JP5249115B2 - Pulse compression device and target detection device - Google Patents
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Description
この発明は、変調を施したパルス状の信号をパルス圧縮するパルス圧縮装置および該パルス圧縮装置を備えた物標探知装置に関するものである。 The present invention relates to a pulse compression device that performs pulse compression on a modulated pulse signal and a target detection device including the pulse compression device.
従来、パルス信号を探知対象領域へ送信して反射信号から物標の探知を行うレーダ装置がある。このようなレーダ装置の中には、特許文献1に示すようなパルス圧縮を利用したレーダ装置がある。 Conventionally, there is a radar device that detects a target from a reflected signal by transmitting a pulse signal to a detection target region. Among such radar apparatuses, there is a radar apparatus that uses pulse compression as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. H10-228707.
パルス圧縮を利用したレーダ装置では、特許文献1に示すように、リニアFMチャープ信号を用いたパルス状の送信信号を送信し、物標に反射して得られる受信信号を、マッチドフィルタからなるパルス圧縮回路でパルス圧縮する。これにより、パルス圧縮処理された信号は、送信信号のパルス幅よりも時間軸上で短く、受信信号のレベルよりも高いピークのメインローブを有するものとなる。これにより、送信電力を抑えながらも距離分解能を向上している。
In a radar apparatus using pulse compression, as shown in
上述のようなリニアFMチャープ信号の送信信号を用いてパルス圧縮を行った場合、メインローブとともに必ずレンジ(時間軸)サイドローブが発生してしまう。そこで、特許文献1では、パルス圧縮回路とは別の遅延回路を設けてレンジサイドローブを相殺するようにしているが、レンジサイドローブを相殺するための回路が別途必要になってしまう。
When pulse compression is performed using the transmission signal of the linear FM chirp signal as described above, a range (time axis) side lobe always occurs together with the main lobe. Therefore, in
また、パルス圧縮後のレンジサイドローブを抑圧する方法として、ガウス窓やハミング窓等の所定の窓関数をかけたパルス状の送信信号を送信する方法もある。 Further, as a method of suppressing the range side lobe after pulse compression, there is a method of transmitting a pulsed transmission signal applied with a predetermined window function such as a Gaussian window or a Hamming window.
ところが、時間領域で、パルス状の送信信号に窓関数をかけると矩形のパルス状の信号を送信する場合に比べて、パルス波形の両端の振幅が小さくなるため、トータルの送信電力が弱くなってしまう。特に、発振素子に半導体を用いた半導体レーダ装置では、マグネトロンのような大電力を得られないため、窓関数を用いることによる探知能力の低下が大きな問題となっている。 However, if a window function is applied to a pulsed transmission signal in the time domain, the amplitude at both ends of the pulse waveform is smaller than when a rectangular pulsed signal is transmitted, so the total transmission power is weakened. End up. In particular, in a semiconductor radar device using a semiconductor as an oscillation element, a large power like a magnetron cannot be obtained, and thus a decrease in detection capability due to the use of a window function is a serious problem.
この問題を解決するため、送信信号の周波数スペクトルに対して窓関数処理するノンリニアFMチャープ信号を送信信号として利用する方法がある。 In order to solve this problem, there is a method of using, as a transmission signal, a nonlinear FM chirp signal that performs window function processing on the frequency spectrum of the transmission signal.
図6(A)はリニアFMチャープ送信信号のパルス幅Tw内での周波数遷移を示す図であり、図6(B)はノンリニアFMチャープ送信信号のパルス幅Tw内での周波数遷移を示す図である。 6A is a diagram illustrating frequency transition within the pulse width Tw of the linear FM chirp transmission signal, and FIG. 6B is a diagram illustrating frequency transition within the pulse width Tw of the nonlinear FM chirp transmission signal. is there.
このような図6に示すように、パルス幅Tw内での遷移周波数幅Δfが同じであっても、ノンリニアFMチャープ信号は、上述のリニアFMチャープ信号のように送信信号の一つのパルス波形中における周波数遷移が線形(図6(A))はなく、パルス波形中おける周波数遷移が非線形(図6(B))である。具体的には、ノンリニアFMチャープ信号は、図6(B)に示すように、一つのパルス波形(パルス幅Tw)中に含まれる遷移周波数幅Δfにおける中心周波数(fC)付近の周波数成分の時間比率が高く、両端周波数(fL,fH)付近の周波数成分の時間比率が低い周波数特性を有する。 As shown in FIG. 6, even if the transition frequency width Δf within the pulse width Tw is the same, the non-linear FM chirp signal is included in one pulse waveform of the transmission signal like the above-described linear FM chirp signal. The frequency transition in is not linear (FIG. 6A), and the frequency transition in the pulse waveform is non-linear (FIG. 6B). Specifically, as shown in FIG. 6B, the nonlinear FM chirp signal has a frequency component near the center frequency (f C ) in the transition frequency width Δf included in one pulse waveform (pulse width Tw). It has a frequency characteristic in which the time ratio is high and the time ratio of frequency components in the vicinity of both end frequencies (f L , f H ) is low.
本発明の目的は、このノンリニアFMチャープ信号を用いた場合に、十分なサイドローブの抑圧ができるパルス圧縮装置および当該パルス圧縮装置を備えた物標探知装置を実現することにある。 An object of the present invention is to realize a pulse compression device capable of sufficiently suppressing side lobes and a target detection device including the pulse compression device when this nonlinear FM chirp signal is used.
この発明は、所定の窓関数で周波数スペクトルが規定されたノンリニアFMチャープ方式のパルス状送信信号を用いてパルス圧縮を行うパルス圧縮装置に関するものである。そして、この発明のパルス圧縮装置は、検波部、平滑処理部、平滑係数生成部、およびパルス圧縮部を備える。検波部は、パルス状送信信号を自己相関して得られる信号の周波数スペクトルの振幅を求める。平滑処理部は、検波部から出力される検波信号を平滑処理する。平滑係数生成部は、パルス状送信信号を自己相関して得られる信号の周波数スペクトルで平滑処理部の出力を除算して平滑係数を生成する。パルス圧縮部は、送信信号に対する受信信号と、パルス状送信信号に基づくマッチドフィルタ係数と平滑係数とを用いてパルス圧縮を行う。 The present invention relates to a pulse compression apparatus that performs pulse compression using a non-linear FM chirped pulsed transmission signal whose frequency spectrum is defined by a predetermined window function. The pulse compression device according to the present invention includes a detection unit, a smoothing processing unit, a smoothing coefficient generation unit, and a pulse compression unit. A detection part calculates | requires the amplitude of the frequency spectrum of the signal obtained by autocorrelating a pulse-shaped transmission signal. The smoothing processing unit smoothes the detection signal output from the detection unit. The smoothing coefficient generation unit divides the output of the smoothing processing unit by the frequency spectrum of the signal obtained by autocorrelating the pulsed transmission signal to generate a smoothing coefficient. The pulse compression unit performs pulse compression using a reception signal with respect to the transmission signal, a matched filter coefficient based on the pulse-like transmission signal, and a smoothing coefficient.
図7は、振幅一定のノンリニアFMチャープ送信信号の周波数スペクトルを示す図である。図7に示すように、ノンリニアFMチャープ信号を用いた振幅一定のパルス状送信信号(以下、ノンリニアFMチャープ送信信号と称する。)を用いる場合、送信信号および受信信号の周波数スペクトルは、滑らかな特性にならず、全帯域において微少な凹凸を有する特性となる。この微少な凹凸は窓関数処理をした振幅一定のパルス状送信信号を生成する際に生じるものと考えられる。そして、このような微少な凹凸が存在するため、送信信号と同じレプリカを用いてパルス圧縮処理を行ったとしても、窓関数処理で期待される十分なレンジサイドローブの抑圧効果が得られない。 FIG. 7 is a diagram illustrating a frequency spectrum of a nonlinear FM chirp transmission signal having a constant amplitude. As shown in FIG. 7, when a pulse-shaped transmission signal having a constant amplitude using a non-linear FM chirp signal (hereinafter referred to as a non-linear FM chirp transmission signal) is used, the frequency spectrum of the transmission signal and the reception signal has smooth characteristics. In other words, the entire band has a characteristic with minute unevenness. This minute unevenness is considered to occur when a pulse-shaped transmission signal having a constant amplitude is generated by window function processing. Since such minute irregularities exist, even if the pulse compression processing is performed using the same replica as the transmission signal, the sufficient range sidelobe suppression effect expected in the window function processing cannot be obtained.
そこで、本発明は、マッチドフィルタ係数とともに、送信信号に含まれる周波数スペクトルの微少な凹凸を相殺するための平滑係数を用いてパルス圧縮を行う。この平滑係数は、パルス状送信信号を自己相関して得られるスペクトルの振幅を平滑処理し、該平滑処理した信号を、パルス状送信信号を自己相関して得られる周波数スペクトルで除算することで生成する。これにより、上述の微小な凹凸が抑圧され、十分なレンジサイドローブの抑圧効果を実現する。この際、パルス圧縮は純粋なマッチドフィルタではなくなるため、メインローブも若干減衰される。しかしながら、後述の実施形態の図に示すように、レンジサイドローブの抑圧量と比較して、メインローブの減衰量は微少であるので、レンジサイドローブが相対的に大幅に抑圧されたことになる。 Therefore, the present invention performs pulse compression using a smoothing coefficient for canceling out the fine irregularities of the frequency spectrum included in the transmission signal together with the matched filter coefficient. This smoothing coefficient is generated by smoothing the amplitude of the spectrum obtained by autocorrelation of the pulsed transmission signal and dividing the smoothed signal by the frequency spectrum obtained by autocorrelation of the pulsed transmission signal. To do. Thereby, the above-mentioned minute unevenness is suppressed, and a sufficient range side lobe suppression effect is realized. At this time, since the pulse compression is not a pure matched filter, the main lobe is also slightly attenuated. However, as shown in the drawing of the embodiment described later, since the attenuation amount of the main lobe is very small compared to the suppression amount of the range side lobe, the range side lobe is relatively significantly suppressed. .
また、この発明のパルス圧縮装置は、平滑処理を、検波信号すなわちパルス状送信信号の自己相関信号の振幅情報を移動平均処理することで平滑処理する。 Further, the pulse compression apparatus according to the present invention performs smoothing processing by moving average processing the amplitude information of the detection signal, that is, the autocorrelation signal of the pulsed transmission signal.
また、この発明のパルス圧縮装置の平滑処理部は、検波信号を所定の窓関数の周波数スペクトルに近づけるように平滑処理する。 In addition, the smoothing processing unit of the pulse compression device according to the present invention performs smoothing processing so that the detection signal approaches the frequency spectrum of a predetermined window function.
これらの構成は、スペクトルの平滑処理の具体例を示すものであり、これらの手法を用いることで、上述に示すような周波数スペクトル上の微小な凹凸は抑圧される。 These configurations show specific examples of the spectrum smoothing process. By using these methods, the minute irregularities on the frequency spectrum as described above are suppressed.
また、この発明のパルス圧縮装置の平滑処理部は、検波信号の一部の周波数領域を対象に平滑処理を行う。 Further, the smoothing processing unit of the pulse compression device according to the present invention performs smoothing processing on a part of the frequency domain of the detection signal.
この構成では、平滑処理を適用する周波数領域を適宜設定することができ、サイドローブの抑圧量とメインローブの減衰量を最適化することができる。 In this configuration, the frequency region to which the smoothing process is applied can be set as appropriate, and the side lobe suppression amount and the main lobe attenuation amount can be optimized.
また、この発明の物標探知装置は、上述のパルス圧縮装置を備えるとともに、送信信号を生成する送信部と、送信信号を探知領域内に放射するとともに、物標による送信信号の反射信号を受信して、受信信号を出力するアンテナと、パルス圧縮部からの出力信号に基づいて物標の探知を行う物標探知部と、を備える。 The target detection device of the present invention includes the above-described pulse compression device, a transmission unit that generates a transmission signal, and radiates the transmission signal into the detection region, and receives a reflection signal of the transmission signal from the target. Then, an antenna that outputs a reception signal and a target detection unit that detects a target based on an output signal from the pulse compression unit are provided.
この構成では、上述のパルス圧縮装置を備えることで、パルス圧縮処理による検出用信号のレンジサイドローブが抑圧されるので、メインローブが検出し易くなり、物標探知性能が向上する。 In this configuration, by providing the above-described pulse compression device, the range side lobe of the detection signal by the pulse compression process is suppressed, so that the main lobe is easily detected and the target detection performance is improved.
この発明によれば、ノンリニアFMチャープ送信信号を用いてパルス圧縮を行っても、サイドローブを効果的に抑圧することができる。そして、このようなパルス圧縮処理を用いることで、探知能力を向上させることができる。 According to the present invention, side lobes can be effectively suppressed even when pulse compression is performed using a nonlinear FM chirp transmission signal. And detection capability can be improved by using such a pulse compression process.
本発明の実施形態に係るパルス圧縮装置を備えた物標探知装置について、図を参照して説明する。なお、本実施形態で示す物標探知装置は、例えばレーダ装置11であり、振幅一定のノンリニアFMチャープ送信信号を用いて物標を探知する装置であれば、他の装置であっても良い。
図1(A)はレーダ装置11の主要回路構成を示すブロック図であり、図1(B)はパルス圧縮部15の主要回路構成を示すブロック図である。また、図1(C)は、平滑係数生成部500の主要構成を示すブロック図である。
A target detection apparatus including a pulse compression apparatus according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. Note that the target detection device shown in the present embodiment is, for example, the radar device 11 and may be another device as long as it detects a target using a nonlinear FM chirp transmission signal having a constant amplitude.
FIG. 1A is a block diagram showing a main circuit configuration of the radar apparatus 11, and FIG. 1B is a block diagram showing a main circuit configuration of the
レーダ装置11は、送信部12、DPX(デュプレクサ)13、アンテナ14、パルス圧縮部15、および物標探知部16を備える。
The radar apparatus 11 includes a
送信部12は、半導体やマグネトロンなどの発振素子を有し、所定の送信タイミングで、パルス状の波形を有するノンリニアFMチャープ送信信号を送信する。ここで、ノンリニアFMチャープ送信信号とは、上述の図6(B)にも示したように、一つのパルス波形(パルス幅Tw)中に含まれる遷移周波数幅Δfにおける中心周波数(fC)付近の周波数成分の時間比率が高く、両端周波数(fL,fH)の周波数成分の時間比率が低い周波数特性を有する。このようなノンリニアFMチャープ送信信号は、送信信号の周波数スペクトルに窓関数を掛けることで得ることができる。なお、窓関数としては、例えば、ガウス窓、ハン窓、ハミング窓等がある。
The
送信部12から出力されたノンリニアFMチャープ送信信号は、DPX13へ出力される。
The non-linear FM chirp transmission signal output from the
DPX13は、送信部12からのノンリニアFMチャープ送信信号をアンテナ14へ伝送する。アンテナ14は、所定の回転速度で定速度回転し続けながら、供給されたノンリニアFMチャープ送信信号を外部へ放射するとともに、ノンリニアFMチャープ送信信号が供給されていない期間は、外部の物標からの反射信号を受信して、受信信号をDPX13へ出力する。DPX13は、アンテナ14からの受信信号をパルス圧縮部15へ出力する。
The DPX 13 transmits the nonlinear FM chirp transmission signal from the
パルス圧縮部15は、図1(B)に示すように、フーリエ変換部51、マッチドフィルタ52、平滑化処理部53、および逆フーリエ変換部54を備える。また、パルス圧縮部15は、平滑係数生成部500を備える。平滑係数生成部500は、自己相関処理部501、検波部502、平滑処理部503、および平滑係数算出部504を備える。なお、平滑係数生成部500は、パルス圧縮部15内にあっても、パルス圧縮部15と別であってもよい。
As shown in FIG. 1B, the
フーリエ変換部51は、DPX13を介してアンテナ14から入力された時間軸上の受信信号Sr(t)を所定サンプリングタイミング毎に順次取得して記憶し、所定サンプリング数毎に順次フーリエ変換し、周波数軸上の受信信号Sr(ω)を生成する。
The
マッチドフィルタ52は、マッチドフィルタ係数Km(ω)を受信信号Sr(ω)に乗算することで、周波数軸上でパルス圧縮処理を行う。ここで、マッチドフィルタ係数Km(ω)は、ノンリニアFMチャープ送信信号の複素共役信号によって予め設定されているものであり、受信信号Sr(ω)の各周波数成分の時間軸上での位相を一致させる係数である。マッチドフィルタ係数Km(ω)が乗算された受信信号Sr(ω)である信号Sd(ω)は平滑処理部53に出力される。
The matched
平滑処理部53は、マッチドフィルタ52からの出力信号Sd(ω)に対して、上述の振幅一定に規制されたノンリニアFMチャープ送信信号とガウス関数とを用いて予め設定された平滑係数Ks(ω)を乗算することで、信号Sd(ω)を平滑処理する。平滑処理部53は、平滑係数Ks(ω)が乗算された平滑処理後の信号Sds(ω)をIFFT処理部54へ出力する。
The smoothing
平滑係数Ks(ω)は、平滑係数生成部500で次の方法により設定される。なお、この平滑係数Kw(ω)の生成処理は、オフラインで予め行っておいても、リアルタイム処理で行っても良い。
図2は平滑係数Ks(ω)の設定方法を示すフローチャートである。図3は平滑係数Ks(ω)の設定概念を説明するための図であり、送信信号の自己相関信号の周波数スペクトルSpTLと平滑処理後の自己相関信号の周波数スペクトルSpGFとを示す図である。
The smoothing coefficient Ks (ω) is set by the smoothing
FIG. 2 is a flowchart showing a method for setting the smoothing coefficient Ks (ω). FIG. 3 is a diagram for explaining the setting concept of the smoothing coefficient Ks (ω), and shows the frequency spectrum SpTL of the autocorrelation signal of the transmission signal and the frequency spectrum SpGF of the autocorrelation signal after smoothing processing.
平滑係数Ks(ω)を設定する場合、まず、振幅一定に規制されたノンリニアFMチャープ送信信号を、フーリエ変換を用いて周波数軸上の信号に変換する(図2:S101)。なお、本実施形態では、送信信号を用いた場合を示すが、予め所定位置に設定した物標に対してノンリニアFMチャープ送信信号を送信して得られる受信信号を用いてもよい。 When the smoothing coefficient Ks (ω) is set, first, the nonlinear FM chirp transmission signal regulated to have a constant amplitude is converted into a signal on the frequency axis using Fourier transform (FIG. 2: S101). In this embodiment, a case where a transmission signal is used is shown, but a reception signal obtained by transmitting a nonlinear FM chirp transmission signal to a target set in advance at a predetermined position may be used.
次に、自己相関処理部501は、周波数軸上の送信信号に、当該送信信号の複素共役から得られるマッチドフィルタ係数Km(ω)を乗算し、送信信号の自己相関信号の周波数スペクトルSpTLを取得する(図2:S102)。ここで、上述のように送信信号は振幅一定に規制されているので、図3に示すように、自己相関信号の周波数スペクトルSpTLは、微少な凹凸を有する波形となる。
Next, the
次に、検波部502は、自己相関信号の周波数スペクトルSpTLの各スペクトル成分の振幅情報のみを取得する。具体的には、各スペクトル成分の実数部の二乗と虚数部の二乗の和を平方根処理することで、振幅情報を取得する。すなわち、次式により、各スペクトル成分の振幅Am(ω)を算出する。ここで、自己相関信号の実数部をRe(ω)、虚数部をIm(ω)とする。
Next, the
平滑処理部503は、このように得られた送信信号の自己相関関数の各スペクトル成分の振幅情報を平滑処理する(図2:S103)。なお、平滑処理としては、所定の窓関数へのフィッティング処理や移動平均処理を用いればよい。
The smoothing
次に、平滑係数算出部504は、このように得られた平滑処理後の自己相関信号の周波数スペクトルSpGFを、自己相関信号で除算することにより、スペクトル成分毎の平滑係数Ks(ω)を算出する。
Next, the smoothing
なお、送信信号の周波数スペクトルSpTLの最低周波数(fL)から下限閾値周波数fTHLまでの低域周波数区間と、最高周波数fHから上限閾値周波数fTHHまでの高域周波数区間とについては、平滑処理を行わない。つまり、自己相関信号の所定の周波数区間FPのみを対象に平滑処理を行う。これは、発明者がシミュレーションおよび実験的に得たものであり、当該低域周波数区間および高域周波数区間を変化させたとしても、サイドローブの抑圧量は殆ど変化しないのに対し、メインローブの減衰量が大きくなることに基づいている。 Note that the low frequency range from the lowest frequency (f L ) of the frequency spectrum SpTL of the transmission signal to the lower threshold frequency f THL and the high frequency range from the highest frequency f H to the upper threshold frequency f THH are smooth. Do not process. That is, smoothing processing is performed only for a predetermined frequency section FP of the autocorrelation signal. This was obtained by the inventor through simulation and experiment. Even if the low frequency range and the high frequency range are changed, the suppression amount of the side lobe hardly changes, whereas the main lobe is changed. This is based on an increase in attenuation.
このように、当該低域周波数区間および高域周波数区間を適宜設定すれば、サイドローブの抑圧量とメインローブの減衰量を最適化することができる。 Thus, if the low frequency range and the high frequency range are appropriately set, the side lobe suppression amount and the main lobe attenuation amount can be optimized.
また、上述の説明では、送信信号の自己相関信号の周波数スペクトルSpTLの下限閾値周波数fTHLから上限閾値周波数fTHHまでのスペクトル成分に対して振幅レベルに関係なく平滑化処理を行うようにしたが、所定の振幅レベル以上のスペクトル成分に対してのみ平滑処理を行うようにしてもよい。 In the above description, the smoothing process is performed on the spectral components from the lower limit threshold frequency f THL to the upper limit threshold frequency f THH of the frequency spectrum SpTL of the autocorrelation signal of the transmission signal regardless of the amplitude level. The smoothing process may be performed only on the spectral components having a predetermined amplitude level or higher.
このように算出された平滑係数Ks(ω)を用いることで、平滑処理後の信号Sds(ω)は、図4に示すような周波数スペクトルSpDとなる。図4は平滑処理後の信号Sds(ω)の周波数スペクトルSpDを示す図である。 By using the smoothing coefficient Ks (ω) calculated in this way, the signal Sds (ω) after the smoothing process becomes a frequency spectrum SpD as shown in FIG. FIG. 4 is a diagram showing the frequency spectrum SpD of the signal Sds (ω) after the smoothing process.
図4に示すように、平滑処理後の信号Sds(ω)は、全周波数帯域の両端の所定周波数範囲を除くフィッティング区間FPにおいて、微少な凹凸の無い滑らかな周波数スペクトルとなる。 As shown in FIG. 4, the signal Sds (ω) after the smoothing process has a smooth frequency spectrum without minute irregularities in the fitting section FP excluding the predetermined frequency range at both ends of the entire frequency band.
逆フーリエ変換部54は、周波数軸上の平滑処理後の信号Sds(ω)を逆フーリエ変換し、時間軸上の平滑処理後の信号Sds(t)を生成する。
The inverse
パルス圧縮部15は、このように、受信信号に対してマッチドフィルタ52でマッチドフィルタ係数Km(ω)を乗算することに加えて、平滑処理部53で平滑係数Ks(ω)を乗算する。これにより、パルス圧縮部15での処理はマッチドフィルタではなくなり、パルス圧縮部15からの出力される信号のメインローブは減衰する。しかしながら、平滑係数Ks(ω)を乗算することによるロスは微小であり、これと引き換えに、本来の所定の窓関数で周波数スペクトルを窓処理したサイドローブレベルの低減を実現できる。
In this way, in addition to multiplying the received signal by the matched filter coefficient Km (ω) by the matched
図5は、時間軸での平滑処理後の信号Sds(t)すなわち受信信号Sr(t)をパルス圧縮処理および平滑処理した信号の時間軸波形と、従来のパルス圧縮のみを行い平滑処理を行っていない信号Sds’(t)の時間軸波形とを示す。ここで、図5(B)は図5(A)における時間(−1.0≦t[μs]≦+1.0)の部分拡大図である。 FIG. 5 shows a time-axis waveform of a signal obtained by performing a pulse compression process and a smoothing process on a signal Sds (t), that is, a received signal Sr (t) after a smoothing process on the time axis, and a smoothing process by performing only the conventional pulse compression. The time axis waveform of the signal Sds ′ (t) that is not shown. Here, FIG. 5B is a partially enlarged view of the time (−1.0 ≦ t [μs] ≦ + 1.0) in FIG.
図5に示すように、本実施形態のようにパルス圧縮と平滑処理とを行うことにより、メインローブの減衰量を極小さくし、レンジサイドローブを大幅に抑圧することができる。 As shown in FIG. 5, by performing pulse compression and smoothing as in this embodiment, the attenuation amount of the main lobe can be minimized, and the range side lobe can be significantly suppressed.
パルス圧縮部15のIFFT処理部54から出力された平滑処理後の信号Sds(t)は、パルス圧縮部15からの出力信号として物標探知部16へ入力される。
The smoothed signal Sds (t) output from the
物標探知部16は、パルス圧縮部15からの出力信号を予め設定した所定の閾値と比較し、予め設定した閾値以上であれば、物標からの反射信号が有ると検知する。この際、パルス圧縮部15からの出力信号は、パルス圧縮されていても、図5に示すようにメインローブが殆ど減衰することなくレンジサイドローブが抑圧されているので、SN損失を抑え、確実且つ高精度に物標検知を行うことができる。
The
なお、上述の説明では、マッチドフィルタ係数Km(ω)の乗算後に平滑係数Ks(ω)を乗算する行う例を示したが、平滑係数Ks(ω)の乗算後にマッチドフィルタ係数Km(ω)を乗算するようにしてもよい。
さらには、平滑係数Ks(ω)とマッチドフィルタ係数Km(ω)とを予め乗算した係数を予め記憶しておき、この係数をマッチドフィルタで乗算するようにしてもよい。このような平滑係数Ks(ω)とマッチドフィルタ係数Km(ω)とを予め乗算した係数を用いれば受信信号に対するリアルタイムな乗算処理を一回で済ませることができので、演算処理負荷を低減することができる。
In the above description, the example in which the smoothing coefficient Ks (ω) is multiplied after the multiplication of the matched filter coefficient Km (ω) is shown. However, the matched filter coefficient Km (ω) is You may make it multiply.
Furthermore, a coefficient obtained by multiplying the smoothing coefficient Ks (ω) and the matched filter coefficient Km (ω) in advance may be stored in advance, and this coefficient may be multiplied by the matched filter. If a coefficient obtained by multiplying the smoothing coefficient Ks (ω) and the matched filter coefficient Km (ω) in advance is used, a real-time multiplication process for the received signal can be performed only once, so that the processing load is reduced. Can do.
また、上述の説明では、周波数軸上で相関処理や平滑処理を行う例を示したが、時間軸上において、相関処理や平滑処理を行うようにしてもよい。 In the above description, an example in which correlation processing or smoothing processing is performed on the frequency axis has been described. However, correlation processing or smoothing processing may be performed on the time axis.
また、上述の説明では、フーリエ変換を例に説明したが、フーリエ変換の手法は、DFTやFFT等いずれの手法であってもよく、さらには、時間軸の信号を周波数軸の信号へ変換可能な手法であれば、例えばウェーブレット変換等の他の変換手法を用いてもよい。 In the above description, the Fourier transform has been described as an example, but the Fourier transform method may be any method such as DFT or FFT, and further, a time axis signal can be converted into a frequency axis signal. For example, other conversion methods such as wavelet conversion may be used.
また、上述の説明では、レーダ装置を例に説明したが、魚群探知機やソナーなど、ノンリニアチャープ方式のパルス状送信信号を送信する機器であれば、上述の構成をおよび処理を適用することができる。 In the above description, the radar device has been described as an example. However, if the device transmits a pulse transmission signal of a non-linear chirp method, such as a fish detector or sonar, the above configuration and processing can be applied. it can.
11−レーダ装置、12−送信部、13−DPX、14−アンテナ、15−パルス圧縮部、16−物標探知部、51−フーリエ変換部、52−マッチドフィルタ、53−平滑処理部、54−逆フーリエ変換部、500−平滑係数生成部、501−自己相関処理部、502−検波部、503−平滑処理部、504−平滑係数算出部 11-radar apparatus, 12-transmission unit, 13-DPX, 14-antenna, 15-pulse compression unit, 16-target detection unit, 51-Fourier transform unit, 52-matched filter, 53-smoothing processing unit, 54- Inverse Fourier transform unit, 500-smooth coefficient generation unit, 501-autocorrelation processing unit, 502-detection unit, 503-smoothing processing unit, 504-smooth coefficient calculation unit
Claims (5)
前記パルス状送信信号を自己相関して得られる信号の周波数スペクトルの振幅を求める検波部と、
前記検波部から出力される検波信号を平滑処理する平滑処理部と、
前記平滑処理部の出力を、前記パルス状送信信号を自己相関して得られる信号の周波数スペクトルで除算して平滑係数を生成する平滑係数生成部と、
前記送信信号に対する受信信号と、前記パルス状送信信号に基づくマッチドフィルタ係数と、前記平滑係数と、を用いて前記パルス圧縮を行うパルス圧縮部、
を備えたパルス圧縮装置。 A pulse compression device that performs pulse compression using a non-linear FM chirped pulse-shaped transmission signal in which a frequency spectrum is defined by a predetermined window function,
A detector for obtaining an amplitude of a frequency spectrum of a signal obtained by autocorrelating the pulsed transmission signal;
A smoothing processing unit that smoothes the detection signal output from the detection unit;
A smoothing coefficient generating section that generates a smoothing coefficient by dividing the output of the smoothing processing section by a frequency spectrum of a signal obtained by autocorrelating the pulsed transmission signal;
A pulse compression unit that performs the pulse compression using a reception signal for the transmission signal, a matched filter coefficient based on the pulsed transmission signal, and the smoothing coefficient;
A pulse compression device comprising:
前記送信信号を生成する送信部と、
前記送信信号を探知領域内に放射するとともに、物標による前記送信信号の反射信号を受信して、前記受信信号を出力するアンテナと、
前記パルス圧縮部からの出力信号に基づいて前記物標の探知を行う物標探知部と、
を備えた物標探知装置。 While comprising the pulse compression device according to any one of claims 1 to 4,
A transmission unit for generating the transmission signal;
An antenna that radiates the transmission signal into a detection area, receives a reflection signal of the transmission signal by a target, and outputs the reception signal;
A target detection unit for detecting the target based on an output signal from the pulse compression unit;
Target detection device with
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