TWI394394B - 調幅帶內同頻無線電接收器之符號追蹤 - Google Patents

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Description

調幅帶內同頻無線電接收器之符號追蹤
本發明係關於無線電廣播，且更特定言之係關於在供一帶內同頻數位廣播系統使用之接收器中等化一信號之方法及裝置。
帶內同頻(IBOC)數位廣播系統在一標準調幅廣播通道中同時廣播類比與數位信號。一種調幅IBOC系統在美國專利第5,588,022號中予以描述。該廣播信號包括具有第一頻譜之經調幅的射頻信號。該經調幅的射頻信號包括由一類比程式信號調變之第一載波。該信號亦包括在涵蓋第一頻譜之頻寬內經數位調變的複數個次載波。經數位調變之次載波中的每一者由一數位信號調變。第一組經數位調變之次載波位於第一頻譜內且以與第一載波信號正交之方式調變。第二組及第三組經數位調變之次載波位於第一頻譜外且以同時與第一載波信號同相及正交之方式調變。將次載波分成第一、第二及第三分區。一些次載波為互補次載波。
以連續符號傳輸數位資訊。必須在接收器數據機中追蹤傳輸於IBOC系統中之符號以將符號之解調變與信號樣本之輸入流對準。本發明提供用於一HD RadioT M 數位數據機中的符號追蹤演算法。
本發明提供一種用於在調幅帶內同頻無線電接收器中進行符號追蹤之方法。該方法包含以下步驟：接收一時域樣本流；回應於每一符號週期之一符號時序調整值而組合等於一符號時間之該等時域樣本之一集合加上一半符號延遲；內插該等時域樣本；將該等經內插之時域樣本分成一代表半偏離符號之第一組樣本及一代表準時符號之第二組樣本；處理第一及第二組樣本以產生該符號時序調整值；及在一符號率下輸出代表準時符號的第二組樣本。
在另一態樣中，本發明提供一種用於在調幅帶內同頻無線電接收器中進行符號追蹤之裝置。該裝置包含一輸入，其用於接收一時域樣本流；一處理器，其用於回應於每一符號週期之一符號時序調整值而組合等於一符號時間之該等時域樣本之一集合加上一半符號延遲，內插該等時域樣本，將該等經內插之時域樣本分成一代表半偏離符號之第一組樣本及一代表準時符號之第二組樣本，及處理第一及第二組樣本以產生該符號時序調整值；及一輸出，其用於在一符號率下輸出代表準時符號的第二組樣本。
參看諸圖，圖1為一調幅混合IBOC信號之頻譜圖。調幅混合IBOC波形10包括習知調幅類比信號12(頻寬限於約±5 kHz)以及傳輸於調幅信號下方之接近30 kHz寬的數位音訊廣播(DAB)信號14。在具有一約30 kHz之頻寬的通道16內含有該頻譜。該通道被分成中心頻帶18，及上頻帶20及下頻帶22。該中心頻帶為約10 kHz寬且涵蓋位於通道中心頻率f0 之約±5 kHz內的頻率。上旁頻帶自距中心頻率約＋5 kHz處延伸至距中心頻率約＋15 kHz處。下旁頻帶自距中心頻率約－5 kHz處延伸至距中心頻率約－15 kHz處。
在本發明之一實施例中，調幅混合IBOC DAB信號格式包含經類比調變的載波信號24加上間隔為約181.7 Hz之162個OFDM次載波位置，其中跨越中心頻帶與上旁頻帶及下旁頻帶。代表音訊信號或資料信號(程式資料)之編碼數位資訊傳輸於次載波上。歸因於符號之間的保護時間，符號率小於次載波間隔。
如圖1中所示，該上旁頻帶被分成第一分區26及第二分區28，且該下旁頻帶被分成第一分區30及第二分區32。在第一分區及第二分區中在主機類比信號之任一側上，以及在第三分區34中在主機類比信號下方傳輸數位信號。第三分區34可考慮包括複數個次載波組，在圖1中標註為36、38、40及42。位於通道中心附近之第三分區內的次載波稱作內次載波且位於遠離通道中心之第三分區內的次載波稱作外次載波。在該實例中，將組38及40中之內次載波的功率位準展示成隨與中心頻率間隔開之頻率而線性減少。在第三旁頻帶中，其餘組次載波36及42具有大體恆定的功率位準。
圖1亦展示用於系統控制之兩個參考次載波44及46，其位於緊鄰經類比調變的載波之第一次載波位置處且具有固定在不同於其他旁頻帶之值下的功率位準。
在頻率fo 處，中心載波24未經QAM調變，但載運經類比調幅的主要載波。同步次載波44及控制次載波46以與載波正交之方式進行調變。用QPSK調變在調幅載波之任一側上位於指定為2至26及－2至－26之位置處的第三分區其餘次載波。代表性次載波位置由圖1中所示之次載波指數識別。在中心頻率之任一側上，在位置2至26及－2至－26處之次載波稱作第三次載波且以互補對之方式來傳輸，以使得所得經調變DAB信號與經類比調變的調幅信號正交。在一調幅IBOC DAB系統中對互補次載波對的使用在美國專利第5,859,876號中予以展示。同步次載波44及控制次載波46亦調變為一互補對。
雙旁頻帶(DSB)類比調幅信號佔用±5 kHz區域中之頻寬。下第三分區及上第三分區分別佔用自約0至約－5 kHz區域及自約0至約＋5 kHz區域的次頻帶。此等第三分區彼此為負的複共軛且特徵為互補。該互補性質在類比第三信號與數位第三信號之間保持正交關係以使得該等信號可在一接收器中分離，而現有習知接收器仍可接收類比調幅信號。必須互補組合第三分區以擷取數位信號同時取消類比串擾。第二分區亦具有互補性質，所以可根據干擾條件及音訊頻寬獨立地或在互補組合後在接收器上處理該等第二分區。第一分區係獨立地被傳輸的。
圖2為一全數位IBOC信號50之頻譜圖。中心頻帶52次載波之功率相對於圖1之混合格式有所增加。此外，位於位置－1及＋1處的兩個次載波54及56使用二元移相鍵控以傳輸時序資訊。核心上旁頻帶58包含在位置2至26處的載波，且核心下旁頻帶60包含在位置－2至－26處的次載波。旁頻帶58及60形成第一分區。額外增強次載波之兩個組62及64分別佔用位置27至54及－54至－27。組62形成第二分區且組64形成第三分區。除了用延遲及數位編碼式調諧及備用版本程式資料來取代調幅信號以外，圖2之全數位格式非常類似於混合格式。中心頻帶使用混合格式與全數位格式而佔用大致相同的頻譜位置。在全數位格式中，存在組合調諧及備用版本來傳輸主要版本程式資料之兩個選項。該全數位系統經設計以被約束於±10 kHz之通道中心頻率fo 內，其中在±5 kHz之fo 內傳輸主要音訊資訊，且以較低功率位準在外展至±10 kHz之通道遮罩翼(wing)中傳輸較不重要的音訊資訊。該格式慮及信號之適度降級同時增加覆蓋區域。該全數位系統在±5 kHz保護區域內載運一數位時間分集調諧及備用通道(假定數位音訊壓縮能夠在受保護之±5 kHz內遞送主要備用信號與音訊備用信號)。全數位系統之調變特徵係基於調幅IBOC混合系統。
該全數位IBOC信號包括在±5 kHz區域中之一對第一分區、在－5 kHz至－10 kHz區域中之一第二分區，及在＋5 kHz至＋10 kHz區域中之一第三分區。該全數位信號不具有類比分量，且所有分區被獨立傳輸(亦即，該等分區不互補)。
圖3為根據本發明建構之IBOC接收器84的功能方塊圖。在天線86上接收IBOC信號。帶通預選濾波器88傳遞相關頻帶，包括頻率fc 下之所要信號，但拒絕在fc －2fi f 下的影像信號(由於一低旁瓣注入區域振盪器)。低雜訊放大器90放大信號。在混頻器92中將該經放大的信號與由可調諧區域振盪器96提供於線94上之區域振盪器信號fI o 混合。此方式在線98上產生和(fc ＋fl o )信號及差(fc －fl o )信號。中頻濾波器100傳遞中頻信號fi f 且衰減相關經調變信號之頻寬外部的頻率。類比數位轉換器102使用時脈信號fs 操作以在速率fs 下在線104上產生數位樣本。數位降頻轉換器106移頻、濾波及抽取信號以在線108及110上產生較低樣本率的同相及正交信號。接著，基於數位信號處理器之解調變器112提供額外信號處理以在線114上為輸出設備116產生輸出信號。
圖3中之接收器包括一根據本發明建構的數據機。圖4為調幅HD RadioT M 數據機130之功能方塊圖，其展示本發明之載波追蹤的功能位置。線132上來自數位降頻轉換器之輸入信號經受載波追蹤及自動增益控制，如區塊134中所示。線136上的所得信號經受符號追蹤演算法138，該演算法在線140及142上產生BPSK信號、在線144上產生符號向量(時域)且在線146上產生經類比調變的載波。如區塊148中所示，BPSK處理產生被其他區塊中所說明之功能使用的區塊/訊框同步及模式控制資訊150。OFDM解調變器152解調變時域符號向量以在線154上產生頻域符號向量。
等化器156組合BPSK與載波信號而處理頻域符號向量以在線158上產生等化信號且在線160上產生通道狀態資訊。此等信號經處理以產生分支度量162、在解交錯器164中解交錯，且在解訊框器166中經映射以在線168上產生軟決策位元。維特比(Viterbi)解碼器170處理該等軟決策位元以在線172上產生經解碼的程式資料單元。
本發明提供一用於一HD RadioT M 數位數據機中的符號追蹤演算法。該符號追蹤演算法將OFDM符號之解調變與信號樣本之輸入流對準。該輸入包含來自載波追蹤輸出之時域樣本流(以約46,878 Hz抽樣)。符號追蹤函數之輸出為在符號率(約172 Hz)下時域符號向量之序列。該符號追蹤演算法首先獲取符號時序，接著追蹤符號時序。其經設計以在高於可能解碼數位資訊所具之雜訊及干擾位準的雜訊及干擾位準下操作。此外，該演算法經設計以容納類衰落狀態，諸如來自接地導電結構(GCS)的。
圖5為說明符號追蹤演算法之功能方塊圖。輸入180包含來自載波追蹤輸出之一時域樣本流(以約46,878 Hz抽樣)。符號追蹤之輸出(在線182上)為符號率(約172 Hz)下時域符號向量(256個元素)之序列。
樣本錯誤緩衝及分數內插函數184接收輸入樣本且為每一符號時間選擇一組樣本(將組重疊)。每一連續OFDM符號藉由270個信號樣本加上或減去整數個錯誤樣本而標稱地間隔開。輸入之有效延遲或時序調整由在每一新符號週期被更新之一分數樣本內插值(sampoffraction )及一整數樣本錯誤值(sampoffinteger )作進一步調整，如區塊186中所說明。sampoffinteger 及sampoffraction 值控制用於樣本錯誤緩衝中的整數及分數樣本錯誤值。樣本錯誤緩衝之分數內插部分消除了隨後在頻域中進行校正之需要；但其亦減少了迴路內之追蹤雜訊。
在該實例中，對於每一連續輸入符號採用256－點IFFT進行OFDM調變(在傳輸器處)來形成輸入符號。藉由使用一循環前置擴展，將該IFFT結果擴展至349個時域樣本(指標為0至348)，同時將二進位0(dc)循環移位至第174個樣本(二進位174)。此方式方便地將預擴展的IFFT之開始樣本置放於符號脈衝之中心參考點，進而允許在循環擴展後脈衝成形具有彈性。圖6為用於OFDM解調變之窗函數w的曲線圖。傳輸器用一平方根奈奎斯特(Nyquist)升餘弦窗遞減349－樣本符號之末端。此等符號被順序地重疊－添加至輸出樣本流，其中每一新符號被270個樣本間隔開。
為了處理下一OFDM符號，對於錯誤緩衝所需之總共484個樣本，錯誤緩衝必須組合等於一個經擴展的及經遞減的符號時間(349個樣本)之若干連續樣本加上半偏離符號時序歧義消解(half－off symbol timing ambiguity resolution)之半個符號延遲(135個樣本)。在該演算法處理每一新符號時，將另一270(±錯誤)個輸入樣本移位至該緩衝中。
接著使用分數樣本內插值(sampoffraction )內插484－樣本緩衝內容，以形成一經內插的484－樣本向量以用於隨後的符號解調變。sampoffraction 之該內插必需在離散樣本位置之間的時間偏移處調整錯誤緩衝，此係因為全部樣本錯誤不具有足夠的時間解析率。
為方便起見，在建構內插濾波器中，將3個零值樣本附加至484－樣本緩衝之每一末端，用於總共490個之新樣本。在樣本錯誤緩衝及分數內插區塊184中執行此過程。7－分接頭FIR濾波器與緩衝器卷積，該緩衝器以與前7個緩衝樣本一致的7個分接頭開始，從而產生第一經內插的輸出樣本。卷積為將FIR濾波器分接頭應用為整個數位輸入信號上之錯誤加權窗的習知程序(在該種狀況下為490個樣本緩衝)。經由緩衝器來推進濾波器，該緩衝器在每次增值時產生一經內插的新樣本，直至在7個濾波器分接頭對應於最後7個緩衝樣本時獲取最後經內插的樣本為止。歸因於內插濾波器之跨距，490－樣本輸出向量自輸入減少6個樣本，進而在任一端消除3個零－填充樣本以產生一484－樣本向量。
接著將484－樣本緩衝分成代表半偏離符號(線190上之結束區塊188)及準時符號(在線192上)的2個區段。將最初(最舊)349個樣本分組為半偏離符號，而將最後349個樣本(在半偏離之前的135個樣本)分組為準時符號。請注意中間樣本同時與準時符號及半偏離符號重疊。
其次，描述自一輸入樣本序列中獲得輸入樣本之下一集合及內插此等樣本用於隨後解調變之演算法。該信號輸入為半無限複樣本序列sig ，其中假定樣本為0至n之數目。整型變數sampindx 表示先前符號之開始的樣本指數，slip 為用以在該下一符號之緩衝中錯誤之計算得的整數個樣本(在初始獲取後標稱為0)，且sampoffraction 為該下一符號之分數樣本錯誤值。向量symsampsext 為用於隨後解調變之輸出。
"樣本錯誤緩衝及分數內插之演算法"sampindx ＝sampindx ＋270＋slip ；"下一符號之樣本指數"symsamps(k) ＝sig(k) ；k ＝sampindx...sampindx ＋483"得到隨後樣本"；"在任一端附加3個零"k＝0...6；"計算分數樣本內插之係數"x ＝k －3 －sampoffraction ；"內插值，－0.5<x<0.5" "應用分數樣本內插之內插濾波器(卷積)"
將一窗/折疊函數應用於準時符號樣本與經延遲的半偏離符號樣本，如由區塊194及196所說明。首先使用預儲存之窗函數w(k) 開窗查看(windowed)349個樣本，計算如下："產生預儲存之視窗樣本w(k) " 其中
在開窗查看(如區塊198、200及202中所說明)及折疊適當符號樣本symsamps 後計算BPSK 、主要載波CAR 及半偏離延遲之BPSKh 之經解調變的符號值。CAR 為經類比調變的載波。BPSK及BPSKh 為鄰近該經類比調變的載波之次載波。
藉由對複樣本簡單求和，解調變主要載波CAR ，而BPSK 及BPSKh 需要與表示第一DFT二進位之複數相量進行向量相乘。樣本symsamps 之向量為用於隨後OFDM解調變、BPSK處理及(視需要)平坦衰減補償演算法的外部輸出。BPSK 及CAR 值可用於符號追蹤函數。該演算法概述為如下："解調變符號CAR 、BPSK 、BPSKh 之演算法""計算準時symsamps 及符號CAR 及BPSK 以用於外部輸出"ofdmextw (k )＝symsampsext (k ＋135)．w (k )；k ＝0...348"開窗"；"折疊"symsamps (k )＝ofdm (mod(k ＋174),256)；"循環移位"；"解調變主要載波CAR "；"解調變BPSK ""計算BPSKh 符號"ofdmextw (k )＝symsampsext (k )．w (k )；k ＝0...348；"開窗"；"折疊"symsampsh (k )＝ofdmh (mod(k ＋174),256)；"循環移位""解調變BPSKh >"
符號時序誤差源自於經解調變之BPSK 符號。在±1次載波位置處，次載波之BPSK 符號描述為：
第n個經解調變之BPSK 符號提取為 其中y ＝BPSK 符號之虛維度上的資訊。
自BSPK 符號估計之時序誤差可計算為
但由於y為實數，則ε (n )＝sin(2．π ．f c ．τ )．cos(2．π ．f c ．τ )。
在圖7中展示該誤差信號作為時序誤差之一函數的曲線圖。圖8為在展示半偏離歧義之1個符號時間上誤差偵測器特徵對時序誤差之曲線圖。
認為該時序度量具有稱作正常及半偏離之2個穩定點(過零點具有正斜率)是重要的。然而，吾人不會對時序誤差為大時與鄰近符號之重疊進行說明。此將對減少BPSK(n) 之量值平方值有影響。在計算參數diff 中利用該性質，該參數diff 用以判定半偏離符號時序誤差條件。變數diff 指示準時與半偏離BPSK 符號能之間經濾波及經正規化之差。
準時條件產生一正的diff 值，而半偏離條件產生一負的diff 值。diff 之該性質用以解決半偏離符號時序誤差歧義。
在該應用中可導出時序誤差之更有用的表達式。藉由與128/π相乘來將時序誤差單位自弧度轉換為信號樣本。該值應由符號量值之平方進行正規化；然而，使用量sympeakhold 較長期峰值進行的正規化較佳用以在信號輸入丟失或較小時抑制該誤差。另外，應在已知信號為有效的之前使用準時與半偏離BPSK 值直至解決了半偏離歧義。因此，樣本時序誤差samperr 之以下表達式用於符號追蹤PLL中。
在計算samperr 中所需之一些內部參數及條件迴路參數由以下演算法來計算："在輸入信號有效時更新條件迴路參數之演算法""計算sympeakhold 及validsigin 以便對信號衰落進行規整" "若主要載波之實部及虛部在可接受的範圍內，則validsigin "validsigin ＝(Re(CAR )2 >16．sympeakhold )^(Re(CAR )>4．|Im(CAR )|)if validsigin ；"若為有效輸入信號，則更新追蹤" if diff >0.125,then letvalidsigout ＝1,endif if diff <－0.125；"所偵測的半偏離符號時序"diff ＝0halfadj ：－135；"調整半偏離"else halfadj ＝0endif if enabletrack ＝0；"對於第一次validsign迭代進行初始化"enabletrack ＝1samperrmag ＝1g ＝1g 2＝1endif endif 。
以上所示用於在輸入信號有效(validsigin ＝1)時更新迴路參數的演算法概述為如下：將sympeakhold 計算(如區塊204所說明)為BPSK 或BPSKh 值之量值平方值或先前sympeakhold 值之經濾波的衰減值中之最大值。使用Sampeakhold 而並非僅使用當前符號能可減少在計算samperr 中之雜訊及衰落效應。
此用於其在短期衰落上的規整特徵。當主要載波實部與虛部之比率在一可接受範圍內時，判定該輸入信號為有效(validsigin ＝1)(區塊206)。接著，如先前所描述來更新diff 信號，且將其與臨限值(區塊208)比較以判定該獲取時序為準時還是已偵測到半偏離歧義。若偵測到半偏離條件，則將樣本錯誤halfoff 調整值設定為135個樣本以在稍後將描述之隨後演算法部分中校正該符號之錯誤緩衝。接著，如先前所描述計算樣本誤差samperr (區塊210)。enabletrack 值(區塊212)用以判定此是否為第一次出現validsigin ＝1條件。若enabletrack ＝0，則如區塊213中所示，初始化enabletrack 、samperrmag 、g 及g2 之值，以開始追蹤。值g 及g2 用以自適應地控制迴路增益。用validsigin 、diff 、validsigout 及halfadj 處理來解決半偏離符號時序歧義。
用以導出sampoffraction (在錯誤緩衝中用於時序調整之樣本的分數)及slip (在錯誤緩衝中用於時序調整之樣本的整數)值以便反饋至輸入樣本錯誤緩衝及分數內插之其餘迴路參數由以下演算法計算："計算sampoffraction 及slip 之迴路參數的演算法" sampoff ＝sampoff ＋g 2 ．samperr ＋slope limit ＝32．g 2 ．g 2計算sampoffraction 及slip 以便反饋至樣本錯誤緩衝/內插sampoffraction ＝sampoffraction ＋slope ＋...＋max[－limit ,min(limit ,sampoff －sampoffraction －slope )]slip ＝round (sampoffraction )sampoffraction ＝sampoffraction －slip slip ＝slip ＋halfadj 。
用以計算sampoffraction 及slip 值以便反饋至輸入樣本錯誤緩衝及分數內插的演算法概述如下：如區塊214中所示，將自適應迴路增益g定義為經濾波樣本誤差信號samperr 之絕對值的函數。經由中間IIR濾波信號samperrfilt (經濾波之samperr )及samperrfiltmag (濾波samperrfilt 之量值)完成該濾波。此方式在大的樣本時序誤差被連貫偵測時具有增加迴路增益的作用。在獲得絕對值前首先濾波samperr 的理由為使自適應增益對隨機時序雜訊不敏感，而該時序誤差samperrmag 之絕對值表示更持久的時序誤差偏差。因此，當該時序誤差為持久的而不是歸因於隨機雜訊擾動時，增益增加。
本發明在認為必要時自動獲取及重獲取符號時序，而不需要外部控制。此藉由初始化g 、g2 、enabletrack 、samperrmag 來完成，且在宣佈第一有效區塊212時初始化。亦用自適應增益g 及g2 來執行。所以，存在合作以使其自動運算之若干相互作用的分量。自適應增益g 及g2 在獲取之後立即提供快速追蹤，接著在穩定狀態後在增益減少(迴路頻寬變窄)時減少追蹤誤差。此藉由在一較長時間常數上平均用於估計之雜訊樣本而減少誤差。此可在將samperrfilt 及samperrfiltmag 用作內部時序追蹤誤差之代理項的sampoffraction 及slip 演算法中獨立完成，內部時序追蹤誤差接著用以自適應地調整迴路增益以便更精確的追蹤。
將自適應迴路增益g2 簡單定義為來自其獲取時之初始化值的衰減值。slope (區塊216)用以追蹤一符號時序頻率誤差或相位斜率(若存在)而不是一相位誤差。該斜率為經濾波型式之samperr ，其產生第二級PLL特徵。接著，將符號時序誤差校正值sampoff 計算(區塊218)為以下各項之被積(累加)函數：其先前值、由自適應增益g 之平方加權之該符號samperr 的經估計(雜訊)樣本誤差，及斜率(頻率誤差)。將該sampoff 值分為整數部分slip 加上分數部分sampoffraction 。如先前所描述，該slip 值進一步由halfadj 值進行調整。該slip 值用以調整輸入錯誤緩衝，且sampoffraction 值調整輸入樣本內插，兩者如先前所描述。此將關閉反饋迴路以使得符號時序被最終獲取及追蹤以便進行OFDM解調變之正常同步操作。計算slope 以在信號衰落時提供規整函數。為避免產生大的數字，吾人僅使用來自標稱模270(每符號之樣本)samperr 之誤差而不是絕對樣本指數。
該演算法在其經判定之自身符號率下運算，然而有可能異步地調用符號追蹤函數以處理任何可供使用之新輸入樣本，且輸出一適當數目之輸出符號(若存在)。該演算法經設計以使得將所有變數初始化為零；此對於用於遞迴濾波器(其中期望先前值)中的一些變數尤其重要。應預先計算及儲存對於窗係數之向量及用於BPSK 解調變之複指數以用於計算效率。獲取或重獲取在必要時自動發生，所以不需要外在控制。
該符號追蹤演算法始於一第二級鎖相迴路(PLL)。相位誤差或符號時序誤差源自經解調變之BPSK 符號輸出，以在該誤差為小時產生一大致與時序誤差成比例的誤差信號。因為該類型之相位偵測器不可可靠地辨別準時與半偏離符號追蹤條件，所以提供額外函數性以在符號追蹤演算法內解決該歧義。因為將增益動態調整為追蹤條件之一函數，所以迴路濾波器為自適應的。此允許PLL在信號存在時快速獲取及追蹤，且在信號中斷期間滑行。迴路濾波器之輸出用以為每一符號週期導出一符號時序調整值。該時序調整由整數與分數樣本誤差值組成，其用以調整對輸入樣本起作用之錯誤緩衝及分數內插。經估計之時序誤差的該負反饋使時序誤差達到一可接受之小值以供精確追蹤。
圖9為在獲取及追蹤期間實例性符號時序誤差之曲線圖。圖9說明符號時序獲取及追蹤效能。用一對－20 dB第一鄰近干擾信號(具有70 dB/Hz之合適載波與雜訊密度比)的典型載波頻率誤差模擬該實例。將初始符號時序誤差設定為20個樣本偏移。歸因於自適應迴路增益函數，該時序誤差變得充分小以便在約12個符號時間後開始解調變，且在約12個符號時間後解決一小的追蹤誤差。
本發明提供一種用於HD RadioT M 調幅接收器數據機之符號獲取及追蹤演算法。可使用已知電路組件來建構圖中所說明及上文所描述之函數，該等電路組件包括(但不限於)一或多個處理器及/或特殊應用積體電路。在載波獲取及追蹤後，及在數據機內進行一等化演算法前使用該演算法。該符號追蹤演算法亦在符號追蹤迴路內執行相位補償任何分數樣本時序誤差，從而消除了在隨後OFDM FFT解調變後在次載波上進行相位斜率校正之需要。模擬結果在接收器環境中可能經歷之典型雜訊及干擾條件下展示出良好效能。該符號追蹤效能在條件允許用誤差校正來解碼數位信號之任何時間均展示為良好的。因此，符號追蹤決不為數位覆蓋之限制因素。使用該符號追蹤演算法之接收器的初步現場測試確認了該等模擬結果。
儘管已就若干實例描述了本發明，但熟習此項技術者將顯見在不脫離以下申請專利範圍中所陳述之本發明之範疇的情況下可對所述實例進行各種改變。
10．．．調幅混合IBOC波形
12．．．習知調幅類比信號
14．．．數位音訊廣播信號
16．．．通道
18．．．中心頻帶
20．．．上頻帶
22．．．下頻帶
24．．．經類比調變的載波信號
26．．．第一分區
28．．．第二分區
30．．．第一分區
32．．．第二分區
34．．．第三分區
36．．．次載波
38．．．次載波
40．．．次載波
42．．．次載波
44．．．同步次載波
46．．．控制次載波
50．．．全數位IBOC信號
52．．．中心頻帶
54．．．次載波
56．．．次載波
58．．．核心上旁頻帶
60．．．核心下旁頻帶
62．．．額外增強次載波組
64．．．額外增強次載波組
84 I．．．BOC接收器
86．．．天線
88．．．帶通預選濾波器
90．．．低雜訊放大器
92．．．混頻器
94．．．線
96．．．可調諧區域振盪器
98．．．線
100．．．中頻濾波器
102．．．類比數位轉換器
104．．．線
106．．．數位降頻轉換器
108．．．線
110．．．線
112．．．解調變器
114．．．線
116．．．輸出設備
130．．．數據機
132．．．線
134．．．區塊
136．．．線
138．．．符號追蹤演算法
140．．．線
142．．．線
144．．．線
146．．．線
148．．．區塊
150．．．區塊/訊框同步及模式控制資訊
152．．．OFDM解調變器
154．．．線
156．．．等化器
158．．．線
160．．．線
162．．．分支度量
164．．．解交錯器
166．．．解訊框器
168．．．線
170．．．維特比(Viterbi)解碼器
172．．．線
180．．．輸入
182．．．線
184．．．樣本錯誤緩衝及分數內插函數
186．．．區塊
188．．．結束區塊
190．．．線
192．．．線
194．．．區塊
196．．．區塊
198．．．區塊
200．．．區塊
202．．．區塊
204．．．區塊
206．．．區塊
208．．．區塊
210．．．區塊
212．．．區塊
214．．．區塊
216．．．區塊
218．．．區塊
圖1為調幅混合IBOC信號之頻譜圖。
圖2為調幅全數位IBOC信號之頻譜圖。
圖3為一調幅IBOC接收器之功能方塊圖。
圖4為用於一調幅IBOC接收器之數據機的方塊圖。
圖5為本發明之符號追蹤演算法的功能方塊圖。
圖6為用於OFDM解調變之窗函數的曲線圖。
圖7為誤差偵測器特徵對時序誤差之曲線圖。
圖8為在獲取及追蹤期間的符號時序誤差之曲線圖。
圖9為在一獲取及追蹤實例中之若干相關信號的曲線圖。
180．．．輸入
182．．．線
184．．．樣本錯誤緩衝及分數內插函數
186．．．區塊
188．．．結束區塊
190．．．線
192．．．線
194．．．區塊
196．．．區塊
198．．．區塊
200．．．區塊
202．．．區塊
204．．．區塊
206．．．區塊
208．．．區塊
210．．．區塊
212．．．區塊
214．．．區塊
216．．．區塊
218．．．區塊

Claims (20)

  1. 一種用於在調幅帶內同頻無線電接收器中進行符號追蹤之方法，該方法包含以下步驟：接收一時域樣本流；回應於每一符號週期之一符號時序調整值而組合等於一符號時間之該等時域樣本之一集合加上一半符號延遲；內插該等時域樣本；將該等經內插之時域樣本分成一代表半偏離符號之第一組樣本及一代表準時符號之第二組樣本；處理該第一組樣本及該第二組樣本以產生該符號時序調整值；及在一符號率下輸出代表準時符號之該第二組樣本。
  2. 如請求項1之方法，其中該第一組樣本與該第二組樣本重疊。
  3. 如請求項1之方法，其中該時序調整值包括一分數內插控制值。
  4. 如請求項1之方法，其進一步包含以下步驟：將一窗/折疊函數應用於該等準時符號樣本與該等半偏離符號樣本。
  5. 如請求項1之方法，其中該時域樣本流接收於一主要載波上及一對BPSK次載波上，且該方法進一步包含以下步驟：解調變該主要載波及該等BPSK次載波之符號值。
  6. 如請求項5之方法，其進一步包含以下步驟：自該等經解調變之BPSK符號導出一符號時序誤差。
  7. 如請求項6之方法，其進一步包含以下步驟：解決半偏離符號時序誤差歧義。
  8. 如請求項6之方法，其進一步包含以下步驟：使用一符號峰值正規化該符號時序誤差。
  9. 如請求項1之方法，其進一步包含以下步驟：在該處理步驟中自適應地控制迴路增益。
  10. 如請求項1之方法，其進一步包含以下步驟：在該處理步驟中計算一斜率變數。
  11. 一種用於在調幅帶內同頻無線電接收器中進行符號追蹤之裝置，該裝置包含：一輸入，其用於接收一時域樣本流；一處理器，其用於回應於每一符號週期之一符號時序調整值而組合等於一符號時間之該等時域樣本之一集合加上一半符號延遲，內插該等時域樣本，將該等經內插之時域樣本分成一代表半偏離符號之第一組樣本及一代表準時符號之第二組樣本，及處理該第一組樣本及該第二組樣本以產生該符號時序調整值；及一輸出，其用於在一符號率下輸出代表準時符號之該第二組樣本。
  12. 如請求項11之裝置，其中該第一組樣本與該第二組樣本重疊。
  13. 如請求項11之裝置，其中該時序調整值包括一分數內插控制值。
  14. 如請求項11之裝置，其中該處理器將一窗/折疊函數應用於該等準時符號樣本與該等半偏離符號樣本。
  15. 如請求項11之裝置，其中該時域樣本流接收於一主要載波上及一對BPSK次載波上，且其中該處理器解調變該主要載波及該等BPSK次載波之符號值。
  16. 如請求項15之裝置，其中該處理器自該等經解調變之BPSK符號導出一符號時序誤差。
  17. 如請求項16之裝置，其中該處理器解決半偏離符號時序誤差歧義。
  18. 如請求項16之裝置，其中該處理器使用一符號峰值正規化該符號時序誤差。
  19. 如請求項11之裝置，其中該處理器在該處理步驟中自適應地控制迴路增益。
  20. 如請求項11之裝置，其中該處理器在該處理步驟中計算一斜率變數。
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