JP5244184B2 - 無線通信システム、送信装置、受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信技術に関し、特に、複数の送信アンテナを用いて周波数ダイバーシチ効果を得るための通信技術に関する。

近年、無線通信システムにおいては、高速大容量のデータ伝送が望まれており、限られた周波数帯域の利用効率を高くする為の研究が盛んに行われている。そのための一手法として、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ：直交周波数分割多重）方式等のマルチキャリア伝送方式を用いた高速通信が挙げられる。但し、マルチキャリア伝送方式を用いた場合には、非常に高い周波数利用効率を得ることができるが、ＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ：ピーク対平均電力比）が高くなってしまうという問題がある。

このＰＡＰＲ問題は、送信電力増幅機能に余裕のある下りリンクでは大きな支障とはならないが、増幅器に制限のある上りリンクにおいては極めて大きな問題となる。そのため、上りリンクでは、ＰＡＰＲの低いシングルキャリア伝送方式を使用することが望ましい。

この点に関し、第３．９世代の携帯電話の無線通信システムであるＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）システムでは、上りリンクにおいてＰＡＰＲが低く、ＯＦＤＭと同様の信号生成法で波形を生成可能な伝送方式の１つとして、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ−Ｓｐｒｅａｄ−ＯＦＤＭ、ＳＣ−ＦＤＭＡとも称される。）方式が採用されている。ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭは、ブロック化された変調シンボル系列をＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）により周波数信号に変換し、離散スペクトルを特定の配置ルールに基づいて配置し、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ ＦＦＴ：逆高速フーリエ変換）により時間信号を再生成することにより、シングルキャリア方式でありながらＯＦＤＭ方式のような周波数制御を可能とする。

さらに、現在標準化が進められている第４世代の無線通信システムであるＬＴＥ−Ａ（ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄ、ＩＭＴ−Ａとも称される。）では、ＰＡＰＲが高くなることを抑えつつ周波数利用効率を高める手法として、Ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ（Ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ ＳＣ−ＦＤＭＡや、ダイナミックスペクトル制御（ＤＳＣ：Ｄｙｎａｍｉｃ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｃｏｎｔｒｏｌ））とも称される。）が提案されている（例えば、非特許文献１、非特許文献２）。ここで、クラスタとは、連続する複数のサブキャリアをグルーピングしたものの呼称である。すなわち、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号の周波数成分をいくつかのクラスタに分割して、再配置したものがＣｌｕｓｅｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭである。この方式を用いることにより、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭと比較してＰＡＰＲ特性が若干劣化するものの伝搬路特性に合わせて柔軟に周波数帯域を利用することができる。

図５は、Ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式の送信装置の一構成例を示す図である。図６に示す送信装置は、入力される送信ビット列の入力側から順番に、符号部１０００、インターリーブ部１００１、変調部１００２、直並列（Ｓ／Ｐ：Ｓｅｒｉａｌ ｔｏ Ｐａｒａｌｌｅｌ）変換部１００３、離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１００４、クラスタマッピング部１００５、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅｄ ＤＦＴ）部１００６、並直列（Ｐ／Ｓ：Ｐａｒａｌｌｅｌ ｔｏ Ｓｅｒｉａｌ）変換部１００７、パイロット信号生成部１００８、パイロット多重部１００９、サイクリックプレフィックス（ＣＰ：Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）付加部１０１０、Ｄ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ ｔｏ Ａｎａｌｏｇ）変換部１０１１、無線部１０１２及び送信アンテナ１０１３から構成される。

送信ビット列は、まず符号部１０００により符号化が行われる。符号化されたデータはインターリーブ部１００１により配列の並び替えが行われ、変調部１００２において変調が行われる。変調信号は、Ｓ／Ｐ変換部１００３により直列データから並列データに変換され、ＤＦＴ部１００４に入力される。ＤＦＴ部１００４で離散フーリエ変換により周波数軸上の信号に変換された後、クラスタマッピング部１００５において定められたクラスタサイズ毎に分割され、各信号に最適な周波数のサブキャリアへとマッピングされる。このとき送信装置には、受信状況等によりマッピング割り当てを指定するフィードバック情報が受信装置より与えられ、その情報に基づいてマッピングが行われる。マッピングされたシンボル系列は、ＩＤＦＴ部１００６において再び時間軸信号に変換され、さらにＰ／Ｓ変換部１００７により直列データへと戻される。ここで伝搬路の周波数特性推定のため、パイロット信号生成部１００８においてパイロット信号が並行して生成され、パイロット多重部１００９において前述の直列データに多重される。多重された信号はＣＰ付加部１０１０においてサイクリックプレフィックス（ガードインターバル（ＧＩ：Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）と同じものと考えてよい。）が付加される。そして、信号はＤ／Ａ変換部１０１１においてアナログ信号に変換された後、無線部１０１２において使用する無線周波数にアップコンバートされ、送信アンテナ１０１３より送信される。

一方で、受信信号の誤り率を改善する手法の１つとして、受信装置において周波数領域等化処理を行えることを前提に、お互いの送信アンテナからの信号を循環遅延させてインパルス応答の先頭の時間位置を等価的にずらすことで意図的にマルチパスの数を増加させ、伝搬路の周波数選択性を強くすることで、より大きな周波数ダイバーシチ効果を獲得する循環遅延ダイバーシチ（ＣＤＤ：Ｃｙｃｌｉｃ Ｄｅｌａｙ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）技術が提案されている。図６は、ＣＤＤの概念を示す図である。図６に示すように、同一信号を複数の送信アンテナから異なる循環遅延を与え送信することで、受信機側では同一信号の到来波の数が増加する。その結果、等価的に伝搬路におけるマルチパス数が増加したことになり、周波数ダイバーシチ効果を期待することができる。

NEC, REV-080022,"NEC’s proposals for LTE Advanced" Nokia Siemens Networks, Nokia, R1-081842,"LTE-A Proposals for evolution"

Ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ（Ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ ＳＣ−ＦＤＭＡとも称される。）は伝搬路状態の良い周波数に動的にクラスタを割り当てることで、周波数選択ダイバーシチ効果を得るものである。

しかしながら、周波数選択性の弱い伝搬路では、その効果を効率良く得ることができない。このような伝搬路において用いられる送信ダイバーシチ手法として、ＳＴＢＣ（Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ Ｂｌｏｃｋ Ｃｏｄｉｎｇ：時空間ブロック符号）およびＳＦＢＣ（Ｓｐａｃｅ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｂｌｏｃｋ Ｃｏｄｉｎｇ：空間周波数ブロック符号）が挙げられる。しかしながら、ＳＴＢＣは２つ以上のＣｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭシンボルで復号処理を行わなければならないため、復号処理に時間がかかるという問題がある。また、ＳＦＢＣではシングルキャリア伝送の特徴である低いＰＡＰＲを崩してしまうため最適な手法とは言い難い。

本発明は、Ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式を周波数選択性の弱い伝搬路においても良好な特性を得られるよう、効率良く周波数選択ダイバーシチ効果を得ることを目的とする。

本発明の一観点によれば、複数のアンテナを具備し、時間領域信号を周波数領域信号に変換するＤＦＴ部と、受信装置から通知されるクラスタ割当情報に基づいて、前記周波数領域信号をクラスタに分割し周波数への割り当てを行なうクラスタマッピング部と、マッピングされた周波数領域信号を時間領域信号に変換するＩＤＦＴ部と、ＩＤＦＴされた時間領域信号に対して、前記複数のアンテナ毎に循環遅延量を設定する循環遅延設定部と、を具備することを特徴とする送信装置が提供される。このように、例えば、Ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭにおいてＣＤＤを行うことで、周波数選択ダイバーシチ効果を効率的良く獲得できる。前記循環遅延設定部で設定される循環遅延量を、予め決められているクラスタサイズに基づいて決定する循環遅延決定部を有することが好ましい。より具体的な循環遅延量の設定基準としては、前記循環遅延決定部は、前記クラスタサイズが大きい場合には小さな循環遅延量を決定し、前記クラスタサイズが小さい場合には大きな循環遅延量を決定することが好ましい。さらに具体的な循環遅延量の設定基準としては、前記循環遅延決定部は、前記クラスタサイズに反比例した循環遅延量を決定することが好ましい。

また、本発明は、上記に記載の送信装置と、前記送信装置に通知するクラスタ割り当て情報を生成するクラスタ割当情報生成部を備える受信装置と、を有する無線通信システムであっても良い。尚、クラスタ割当を送信装置側で行っても良い。

前記循環遅延決定部は、クラスタサイズと、時間的な伝搬路変動と、に基づいて循環遅延量を決定するようにしても良い。例えば、送信装置、または、受信装置が高速移動している時などは遅延量を大きく設定することになる。すなわち、伝搬路変動の判定処理において、伝搬路変動が激しく、適切なクラスタ割当が難しいと判断された場合には、その情報が送信装置内の循環遅延量決定部に送られる。そして、送信装置内の循環遅延量決定部において決定された循環遅延量に基づき循環遅延の設定が行われる。

本発明は、送信装置と、時間的な伝搬路変動情報を前記送信装置に通知する受信装置と、を具備する無線通信システムであっても良い。伝搬路変動情報は送信装置側で求めるようにしても良い。

本発明は、Ｎ×ＳＣ−ＦＤＭＡの適用として、複数のアンテナを具備し、ＳＣ−ＦＤＭＡ信号を生成するＳＣ−ＦＤＭＡ信号生成部と、ＩＤＦＴの前のプレコーディング処理として、前記複数のアンテナ毎に周波数領域信号に循環遅延を与えるプレコーディング部と、使用するサブキャリア番号に対してデータを割り当てるマッピング部と、マッピングされた周波数領域信号を時間領域信号に変換するＩＤＦＴ部と、を具備することを特徴とする送信装置であっても良い。ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号を複数使用する場合に、ＩＤＦＴの前のプレコーディング処理として、循環遅延に対応した位相回転を与えている。

本発明の他の観点によれば、複数のアンテナを具備する送信装置における信号処理方法であって、時間領域信号を周波数領域信号に変換するステップと、受信装置から通知されるクラスタ割当情報に基づいて、前記周波数領域信号をクラスタに分割し周波数への割り当てを行なうステップと、前記複数のアンテナ毎に循環遅延量を設定するステップと、を有することを特徴とする信号処理方法が提供される。

本発明は、上記に記載の方法をコンピュータに実行させるためのプログラムであっても良く、該プログラムを記録するコンピュータ読みとり可能な記録媒体であっても良い。また、プログラムは、インターネットなどの伝送媒体によって取得されるものでも良い。

本発明によれば、ＣＤＤを用いて伝搬路特性の周波数選択性を強くすることにより、動的にクラスタ割当を行うＣｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭの周波数選択ダイバーシチ効果を効率良く獲得できる。そのため、信号の誤り率が低減され、結果スループットが向上する。

図１（ａ）は、本実施の形態による送信装置の一構成例を示す図であり、図１（ｂ）は、受信装置の一構成例を示す図である。 図２（ａ）は、循環遅延量が小さい場合の例であり、図２（ｂ）は循環遅延量が大きい場合の例である。 本発明の第２の実施の形態において、伝搬路特性を考慮せず割り当てを行う場合の伝搬路特性の周波数依存性を示す図である。 本発明の第４の実施の形態による通信装置を説明するために簡単化した機能ブロック図である。 Ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式の送信装置の一構成例を示す図である。 ＣＤＤの概念を示す図である。 本発明の第５の実施の形態による通信装置を説明するための原理図である。

００…符号部、０１…インターリーブ部、０２…変調部、０３…直並列（Ｓ／Ｐ：Ｓｅｒｉａｌ ｔｏ Ｐａｒａｌｌｅｌ）変換部、０４…離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部、０５…クラスタマッピング部、０６…逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅｄ ＤＦＴ）部、０７…並直列（Ｐ／Ｓ）変換部、０８…パイロット信号生成部、０９…パイロット多重部、１０…循環遅延量決定部、１１−１〜２…循環遅延設定部、１２−１〜２…サイクリックプレフィックス（ＣＰ）付加部、１３−１〜２…Ｄ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ ｔｏ Ａｎａｌｏｇ）変換部、１４−１〜２…無線部、１５−１〜２…送信アンテナ、１００…受信アンテナ、１０１…無線部、１０２…Ａ／Ｄ変換部、１０３…ＣＰ除去部、１０４…パイロット分離部、１０５…伝搬路特性・雑音分散推定部、１０６…伝送路特性デマッピング部、１０７…離散周波数選択部、１０８…クラスタ割当情報生成部、１０９…Ｓ／Ｐ変換部、１１０…ＤＦＴ部、１１１…クラスタデマッピング部、１１２…等化部、１１３…ＩＤＦＴ部、１１４…Ｐ／Ｓ変換部、１１５…復調部、１１６…デインターリーブ部、１１７…復号部。

以下に、本発明の各実施の形態による通信技術について図面を参照しながら説明を行う。以下に示す各実施の形態においては、特に断りのない限り、一般的に言われる移動局から基地局への通信である上りリンクでの通信を対象として説明を行っているが、本発明の対象とする通信は、移動局から基地局への通信である上りリンクでの通信に限定されるものではない。

［第１の実施の形態］
本発明の第１の実施の形態では、クラスタサイズ（１つのクラスタに含まれるサブキャリア数）が定められた場合に、適切なＣＤＤの遅延量を設定する方法を用いた技術について説明を行う。但し、説明を簡単にするため、送信アンテナの数を２とした例について説明を行う。また、クラスタサイズについては、適切な値を送信機・受信機間で決定済みの場合について説明する。

通常、クラスタサイズは送信装置のパワーアンプの特性と送信電力の差（パワーヘッドルームなどと称される場合がある。）により決定される。クラスタサイズを小さくするとＰＡＰＲ特性が劣化し、逆に大きくするとＰＡＰＲ特性はシングルキャリア方式のＰＡＰＲ特性に近づく。従って、送信電力に余裕がある場合（まだ、増幅できる余力がある場合）はクラスタサイズを小さくし、送信電力に余裕がない場合はクラスタサイズを大きくするという制御により、ＰＡＰＲが劣化することの影響をできるだけ受けないようにすることができる。以下では、この予め決定されるクラスタサイズをＣＳＩＺＥと称する。

１つ目のアンテナでは送信信号は循環遅延無し、２つ目のアンテナからは送信信号は一定量の循環遅延を与えられて送信されるものとする。２つのアンテナから送信された信号は、空間的に合成されて受信される。この時、２つ目のアンテナから送信された信号の先頭が循環遅延させた分だけ伝搬路で遅延したかのように観測されるので、受信機から見た送信信号に対する伝搬路特性は１つの送信アンテナから送信する場合に比べ周波数選択性が強くなる。図２は、その時の受信機での伝搬路特性（伝搬路特性の周波数依存）の例を示す図である。図２（ａ）は、循環遅延量が小さい場合の例であり、図２（ｂ）は循環遅延量が大きい場合の例である。図２（ｂ）に示すように、遅延量を増やすと高いピークの数が増加する一方で、特性の落ち込む回数も増加し、１つのピーク周辺の連続した特性の良い帯域は狭くなることがわかる。このような特性を考慮し、クラスタサイズが大きい場合は、循環遅延量を小さくし、クラスタサイズが小さい場合は、循環遅延量を大きくするように制御することにより、クラスタ内で伝搬路変動を小さくし、かつ、できる限り大きく周波数ダイバーシチ利得を得ることが可能になり、通信特性を改善することができる。

次に、遅延量を決定する方法について具体的に説明する。送信アンテナが２の場合に、ＣＤＤにおいて与える相対的な循環遅延量をδとする時、２つのアンテナから送信されるそれぞれの信号の周波数領域におけるシンボル毎の位相回転φ、φ’は以下の式（１）で与えられる。

ここで、ｉはデータシンボルのサブキャリア番号を、ＮＦＦＴはＦＦＴポイント数を表している。

各送信アンテナと受信アンテナ間の伝搬路の周波数応答がフラットであれば、受信信号の周波数特性は周期（特性のピークとバレーとの繰り返しの周期）が図２（ｂ）に示すようにＮＦＦＴ/δとなる。クラスタサイズをこの周期ＮＦＦＴ/δの１／２とすれば、伝搬路特性の良いサブキャリアを使用できる（但し、ここでは、特性の良い箇所のみを使用することを目的とし、必ずしも１／２でなくとも良い）。従って、下記の式（２）になるよう循環遅延を設定すれば効率的なダイバーシチ効果が得られる。

実際には、周波数応答がフラットであることはないが、ここで示した式をもとに、算出された値を用いることで、クラスタサイズに応じて適切なＣＤＤの遅延量を設定することができる。

次に、本発明を実施するためのＣｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ送受信装置の簡単な構成例について説明する。図１（ａ）は、本実施の形態による送信装置の一構成例を示す図であり、図１（ｂ）は、受信装置の一構成例を示す図である。ここでは、先にも示したが、クラスタサイズについては適切な値を送受信機間で決定済みの場合について説明する。また、クラスタを実際の送信周波数に割り当てるマッピングについては受信装置側で決定し、フィードバック情報として送信装置に送る場合を想定して説明しているが、クラスタ割当情報生成部（１０８）は、送信装置側、受信装置側のいずれの側に設けられていても良い。

送信装置は、図１（ａ）に示すように、送信装置は、送信ビット列の入力側から、符号部００、インターリーブ部０１、変調部０２、直並列（Ｓ／Ｐ：Ｓｅｒｉａｌ ｔｏ Ｐａｒａｌｌｅｌ）変換部０３、離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部０４、クラスタマッピング部０５、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅｄ ＤＦＴ）部０６、並直列（Ｐ／Ｓ）変換部０７、パイロット信号生成部０８、パイロット多重部０９、循環遅延量決定部１０、循環遅延設定部１１−１〜２、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）付加部１２−１〜２、Ｄ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ ｔｏ Ａｎａｌｏｇ）変換部１３−１〜２、無線部１４−１〜２及び送信アンテナ１５−１〜２から構成される。

パイロット多重部０９までは、前述した従来例によるＣｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭと同様の処理が行われる。パイロット多重部０９でパイロット信号が多重された信号は、使用する送信アンテナ数に従って複製されて２つになる。そして、クラスタサイズに合わせて循環遅延量決定部１０で定められた循環遅延量が循環遅延設定部１１−１〜２において与えられる。但し、ＣＤＤでは、通常１つの送信信号には循環遅延を与えないため、循環遅延設定部１１−２で遅延を与えれば、循環遅延設定部１１−１では遅延を与えなくても良く、またこの設定部を省略しても良い。循環遅延設定部１１−１〜２では、与えられた遅延量に応じて回転が与えられる。例えば、Ｘ（０）からＸ（Ｎ−１）まで、Ｎ個のデータが入力され、循環遅延量がδｎ（δｎ＞０の整数）と設定された場合、循環遅延部の出力順は、Ｘ（Ｎ−δｎ）、Ｘ（Ｎ-δｎ＋１）、・・・、Ｘ（０）、Ｘ（１）、…、Ｘ（δｎ−１）となる。このように、循環遅延はデータの時間順序を入れ替えるだけであるため、時間軸で観測される送信信号のＰＡＰＲ特性には影響を与えない。また、本実施の形態では、パイロット信号についても循環遅延が与えられる場合を想定している。尚、パイロット信号には循環遅延を与えないシステムも想定されるが、その場合には、受信機で循環遅延を考慮した伝搬路推定を行う必要がある。設定された２つの信号は、個々にサイクリックプレフィックス（ＣＰ）付加部１２−１〜２においてサイクリックプレフィックスが付加される。次いで、各信号はＤ／Ａ変換部１３−１〜２においてアナログ信号に変換された後、無線部１４−１〜２において使用する無線周波数にアップコンバートされ、各々の送信アンテナ１５−１〜２より送信される。

図１（ｂ）は、受信装置の一構成例を示す機能ブロック図である。図１（ｂ）において、受信装置は、受信アンテナ１００、無線部１０１、Ａ／Ｄ変換部１０２、ＣＰ除去部１０３、パイロット分離部１０４、伝搬路特性・雑音分散推定部１０５、伝送路特性デマッピング部１０６、離散周波数選択部１０７、クラスタ割当情報生成部１０８、Ｓ／Ｐ変換部１０９、ＤＦＴ部１１０、クラスタデマッピング部１１１、等化部１１２、ＩＤＦＴ部１１３、Ｐ／Ｓ変換部１１４、復調部１１５、デインターリーブ部１１６及び復号部１１７で構成されている。

図１（ａ）に示す送信装置から送信された信号は、受信アンテナ１０１により受信される。この受信信号は、無線部１０１においてダウンコンバートされ、さらにＡ／Ｄ変換部１０２でアナログ信号からデジタル信号へ変換される。次に、ＣＰ除去部１０３において信号に付加されていたサイクリックプレフィックスが除去され、パイロット分離部１０４においてデータを表す信号から伝搬路特性を調べるためのパイロット信号が分離される。分離されたパイロット信号は伝搬路特性・雑音分散推定部１０５により送受信装置間の伝搬路の周波数特性および雑音の分散が推定される。そして得られた情報は伝送路特性デマッピング部１０６でデータ信号復元用にデマッピングされる一方で、送信装置でのクラスタ割当のために離散周波数選択部１０７において各離散周波数の受信状況から伝送に適した周波数（受信品質や帯域の空き状況などに基づいて決定される周波数）が選択される。そして定められたクラスタ毎にどの周波数を使用するかがクラスタ割当情報生成部１０８において決定され、フィードバック情報として送信装置に伝送される。

一方、パイロット信号を排除したデータ信号はＳ／Ｐ変換部１０９において直並列変換が行われ、並列データとしてＤＦＴ部１１０を通し周波数軸信号に変換される。そして、クラスタデマッピング部１１１で各周波数のデータが元の配置に戻され、等化部１１２においてパイロット信号により得られた伝搬路特性に従い等化処理が行われる。その後、ＩＤＦＴ部１１３で逆離散フーリエ変換により時間軸信号に戻され、Ｐ／Ｓ変換部１１４を通して直列データに復元される。復調部１１５では符号ビット単位の尤度に復調され、デインターリーブ部１１６によりビット列に並び変えられた後、最後に復号部１１７において送信されたデータが復号される。

このように、本実施の形態によれば、クラスタサイズに適した循環遅延を用いた送信ダイバーシチ技術を用いることにより、ＰＡＰＲ特性を劣化させることなく、より効果的にダイバーシチ利得を得ることが可能になるという利点がある。

［第２の実施形態］
次に、本発明の第２の実施の形態による通信技術について図面を参照しながら説明を行う。本実施の形態による通信技術では、端末装置が高速で移動を行っている場合など、時間的に伝搬路の変動が激しい場合を想定している。このような場合に、受信装置で伝搬路推定を行い、送信装置にフィードバックしても、その情報を用いる際の送信では伝搬路特性は変動していることが考えられるため、結果的に伝搬路特性を考慮してのクラスタ割当は効果的ではない。

そこで、高速移動中のような状況では、伝搬路特性に関係なく、どの帯域に割り当てを行っても平均的に高い周波数ダイバーシチが望まれる。

伝搬路特性を考慮せず割り当てを行う場合について図３を参照しながら説明する。図３（ａ）に示すように、周波数選択性が弱い場合では、割り当て可能な帯域内において連続で伝搬路特性の落ち込むところが存在し、そこにクラスタが割り当てられてしまうと信号の品質が低下してしまう。特に大きなフラットフェージングを受けた場合には、周波数選択性が弱いほど特性の良いところが割り当てられない可能性は高くなる。

これに対し、図３（ｂ）のようにＣＤＤにおいて循環遅延量を大きい値に設定し周波数選択性を強くした場合には、クラスタの割り当てる位置にかかわらず常に割り当て帯域に特性の良い箇所が含まれる可能性が高い。従って、特性の良い帯域の信号からダイバーシチ効果を獲得することにより誤り率を抑えることが可能となる。

以上のように、時間的に伝搬路変動が激しい場合において、循環遅延設定部に与える遅延量についてはＣｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭにおけるクラスタサイズより伝搬路特性の周波数選択性の周期を短くすることにより、クラスタ内に特性のピークが少なくとも１つ含まれることになる。周波数選択性の周期は第１の実施の形態において説明したようにＮＦＦＴ/δで与えられることから、以下の式（３）で示されるように循環遅延量δを設定すれば効果的に周波数ダイバーシチ効果を獲得することができる。

本実施の形態における送受信装置の構成は、図１に示す第１の実施の形態における構成例とほぼ同様であるが、受信装置の伝搬路特性・雑音分散推定部（１０５）において時間による伝搬路変動の大きさについて判定が行われる。そして、変動が大きく、伝搬路特性の良いところへのクラスタ割当が困難と判定された場合、その情報が送信装置内の循環遅延量決定部（１０）に送られ、上記（３）式で与えられた循環遅延量に基づき循環遅延の設定が行われる。尚、伝搬路変動情報は送信装置において独自に計測が行われても良い。

［第３の実施の形態］
第２の実施の形態までは、使用する送信アンテナ数を２と定めた場合について示してきた。本実施の形態では、Ｎ（＞２）本の送信アンテナを用いた場合の例について説明する。まず、第１の実施の形態で述べたように、クラスタサイズが伝搬路特性の周波数選択性の周期に合わせ、特性の良いところだけに割り当てられるよう循環遅延量を設定する場合を考える。

ｎ（１＜ｎ≦Ｎ）番目のアンテナで与えられる周波数回転φ(n)ｉは、以下の式で表される。

δｎはアンテナ毎に決定される値である。δｎに関して、必要となる条件は、受信装置で生じると予想される伝搬路の周波数応答の変動周期が、クラスタサイズの２倍以上であることである（第１の実施形態では２倍とした）。従って、アンテナが３本以上ある場合には、各アンテナの循環遅延量（循環遅延を設定しないアンテナを除く）は、以下の式（５）を満たすことが要求される。

さらに、（５）式を満たすδｎのうち最大の整数をδｍとした場合に、他のアンテナに設定する循環遅延量をδｍ×ａ／（Ｎ−１）（ａは１≦ａ≦Ｎ−２を満たす自然数）に近い整数となるように他のδｎを設定することで、循環遅延量を偏りなく設定できるため、効果的にダイバーシチ効果を得ることができる。

次に、第２の実施の形態の場合において、アンテナが３本以上ある場合は、（６）式を満たすように設定すればよい。

また、（６）式を満たすδｎうち、最小の整数をδｊとした場合、他のアンテナに設定する循環遅延量をδｊ×（ａ＋１）（ａは１≦ａ≦Ｎ−２を満たす自然数）となるように他のδｎを設定することにより、循環遅延量を偏りなく設定できるため、効果的にダイバーシチ効果を得ることができる。

［第４の実施の形態］
上記第１から第３までの実施の形態では、Ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式について説明してきた。本発明の第４の実施の形態では、通常のシングルキャリアの形式であるＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号を複数使用する場合について説明する。但し、説明を簡単にするために、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号を２つ同時に送信する場合を例にして説明を行う。尚、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号が３以上であっても、同様に対応することができる。

図４は、本実施の形態による通信装置を説明するために簡単化した機能ブロック図である。図４において、符号３００−１、２はＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号を生成するための機能ブロックであり、図５におけるブロック１０００から１００４までの機能が含まれる。機能ブロック３０１−１、２は、信号に循環遅延を与えるためのプレコーディング部である。第１、第２の実施の形態では、時間領域、即ち、ＩＤＦＴの後に循環遅延を与えていたが、本実施の形態ではＩＤＦＴの前のプレコーディング処理として、循環遅延を与えている。第１の実施の形態への適用を考えると、この処理は循環遅延量に基づいた周波数回転を、下記の式（７）、（８）に基づいて各サブキャリアに割り当てることになる。

但し、ｉはＩＤＦＴ部での入力番号であるサブキャリア番号である。φiはアンテナ３０８−１に接続される信号に対する位相回転量、φi’はアンテナ３０８−２に接続される信号に対する位相回転量である。

本実施の形態における特徴点は、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号が、３００−１、３００−２とで必ず同じ帯域になるとは限らないことである。そこで、各信号の帯域（使用するサブキャリア数）をＳ１、Ｓ２とすると、プレコーディング部３００−１、３００−２で与えられる周波数領域の回転量はＳ１、Ｓ２を第１から第３までの実施の形態におけるクラスタサイズとみなした値になる。即ち、それぞれＣＳＩＺＥ＝Ｓ１又はＳ２である。

従って、プレコーディング部３０１−１に入力される信号は、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号生成部１で生成される信号のサブキャリア数Ｓ１であり、プレコーディング部３０１−２に入力される信号は、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号生成部２で生成される信号のサブキャリア数Ｓ２である。

異なる循環遅延に対応したプレコーディングを行うためには、本実施の形態で示したように、循環遅延に対応した位相回転を周波数領域において与えなくてはならない。

マッピング部３０２−１、３０２−２では、使用するサブキャリア番号に対してデータを割り当てる。但し、使用しないサブキャリアについては、通常“０”を入力する。

ＩＤＦＴ部３０３−１、２からアンテナ部３０８−１、２までは、図５のＩＤＦＴ部１００６からアンテナ部１０１３までと同じ機能を有する（但し、パイロット多重部は省略している。）。

このように、本実施の形態では、循環遅延を周波数領域で与えることにより、複数の帯域幅をもつ信号のそれぞれに対して、適切なプレコーディングを行うことが可能になる。

尚、本実施の形態では、異なる帯域のＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号に対する処理を行う例について記載したが、異なるＣｌｕｓｔｅｒサイズを有する複数のＣｌｕｓｅｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭに対しても容易に適用できることは明らかである。

［第５の実施の形態］
上記第１から第４までの実施の形態は、ＣＤＤの循環遅延量を変更することで疑似的に伝搬路の周波数選択性を変化させ、割当に最適な伝搬路特性とすることで、高い送信ダイバーシチ効果を得ることを目的としている。しかしながら、受信装置では雑音の影響が大きい等、受信環境が劣悪である場合に、伝搬路推定において雑音補償の一手法として周波数方向の平均化（フィルタリング等）を行うことがある。このような状況においてＣＤＤにより一定以上周波数選択性を強くした場合、与えられた周波数選択性は伝搬路推定におけるフィルタリングにより雑音と判断されてしまう。結果、伝搬路推定精度を低下させることに繋がり、所望の送信ダイバーシチ効果が得られないことになる。

そこで、本実施の形態では、伝搬路推定での雑音補償として周波数方向平均化を用いる受信装置に対し伝送を行う場合には、小さい循環遅延量または循環遅延量無しとして伝送を行い、その他の手法により伝搬路推定精度が十分に維持可能な受信装置に伝送を行う場合には、大きな循環遅延量または第１から第４の実施形態までで指定したような循環遅延量を与える。

ここで、周波数方向平均化を用いることが想定される受信装置としてＬＴＥのような送信ダイバーシチをサポートしていない基地局が挙げられる。このようなＬＴＥ基地局においては、伝搬路推定はＣＤＤで大きな循環遅延量を与えた際に得られる様な強い周波数選択性を持つ伝搬路環境を想定していない。したがって、図７（ａ）に示すように、周波数方向の平均化のような周波数選択性が比較的弱い伝搬路に対して行なわれる伝搬路推定法が用いられていることが考えられ、周波数選択性が過剰に強い場合には伝搬路推定精度は劣化する可能性が高い。しかしながら、ＬＴＥと後方互換性を持つＬＴＥ−Ａの上り回線の移動局は複数の送信アンテナを持つことが可能であるため、送信ダイバーシチを用いることが可能である。また、ＣＤＤは受信装置において特別な動作を必要としないため、ＬＴＥ−Ａに対応した移動局でＣＤＤを行った送信信号をＬＴＥの基地局で受信する場合が考えられる。この場合にはＣＤＤにより大きな循環遅延量を与えることは伝送特性の劣化につながる恐れがある。そこで、ＬＴＥ−Ａのような送信ダイバーシチをサポートしている規格の移動局においてＣＤＤを行う場合、ＬＴＥの基地局に対しては、伝搬路推定精度の劣化を考慮し、０を含む小さな循環遅延量を与える。

一方、図７（ｂ）に示すようにＬＴＥ−Ａ基地局の様に送信ダイバーシチをサポートしている基地局に対しては強い周波数選択性フェージングに耐性を持った伝搬路推定が行なわれることから、適応的に最適な循環遅延量を与える。これにより受信装置の伝搬路推定方法に応じて効率よく送信ダイバーシチ効果を獲得することができる。

また、本実施の形態において使用する送信ダイバーシチはＣＤＤのみの場合について記述しているが、送信装置並びに一部の受信装置がＣＤＤを含めＳＦＢＣやＳＴＢＣといった複数の送信ダイバーシチ方式をサポートしている場合、送信装置は送信ダイバーシチ方式をサポートしていない受信装置に対しては小さい循環遅延量のＣＤＤ、送信ダイバーシチ方式をサポートしている受信装置に対しては異なる方式の送信ダイバーシチ方式といった適用方法も可能である。

本発明は、通信装置に利用可能である。

Claims (11)

1. 複数のアンテナを具備する送信装置であって、
   第１の時間領域信号を変換して周波数領域信号を生成するＳＣ−ＦＤＭＡ信号生成部と、
   前記周波数領域信号を分割して、あるいは前記周波数領域信号を複数用いて、構成される複数のクラスタの各々に対して、送信に使用する前記アンテナ毎に所定の位相回転を設定するプレコーディング部と、
   前記位相回転を与えられた複数のクラスタを伝送に使用するサブキャリアに配置するマッピング部と、
   前記マッピングされた複数のクラスタから構成される信号に対してＩＤＦＴを行なうことにより第２の時間領域信号を生成するＩＤＦＴ部と、
   を具備し、
   前記所定の位相回転は、前記クラスタ内において隣接するサブキャリア間の位相回転量が一定となるように与えられ、前記サブキャリア間の位相回転量は前記クラスタ毎に個別に設定されることを特徴とする送信装置。
2. 前記プレコーディング部は、
   前記クラスタ毎に設定されるサブキャリア間の位相回転量を該クラスタのクラスタサイズに基づいて決定することを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
3. 前記プレコーディング部は、
   位相回転を与えるクラスタのクラスタサイズが大きい場合には、クラスタサイズが小さい場合と比べて前記サブキャリア間の位相回転量を小さくすることを特徴とする請求項２記載の送信装置。
4. 前記プレコーディング部は、
   前記サブキャリア間の位相回転量について、位相回転を与えるクラスタのクラスタサイズに反比例するように設定することを特徴とする請求項２記載の送信装置。
5. 請求項１から４までのいずれか１項に記載の送信装置と、
   前記送信装置に通知するクラスタ割り当て情報を生成するクラスタ割当情報生成部を備える受信装置と、を有する無線通信システム。
6. 複数のアンテナを具備する送信装置における信号処理方法であって、
   第１の時間領域信号を変換して周波数領域信号を生成するステップと、
   前記周波数領域信号を分割して、あるいは前記周波数領域信号を複数用いて、構成される複数のクラスタの各々に対して、前記複数のアンテナの少なくとも１本において所定の位相回転を設定するステップと、
   前記位相回転を与えられた複数のクラスタを伝送に使用するサブキャリアに配置するステップと、
   前記配置された複数のクラスタから構成される信号に対してＩＤＦＴを行なうことにより第２の時間領域信号を生成するステップと、
   前記第２の時間領域信号を送信するステップと、
   を有し、
   前記所定の位相回転は、前記クラスタ内において隣接するサブキャリア間の位相回転量が一定となるように与えられ、前記クラスタ毎に個別に設定されることを特徴とする信号処理方法。
7. 請求項６に記載の方法をコンピュータに実行させるためのプログラム。
8. 前記プレコーディング部は、
   前記クラスタ毎に設定されるサブキャリア間の位相回転量を受信装置の伝搬路推定精度に基づいて決定することを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
9. 前記プレコーディング部は、
   伝搬路推定に周波数方向平均化を用いる受信装置に対して送信する際には周波数方向平均化を用いない受信装置に対して送信する際より、前記サブキャリア間の位相回転量を小さく設定することを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
10. 前記プレコーディング部は、
    前記サブキャリア間の位相回転量を受信装置が送信ダイバーシチに対応しているかに基づいて決定する
    ことを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
11. 前記プレコーディング部は、
    送信ダイバーシチに対応していない受信装置に対して送信する際には送信ダイバーシチに対応している受信装置に対して送信する際より、前記サブキャリア間の位相回転量を小さく設定することを特徴とする請求項１０に記載の送信装置。

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