CN102106102A - 无线通信***、发送装置、接收装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种无线通信***、发送装置、接收装置。在该发送装置中具有：多个天线(15-1)、(15-2)；离散傅里叶变换部(04)，其将时域信号转换为频域信号；簇映射部(05)，其根据簇分配信息，将上述频域信号分割成簇并进行向频率的分配；离散傅里叶逆变换部(06)，其将被映射的频域信号转换成时域信号；和循环延迟设定部(11-1)、(11-2)，其针对被离散傅里叶逆变换后得到的时域信号，按上述多个天线的每一个天线，设定循环延迟量。

Description

无线通信***、发送装置、接收装置

技术领域

本发明涉及无线通信技术，特别涉及用于使用多个发送天线来获得频率分集效果的通信技术。

背景技术

近年来，在无线通信***中需要高速大容量的数据传输，因此，用于提高有限的频率带宽的利用效率的研究广为盛行。作为其中的一种方法，可举出OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex：正交频分复用)方式等的使用多载波传输方式的高速通信。然而，在使用多载波传输方式的情况下，虽然可获得非常高的频率利用效率，但是会产生PAPR(Peak to Average Power Ratio：峰值平均功率比)变高这一问题。

该PAPR问题在发送功率放大功能充裕的下行链路中不会造成很大的麻烦，但是在放大器受到限制的上行链路中会成为极大的问题。因此，优选在上行链路中使用PAPR低的单载波传输方式。

关于这一点，在作为第3.9代的便携式电话的无线通信***的LTE(Long Term Evolution)***中，作为在上行链路中PAPR低且能用与OFDM同样的信号生成法来生成波形的传输方式之一，采用了DFT-S-OFDM(Discrete Fourier Transform-Spread-OFDM：离散傅立叶变换扩频的正交频分复用，也称为SC-FDMA)的方式。DFT-S-OFDM利用FFT(Fast Fourier Transform：快速傅里叶变换)将模块化的调制码元序列转换为频率信号，根据特定的配置规则对离散谱进行配置，并且利用IFFT(Inverse FFT：快速傅里叶逆变换)再次生成时间信号，由此，能够进行既是单载波方式又是OFDM方式的频率控制。

另外，现在，在作为不断推进标准化的第4代无线通信***的LTE-A(LTE-Advanced，也称为IMT-A)中，作为抑制PAPR变高并且提高频率利用效率的方法，提出了Clustered DFT-S-OFDM(也称为Clustered SC-FDMA或动态谱控制(DSC：Dynamic Spectrum Control))的技术方案(例如，非专利文献1、非专利文献2)。在此，簇(cluster)是指将连续的多个子载波进行分组后的称呼。即，将DFT-S-OFDM信号的频率分量分割为几个簇后再次进行配置的簇就是Clustered DFT-S-OFDM。通过使用该方式，虽然与DFT-S-OFDM相比PAPR特性有些变差，但是可根据传输路径特性灵活地使用频带。

图5是表示Clustered DFT-S-OFDM方式的发送装置的一个构成例的图。图6所示的发送装置从所输入的发送比特串的输入侧开始按顺序包括：编码部1000、交织部1001、调制部1002、串/并联(S/P：Serial to Parallel)转换部1003、离散傅里叶变换(DFT：Discrete Fourier Transform)部1004、簇映射部1005、离散傅里叶逆变换(IDFT：Inversed DFT)部1006、并/串联(P/S：Parallel to Serial)转换部1007、导频信号生成部1008、导频复用部1009、循环前缀(CP：Cyclic Prefix)附加部1010、D/A(Digital to Analog)转换部1011、无线部1012以及发送天线1013。

发送比特串，首先通过编码部1000进行编码。利用交织部1001对被编码的数据进行排列的重新排列，在调制部1002中进行调制。调制信号被串/并联转换部1003从串联数据转换为并联数据，并被输入到DFT部1004。在DFT部1004通过离散傅里叶变换而变换成频率轴上的信号之后，在簇映射部1005按照每规定的簇尺寸被分割，并被映射到对于各信号而言最合适的频率的子载波上。此时，经接收装置将根据接收状况等指定映射分配的反馈信息提供给发送装置，且在发送装置中根据该信息进行映射。被映射的码元序列在IDFT部1006中再次被变换成时间轴信号，然后通过并/串联变换部1007被恢复为串联数据。在此，为了进行传输路径的频率特性的推定，在导频信号生成部1008中并行生成导频信号，在导频复用部1009中被复用为上述的串联数据。被复用的信号在CP附加部1010中被附加循环前缀(可以认为是与保护间隔(GI：Guard Internal)相同)。然后，信号在D/A转换部1011中被转换成模拟信号，之后，被升频为在无线部1012中使用的无线频率，然后经发送天线1013发送。

另一方面，作为改善接收信号的误码率的方法之一，提出了循环延迟分集(CDD：Cyclic Delay Diversity)技术，即，以能在接收装置中进行频域均衡处理为前提，通过使来自彼此的发送天线的信号循环延迟，并将脉冲响应的前沿的时间位置均等地错开，从而有意识地增加多通路的数量，并增强传输路径的频率选择性，由此，获得更大的频率分集效果。图6是表示CDD的概念的图。如图6所示，通过以从多个发送天线施加不同的循环延迟的方式发送同一个信号，从而在接收机一侧，同一个信号的波至数量增加。其结果是，由于传输路径中的多通路数量均等地增加，因此，可以期待频率分集效果。

非专利文献1：NEC，REV-080022，“NEC’s proposals for LTE Advanced”

非专利文献2：Nokia Siemens Networks，Nokia，R1-081842，“LTE-A proposals for evolution”

Clustered DFT-S-OFDM(也称为Clustered SC-FDMA)是一种通过将簇动态地分配给传输路径状态好的频率从而获得频率选择分集效果的技术。

但是，在频率选择性弱的传输路径中，不能有效获得该效果。作为在这种传输路径中所使用的发送分集方法，可举出STBC(Space-time Block Coding：空时分组编码)以及SFBC(Space-Frequency Block Coding：空频分组编码)。但是，由于STBC必须用2个以上的Clustered DFT-S-OFDM码元进行解码处理，因此，存在解码处理花费时间这一问题。另外，采用SFBC，由于会破坏作为单载波传输特性的低PAPR，因此很难说是最佳的方法。

发明内容

本发明的目的是有效获得频率选择分集效果，以使Clustered DFT-S-OFDM方式即使在频率选择性弱的传输路径中也能获得良好的特性。

根据本发明的一个观点，提供一种发送装置，其具有多个天线，且还具有：离散傅里叶变换部，其将时域信号转换为频域信号；簇映射部，其根据由接收装置通知的簇分配信息，将上述频域信号分割成簇并进行向频率的分配；离散傅里叶逆变换部，其将被映射的频域信号转换成时域信号；和循环延迟设定部，其针对被离散傅里叶逆变换后得到的时域信号，按上述多个天线的每一个天线，设定循环延迟量。如上所述，例如，通过在Clustered DFT-S-OFDM中进行CDD，能够有效获得频率选择分集效果。另外，优选还具有循环延迟决定部，其根据事先决定的簇尺寸，决定由上述循环延迟设定部设定的循环延迟量。作为更具体的循环延迟量的设定基准，优选上述循环延迟决定部在上述簇尺寸大的情况下，决定小的循环延迟量；在上述簇尺寸小的情况下，决定大的循环延迟量。作为更具体的循环延迟量的设定基准，优选上述循环延迟决定部决定与上述簇尺寸成反比例的循环延迟量。

另外，本发明也可以是一种无线通信***，其具有：上述发送装置；和具有生成通知给上述发送装置的簇分配信息的簇分配信息生成部的接收装置。并且，簇分配可以在发送装置一侧进行。

上述循环延迟决定部可以根据簇尺寸和时间性的传输路径变动来决定循环延迟量。例如，在发送装置或接收装置高速移动时等情况下将延迟量设定为很大。即，在传输路径变动的判定处理中，在判断传输路径变动很大，且很难进行合适的簇分配的情况下，该信息被发送给发送装置内的循环延迟量决定部。然后，根据在发送装置内的循环延迟量决定部所决定的循环延迟量进行循环延迟的设定。

本发明也可以是具有发送装置和将时间性的传输路径变动信息通知给上述发送装置的接收装置的无线通信***。传输路径变动信息也可以在发送装置一侧求出。

本发明也可以是一种发送装置，其为了应用于N×SC-FDMA而具有多个天线，且还具有：SC-FDMA信号生成部，其生成离散傅立叶变换扩频的正交频分复用(SC-FDMA)信号；预编码部，其作为离散傅里叶逆变换之前的预编码处理，按上述多个天线的每一个天线对频域信号施加循环延迟；映射部，其针对所使用的子载波号码分配数据；和离散傅里叶逆变换部，其将被映射后的频域信号转换成时域信号。在使用多个DFT-S-OFDM的情况下，作为离散傅里叶逆变换之前的预编码处理，施加与循环延迟对应的相位旋转。

根据本发明的其他观点，提供一种信号处理方法，是具有多个天线的发送装置中的信号处理方法，并具有：将时域信号转换成频域信号的步骤；根据由接收装置所通知的簇分割信息将上述频域信号分割成簇并进行向频率的分配的步骤；和按上述多个天线的每一个天线来设定循环延迟量的步骤。

本发明既可以是用于使计算机执行上述方法的程序，也可以是记录有该程序的计算机可读取的记录介质。另外，程序可以是通过互联网等的传送介质而获取的程序。

(发明的效果)

根据本发明，通过使用CDD来增强传输路径特性的频率选择性，能够有效获得动态地进行簇分配的Clustered DFT-S-OFDM的频率选择分集效果。因此，信号的误码率降低，其结果是，吞吐量提高。

附图说明

图1(a)是表示本实施方式的发送装置的一个构成例的图；图1(b)是表示接收装置的一个构成例的图。

图2(a)是循环延迟量小的情况下的例子，图2(b)是循环延迟量大的情况下的例子。

图3是表示在本发明的第2实施方式中，在不考虑传输路径特性而进行分配的情况下的传输路径特性的频率依赖性的图。

图4是为了说明根据本发明的第4实施方式的通信装置而简化的功能框图。

图5是表示Clustered DFT-S-OFDM方式的发送装置的一个构成例的图。

图6是表示CDD的概念的图。

图7是用于说明本发明的第5实施方式的通信装置的原理图。

图中：

00...编码部，

01...交织部，

02...调制部，

03...串/并联(S/P：Serial to Parallel)转换部，

04...离散傅里叶变换(DFT：Discrete Fourier Transform)部，

05...簇映射部，

06...离散傅里叶逆变换(IDFT：Inversed DFT)部，

07...并/串联(P/S：Parallel to Serial)转换部，

08...导频信号生成部，

09...导频复用部，

10...循环延迟量决定部，

11-1～2...循环延迟设定部，

12-1～2...循环前缀(CP)附加部，

13-1～2...D/A(Digital to Analog)转换部，

14-1～2...无线部，

15-1～2...发送天线，

100...接收天线，

101...无线部，

102...A/D转换部，

103...CP除去部，

104...导频分离部，

105...传输路径特性/噪声分散推定部，

106...传送路径特性解映射部，

107...离散频率选择部，

108...簇分配信息生成部，

109...串/并联转换部，

110...DFT部，

111...簇解映射部，

112...均衡部，

113...IDFT部，

114...并/串联转换部，

115...解调部，

116...解交织部，

117...解码部。

具体实施方式

以下，参照附图对根据本发明的各实施方式的通信技术进行说明。在以下所示的各实施方式中，如果没有特别声明，是以作为一般所说的从移动台到基站的通信的上行链路的通信为对象进行说明，但是，作为本发明的对象的通信不局限于作为从移动台到基站的通信的上行链路的通信。

(第1实施方式)

在本发明的第1实施方式中，在规定了簇尺寸(1个簇中所包含的子载波数)的情况下，对使用了设定合适的CDD的延迟量的方法的技术进行说明。不过，为了使说明变得简单，对发送天线的数量为2个的例子进行说明。另外，关于簇尺寸，对在发送机/接收机之间已经决定了合适的值的情况进行说明。

通常，簇尺寸取决于发送装置的功率放大器的特性与发送功率之差(有时也称为功率上升空间(power headroom)等)。如果使簇尺寸变小，则PAPR特性变差，相反，如果使簇尺寸变大，则PAPR特性接近单载波方式的PAPR特性。因此，通过进行在发送功率充裕的情况下(还包括有能力放大的情况下)减小簇尺寸；在发送功率不充裕的情况下增大簇尺寸这种控制，能够尽可能地不受到PAPR变差带来的影响。以下，将该预先决定的簇尺寸称为CSIZE。

在第1个天线中，发送信号没有循环延迟，从第2个天线开始，发送信号被施加一定量的循环延迟后发送。从第2个天线发送的信号被空间合成后接收。此时，由于观测到从第2个天线发送的信号的前沿在传输路径中的延迟量好像等于被循环延迟的量，因此，从接收机的角度来看，针对于发送信号的传输路径特性与从1个发送天线发送的情况相比，频率选择性增强。图2是表示该情况下的接收机的传输路径特性(传输路径特性的频率依赖)的例子的图。图2(a)是循环延迟量小的情况的例子，图2(b)是循环延迟量大的情况的例子。如图2(b)所示可知，如果增加延迟量则高峰值的数量增加，另一方面，特性降低的次数也增加，1个峰值周围的连续的特性良好的频带变窄。考虑到这种特性，通过进行在簇尺寸大的情况下缩小循环延迟量，在簇尺寸小的情况下增大循环延迟量这种控制，能在簇内减小传输路径的变动，并且能够尽可能地获得很大的分集增益，并能改善通信特性。

接下来，对决定延迟量的方法进行具体说明。在发送天线为2个的情况下，当在CDD中将施加的相对的循环延迟量设为δ时，从2个天线发送来的各自的信号的频域中的每个码元的相位旋转Φ、Φ’由以下的公式(1)表示。

(公式1)

φ_i＝1

${{\mathrm{\φ}}_i}^{\′}=\exp (-j\·\frac{2\mathrm{\π}}{N_{\mathrm{FFT}}}\·\mathrm{\δ}\·i)\·\·\·\left(1\right)$

其中，i表示数据码元的子载波号码，NFFT表示FFT点数。

如果各发送天线与接收天线之间的传输路径的频率响应是平坦的，则接收信号的频率特性如图2(b)所示，周期(特性的峰值和谷值的反复周期)成为NFFT/δ。如果将簇尺寸设为该周期NFFT/δ的1/2，则能使用传输路径特性好的子载波(不过，此处的目的是只使用特性好的地方，并不一定是1/2)。因此，如果以成为下列公式(2)的方式设定循环延迟，则可获得效率高的分集效果。

(公式2)

$\mathrm{\δ}=\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{{2C}_{\mathrm{SIZE}}}\·\·\·\left(2\right)$

虽然实际上频率响应不会是平坦的，但通过使用基于此处所示的公式所计算出的值，从而能够根据簇尺寸来设定合适的CDD的延迟量。

接下来，对用于实施本发明的Clustered DFT-S-OFDM发送接收装置的简单的构成例进行说明。图1(a)是表示根据本实施方式的发送装置的一个构成例的图，图1(b)是表示接收装置的一个构成例的图。在此，如上面也提到的那样，对在发送接收机之间已经决定了簇尺寸的合适的值的情况进行说明。另外，关于将簇分配给实际的发送频率的映射，虽然假定在接收装置一侧决定并作为反馈信息发送给发送装置的情况而进行了说明，但是，簇分配信息生成部(108)也可以设置在发送装置侧、接收装置侧的任意一侧。

如图1(a)所示，发送装置包括：编码部00、交织部01、调制部02、串/并联(S/P：Serial to Parallel)转换部03、离散傅里叶变换(DFT：Discrete Fourier Transform)部04、簇映射部05、离散傅里叶逆变换(IDFT：InversedDFT)部06、并/串联(P/S：Parallel to Serial)转换部07、导频信号生成部08、导频复用部09、循环延迟量决定部10、循环延迟设定部11-1～2、循环前缀(CP)附加部12-1～2，、D/A(Digital to Analog)转换部13-1～2、无线部14-1～2以及发送天线15-1～2。

到导频复用部09为止进行与根据上述现有技术例中的Clustered DFT-S-OFDM相同的处理。在导频复用部09中导频信号被复用的信号按照所使用的发送天线数量被复制，成为2个。然后，在循环延迟设定部11-1～2中被施加配合簇尺寸由循环延迟量决定部10决定的循环延迟量。不过，在CDD中，由于通常不对1个发送信号施加循环延迟，因此，如果在循环延迟设定部11-2中施加延迟，则在循环延迟设定部11-1中可以不施加延迟，或者也可以省略该设定部。在循环延迟设定部11-1～2中，根据所施加的延迟量来施加旋转。例如，在从X(0)到X(N-1)为止输入N个数据，并将循环延迟量设定为δn(δn＞0的整数)的情况下，循环延迟部的输出顺序成为X(N-δn)、X(N-δn+1)、...、X(0)、X(1)、...、X(δn-1)。如此，由于循环延迟只是变换数据的时间顺序，因此，对在时间轴观测的发送信号的PAPR特性不产生影响。另外，在本实施方式中，关于导频信号也假设了施加循环延迟的情况。另外，虽然也假设了不对导频信号施加循环延迟的***，但是，在该情况下，需要在接收机进行考虑了循环延迟的传输路径推定。被设定的2个信号分别在循环前缀(CP)附加部12-1～2中被附加循环前缀。然后，各信号在D/A转换部13-1～2中被转换成模拟信号，接下来，在无线部14-1～2中被升频为使用的无线频率，并经各发送天线15-1～2发送。

图1(b)是表示接收装置的一个构成例的功能框图。在图1(b)中，接收装置包括：接收天线100、无线部101、A/D转换部102、CP除去部103、导频分离部104、传输路径特性/噪声分散推定部105、传送路径特性解映射部106、离散频率选择部107、簇分配信息生成部108、串/并联转换部109、DFT部110、簇解映射部111、均衡部112、IDFT部113、并/串联转换部114、解调部115、解交织部116以及解码部117。

从图1(a)所示的发送装置发送的信号通过接收天线101被接收。该接收信号在无线部101中被降频，然后，在A/D转换部102从模拟信号转换成数字信号。接下来，在CP除去部103中将在信号中附加的循环前缀除去，在导频分离部104中从表示数据的信号中分离用于调查传输路径特性的导频信号。在传输路径特性/噪声分散推定部105中，推定被分离的导频信号在收发装置之间的传输路径的频率特性以及噪声的分散。然后，在传送路径特性解映射部106中将所获得的信息解映射，以便用于数据信号复原，另一方面，为了在发送装置进行簇分配，在离散频率选择部107中，根据各离散频率的接收状况来选择适于传送的频率(根据接收质量或频带的空闲状况等因素所决定的频率)。接下来，在簇分配信息生成部108中决定在所规定的每个簇中使用哪种频率，并作为反馈信息传送给发送装置。

另一方面，在串/并联转换部109中对排除了导频信号的数据信号进行串/并联转换，作为并联数据通过DFT部110被转换成频率轴信号。然后，在簇解映射部111中各频率的数据被恢复到原来的配置，在均衡部112中按照通过导频信号获得的传输路径特性进行均衡处理。然后，在IDFT部113通过离散傅里叶逆变换被恢复成时间轴信号，通过并/串联转换部114被复原成串联数据。在解调部115中被解调成符号比特单位的似然，在通过解交织部116重新排列成比特串后，最后，在解码部117中将被发送的数据解码。

如上所述，利用本实施方式的优点在于：通过利用使用了适合于簇尺寸的循环延迟的发送分集技术，能够在不使PAPR特性变差的情况下，有效地获得分集增益。

(第2实施方式)

接下来，参照附图对根据本发明的第2实施方式的通信技术进行说明。在根据本实施方式的通信技术中，假设了末端装置高速进行移动等传输路径在时间上的变动很剧烈的情况。在这种情况下，可以认为即使在接收装置进行传输路径的推定并反馈给发送装置，在使用该信息时的发送中传输路径的特性也会发生变动，因此，其结果是，考虑了传输路径特性的簇分配没有效果。

因此，在高速移动这种状况下，与传输路径的特性无关，无论在哪个频带进行分配，都需要平均值高的频率分集。

参照图3对不考虑传输路径的特性进行分配的情况进行说明。如图3(a)所示，在频率选择性弱的情况下，在可分配的频带内存在传输路径特性连续下降的地方，如果在此被分配了簇，则信号的质量会降低。特别是遭受平坦衰落的情况下，频率选择性越弱，特性良好的地方不被分配的可能性越高。

与此相对，在如图3(b)所示，在CDD中将循环延迟量设定为很大的值且增强频率选择性的情况下，与簇的分配位置无关，在分配频带中经常包含特性良好之处的可能性很高。因此，通过从特性良好的频带的信号中获得分集效果，从而能够抑制误码率。

如上所述，在传输路径的时间上的变动很剧烈的情况下，关于对循环延迟设定部施加的延迟量，通过使传输路径特性的频率选择性的周期短于Clustered DFT-S-OFDM中的簇尺寸，从而在簇内至少包括1个特性的峰值。如在第1实施方式中所说明的那样，频率选择性的周期由NFFT/δ提供，因此，如果按以下的公式(3)所示设定循环延迟量δ，则能有效地获得频率分集效果。

(公式3)

$\mathrm{\δ}\≥\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{C_{\mathrm{SIZE}}}\·\·\·\left(3\right)$

虽然本实施方式中的发送接收装置的构成与图1所示的第1实施方式中的构成例大致相同，但是，在接收装置的传输路径特性/噪声分散推定部(105)中对时间上的传输路径变动大小进行判定。然后，在判定变动大、且很难对传输路径特性良好的地方进行簇分配的情况下，该信息被发送给发送装置内的循环延迟量决定部(10)，并根据利用上述公式(3)求出的循环延迟量进行循环延迟的设定。并且，传输路径变动信息也可以在发送装置中单独地进行测量。

(第3实施方式)

到第2实施方式为止，对将所使用的发送天线的数量定为2个的情况进行了展示。在本实施方式中，对使用N(＞2)个的发送天线的情况下的例子进行说明。首先，如在第1实施方式中所述，考虑簇尺寸与传输路径特性的频率选择性的周期相配合，以只对特性良好的地方进行分配的方式设定循环延迟量的情况。

通过第n(1＜n≤N)个的天线提供的频率旋转Φ(n)i由以下的公式表不。

(公式4)

${\mathrm{\φ}}_i^{\left(n\right)}=\exp (-j\·\frac{2\mathrm{\π}}{N_{\mathrm{FFT}}}\·{\mathrm{\δ}}_n\·i)\·\·\·\left(4\right)$

δn是针对每个天线决定的值。关于δn，必要条件是：预想为通过接收装置生成的传输路径的频率响应的变动周期是簇尺寸的2倍以上(在第1实施方式中设为2倍)。因此，在天线为3个以上的情况下，各天线的循环延迟量(除了没有设定循环延迟的天线之外)要求满足以下公式(5)。

(公式5)

${\mathrm{\δ}}_n\≤\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{{2C}_{\mathrm{SIZE}}}\·\·\·\left(5\right)$

而且，在将满足公式(5)的δn中的最大整数设为δm的情况下，通过对其他的δn进行设定以使针对其他的天线设定的循环延迟量成为接近δm×a/(N-1)(a是满足1≤a≤N-2的自然数)的整数，从而能够毫无偏离地设定循环延迟量，因此，能有效地获得分集效果。

接下来，在第2实施方式的情况下，如果天线是3个以上时，则以满足公式(6)的方式进行设定即可。

(公式6)

${\mathrm{\δ}}_n\≥\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{C_{\mathrm{SIZE}}}\·\·\·\left(6\right)$

此外，在将满足公式(6)的δn中的最小整数设为δj的情况下，通过对其他的δn进行设定以使针对其他的天线设定的循环延迟量成为δj×(a+1)(a是满足1≤a≤N-2的自然数)，从而能够毫无偏离地设定循环延迟量，因此，能有效地获得分集效果。

(第4实施方式)

在上述第1到第3的实施方式中对Clustered DFT-S-OFDM方式进行了说明。在本发明的第4实施方式中将对使用多个通常的单载波形式即DFT-S-OFDM信号的情况进行说明。不过，为了使说明变得简单，将以同时发送2个DFT-S-OFDM信号的情况为例进行说明。另外，即使DFT-S-OFDM信号为3个以上，也能够进行同样的应对。

图4是为了说明根据本实施方式的通信装置而进行了简化的功能框图。在图4中，符号300-1、2是用于生成DFT-S-OFDM信号的功能框图，包括从图5中的块1000到1004为止的功能。功能块301-1、2是用于对信号施加循环延迟的预编码部。在第1、第2实施方式中，虽然在时域、即IDFT之后施加了循环延迟，但是，在本实施方式中，作为IDFT之前的预编码处理来施加循环延迟。如果考虑到在第1实施方式中的应用，则该处理根据下列公式(7)、(8)，将基于循环延迟量的频率旋转分配给各子载波。

(公式7)

φ_i＝1

${{\mathrm{\φ}}_i}^{\′}=\exp (-j\·\frac{2\mathrm{\π}}{N_{\mathrm{FFT}}}\·\mathrm{\δ}\·i)\·\·\·\left(7\right)$

$\mathrm{\δ}=\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{{2C}_{\mathrm{SIZE}}}\·\·\·\left(8\right)$

其中，i是作为IDFT部的输入号码的子载波号码。Φi是相对于与天线308-1连接的信号的相位旋转量，Φi’是相对于与天线308-2连接的信号的位相旋转量。

本实施方式的特点是：DFT-S-OFDM信号不一定与300-1、300-2成为相同的频带。因此，如果将各信号的频带(所使用的子载波数)设为S1、S2，则由预编码部300-1、300-2所施加的频域的旋转量成为将S1、S2视为第1到第3实施方式中的簇尺寸的值。即，分别是CSIZE＝S1或S2。

因此，在预编码部301-1中输入的信号是通过DFT-S-OFDM信号生成部1所生成的信号的子载波数S1，在预编码部301-2中输入的信号是由DFT-S-OFDM信号生成部2所生成的信号的子载波数S2。

为了进行与不同的循环延迟对应的预编码，如本实施方式所示，在频域中必须施加与循环延迟对应的相位旋转。

在映射部302-1、302-2中，针对所使用的子载波号码分配数据。不过，通常对于不使用的子载波会输入“0”。

从IDFT部303-1、2到天线部308-1、2都具有与从图5的IDFT部1006到天线部1013相同的功能(不过，省略了导频复用部)。

如上所示，在本实施方式中，通过在频域施加循环延迟，能够针对具有多个带宽的各个信号进行恰当的预编码。

并且，在本实施方式中，虽然记载了关于对频带不同的DFT-S-OFDM信号进行处理的例子，但是，很明显，即使针对具有不同簇尺寸的多个Clustered DFT-S-OFDM也能很容易地应用。

上述第1到第4的实施方式的目的是：通过对CDD的循环延迟量进行变更而使传输路径的频率选择性以虚拟性的方式变化，并设置成最适于进行分配的传输路径特性，由此，获得高的发送分集效果。但是，在接收装置中噪声的影响大等接收环境恶劣的情况下，在传输路径推定中，有时进行频率方向的平均化(滤波等)作为噪声补偿的一个方法。在这种状况下，在通过CDD使频率选择性增强到一定程度以上的情况下，所施加的频率选择性被通过传输路径推定中的滤波判断为噪声。其结果是，造成传输路径推定的精度降低，从而不能获得所希望的发送分集效果。

因此，在本实施方式中，在对作为传输路径推定中的噪声补偿而使用频率方向平均化的接收装置进行传送的情况下，设成小循环延迟量或无循环延迟量而进行传送；在对通过其他的方法能充分维持传输路径推定精度的接收装置进行传送的情况下，施加大的循环延迟量或在第1到第4实施方式中所指定的循环延迟量。

在此，作为假设使用频率方向平均化的接收装置，可举出不支持LTE这种发送分集的基站。在这种LTE基站中，传输路径推定没有假设具有在利用CCD施加大的循环延迟量时所获得的这种很强的频率选择性的传输路径环境。因此，如图7(a)所示，可考虑使用针对频率方向的平均化这种频率选择性比较弱的传输路径进行的传输路径推定法，在频率选择性过剩的情况下，传输路径推定精度变差的可能性很高。但是，与LTE具有后方互换性的LTE-A的上行电路的移动台可能具有多个发送天线，因此，可以使用发送分集。另外，由于CDD在接收装置中不需要特别的操作，因此，可考虑在LTE的基站接收在与LTE-A对应的移动台进行CDD的发送信号的情况。在这种情况下，通过CDD施加很大的循环延迟量有可能导致传送特性变差。因此，在具有支持LTE-A这种发送分集的规格的移动台中进行CDD的情况下，针对LTE的基站，会考虑到传输路径推定精度的变差，来施加包括0的很小的循环延迟量。

另一方面，如图7(b)所示，针对像LTE-A基站那样的支持发送分集的基站进行对强频率选择性衰落具有耐受性的传输路径推定，适应性地施加最佳的循环延迟量。由此，能根据接收装置的传输路径推定方法有效获得发送分集效果。

另外，在本实施方式中使用的发送分集只对CDD的情况进行了叙述，但是，在发送装置以及一部分的接收装置包括CDD并支持SFBC或TBC这些多个发送分集方式的情况下，发送装置对于不支持发送分集方式的接收装置可使用小的循环延迟量；而对于支持发送分集方式的接收装置可使用不同方式的发送分集方式。

(产业上的可利用性)

本发明可以用于通信装置。

Claims (16)

1.一种发送装置，其具有多个天线，

该发送装置还具有：

离散傅里叶变换部，其将时域信号转换为频域信号；

簇映射部，其根据簇分配信息，将上述频域信号分割成簇并进行向频率的分配；

离散傅里叶逆变换部，其将被映射的频域信号转换成时域信号；和

循环延迟设定部，其针对被离散傅里叶逆变换后得到的时域信号，按上述多个天线的每一个天线，设定循环延迟量。

2.根据权利要求1所述的发送装置，其特征为，

还具有：

循环延迟决定部，其根据簇尺寸来决定由上述循环延迟设定部设定的循环延迟量。

3.根据权利要求2所述的发送装置，其特征为，

上述循环延迟决定部

在上述簇尺寸大的情况下，决定小的循环延迟量；

在上述簇尺寸小的情况下，决定大的循环延迟量。

4.根据权利要求2或3所述的发送装置，其特征为，

上述循环延迟决定部决定与上述簇尺寸成反比例的循环延迟量。

5.一种无线通信***，其具有：

权利要求1至4的任意1项所述的发送装置；和

接收装置，其具有生成通知给上述发送装置的簇分配信息的簇分配信息生成部。

6.根据权利要求2所述的发送装置，其特征为，

上述循环延迟决定部根据簇尺寸和时间性的传输路径变动来决定循环延迟量。

7.一种无线通信***，其具有：

权利要求6所述的发送装置；和

接收装置，其将上述传输路径变动的信息通知给上述发送装置。

8.一种发送装置，其具有多个天线，

该发送装置还具有：

DFT-S-OFDM信号生成部，其生成离散傅立叶变换扩频的正交频分复用(DFT-S-OFDM)信号；

预编码部，其作为离散傅里叶逆变换之前的预编码处理，按上述多个天线的每一个天线对频域信号施加循环延迟；

映射部，其针对所使用的子载波号码分配数据；和

离散傅里叶逆变换部，其将被映射后的频域信号转换成时域信号。

9.一种信号处理方法，是具有多个天线的发送装置中的信号处理方法，

该信号处理方法具有：

将时域信号转换成频域信号的步骤；

根据由接收装置所通知的簇分割信息将上述频域信号分割成簇并进行向频率的分配的步骤；和

按上述多个天线的每一个天线来设定循环延迟量的步骤。

10.一种用于使计算机执行权利要求9所述的方法的程序。

11.一种发送装置，其具有多个天线，

该发送装置还具有：

循环延迟设定部，其针对被调制后的发送信号，按上述多个天线的每一个天线，设定循环延迟量；和

循环延迟决定部，其根据接收装置的传输路径推定精度来决定上述循环延迟量。

12.根据权利要求11所述的发送装置，其特征为，

上述循环延迟设定部

针对在传输路径推定中使用频率方向平均化的接收装置设定0以上的小的循环延迟量；

针对其他的接收装置设定大的循环延迟量。

13.根据权利要求11所述的发送装置，其特征为，

上述循环延迟设定部

针对在传输路径推定中使用频率方向平均化的接收装置决定0以上的小的循环延迟量；

针对其他的接收装置根据簇尺寸来决定循环延迟量。

14.一种发送装置，其具有多个天线，

该发送装置还具有：

循环延迟设定部，其针对被调制后的发送信号，按上述多个天线的每一个天线，设定循环延迟量；和

循环延迟决定部，其根据接收装置是否与发送分集对应来决定上述循环延迟量。

15.根据权利要求14所述的发送装置，其特征为，

上述循环延迟设定部

在接收装置与发送分集不对应的情况下，设定0以上的小延迟量；

在接收装置与发送分集对应的情况下，设定大的循环延迟量。

16.根据权利要求14所述的发送装置，其特征为，

上述循环延迟设定部

在接收装置与发送分集不对应的情况下，设定0以上的小延迟量；

在接收装置与发送分集对应的情况下，根据簇尺寸来决定循环延迟量。

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