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】パルス幅変調形インバータ装置におい
て、図６は第１の従来例におけるパルス幅変調出力形態
を示したものであり、図７は第２の従来例におけるパル
ス幅変調出力形態を示したものである。さらに図８は特
開平１ー２７４６６８に記載された第３の従来例におけ
るパルス幅変調出力形態を示したものである。第１〜第
３までの従来例におけるパルス幅変調出力形態を実施し
たインバータ装置の構成例を図９に示している。第１の
従来例を示す図６においては、Ｕ相パルス幅変調出力を
作り出すための基本三角波、Ｕ相正弦波（基本波）電圧
指令、Ｕ相基本波電圧指令に対しての３次高調波成分指
令、基本波電圧指令と３次高調波成分指令とを合成した
実際のＵ相電圧指令、そして実際のＵ相電圧指令と基本
三角波との大小比較で作り出されるマイクロコンピュー
タ１０８からＩＧＢＴトランジスタＱ１，Ｑ４へのオン
・オフ指令とを示している。また図中省略しているが、
マイクロコンピュータ１０８からＩＧＢＴトランジスタ
Ｑ１，Ｑ４へのオン・オフ指令については、Ｑ１とＱ４
とが同時にオンすることのない様、両方のＩＧＢＴトラ
ンジスタが共にオフする期間であるデッドタイムが設け
られている。図６において、マイクロコンピュータ１０
８はＵ相端子からの出力電圧をパルス幅変調により作り
出すために、実際のＵ相電圧指令と基本三角波とを大小
比較することで基本三角波の方が大きくなる区間はＩＧ
ＢＴトランジスタＱ４のオン指令（Ｑ１に対してはオフ
指令）を出力し、逆に基本三角波の方が小さくなる区間
はＩＧＢＴトランジスタＱ１のオン指令（Ｑ４に対して
はオフ指令）を出力している。この結果ＩＧＢＴトラン
ジスタＱ１のオン期間中のＵ相端子出力電圧は図９中の
第１の直流電源１０１の正極側電位となり、逆にＩＧＢ
ＴトランジスタＱ４のオン期間中は負極側電位となる
が、平均出力電圧としては実際のＵ相電圧指令値と一致
することになる。また出力できる最大正弦波電圧を大き
くするため、マイクロコンピュータ１０８が作り出す実
際のＵ相電圧指令は図６に示すようにＵ相基本波電圧指
令と３次高調波成分指令との合成により作り出される。
第２の従来例を示す図７（これを２相変調出力方式とい
う）においては、Ｕ相パルス幅変調出力を作り出すため
の基本三角波、Ｕ相正弦波（基本波）電圧指令、実際の
Ｕ相電圧指令、さらに実際のＵ相電圧指令と基本三角波
との比較で作り出されるマイクロコンピュータ１０８か
らＩＧＢＴトランジスタＱ１，Ｑ４へのオン・オフ指令
とを示している。また図中省略しているが、マイクロコ
ンピュータ１０８からＩＧＢＴトランジスタＱ１，Ｑ４
へのオン・オフ指令については、Ｑ１とＱ４とが同時に
オンすることのない様、両方のＩＧＢＴトランジスタが
共にオフする期間であるデッドタイムが設けられてい
る。図７においても図６の実施例と同様に、マイクロコ
ンピュータ１０８が実際のＵ相電圧指令と基本三角波と
を大小比較することで、Ｕ相端子からの出力電圧をパル
ス幅変調により作り出している。また出力できる最大正
弦波電圧を大きくするため、マイクロコンピュータ１０
８が作り出す実際のＵ相電圧指令は図７に示すようにＵ
相基本波電圧指令の正極側ピークポイントを中心とする
６０度区間はＩＧＢＴトランジスタＱ１を連続オン動作
させ、逆に負極側ピークポイントを中心とする６０度区
間はＩＧＢＴトランジスタＱ４を連続オン動作させるよ
うになっている。このようにすることで出力できる最大
正弦波電圧を大きくでき、かつまたＩＧＢＴトランジス
タのスイッチング回数を減少させてスイッチングロスの
低減をもはかっている。また特開平１ー２７４６６８に
記載された第３の従来例を示す図８（これも２相変調出
力方式である）においては、Ｕ相パルス幅変調出力を作
り出すための基本三角波、Ｕ相正弦波（基本波）電圧指
令、実際のＵ相電圧指令、さらに実際のＵ相電圧指令と
基本三角波との比較で作り出されるマイクロコンピュー
タ１０８からＩＧＢＴトランジスタＱ１，Ｑ４へのオン
・オフ指令とを示している。また図中省略しているが、
マイクロコンピュータ１０８からＩＧＢＴトランジスタ
Ｑ１，Ｑ４へのオン・オフ指令については、Ｑ１とＱ４
とが同時にオンすることのない様、両方のＩＧＢＴトラ
ンジスタが共にオフする期間であるデッドタイムが設け
られている。図８においても同様に、マイクロコンピュ
ータ１０８が実際のＵ相電圧指令と基本三角波とを大小
比較することで、Ｕ相端子からの出力電圧をパルス幅変
調により作り出している。また出力できる最大正弦波電
圧を大きくするため、マイクロコンピュータ１０８が作
り出す実際のＵ相電圧指令は図８に示すようにＵ相基本
波電圧指令の正極側ピークポイントを起点とする６０度
区間はＩＧＢＴトランジスタＱ１を連続オン動作させ、
逆に負極側ピークポイントを起点とする６０度区間はＩ
ＧＢＴトランジスタＱ４を連続オン動作させるようにな
っている。このようにすることで出力できる最大正弦波
電圧を大きくでき、かつＩＧＢＴトランジスタのスイッ
チング回数を減少させてスイッチングロスの低減をはか
り、その上で通常インバータ装置の相出力電圧よりも３
０度程度位相遅れとなるモータ相電流のピークポイント
とＩＧＢＴトランジスタの連続オン動作期間とを一致さ
せて出力電流（モータ相電流）の小さい時にＩＧＢＴト
ランジスタのスイッチング動作を集中することができ、
さらにスイッチングロスの低減をはかっている。
て、図６は第１の従来例におけるパルス幅変調出力形態
を示したものであり、図７は第２の従来例におけるパル
ス幅変調出力形態を示したものである。さらに図８は特
開平１ー２７４６６８に記載された第３の従来例におけ
るパルス幅変調出力形態を示したものである。第１〜第
３までの従来例におけるパルス幅変調出力形態を実施し
たインバータ装置の構成例を図９に示している。第１の
従来例を示す図６においては、Ｕ相パルス幅変調出力を
作り出すための基本三角波、Ｕ相正弦波（基本波）電圧
指令、Ｕ相基本波電圧指令に対しての３次高調波成分指
令、基本波電圧指令と３次高調波成分指令とを合成した
実際のＵ相電圧指令、そして実際のＵ相電圧指令と基本
三角波との大小比較で作り出されるマイクロコンピュー
タ１０８からＩＧＢＴトランジスタＱ１，Ｑ４へのオン
・オフ指令とを示している。また図中省略しているが、
マイクロコンピュータ１０８からＩＧＢＴトランジスタ
Ｑ１，Ｑ４へのオン・オフ指令については、Ｑ１とＱ４
とが同時にオンすることのない様、両方のＩＧＢＴトラ
ンジスタが共にオフする期間であるデッドタイムが設け
られている。図６において、マイクロコンピュータ１０
８はＵ相端子からの出力電圧をパルス幅変調により作り
出すために、実際のＵ相電圧指令と基本三角波とを大小
比較することで基本三角波の方が大きくなる区間はＩＧ
ＢＴトランジスタＱ４のオン指令（Ｑ１に対してはオフ
指令）を出力し、逆に基本三角波の方が小さくなる区間
はＩＧＢＴトランジスタＱ１のオン指令（Ｑ４に対して
はオフ指令）を出力している。この結果ＩＧＢＴトラン
ジスタＱ１のオン期間中のＵ相端子出力電圧は図９中の
第１の直流電源１０１の正極側電位となり、逆にＩＧＢ
ＴトランジスタＱ４のオン期間中は負極側電位となる
が、平均出力電圧としては実際のＵ相電圧指令値と一致
することになる。また出力できる最大正弦波電圧を大き
くするため、マイクロコンピュータ１０８が作り出す実
際のＵ相電圧指令は図６に示すようにＵ相基本波電圧指
令と３次高調波成分指令との合成により作り出される。
第２の従来例を示す図７（これを２相変調出力方式とい
う）においては、Ｕ相パルス幅変調出力を作り出すため
の基本三角波、Ｕ相正弦波（基本波）電圧指令、実際の
Ｕ相電圧指令、さらに実際のＵ相電圧指令と基本三角波
との比較で作り出されるマイクロコンピュータ１０８か
らＩＧＢＴトランジスタＱ１，Ｑ４へのオン・オフ指令
とを示している。また図中省略しているが、マイクロコ
ンピュータ１０８からＩＧＢＴトランジスタＱ１，Ｑ４
へのオン・オフ指令については、Ｑ１とＱ４とが同時に
オンすることのない様、両方のＩＧＢＴトランジスタが
共にオフする期間であるデッドタイムが設けられてい
る。図７においても図６の実施例と同様に、マイクロコ
ンピュータ１０８が実際のＵ相電圧指令と基本三角波と
を大小比較することで、Ｕ相端子からの出力電圧をパル
ス幅変調により作り出している。また出力できる最大正
弦波電圧を大きくするため、マイクロコンピュータ１０
８が作り出す実際のＵ相電圧指令は図７に示すようにＵ
相基本波電圧指令の正極側ピークポイントを中心とする
６０度区間はＩＧＢＴトランジスタＱ１を連続オン動作
させ、逆に負極側ピークポイントを中心とする６０度区
間はＩＧＢＴトランジスタＱ４を連続オン動作させるよ
うになっている。このようにすることで出力できる最大
正弦波電圧を大きくでき、かつまたＩＧＢＴトランジス
タのスイッチング回数を減少させてスイッチングロスの
低減をもはかっている。また特開平１ー２７４６６８に
記載された第３の従来例を示す図８（これも２相変調出
力方式である）においては、Ｕ相パルス幅変調出力を作
り出すための基本三角波、Ｕ相正弦波（基本波）電圧指
令、実際のＵ相電圧指令、さらに実際のＵ相電圧指令と
基本三角波との比較で作り出されるマイクロコンピュー
タ１０８からＩＧＢＴトランジスタＱ１，Ｑ４へのオン
・オフ指令とを示している。また図中省略しているが、
マイクロコンピュータ１０８からＩＧＢＴトランジスタ
Ｑ１，Ｑ４へのオン・オフ指令については、Ｑ１とＱ４
とが同時にオンすることのない様、両方のＩＧＢＴトラ
ンジスタが共にオフする期間であるデッドタイムが設け
られている。図８においても同様に、マイクロコンピュ
ータ１０８が実際のＵ相電圧指令と基本三角波とを大小
比較することで、Ｕ相端子からの出力電圧をパルス幅変
調により作り出している。また出力できる最大正弦波電
圧を大きくするため、マイクロコンピュータ１０８が作
り出す実際のＵ相電圧指令は図８に示すようにＵ相基本
波電圧指令の正極側ピークポイントを起点とする６０度
区間はＩＧＢＴトランジスタＱ１を連続オン動作させ、
逆に負極側ピークポイントを起点とする６０度区間はＩ
ＧＢＴトランジスタＱ４を連続オン動作させるようにな
っている。このようにすることで出力できる最大正弦波
電圧を大きくでき、かつＩＧＢＴトランジスタのスイッ
チング回数を減少させてスイッチングロスの低減をはか
り、その上で通常インバータ装置の相出力電圧よりも３
０度程度位相遅れとなるモータ相電流のピークポイント
とＩＧＢＴトランジスタの連続オン動作期間とを一致さ
せて出力電流（モータ相電流）の小さい時にＩＧＢＴト
ランジスタのスイッチング動作を集中することができ、
さらにスイッチングロスの低減をはかっている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら前記第１
の従来例に示すパルス幅変調出力形態では、ＩＧＢＴト
ランジスタのスイッチングロスが大きいという問題があ
り、また第２および第３の従来例に示すパルス幅変調出
力形態では、図３に示すようにインバータ装置を構成し
た場合、図３においてＩＧＢＴトランジスタＱ４（また
はＱ５、またはＱ６）をオンさせて第２の直流電源１８
からダイオード２４（または２５、または２６）を介
し、ＩＧＢＴトランジスタＱ１（Ｑ２，またはＱ３）の
駆動用電源となるコンデンサ１５（または１６、または
１７）へ電流充電するブートストラップ電源回路におい
ては、ＩＧＢＴトランジスタＱ４が長時間連続オフ（図
７、および図８参照）する区間が存在し、そのためこの
区間中はコンデンサ１５への電流充電がなく従ってコン
デンサ１５は放電によりその端子間電圧が減少していく
のでＩＧＢＴトランジスタＱ１の駆動用電源電圧確保が
困難になるという問題がある。さらにまたシャント抵抗
１９の端子間電圧値から検出するＵ相出力電流検出はト
ランジスタＱ４がオン（ダイオードＤ４にモータ電流が
流れる還流モードも含む）している時のみ可能なため、
逆にＩＧＢＴトランジスタＱ４が長時間連続オフする区
間（図７および図８参照）が存在するとその区間中は相
出力電流検出ができないという問題もある。
の従来例に示すパルス幅変調出力形態では、ＩＧＢＴト
ランジスタのスイッチングロスが大きいという問題があ
り、また第２および第３の従来例に示すパルス幅変調出
力形態では、図３に示すようにインバータ装置を構成し
た場合、図３においてＩＧＢＴトランジスタＱ４（また
はＱ５、またはＱ６）をオンさせて第２の直流電源１８
からダイオード２４（または２５、または２６）を介
し、ＩＧＢＴトランジスタＱ１（Ｑ２，またはＱ３）の
駆動用電源となるコンデンサ１５（または１６、または
１７）へ電流充電するブートストラップ電源回路におい
ては、ＩＧＢＴトランジスタＱ４が長時間連続オフ（図
７、および図８参照）する区間が存在し、そのためこの
区間中はコンデンサ１５への電流充電がなく従ってコン
デンサ１５は放電によりその端子間電圧が減少していく
のでＩＧＢＴトランジスタＱ１の駆動用電源電圧確保が
困難になるという問題がある。さらにまたシャント抵抗
１９の端子間電圧値から検出するＵ相出力電流検出はト
ランジスタＱ４がオン（ダイオードＤ４にモータ電流が
流れる還流モードも含む）している時のみ可能なため、
逆にＩＧＢＴトランジスタＱ４が長時間連続オフする区
間（図７および図８参照）が存在するとその区間中は相
出力電流検出ができないという問題もある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】前記問題を解決するため
本発明は直流電源の正極側に接続された第１の半導体ス
イッチング素子と、第１の半導体スイッチング素子に並
列に接続された第１の還流ダイオードと、前記直流電源
の負極側に接続された第２の半導体スイッチング素子
と、第２の半導体スイッチング素子に並列に接続された
第２の還流ダイオードと、第１と第２の両半導体スイッ
チング素子を直列に接続しかつ接続点をインバータ装置
の出力端子とし、このような構成の出力端子を３相分備
え、３相分の前記第１と第２の両半導体スイッチング素
子のオン・オフ時間を制御する演算装置と、前記演算装
置からの前記各半導体スイッチング素子へのオン・オフ
信号により前記各半導体スイッチング素子をオン・オフ
駆動する駆動用回路部とを備えたパルス幅変調形インバ
ータ装置において、インバータ装置の正弦波出力電圧指
令周波数の毎周期について、相出力電圧の負側ピークポ
イントを中心とする１２０度区間は当該相における前記
第２の半導体スイッチング素子を連続オンし、かつ前記
当該相における１２０度区間経過後は連続オン動作を次
の相に順次切り替え、かつ連続オン動作中にある当該相
の出力電圧は前記直流電源の負極側電位にあるとして、
残る他の２相についてはそれぞれの相における前記第１
と前記第２の半導体スイッチング素子を前記当該相との
正弦波線間電圧と等しくなるような比率で１キャリア周
期内において交互にオン・オフ動作させるものである。
本発明は直流電源の正極側に接続された第１の半導体ス
イッチング素子と、第１の半導体スイッチング素子に並
列に接続された第１の還流ダイオードと、前記直流電源
の負極側に接続された第２の半導体スイッチング素子
と、第２の半導体スイッチング素子に並列に接続された
第２の還流ダイオードと、第１と第２の両半導体スイッ
チング素子を直列に接続しかつ接続点をインバータ装置
の出力端子とし、このような構成の出力端子を３相分備
え、３相分の前記第１と第２の両半導体スイッチング素
子のオン・オフ時間を制御する演算装置と、前記演算装
置からの前記各半導体スイッチング素子へのオン・オフ
信号により前記各半導体スイッチング素子をオン・オフ
駆動する駆動用回路部とを備えたパルス幅変調形インバ
ータ装置において、インバータ装置の正弦波出力電圧指
令周波数の毎周期について、相出力電圧の負側ピークポ
イントを中心とする１２０度区間は当該相における前記
第２の半導体スイッチング素子を連続オンし、かつ前記
当該相における１２０度区間経過後は連続オン動作を次
の相に順次切り替え、かつ連続オン動作中にある当該相
の出力電圧は前記直流電源の負極側電位にあるとして、
残る他の２相についてはそれぞれの相における前記第１
と前記第２の半導体スイッチング素子を前記当該相との
正弦波線間電圧と等しくなるような比率で１キャリア周
期内において交互にオン・オフ動作させるものである。
【０００５】
【発明の実施の形態】本発明のパルス幅変調形インバー
タ装置の制御方法において、そのパルス幅変調出力形態
を図１および図２に示す。図１においてはＵ相基本波
（正弦波）電圧指令、Ｖ相基本波（正弦波）電圧指令、
Ｗ相基本波（正弦波）電圧指令、実際のＵ相電圧指令を
示している。図１中の区間Ａは、実際のＵ相電圧指令は
第１の直流電源の負極側電位に固定される。また実際の
Ｖ，Ｗ相電圧指令はこの負極側電位を基準としてそれぞ
れＶＵ、ＷＵ線間電圧を加えた指令となる。区間Ｂは実
際のＶ相電圧指令は第１の直流電源の負極側電位に固定
される。また実際のＵ，Ｗ相電圧指令はこの負極側電位
を基準としてそれぞれＵＶ、ＷＶ線間電圧を加えた指令
となる。区間Ｃは実際のＷ相電圧指令は第１の直流電源
の負極側電位に固定される。また実際のＵ，Ｖ相電圧指
令はこの負極側電位を基準としてそれぞれＵＷ、ＶＷ線
間電圧を加えた指令となる。図２においては実際のＵ相
電圧指令、実際のＶ相電圧指令、実際のＷ相電圧指令、
演算装置により前記実際の各相電圧指令と大小比較して
半導体スイッチング素子へのオン・オフ指令を作り出す
ための基本三角波、実際の各相電圧指令と基本三角波と
の大小比較により演算装置で作り出される各相における
前記第１、第２の両半導体スイッチング素子へのオン・
オフ駆動信号とを示している。
タ装置の制御方法において、そのパルス幅変調出力形態
を図１および図２に示す。図１においてはＵ相基本波
（正弦波）電圧指令、Ｖ相基本波（正弦波）電圧指令、
Ｗ相基本波（正弦波）電圧指令、実際のＵ相電圧指令を
示している。図１中の区間Ａは、実際のＵ相電圧指令は
第１の直流電源の負極側電位に固定される。また実際の
Ｖ，Ｗ相電圧指令はこの負極側電位を基準としてそれぞ
れＶＵ、ＷＵ線間電圧を加えた指令となる。区間Ｂは実
際のＶ相電圧指令は第１の直流電源の負極側電位に固定
される。また実際のＵ，Ｗ相電圧指令はこの負極側電位
を基準としてそれぞれＵＶ、ＷＶ線間電圧を加えた指令
となる。区間Ｃは実際のＷ相電圧指令は第１の直流電源
の負極側電位に固定される。また実際のＵ，Ｖ相電圧指
令はこの負極側電位を基準としてそれぞれＵＷ、ＶＷ線
間電圧を加えた指令となる。図２においては実際のＵ相
電圧指令、実際のＶ相電圧指令、実際のＷ相電圧指令、
演算装置により前記実際の各相電圧指令と大小比較して
半導体スイッチング素子へのオン・オフ指令を作り出す
ための基本三角波、実際の各相電圧指令と基本三角波と
の大小比較により演算装置で作り出される各相における
前記第１、第２の両半導体スイッチング素子へのオン・
オフ駆動信号とを示している。
【０００６】まずＵ相基本波電圧指令の負側ピークポイ
ントを中心とする１２０度区間（区間Ａ）においては、
実際のＵ相電圧指令は第１の直流電源の負極側に接続さ
れたＵ相における第２の半導体スイッチング素子を連続
オン動作させる指令となる。この１２０度区間を経過す
ると次の１２０度区間（Ｖ相電圧指令の負側ピークポイ
ントを中心とする１２０区間：区間Ｂ）ではＶ相におけ
る第２の半導体スイッチング素子を連続オン動作させる
指令へと切り替わり、さらに次の１２０度区間（Ｗ相電
圧指令の負側ピークポイントを中心とする１２０区間：
区間Ｃ）ではＷ相における第２の半導体スイッチング素
子を連続オン動作させる指令へと切り替わり、この区間
経過後は再度Ｕ相に戻り同様の指令を繰り返していくこ
とになる。実際のＵ相電圧指令はＵ相における第２の半
導体スイッチング素子への連続オン動作指令となる区間
を除いた残りの区間中では、まずＶ相における第２の半
導体スイッチング素子が連続オンする区間はＶ相の端子
電圧が第１の直流電源の負極側電位となるのでこの第１
の直流電源の負極側電位を基準にこの区間中のＵＶ線間
電圧値（図１参照）を加えた電圧指令となり、またＷ相
における第２の半導体スイッチング素子が連続オンする
区間はＷ相の端子電圧が第１の直流電源の負極側電位と
なるのでこの第１の直流電源の負極側電位を基準にこの
区間中のＵＷ線間電圧値（図１参照）を加えた電圧指令
となる。
ントを中心とする１２０度区間（区間Ａ）においては、
実際のＵ相電圧指令は第１の直流電源の負極側に接続さ
れたＵ相における第２の半導体スイッチング素子を連続
オン動作させる指令となる。この１２０度区間を経過す
ると次の１２０度区間（Ｖ相電圧指令の負側ピークポイ
ントを中心とする１２０区間：区間Ｂ）ではＶ相におけ
る第２の半導体スイッチング素子を連続オン動作させる
指令へと切り替わり、さらに次の１２０度区間（Ｗ相電
圧指令の負側ピークポイントを中心とする１２０区間：
区間Ｃ）ではＷ相における第２の半導体スイッチング素
子を連続オン動作させる指令へと切り替わり、この区間
経過後は再度Ｕ相に戻り同様の指令を繰り返していくこ
とになる。実際のＵ相電圧指令はＵ相における第２の半
導体スイッチング素子への連続オン動作指令となる区間
を除いた残りの区間中では、まずＶ相における第２の半
導体スイッチング素子が連続オンする区間はＶ相の端子
電圧が第１の直流電源の負極側電位となるのでこの第１
の直流電源の負極側電位を基準にこの区間中のＵＶ線間
電圧値（図１参照）を加えた電圧指令となり、またＷ相
における第２の半導体スイッチング素子が連続オンする
区間はＷ相の端子電圧が第１の直流電源の負極側電位と
なるのでこの第１の直流電源の負極側電位を基準にこの
区間中のＵＷ線間電圧値（図１参照）を加えた電圧指令
となる。
【０００７】これを具体的な数式で表すと、図３に示す
インバータ装置の構成においてＡＣ２００Ｖ商用交流電
源１４を整流ダイオード１３で整流して作る第１の直流
電源１において第１の直流電源電圧はＶ1 ＝２００×２
1/2 （Ｖ）となる。ここで、インバータの正弦波線間出
力電圧実効値をＶＯとすると インバータの各相基本波（正弦波）出力電圧実効値はＶ
Ｏ／３1/2 Ｕ相基本波電圧指令はＥＵ１＝２1/2 ×ＶＯ／３1/2 ×
ＳＩＮθ Ｖ相基本波電圧指令はＥＶ１＝２1/2 ×ＶＯ／３1/2 ×
ＳＩＮ（θ−１２０） Ｗ相基本波電圧指令はＥＷ１＝２1/2 ×ＶＯ／３1/2 ×
ＳＩＮ（θ−２４０） とおける。また実際のＵ相電圧指令をＥＵ、実際のＶ相
電圧指令をＥＶ、実際のＵ相電圧指令をＥＷ、とすると
インバータ装置の構成においてＡＣ２００Ｖ商用交流電
源１４を整流ダイオード１３で整流して作る第１の直流
電源１において第１の直流電源電圧はＶ1 ＝２００×２
1/2 （Ｖ）となる。ここで、インバータの正弦波線間出
力電圧実効値をＶＯとすると インバータの各相基本波（正弦波）出力電圧実効値はＶ
Ｏ／３1/2 Ｕ相基本波電圧指令はＥＵ１＝２1/2 ×ＶＯ／３1/2 ×
ＳＩＮθ Ｖ相基本波電圧指令はＥＶ１＝２1/2 ×ＶＯ／３1/2 ×
ＳＩＮ（θ−１２０） Ｗ相基本波電圧指令はＥＷ１＝２1/2 ×ＶＯ／３1/2 ×
ＳＩＮ（θ−２４０） とおける。また実際のＵ相電圧指令をＥＵ、実際のＶ相
電圧指令をＥＶ、実際のＵ相電圧指令をＥＷ、とすると
【０００８】（１）２１０≦θ≦３３０〜Ｕ相における
第２の半導体スイッチング素子が連続オン中の区間Ｕ、
Ｖ，Ｗ相の実際の電圧指令はそれぞれ ＥＵ＝０ ＥＶ＝（ＶＵ線間電圧）＋（実際のＵ相電圧指令）＝
（ＥＶ１−ＥＵ１）＋ＥＵ＝２1/2 ×ＶＯ×ＳＩＮ（θ
−１５０） ＥＷ＝（ＷＵ線間電圧）＋（実際のＵ相電圧指令）＝
（ＥＷ１−ＥＵ１）＋ＥＵ＝２1/2 ×ＶＯ×ＳＩＮ（θ
＋１５０） となる。またその時の各相それぞれについて、実際の線
間電圧指令は 実際のＵＶ線間電圧指令＝ＥＵ−ＥＶ＝ＥＵ−（（ＥＶ
１−ＥＵ１）＋ＥＵ）＝ＥＵ１−ＥＶ１ 実際のＶＷ線間電圧指令＝ＥＶ−ＥＷ＝（（ＥＶ１−Ｅ
Ｕ１）＋ＥＵ）−（（ＥＷ１−ＥＵ１）＋ＥＵ）＝ＥＶ
１−ＥＷ１ 実際のＷＵ線間電圧指令＝ＥＷ−ＥＵ＝（（ＥＷ１−Ｅ
Ｕ１）＋ＥＵ）−ＥＵ＝ＥＷ１−ＥＵ１ となるが、これは各相の基本波（正弦波）電圧指令によ
り合成される線間電圧指令と等しくなっている。
第２の半導体スイッチング素子が連続オン中の区間Ｕ、
Ｖ，Ｗ相の実際の電圧指令はそれぞれ ＥＵ＝０ ＥＶ＝（ＶＵ線間電圧）＋（実際のＵ相電圧指令）＝
（ＥＶ１−ＥＵ１）＋ＥＵ＝２1/2 ×ＶＯ×ＳＩＮ（θ
−１５０） ＥＷ＝（ＷＵ線間電圧）＋（実際のＵ相電圧指令）＝
（ＥＷ１−ＥＵ１）＋ＥＵ＝２1/2 ×ＶＯ×ＳＩＮ（θ
＋１５０） となる。またその時の各相それぞれについて、実際の線
間電圧指令は 実際のＵＶ線間電圧指令＝ＥＵ−ＥＶ＝ＥＵ−（（ＥＶ
１−ＥＵ１）＋ＥＵ）＝ＥＵ１−ＥＶ１ 実際のＶＷ線間電圧指令＝ＥＶ−ＥＷ＝（（ＥＶ１−Ｅ
Ｕ１）＋ＥＵ）−（（ＥＷ１−ＥＵ１）＋ＥＵ）＝ＥＶ
１−ＥＷ１ 実際のＷＵ線間電圧指令＝ＥＷ−ＥＵ＝（（ＥＷ１−Ｅ
Ｕ１）＋ＥＵ）−ＥＵ＝ＥＷ１−ＥＵ１ となるが、これは各相の基本波（正弦波）電圧指令によ
り合成される線間電圧指令と等しくなっている。
【０００９】（２）９０≦θ≦２１０〜Ｗ相における第
２の半導体スイッチング素子が連続オン中の区間Ｕ、
Ｖ，Ｗ相の実際の電圧指令はそれぞれ ＥＵ＝（ＵＷ線間電圧）＋（実際のＷ相電圧指令）＝
（ＥＵ１−ＥＷ１）＋ＥＷ＝２1/2 ×ＶＯ×ＳＩＮ（θ
−３０） ＥＶ＝（ＶＷ線間電圧）＋（実際のＷ相電圧指令）＝
（ＥＶ１−ＥＷ１）＋ＥＷ＝２1/2 ×ＶＯ×ＳＩＮ（θ
−９０） ＥＷ＝０となる。またその時の各相それぞれについて、
実際の線間電圧指令は 実際のＵＶ線間電圧指令＝ＥＵ−ＥＶ＝（（ＥＵ１−Ｅ
Ｗ１）＋ＥＷ）−（（ＥＶ１−ＥＷ１）＋ＥＷ）＝ＥＵ
１−ＥＶ１ 実際のＶＷ線間電圧指令＝ＥＶ−ＥＷ＝（（ＥＶ１−Ｅ
Ｗ１）＋ＥＷ）−ＥＷ＝ＥＶ１−ＥＷ１ 実際のＷＵ線間電圧指令＝ＥＷ−ＥＵ＝ＥＷ−（（ＥＵ
１−ＥＷ１）＋ＥＷ）＝ＥＷ１−ＥＵ１ となるが、これも各相の基本波（正弦波）電圧指令によ
り合成される線間電圧指令と等しくなっている。
２の半導体スイッチング素子が連続オン中の区間Ｕ、
Ｖ，Ｗ相の実際の電圧指令はそれぞれ ＥＵ＝（ＵＷ線間電圧）＋（実際のＷ相電圧指令）＝
（ＥＵ１−ＥＷ１）＋ＥＷ＝２1/2 ×ＶＯ×ＳＩＮ（θ
−３０） ＥＶ＝（ＶＷ線間電圧）＋（実際のＷ相電圧指令）＝
（ＥＶ１−ＥＷ１）＋ＥＷ＝２1/2 ×ＶＯ×ＳＩＮ（θ
−９０） ＥＷ＝０となる。またその時の各相それぞれについて、
実際の線間電圧指令は 実際のＵＶ線間電圧指令＝ＥＵ−ＥＶ＝（（ＥＵ１−Ｅ
Ｗ１）＋ＥＷ）−（（ＥＶ１−ＥＷ１）＋ＥＷ）＝ＥＵ
１−ＥＶ１ 実際のＶＷ線間電圧指令＝ＥＶ−ＥＷ＝（（ＥＶ１−Ｅ
Ｗ１）＋ＥＷ）−ＥＷ＝ＥＶ１−ＥＷ１ 実際のＷＵ線間電圧指令＝ＥＷ−ＥＵ＝ＥＷ−（（ＥＵ
１−ＥＷ１）＋ＥＷ）＝ＥＷ１−ＥＵ１ となるが、これも各相の基本波（正弦波）電圧指令によ
り合成される線間電圧指令と等しくなっている。
【００１０】（３）−３０≦θ≦９０〜Ｖ相における第
２の半導体スイッチング素子が連続オン中の区間Ｕ、
Ｖ，Ｗ相の実際の電圧指令はそれぞれ ＥＵ＝（ＵＶ線間電圧）＋（実際のＶ相電圧指令）＝
（ＥＵ１−ＥＶ１）＋ＥＶ＝２1/2 ×ＶＯ×ＳＩＮ（θ
＋３０） ＥＶ＝０ ＥＷ＝（ＷＶ線間電圧）＋（実際のＶ相電圧指令）＝
（ＥＷ１−ＥＶ１）＋ＥＶ＝２1/2 ×ＶＯ×ＳＩＮ（θ
＋９０） となる。またその時の各相それぞれについて、実際の線
間電圧指令は 実際のＵＶ線間電圧指令＝ＥＵ−ＥＶ＝（（ＥＵ１−Ｅ
Ｖ１）＋ＥＶ）−ＥＶ＝ＥＵ１−ＥＶ１ 実際のＶＷ線間電圧指令＝ＥＶ−ＥＷ＝ＥＶ−（（ＥＷ
１−ＥＶ１）＋ＥＶ）＝ＥＶ１−ＥＷ１ 実際のＷＵ線間電圧指令＝ＥＷ−ＥＵ＝（（ＥＷ１−Ｅ
Ｖ１）＋ＥＶ）−（（ＥＵ１−ＥＶ１）＋ＥＶ）＝ＥＷ
１−ＥＵ１ となるが、これも各相の基本波（正弦波）電圧指令によ
り合成される線間電圧指令と等しくなっている。
２の半導体スイッチング素子が連続オン中の区間Ｕ、
Ｖ，Ｗ相の実際の電圧指令はそれぞれ ＥＵ＝（ＵＶ線間電圧）＋（実際のＶ相電圧指令）＝
（ＥＵ１−ＥＶ１）＋ＥＶ＝２1/2 ×ＶＯ×ＳＩＮ（θ
＋３０） ＥＶ＝０ ＥＷ＝（ＷＶ線間電圧）＋（実際のＶ相電圧指令）＝
（ＥＷ１−ＥＶ１）＋ＥＶ＝２1/2 ×ＶＯ×ＳＩＮ（θ
＋９０） となる。またその時の各相それぞれについて、実際の線
間電圧指令は 実際のＵＶ線間電圧指令＝ＥＵ−ＥＶ＝（（ＥＵ１−Ｅ
Ｖ１）＋ＥＶ）−ＥＶ＝ＥＵ１−ＥＶ１ 実際のＶＷ線間電圧指令＝ＥＶ−ＥＷ＝ＥＶ−（（ＥＷ
１−ＥＶ１）＋ＥＶ）＝ＥＶ１−ＥＷ１ 実際のＷＵ線間電圧指令＝ＥＷ−ＥＵ＝（（ＥＷ１−Ｅ
Ｖ１）＋ＥＶ）−（（ＥＵ１−ＥＶ１）＋ＥＶ）＝ＥＷ
１−ＥＵ１ となるが、これも各相の基本波（正弦波）電圧指令によ
り合成される線間電圧指令と等しくなっている。
【００１１】以上より（１）〜（３）の全区間におい
て、各相それぞれの実際の線間電圧指令と各相それぞれ
の基本波（正弦波）電圧指令より合成される線間電圧指
令とは常に等しいことがわかる。従って（１）〜（３）
の全区間においてインバータ装置の各相出力端子からは
基本波（正弦波）相電圧が出力されていることになる。
さらにまた実際の各相電圧指令における前記各式中のＶ
Ｏからわかるように、商用交流電源１４の交流電圧実効
値である２００（Ｖ）までは最大値として実際に設定し
かつ出力することができる。いいかえればインバータ装
置の正弦波線間出力電圧実効値であるＶＯは、最大で交
流電源１４の交流電圧実効値である２００（Ｖ）までは
出力可能となる。従って請求項１記載のごとく第１、第
２の両半導体スイッチング素子のオン・オフ動作を行え
ば、インバータ装置の相出力電圧を正弦波電圧出力と
し、かつインバータ装置の線間電圧出力実効値について
は最大で交流電源電圧実効値までは出力できることにな
る。また図２に示すように第２の半導体スイッチング素
子が連続オフする区間が存在しないので、図３において
Ｕ相における第１の半導体スイッチング素子の駆動用電
源となるコンデンサ１５の端子間電圧が大きく低下する
こともない。
て、各相それぞれの実際の線間電圧指令と各相それぞれ
の基本波（正弦波）電圧指令より合成される線間電圧指
令とは常に等しいことがわかる。従って（１）〜（３）
の全区間においてインバータ装置の各相出力端子からは
基本波（正弦波）相電圧が出力されていることになる。
さらにまた実際の各相電圧指令における前記各式中のＶ
Ｏからわかるように、商用交流電源１４の交流電圧実効
値である２００（Ｖ）までは最大値として実際に設定し
かつ出力することができる。いいかえればインバータ装
置の正弦波線間出力電圧実効値であるＶＯは、最大で交
流電源１４の交流電圧実効値である２００（Ｖ）までは
出力可能となる。従って請求項１記載のごとく第１、第
２の両半導体スイッチング素子のオン・オフ動作を行え
ば、インバータ装置の相出力電圧を正弦波電圧出力と
し、かつインバータ装置の線間電圧出力実効値について
は最大で交流電源電圧実効値までは出力できることにな
る。また図２に示すように第２の半導体スイッチング素
子が連続オフする区間が存在しないので、図３において
Ｕ相における第１の半導体スイッチング素子の駆動用電
源となるコンデンサ１５の端子間電圧が大きく低下する
こともない。
【００１２】また図３の構成におけるＵ相出力電流検出
について、インバータ装置が最大出力可能電圧まで出力
していなければＵ相における第２の半導体スイッチング
素子は図２に示す基本三角波のピークポイントで必ずオ
ンするので常にＵ相出力電流検出できることになり、ま
た３相のなかで実際の相電圧指令値が小さい２つの相
（このうちの１相については第２の半導体スイッチング
素子が連続オン動作中にある）をその都度演算装置によ
り選択して図２に示す基本三角波のピークポイントで当
該２相の相出力電流検出を行うようにすればインバータ
装置の最大出力可能電圧である交流電源電圧実効値まで
電圧出力している時においても前記当該２相の相出力電
流検出を行えるので、そこから残る１相の相出力電流に
ついては３相分の相出力電流の総和が零という関係を利
用すれば自明であり従って常にＵ相出力電流検出が行え
ることになる。
について、インバータ装置が最大出力可能電圧まで出力
していなければＵ相における第２の半導体スイッチング
素子は図２に示す基本三角波のピークポイントで必ずオ
ンするので常にＵ相出力電流検出できることになり、ま
た３相のなかで実際の相電圧指令値が小さい２つの相
（このうちの１相については第２の半導体スイッチング
素子が連続オン動作中にある）をその都度演算装置によ
り選択して図２に示す基本三角波のピークポイントで当
該２相の相出力電流検出を行うようにすればインバータ
装置の最大出力可能電圧である交流電源電圧実効値まで
電圧出力している時においても前記当該２相の相出力電
流検出を行えるので、そこから残る１相の相出力電流に
ついては３相分の相出力電流の総和が零という関係を利
用すれば自明であり従って常にＵ相出力電流検出が行え
ることになる。
【００１３】以下、本発明によるパルス幅変調出力形態
を実施したインバータ装置の構成例を図３に示す。図３
において、マイクロコンピュータ８は内蔵している基本
三角波と演算により作り出した実際の各相電圧指令とを
大小比較して各ＩＧＢＴトランジスタＱ１〜Ｑ６へのオ
ン・オフ信号を作り、その信号をそれぞれのＩＧＢＴト
ランジスタのオン・オフ駆動回路部２〜７へと伝送して
いる。この伝送されたオン・オフ指令信号に従って前記
の各オン・オフ駆動回路部はそれぞれのＩＧＢＴトラン
ジスタのオン・オフ駆動動作を実施している。この際に
例えばＵ相においては、ＩＧＢＴトランジスタＱ４がオ
ン動作中はＵ相出力端子電圧は第１の直流電源１の負極
側電位にほぼ等しくなるので、図４に示すように第２の
直流電源１８からダイオード２４、コンデンサ１５、Ｉ
ＧＢＴトランジスタＱ４へと電流が流れることになり、
この電流によりコンデンサ１５への充電動作が行われ、
すぐにコンデンサ１５の端子間電圧は第２の直流電源１
８の電圧値に等しくなる。一方ＩＧＢＴトランジスタＱ
４がオフ動作中はこのコンデンサ１５の端子間電圧は放
電により減少していくが、前記で説明してきたようにＩ
ＧＢＴトランジスタＱ４のオフ動作は長く続かないの
で、コンデンサ１５はすぐにまた充電されることにな
り、従ってＩＧＢＴトランジスタＱ１の駆動用電源とな
るコンデンサ１５の端子間電圧が大きく低下するような
事態は発生しない。またマイクロコンピュータ８は実際
の相電圧指令値の小さい２つの相を選んで、内蔵の基本
三角波の上側ピークポイントにおいてその２相分の相出
力電流検出（３相モータ駆動では３相分の相電流の総和
は零であるから、２相分の相出力電流検出ができれば残
る１相の相出力電流値も自明となる。従って相出力電流
検出は２相分で十分となる）を実施する。さらにマイク
ロコンピュータ８は、同一時間における瞬間の相出力電
流検出を行うため、Ｖ相、およびＷ相についてはそのオ
ペアンプ３１および３２のからの電流検出出力に対して
それぞれサンプルホールド回路２２、および２３を介し
た上で内蔵のＡ／Ｄ変換ポートにより、相出力電流検出
値を取り込んでいる。
を実施したインバータ装置の構成例を図３に示す。図３
において、マイクロコンピュータ８は内蔵している基本
三角波と演算により作り出した実際の各相電圧指令とを
大小比較して各ＩＧＢＴトランジスタＱ１〜Ｑ６へのオ
ン・オフ信号を作り、その信号をそれぞれのＩＧＢＴト
ランジスタのオン・オフ駆動回路部２〜７へと伝送して
いる。この伝送されたオン・オフ指令信号に従って前記
の各オン・オフ駆動回路部はそれぞれのＩＧＢＴトラン
ジスタのオン・オフ駆動動作を実施している。この際に
例えばＵ相においては、ＩＧＢＴトランジスタＱ４がオ
ン動作中はＵ相出力端子電圧は第１の直流電源１の負極
側電位にほぼ等しくなるので、図４に示すように第２の
直流電源１８からダイオード２４、コンデンサ１５、Ｉ
ＧＢＴトランジスタＱ４へと電流が流れることになり、
この電流によりコンデンサ１５への充電動作が行われ、
すぐにコンデンサ１５の端子間電圧は第２の直流電源１
８の電圧値に等しくなる。一方ＩＧＢＴトランジスタＱ
４がオフ動作中はこのコンデンサ１５の端子間電圧は放
電により減少していくが、前記で説明してきたようにＩ
ＧＢＴトランジスタＱ４のオフ動作は長く続かないの
で、コンデンサ１５はすぐにまた充電されることにな
り、従ってＩＧＢＴトランジスタＱ１の駆動用電源とな
るコンデンサ１５の端子間電圧が大きく低下するような
事態は発生しない。またマイクロコンピュータ８は実際
の相電圧指令値の小さい２つの相を選んで、内蔵の基本
三角波の上側ピークポイントにおいてその２相分の相出
力電流検出（３相モータ駆動では３相分の相電流の総和
は零であるから、２相分の相出力電流検出ができれば残
る１相の相出力電流値も自明となる。従って相出力電流
検出は２相分で十分となる）を実施する。さらにマイク
ロコンピュータ８は、同一時間における瞬間の相出力電
流検出を行うため、Ｖ相、およびＷ相についてはそのオ
ペアンプ３１および３２のからの電流検出出力に対して
それぞれサンプルホールド回路２２、および２３を介し
た上で内蔵のＡ／Ｄ変換ポートにより、相出力電流検出
値を取り込んでいる。
【００１４】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、相基本波
（正弦波）電圧指令の負側ピークポイントを中心とする
１２０度区間は第１の直流電源の負極側に接続された第
２の半導体スイッチング素子を連続オン動作させ、その
他の区間については連続オン動作中にある他の当該相に
対し、当該相の出力電位である第１の直流電源の負極側
電位を基準電位として当該相との線間電圧と等しい電圧
出力となるようにパルス幅変調出力することで、ＩＧＢ
Ｔトランジスタのスイッチングロスを少なくでき、さら
に第１の直流電源の負極側に接続された第２の半導体ス
イッチング素子が連続オフ動作する区間をなくしたこと
でブートストラップ電源回路により第１の半導体スイッ
チング素子の駆動用電源を構成した場合においてもその
駆動用電源電圧低下を防止でき、さらにまた図３に示す
ようにインバータ装置の電流検出回路を構成した場合に
おいても常に相出力電流検出ができるという効果があ
る。
（正弦波）電圧指令の負側ピークポイントを中心とする
１２０度区間は第１の直流電源の負極側に接続された第
２の半導体スイッチング素子を連続オン動作させ、その
他の区間については連続オン動作中にある他の当該相に
対し、当該相の出力電位である第１の直流電源の負極側
電位を基準電位として当該相との線間電圧と等しい電圧
出力となるようにパルス幅変調出力することで、ＩＧＢ
Ｔトランジスタのスイッチングロスを少なくでき、さら
に第１の直流電源の負極側に接続された第２の半導体ス
イッチング素子が連続オフ動作する区間をなくしたこと
でブートストラップ電源回路により第１の半導体スイッ
チング素子の駆動用電源を構成した場合においてもその
駆動用電源電圧低下を防止でき、さらにまた図３に示す
ようにインバータ装置の電流検出回路を構成した場合に
おいても常に相出力電流検出ができるという効果があ
る。
【図１】 本発明の実施例における各相への電圧指令の
説明図
説明図
【図２】 本発明の実施例におけるパルス幅変調出力形
態を示したもの
態を示したもの
【図３】 本発明によるパルス幅変調出力を実施したイ
ンバータ装置の構成例
ンバータ装置の構成例
【図４】 ＩＧＢＴトランジスタＱ４がオン動作中のコ
ンデンサ１５への充電電流ルートを示したもの（本発
明）
ンデンサ１５への充電電流ルートを示したもの（本発
明）
【図５】 実際の相電圧指令の小さい２相の演算装置に
よる選択を示したもの（本発明）
よる選択を示したもの（本発明）
【図６】 パルス幅変調形インバータ装置の第１の従来
例におけるパルス幅変調出力形態
例におけるパルス幅変調出力形態
【図７】 パルス幅変調形インバータ装置の第２の従来
例におけるパルス幅変調出力形態
例におけるパルス幅変調出力形態
【図８】 パルス幅変調形インバータ装置の第３の従来
例におけるパルス幅変調出力形態
例におけるパルス幅変調出力形態
【図９】 従来例によるパルス幅変調出力を実施したイ
ンバータ装置の構成例
ンバータ装置の構成例
Ｑ１〜Ｑ６ ＩＧＢＴトランジスタ Ｄ１〜Ｄ６ 還流ダイオード １ 第１の直流電源 ２〜７ 各ＩＧＢＴトランジスタＱ１〜Ｑ６のオン・オ
フ駆動用回路部 ８ マイクロコンピュータ ９ ３相誘導電動機 １０〜１２ インバータ装置の各相出力端子 １３ 整流用ダイオード部 １４ 商用交流電源 １５〜１７ 各ＩＧＢＴトランジスタＱ１〜Ｑ３の駆動
用電源となるコンデンサ １８ 第２の直流電源 １９〜２１ 各相の出力電流検出用シャント抵抗 ２２、２３ Ｖ相、およびＷ相の電流検出部サンプルホ
ールド回路 ２４〜２６ ダイオード ２７〜２９ 各相電流検出部の基準電圧 ３０〜３２ 各相電流検出部のオペアンプ ３３〜３８ 各相電流検出部の抵抗 １０１ 第１の直流電源 １０２〜１０７ 各ＩＧＢＴトランジスタＱ１〜Ｑ６の
オン・オフ駆動用回路部 １０８ マイクロコンピュータ １０９ ３相誘導電動機 １１０〜１１２ インバータ装置の各相出力端子 １１３ 整流用ダイオード部 １１４ 商用交流電源 １１５〜１１７ 各ＩＧＢＴトランジスタＱ１〜Ｑ３の
駆動用電源となるコンデンサ １１８ 第２の直流電源 １１９、１２０ Ｕ相、およびＶ相出力電流検出器 １２１ Ｖ相電流検出部サンプルホールド回路
フ駆動用回路部 ８ マイクロコンピュータ ９ ３相誘導電動機 １０〜１２ インバータ装置の各相出力端子 １３ 整流用ダイオード部 １４ 商用交流電源 １５〜１７ 各ＩＧＢＴトランジスタＱ１〜Ｑ３の駆動
用電源となるコンデンサ １８ 第２の直流電源 １９〜２１ 各相の出力電流検出用シャント抵抗 ２２、２３ Ｖ相、およびＷ相の電流検出部サンプルホ
ールド回路 ２４〜２６ ダイオード ２７〜２９ 各相電流検出部の基準電圧 ３０〜３２ 各相電流検出部のオペアンプ ３３〜３８ 各相電流検出部の抵抗 １０１ 第１の直流電源 １０２〜１０７ 各ＩＧＢＴトランジスタＱ１〜Ｑ６の
オン・オフ駆動用回路部 １０８ マイクロコンピュータ １０９ ３相誘導電動機 １１０〜１１２ インバータ装置の各相出力端子 １１３ 整流用ダイオード部 １１４ 商用交流電源 １１５〜１１７ 各ＩＧＢＴトランジスタＱ１〜Ｑ３の
駆動用電源となるコンデンサ １１８ 第２の直流電源 １１９、１２０ Ｕ相、およびＶ相出力電流検出器 １２１ Ｖ相電流検出部サンプルホールド回路
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電源の正極側に接続された第１の半
導体スイッチング素子と、第１の半導体スイッチング素
子に並列に接続された第１の還流ダイオードと、前記直
流電源の負極側に接続された第２の半導体スイッチング
素子と、第２の半導体スイッチング素子に並列に接続さ
れた第２の還流ダイオードと、第１と第２の両半導体ス
イッチング素子を直列に接続しかつ接続点をインバータ
装置の出力端子とし、このような構成の出力端子を３相
分備え、３相分の前記第１と第２の両半導体スイッチン
グ素子のオン・オフ時間を制御する演算装置と、前記演
算装置からの前記各半導体スイッチング素子へのオン・
オフ信号により前記各半導体スイッチング素子をオン・
オフ駆動する駆動用回路部とを備えたパルス幅変調形イ
ンバータ装置の制御方法において、 正弦波出力電圧指令周波数の毎周期について、相出力電
圧の負側ピークポイントを中心とする１２０度区間は当
該相における前記第２の半導体スイッチング素子を連続
オンし、かつ前記当該相における１２０度区間経過後は
連続オン動作を次の相に順次切り替え、かつ連続オン動
作中にある当該相の出力電圧は前記直流電源の負極側電
位にあるとして、残る他の２相についてはそれぞれの相
における前記第１と前記第２の半導体スイッチング素子
を前記当該相との正弦波線間電圧と等しくなるような比
率で１キャリア周期内において交互にオン・オフ動作す
ることを特徴とするパルス幅変調形インバータ装置の制
御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10078332A JPH11262269A (ja) | 1998-03-10 | 1998-03-10 | パルス幅変調形インバータ装置の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10078332A JPH11262269A (ja) | 1998-03-10 | 1998-03-10 | パルス幅変調形インバータ装置の制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11262269A true JPH11262269A (ja) | 1999-09-24 |
Family
ID=13659031
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10078332A Pending JPH11262269A (ja) | 1998-03-10 | 1998-03-10 | パルス幅変調形インバータ装置の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11262269A (ja) |
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005051838A (ja) * | 2003-07-29 | 2005-02-24 | Toyota Industries Corp | インバータ装置及びリップル電流の低減方法 |
| US7053587B2 (en) | 2004-02-10 | 2006-05-30 | Denso Corporation | Apparatus for controlling three-phase AC motor on two-phase modulation technique |
| JP2007189825A (ja) * | 2006-01-13 | 2007-07-26 | Omron Corp | インバータ装置 |
| JPWO2005088822A1 (ja) * | 2004-03-17 | 2007-08-09 | 株式会社安川電機 | モータ制御装置とそのｐｗｍインバータの変調波指令作成方法 |
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