JP5223757B2 - Driving device for power conversion circuit - Google Patents

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Description

本発明は、電圧制御形のスイッチング素子と、該スイッチング素子に逆並列に接続される態様にてこれと同一半導体基板に併設されたフリーホイールダイオードとが設けられた半導体デバイスを備える電力変換回路に適用される駆動装置に関する。   The present invention provides a power conversion circuit including a semiconductor device provided with a voltage-controlled switching element and a free wheel diode provided on the same semiconductor substrate in a manner connected in antiparallel to the switching element. The present invention relates to an applied drive device.

直流電源の各端子と回転機の端子とを接続する高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子の直列接続体を備えて構成される電力変換回路（インバータ）が周知である。また、インバータは、上記スイッチング素子の入出力端子に接続されたフリーホイールダイオードを備えている。ここで、回転機に正弦波形状の電流を流すべく高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子を操作するに際しては、これら高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子を交互にオン状態及びオフ状態とすることで、これら一対のスイッチング素子を相補的に駆動する手法が一般に用いられている。   2. Description of the Related Art A power conversion circuit (inverter) including a series connection body of a high potential side switching element and a low potential side switching element that connect each terminal of a DC power source and a terminal of a rotating machine is well known. The inverter includes a free wheel diode connected to the input / output terminal of the switching element. Here, when operating the high-potential side switching element and the low-potential side switching element to flow a sinusoidal current to the rotating machine, the high-potential side switching element and the low-potential side switching element are alternately turned on and off. Generally, a method of driving these pair of switching elements in a complementary manner by setting the state is used.

一方、インバータのスイッチング素子としては、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられることがある。また、近年では、こうしたインバータを構成する半導体素子として、フリーホイールダイオードがＩＧＢＴと同一基板上に併設されたいわゆるダイオード内蔵型ＩＧＢＴが提案され、実用化されている。   On the other hand, an insulated gate bipolar transistor (IGBT) may be used as the switching element of the inverter. In recent years, a so-called diode built-in IGBT in which a free wheel diode is provided on the same substrate as the IGBT has been proposed and put to practical use as a semiconductor element constituting such an inverter.

上記ＩＧＢＴはコレクタからエミッタへと進む方向を順方向とするものであるため、逆側には電流が流れない。このため、インバータの一対のスイッチング素子が相補的に駆動される場合、上記正弦波形状の電流の流通方向によっては、オン状態とされているスイッチング素子に電流が流れないことがある。そしてこの場合には、これに逆並列に接続されたフリーホイールダイオードに電流が流れることとなる。   Since the IGBT has a forward direction from the collector to the emitter, no current flows on the reverse side. For this reason, when a pair of switching elements of the inverter are driven in a complementary manner, depending on the flow direction of the sine wave current, the current may not flow to the switching element that is in the on state. In this case, a current flows through a freewheeling diode connected in antiparallel to this.

ところで、上記ダイオード内蔵型ＩＧＢＴにおいては、フリーホイールダイオードに順方向電流が流れる際の電圧降下量が、ＩＧＢＴのゲートに電圧が印加されることで増大することが知られている。このため、スイッチング素子を相補的に操作する場合には、フリーホイールダイオードに順方向電流が流れる際のフリーホイールダイオードによる電力損失が大きくなり、ひいてはダイオード内蔵型ＩＧＢＴの発熱量が多くなるおそれがある。   By the way, in the diode built-in IGBT, it is known that the amount of voltage drop when a forward current flows through the freewheeling diode increases when a voltage is applied to the gate of the IGBT. For this reason, when the switching elements are operated in a complementary manner, the power loss due to the freewheeling diode when the forward current flows through the freewheeling diode increases, and as a result, the amount of heat generated by the diode built-in IGBT may increase. .

そこで従来、例えば下記特許文献１に見られるように、フリーホイールダイオードに電流が流れることを検出する場合、上記相補信号にかかわらず、スイッチング素子を強制的にオフ状態とすることも提案されている。具体的には、フリーホイールダイオードと同一の半導体基板上に微小な電極を備え、フリーホイールダイオードに流れる電流の数千分の１から１万分の１程度の微少電流を上記電極から取り出す。そして、この微少電流に基づき、フリーホイールダイオードに電流が流れたと判断される場合に、スイッチング素子を強制的にオフ状態とする。これにより、電力損失の増大を抑制することができる。   Therefore, conventionally, for example, as seen in Patent Document 1 below, when detecting that a current flows through a freewheeling diode, it has been proposed to forcibly turn off the switching element regardless of the complementary signal. . Specifically, a minute electrode is provided on the same semiconductor substrate as the free wheel diode, and a minute current of about one thousandth to one tenth of the current flowing through the freewheel diode is taken out from the electrode. Then, when it is determined that a current flows through the free wheel diode based on the minute current, the switching element is forcibly turned off. Thereby, an increase in power loss can be suppressed.

特開２００８−７２８４８号公報JP 2008-72848 A

ところで、上記技術によれば、フリーホイールダイオードに電流が流れたと判断される間、スイッチング素子がオンとされた状態でこれに電流が流れることとなる。このため、この期間の電力損失は依然として大きいものとなっている。   By the way, according to the above technique, while it is determined that a current flows through the free wheel diode, a current flows through the switching element while it is turned on. For this reason, the power loss during this period is still large.

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、電圧制御形のスイッチング素子と、該スイッチング素子に逆並列に接続される態様にてこれと同一半導体基板に併設されたフリーホイールダイオードとが設けられた半導体デバイスを備えるものにあって、その電力損失をいっそう低減することのできる電力変換回路の駆動装置を提供することにある。   The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and its object is to provide a voltage-controlled switching element and the same semiconductor substrate in an aspect connected in reverse parallel to the switching element. Another object of the present invention is to provide a drive device for a power conversion circuit that can further reduce the power loss.

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。   Hereinafter, means for solving the above-described problems and the operation and effects thereof will be described.

請求項１記載の発明は、電圧制御形のスイッチング素子と、該スイッチング素子に逆並列に接続される態様にてこれと同一半導体基板に併設されたフリーホイールダイオードとが設けられた半導体デバイスを備える電力変換回路に適用され、前記フリーホイールダイオードの順方向電流に関する物理量の検出値を入力とし、前記順方向電流が流れるか否かを判断する判断手段と、前記順方向電流が流れると判断される場合、前記スイッチング素子の導通制御端子への電圧印加を禁止する禁止手段とを備え、前記判断手段は、前記順方向電流が流れたと判断する際の前記検出値の絶対値を、前記導通制御端子の電圧が低い場合の方が高い場合よりも小さい値とすることを特徴とする。   The invention described in claim 1 includes a semiconductor device provided with a voltage-controlled switching element and a free wheel diode provided on the same semiconductor substrate in a manner connected in reverse parallel to the switching element. Applied to a power conversion circuit, using a detection value of a physical quantity related to a forward current of the freewheeling diode as an input, a determination means for determining whether or not the forward current flows, and a determination that the forward current flows And a prohibiting means for prohibiting voltage application to the conduction control terminal of the switching element, wherein the judging means determines the absolute value of the detected value when judging that the forward current has flowed as the conduction control terminal. When the voltage is low, the value is smaller than when the voltage is high.

上記半導体デバイスにおいては、スイッチング素子の導通制御端子に電圧が印加されることで、上記物理量の絶対値が大きくなる傾向がある。このため、順方向電流が流れたとの判断を行うべく上記検出値の絶対値に閾値を設ける場合、導通制御端子に電圧が印加されている状況下における閾値を小さくすると、ノイズによる誤動作のおそれが大きくなる。ただし、この閾値を大きくすると、フリーホイールダイオードに電流が流れているとの判断を迅速に行うことができず、ひいてはスイッチング素子の導通制御端子に電圧が印加された状態でフリーホイールダイオードに電流が流れる期間が増加する。   In the semiconductor device, when the voltage is applied to the conduction control terminal of the switching element, the absolute value of the physical quantity tends to increase. For this reason, when a threshold value is provided for the absolute value of the detected value so as to determine that forward current has flowed, if the threshold value is reduced under the condition that a voltage is applied to the conduction control terminal, there is a risk of malfunction due to noise. growing. However, if this threshold value is increased, it is impossible to quickly determine that a current is flowing through the freewheeling diode, and as a result, a current is applied to the freewheeling diode while a voltage is applied to the conduction control terminal of the switching element. The flowing period increases.

上記発明では、この点に鑑み、順方向電流が流れたと判断する際の検出値の絶対値を、前記導通制御端子の電圧が低い場合の方が高い場合よりも小さい値とする。これにより、導通制御端子に電圧が印加された後には、ノイズによる順方向電流の誤検出を好適に回避することができる。また、導通制御端子に電圧が印加される以前又は印加されて間もないタイミングでフリーホイールダイオードに流れる電流を検出することが可能となり、ひいてはフリーホイールダイオードに順方向電流が流れる状況下、導通制御端子への電圧の印加期間を低減することができる。   In the above invention, in view of this point, the absolute value of the detected value when it is determined that the forward current has flowed is set to a smaller value when the voltage at the conduction control terminal is lower than when the voltage is higher. Thereby, after a voltage is applied to the conduction control terminal, erroneous detection of the forward current due to noise can be preferably avoided. In addition, it is possible to detect the current flowing through the freewheel diode before or just after the voltage is applied to the conduction control terminal. The period of voltage application to the terminals can be reduced.

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記判断手段は、前記順方向電流が流れたと判断する際の前記検出値の絶対値を、前記スイッチング素子の駆動信号に基づき可変設定することを特徴とする。   According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the invention, the determination means variably sets the absolute value of the detection value when determining that the forward current has flowed based on the drive signal of the switching element. It is characterized by doing.

上記発明では、駆動信号により、導通制御端子に電圧が印加され、その電圧が上昇する状況を予測することができる。このため、判断手段ではこの予測に基づき判断を行うことができる。   In the above invention, it is possible to predict a situation in which a voltage is applied to the conduction control terminal and the voltage rises by the drive signal. Therefore, the determination means can make a determination based on this prediction.

請求項３記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記判断手段は、前記順方向電流が流れたと判断する際の前記検出値の絶対値を、前記導通制御端子の電圧の検出値に基づき可変設定することを特徴とする。   According to a third aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the determining means converts the absolute value of the detected value when determining that the forward current has passed into the detected value of the voltage of the conduction control terminal. The variable setting is based on this.

上記発明では、導通制御端子の電圧の検出値を用いることで、導通制御端子の電圧が実際に低いか否かに基づき判断手段による判断がなされることとなる。   In the above invention, by using the detected value of the voltage at the conduction control terminal, the judgment means makes a determination based on whether or not the voltage at the conduction control terminal is actually low.

請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記半導体デバイスには、前記フリーホイールダイオードに流れる電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子が更に設けられており、前記物理量の検出値は、前記微少電流の検出値であることを特徴とする。   According to a fourth aspect of the present invention, in the semiconductor device according to any one of the first to third aspects, the semiconductor device further includes a sense terminal that outputs a minute current having a correlation with a current flowing through the free wheel diode. The detected value of the physical quantity is a detected value of the minute current.

上記微少電流は、通常、フリーホイールダイオードに流れる電流が一定であっても、導通制御端子に電圧が印加される場合の方が大きくなる特性を有する。   The minute current usually has a characteristic that even when the current flowing through the freewheeling diode is constant, the voltage is applied to the conduction control terminal.

請求項５記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記物理量の検出値は、前記フリーホイールダイオードの電圧降下量の検出値であることを特徴とする。   The invention according to claim 5 is the invention according to any one of claims 1 to 3, wherein the detected value of the physical quantity is a detected value of a voltage drop amount of the freewheel diode.

上記フリーホイールダイオードの電圧降下量は、導通制御端子に電圧が印加される場合の方が大きくなる特性を有する。   The amount of voltage drop of the freewheel diode has a characteristic that it becomes larger when a voltage is applied to the conduction control terminal.

請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記電力変換回路は、高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子の直列接続体を備え、前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子は、交互にオン操作が指令される相補信号によってオン・オフが指令されるものであり、前記スイッチング素子は、前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子の少なくとも一方であることを特徴とする。   The invention according to claim 6 is the invention according to any one of claims 1 to 5, wherein the power conversion circuit includes a series connection body of a high-potential side switching element and a low-potential side switching element. The potential-side switching element and the low-potential-side switching element are instructed to be turned on / off by complementary signals that are alternately commanded to be turned on, and the switching element includes the high-potential-side switching element and the low-potential switching element. It is at least one of the side switching elements.

上記発明では、相補信号によってオン・オフが指令されるため、禁止手段は、このオン指令にかかわらず、導通制御端子への電圧の印加を禁止する手段となる。   In the above invention, since on / off is commanded by the complementary signal, the prohibiting means is a means for prohibiting application of voltage to the conduction control terminal regardless of the on command.

なお、前記電力変換回路は、車載高圧システムに備えられるものであり、前記相補信号は、前記車載高圧システムと絶縁された車載低圧システムにて生成されるものとしてもよい。   The power conversion circuit may be provided in an in-vehicle high-voltage system, and the complementary signal may be generated in an in-vehicle low-voltage system insulated from the in-vehicle high voltage system.

第１の実施形態にかかるシステム構成図。1 is a system configuration diagram according to a first embodiment. FIG. 同実施形態にかかるＩＧＢＴ及びフリーホイールダイオードの断面構成を示す断面図。Sectional drawing which shows the cross-sectional structure of IGBT and free wheel diode concerning the embodiment. 同実施形態にかかるドライブユニットの回路構成を示す回路図。The circuit diagram which shows the circuit structure of the drive unit concerning the embodiment. 同実施形態にかかるセンス端子の出力電流によるシャント抵抗の電圧降下量を示す図。The figure which shows the voltage drop amount of shunt resistance by the output current of the sense terminal concerning the embodiment. 同実施形態にかかるパワースイッチング素子のゲートへの電圧印加の禁止処理の態様を例示するタイムチャート。6 is a time chart illustrating an example of a process of prohibiting voltage application to the gate of the power switching element according to the embodiment; 第２の実施形態にかかるドライブユニットの回路構成を示す回路図。The circuit diagram which shows the circuit structure of the drive unit concerning 2nd Embodiment. 第３の実施形態にかかるドライブユニットの回路構成を示す回路図。The circuit diagram which shows the circuit structure of the drive unit concerning 3rd Embodiment.

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる電力変換回路の駆動装置をハイブリッド車に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。 (First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment in which a drive device for a power conversion circuit according to the present invention is applied to a hybrid vehicle will be described with reference to the drawings.

図１に、本実施形態のシステム構成を示す。図示されるように、車載主機としてのモータジェネレータ１０は、インバータＩＶ及びコンバータＣＶを介して高圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＶは、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐ及び低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎの直列接続体が３つ並列接続されて構成されている。そして、これら各パワースイッチング素子Ｓｗｐ及びパワースイッチング素子Ｓｗｎの接続点が、モータジェネレータ１０の各相にそれぞれ接続されている。また、コンバータＣＶは、コンデンサＣと、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐ及び低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎの直列接続体と、パワースイッチング素子Ｓｗｐ及びパワースイッチング素子Ｓｗｎの接続点と高圧バッテリ１２とを接続するリアクトルＬとを備えている。   FIG. 1 shows the system configuration of this embodiment. As shown in the figure, a motor generator 10 as an in-vehicle main machine is connected to a high voltage battery 12 via an inverter IV and a converter CV. The inverter IV is configured by connecting three series-connected bodies of a high-potential side power switching element Swp and a low-potential side power switching element Swn in parallel. Connection points of these power switching elements Swp and power switching elements Swn are connected to the respective phases of the motor generator 10. The converter CV includes a capacitor C, a series connection body of the high-potential side power switching element Swp and the low-potential side power switching element Swn, a connection point of the power switching element Swp and the power switching element Swn, and the high-voltage battery 12. Are connected to the reactor L.

上記高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐ及び低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎのそれぞれの入出力端子間（コレクタ及びエミッタ間）には、高電位側のフリーホイールダイオードＦＤｐ及び低電位側のフリーホイールダイオードＦＤｎのカソード及びアノードが接続されている。   Between the input / output terminals (between the collector and the emitter) of the high potential side power switching element Swp and the low potential side power switching element Swn, there is a high potential side freewheel diode FDp and a low potential side freewheel diode. The cathode and anode of FDn are connected.

上記インバータＩＶを構成するパワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの導通制御端子（ゲート）には、いずれもドライブユニットＤＵが接続されている。これにより、パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、ドライブユニットＤＵを介して、低圧バッテリ１４を電源とする制御装置１６によって駆動される。制御装置１６は、図示しない各種センサの検出値等に基づき、インバータＩＶのＵ相、Ｖ相、及びＷ相のそれぞれについてのパワースイッチング素子Ｓｗｐを操作する操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐと、パワースイッチング素子Ｓｗｎを操作する操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎとを生成し出力する。また、コンバータＣＶのパワースイッチング素子Ｓｗｐ、Ｓｗｎを操作する操作信号ｇｃｐ，ｇｃｎを生成し出力する。これにより、パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、ドライブユニットＤＵを介して制御装置１６により操作される。これら高電位側の操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐ、ｇｃｐのそれぞれと、低電位側の操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎ、ｇｃｎのそれぞれとは、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐと低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎとを互いに相補的に駆動するものである。すなわち、いずれか一方の操作信号がオン状態とするための信号である期間、他方の操作信号がオフ状態とするための信号となる。   The drive unit DU is connected to the conduction control terminals (gates) of the power switching elements Swp and Swn constituting the inverter IV. Thereby, the power switching elements Swp and Swn are driven by the control device 16 using the low voltage battery 14 as a power source via the drive unit DU. The control device 16 controls operation signals gup, gvp, and gwp for operating the power switching elements Swp for the U phase, V phase, and W phase of the inverter IV based on detection values of various sensors (not shown), and power switching. Operation signals gn, gvn, and gwn for operating the element Swn are generated and output. Further, operation signals gcp and gcn for operating the power switching elements Swp and Swn of the converter CV are generated and output. Thereby, the power switching elements Swp and Swn are operated by the control device 16 via the drive unit DU. The high-potential side operation signals gup, gvp, gwp, and gcp and the low-potential side operation signals gun, gvn, gwn, and gcn are respectively divided into a high-potential side switching element Swp and a low-potential side switching element. Swn is driven complementary to each other. That is, during the period when one of the operation signals is a signal for turning on, the other operation signal is a signal for turning off.

なお、インバータＩＶやコンバータＣＶを備える高圧システムと、制御装置１６を備える低圧システムとは、図示しないフォトカプラ等の絶縁手段によって絶縁されており、上記操作信号は、絶縁手段を介して高圧システムに出力される。   The high voltage system including the inverter IV and the converter CV and the low pressure system including the control device 16 are insulated by an insulating means such as a photocoupler (not shown), and the operation signal is transmitted to the high pressure system via the insulating means. Is output.

上記パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、いずれも、入力端子及び出力端子が一義に定義されており、出力端子から入力端子への電流の流通を阻止するスイッチング素子である。詳しくは、これらは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）にて構成されている。また、パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、その入力端子及び出力端子間に流れる電流やフリーホイールダイオードＦＤｐ、ＦＤｎに流れる電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子ＳＴを備えている。センス端子ＳＴのこの機能は、ＩＧＢＴとして、ダイオード内蔵型のものを用いることで可能となったものである。すなわち、本実施形態では、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐ及び高電位側のフリーホイールダイオードＦＤｐは互いに同一の半導体基板に隣接して形成されており、低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎ及び低電位側のフリーホイールダイオードＦＤｎは互いに同一の半導体基板に隣接して形成されている。   Each of the power switching elements Swp and Swn is a switching element that has an input terminal and an output terminal that are uniquely defined and prevents a current from flowing from the output terminal to the input terminal. Specifically, these are constituted by insulated gate bipolar transistors (IGBT). The power switching elements Swp and Swn include a sense terminal ST that outputs a minute current having a correlation with a current flowing between the input terminal and the output terminal and a current flowing through the freewheel diodes FDp and FDn. This function of the sense terminal ST is made possible by using a diode built-in type IGBT. That is, in this embodiment, the high-potential side power switching element Swp and the high-potential side freewheel diode FDp are formed adjacent to each other on the same semiconductor substrate. The free wheel diodes FDn on the side are formed adjacent to the same semiconductor substrate.

図２（ａ）に、本実施形態にかかるパワースイッチング素子Ｓｗｐ（Ｓｗｎ）及びフリーホイールダイオードＦＤｐ（ＦＤｎ）の断面構成を示す。なお、以下では、パワースイッチング素子Ｓｗｐ、Ｓｗｎを総括する場合、パワースイッチング素子Ｓｗと記載し、フリーホイールダイオードＦＤｐ，ＦＤｎを総括する場合、フリーホイールダイオードＦＤと記載する。   FIG. 2A shows a cross-sectional configuration of the power switching element Swp (Swn) and the free wheel diode FDp (FDn) according to the present embodiment. In the following description, the power switching elements Swp and Swn are collectively referred to as the power switching element Sw, and the free wheel diodes FDp and FDn are collectively referred to as the free wheel diode FD.

図示されるように、半導体基板２０には、ＩＧＢＴ領域とダイオード領域とが併設されて形成されている。半導体基板２０の主面側から裏面側へと伸びる領域は、導電型がＮ型であるＮ型領域２２となっている。また、半導体基板２０の主面側の表層部には、導電型がＰ型のＰ型領域２４が形成されており、Ｐ型領域２４内に、上記Ｎ型領域２２よりも濃い濃度のＮ型の導電型を有するＮ型領域２６が形成されている。そして、これらＰ型領域２４及びＮ型領域２６には、ＩＧＢＴのエミッタ端子Ｅ及びダイオードのアノード端子が接続されている。また、上記Ｐ型領域２４及びＮ型領域２６上には、ゲート酸化膜２８を介してゲート電極３０が形成されている。   As illustrated, the semiconductor substrate 20 is formed with an IGBT region and a diode region. A region extending from the main surface side to the back surface side of the semiconductor substrate 20 is an N-type region 22 whose conductivity type is N-type. A P-type region 24 having a P-type conductivity is formed in the surface layer portion on the main surface side of the semiconductor substrate 20, and the N-type having a concentration higher than that of the N-type region 22 in the P-type region 24. An N-type region 26 having the conductivity type is formed. The P-type region 24 and the N-type region 26 are connected to an IGBT emitter terminal E and a diode anode terminal. A gate electrode 30 is formed on the P-type region 24 and the N-type region 26 via a gate oxide film 28.

一方、半導体基板２０の裏面側の表層部には、上記Ｎ型領域２２よりも濃度の濃いＮ型領域３６とＰ型領域３４とが併設されている。ここで、Ｐ型領域３４は、ＩＧＢＴのコレクタ領域を構成し、Ｎ型領域３６は、ダイオードのカソード領域を構成する。なお、これらＰ型領域３４及びＮ型領域３６と上記Ｎ型領域２２との間には、Ｎ型領域２２よりも濃度の薄いＮ型領域３２が形成されている。   On the other hand, an N-type region 36 and a P-type region 34 having a concentration higher than that of the N-type region 22 are provided side by side on the back surface side of the semiconductor substrate 20. Here, the P-type region 34 constitutes a collector region of the IGBT, and the N-type region 36 constitutes a cathode region of the diode. An N-type region 32 having a concentration lower than that of the N-type region 22 is formed between the P-type region 34 and the N-type region 36 and the N-type region 22.

図２（ｂ）は、上記半導体基板２０の主面側を模式的に示した平面図である。図示されるように、主面側の大部分は、エミッタ領域であり、これよりも小さい領域として、ゲート領域やセンス電極３８が形成されている。ここで、実際のセンス電極３８の面積は、エミッタ領域の面積の数千分の１程度とされており、これにより、ＩＧＢＴやフリーホイールダイオードに流れる電流と相関を有しつつも極微小な電流を出力することが可能となっている。   FIG. 2B is a plan view schematically showing the main surface side of the semiconductor substrate 20. As shown in the drawing, most of the main surface side is an emitter region, and a gate region and a sense electrode 38 are formed as a region smaller than this. Here, the actual area of the sense electrode 38 is about one thousandth of the area of the emitter region, so that a very small current is correlated with the current flowing through the IGBT and the free wheel diode. Can be output.

図３に、上記ドライブユニットＤＵの回路構成を示す。   FIG. 3 shows a circuit configuration of the drive unit DU.

図示されるように、電源４０は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（充電用スイッチング素子４２）と、ゲートの充放電速度を調節するための抵抗体４４とを介して、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートに接続されている。パワースイッチング素子Ｓｗのゲートは、上記抵抗体４４及びＮチャネルＭＯＳトランジスタ（放電用スイッチング素子４６）を介して、パワースイッチング素子ＳｗのエミッタＥに接続されている。   As shown in the figure, the power supply 40 is connected to the gate of the power switching element Sw via a P-channel MOS transistor (charging switching element 42) and a resistor 44 for adjusting the charge / discharge speed of the gate. ing. The gate of the power switching element Sw is connected to the emitter E of the power switching element Sw via the resistor 44 and the N-channel MOS transistor (discharge switching element 46).

駆動制御回路４８は、図示しないフォトカプラ等の絶縁手段を介して、ドライブユニットＤＵに入力される上記操作信号ｇ（操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎ，ｇｃｐ，ｇｃｎの総括表記）に基づき、充電用スイッチング素子４２及び放電用スイッチング素子４６を相補的にオン・オフすることでパワースイッチング素子Ｓｗを駆動する。すなわち、操作信号ｇが論理「Ｈ」となることで、パワースイッチング素子Ｓｗをオン状態とする旨が指示される場合、充電用スイッチング素子４２をオンして且つ放電用スイッチング素子４６をオフすることで、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートに正の電荷を充電する。また、操作信号ｇが論理「Ｌ」となることで、パワースイッチング素子Ｓｗをオフ状態とする旨が指示される場合、充電用スイッチング素子４２をオフして且つ放電用スイッチング素子４６をオンすることで、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートから正の電荷を放電させる。   The drive control circuit 48 receives the operation signal g (general notation of the operation signals gup, gun, gvp, gvn, gwp, gwn, gcp, gcn) input to the drive unit DU via an insulating means such as a photocoupler (not shown). The power switching element Sw is driven by turning on and off the charging switching element 42 and the discharging switching element 46 in a complementary manner. That is, when the operation signal g becomes logic “H” to indicate that the power switching element Sw is to be turned on, the charging switching element 42 is turned on and the discharging switching element 46 is turned off. Thus, a positive charge is charged to the gate of the power switching element Sw. Further, when the operation signal g becomes logic “L” to instruct that the power switching element Sw is turned off, the charging switching element 42 is turned off and the discharging switching element 46 is turned on. Thus, positive charges are discharged from the gate of the power switching element Sw.

パワースイッチング素子ＳのエミッタＥ及びセンス端子ＳＴ間には、シャント抵抗５０が接続されている。シャント抵抗５０の電圧は、反転増幅回路５２にて電圧変換された後、コンパレータ５４の反転入力端子に印加される。ここで、反転増幅回路５２は、パワースイッチング素子Ｓｗに電流が流れるか、フリーホイールダイオードＦＤに電流が流れるかにかかわらず、コンパレータ５４の反転入力端子に印加される電圧の極性を固定するためのものである。ここでは、反転増幅回路５２として、オペアンプの非反転入力端子に、パワースイッチング素子Ｓｗのエミッタ電位基準で正の電圧が印加されたものを例示している。反転増幅回路５２の出力電圧は、入力される電圧が小さいほど（負で絶対値が大きいほど）大きい値となる。   A shunt resistor 50 is connected between the emitter E and the sense terminal ST of the power switching element S. The voltage of the shunt resistor 50 is voltage-converted by the inverting amplifier circuit 52 and then applied to the inverting input terminal of the comparator 54. Here, the inverting amplification circuit 52 fixes the polarity of the voltage applied to the inverting input terminal of the comparator 54 regardless of whether the current flows through the power switching element Sw or the free wheel diode FD. Is. Here, as the inverting amplifier circuit 52, a circuit in which a positive voltage is applied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier based on the emitter potential of the power switching element Sw is illustrated. The output voltage of the inverting amplifier circuit 52 becomes larger as the input voltage is smaller (negative and the absolute value is larger).

コンパレータ５４の非反転入力端子には、基準電圧生成回路５６の出力電圧が印加されている。基準電圧生成回路５６は、所定の正の電圧を出力するものである。このため、コンパレータ５４は、フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れることで、論理「Ｌ」となるものである。コンパレータ５４の出力電圧と、駆動制御回路４８による充電用スイッチング素子４２の駆動信号とは、ＮＡＮＤ回路５８に取り込まれる。これにより、充電用スイッチング素子４２には、コンパレータ５４の出力信号と上記駆動信号との否定論理積信号が印加されることとなる。   The output voltage of the reference voltage generation circuit 56 is applied to the non-inverting input terminal of the comparator 54. The reference voltage generation circuit 56 outputs a predetermined positive voltage. For this reason, the comparator 54 becomes logic “L” when a forward current flows through the freewheeling diode FD. The output voltage of the comparator 54 and the drive signal of the charging switching element 42 by the drive control circuit 48 are taken into the NAND circuit 58. As a result, a negative logical product signal of the output signal of the comparator 54 and the drive signal is applied to the charging switching element 42.

これにより、充電用スイッチング素子４２は、操作信号ｇによりパワースイッチング素子Ｓｗをオンする旨の指令が出されて且つ、コンパレータ５４の出力信号が論理「Ｈ」である場合に、オン操作されることとなる。このため、フリーホイールダイオードＦＤに電流が流れることで、コンパレータ７２の出力信号が論理「Ｌ」に反転する場合には、操作信号ｇの値にかかわらず、パワースイッチング素子Ｓｗがオフ状態とされる。これは、フリーホイールダイオードＦＤに電流が流れる際にパワースイッチング素子Ｓｗのゲートに電圧が印加されることでフリーホイールダイオードＦＤの電力損失が増大することに鑑みたものである。すなわち、フリーホイールダイオードＦＤに電流が流れる際にパワースイッチング素子Ｓｗを強制的にオフとすることで、フリーホイールダイオードＦＤの電力損失を低減することができる。   As a result, the charging switching element 42 is turned on when an instruction to turn on the power switching element Sw is issued by the operation signal g and the output signal of the comparator 54 is logic “H”. It becomes. Therefore, when the current flows through the free wheel diode FD and the output signal of the comparator 72 is inverted to logic “L”, the power switching element Sw is turned off regardless of the value of the operation signal g. . This is in view of the fact that the power loss of the freewheel diode FD is increased by applying a voltage to the gate of the power switching element Sw when a current flows through the freewheel diode FD. That is, the power loss of the free wheel diode FD can be reduced by forcibly turning off the power switching element Sw when a current flows through the free wheel diode FD.

ここで、フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れるか否かの判断は、シャント抵抗５０による電圧降下量Ｖｓｅに基づき判断される。ここで本実施形態では、電圧降下と比較される閾値を、パワースイッチング素子Ｓｗがオン操作されているか否かに応じて可変設定する。これは、以下の理由による。   Here, whether or not forward current flows through the free wheel diode FD is determined based on the voltage drop amount Vse due to the shunt resistor 50. Here, in the present embodiment, the threshold value to be compared with the voltage drop is variably set depending on whether or not the power switching element Sw is turned on. This is due to the following reason.

図４に、パワースイッチング素子Ｓｗ又はフリーホイールダイオードＦＤに流れる電流と、シャント抵抗５０での電圧降下量との関係を示す。詳しくは、パワースイッチング素子Ｓｗのゲート印加電圧Ｖｇｅ（エミッタ及びゲート間電圧）が高い場合と低い場合とにおける関係を示す。図示されるように、ゲート印加電圧Ｖｇｅが高い場合の方が低い場合よりも電圧降下量の絶対値が増加する。   FIG. 4 shows the relationship between the current flowing through the power switching element Sw or the free wheel diode FD and the voltage drop amount at the shunt resistor 50. Specifically, the relationship between when the gate applied voltage Vge (emitter-gate voltage) of the power switching element Sw is high and low is shown. As shown in the figure, the absolute value of the voltage drop amount increases when the gate applied voltage Vge is higher than when it is low.

このことは、パワースイッチング素子Ｓｗがオフ状態の場合にはオン状態の場合と比較して、フリーホイールダイオードＦＤに規定値以上の順方向電流が流れる際の電圧降下量が小さくなることを意味する。ここで、上記操作信号ｇにかかわらずパワースイッチング素子Ｓｗを強制的にオフするための電圧降下量の閾値を、パワースイッチング素子Ｓｗのオフ状態においてフリーホイールダイオードＦＤに規定値以上の順方向電流が流れる際の電圧降下量に基づき設定する場合には、パワースイッチング素子Ｓｗのオン状態時において、ノイズによる誤動作のおそれが生じる。一方、パワースイッチング素子Ｓｗのオン状態においてフリーホイールダイオードＦＤに規定値以上の順方向電流が流れる際の電圧降下量に基づき上記閾値を設定する場合には、上記強制的なオフ操作を行うタイミングが遅くなるおそれがある。すなわち、先の図１に示したように、操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐ，ｇｃｐと、操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎ，ｇｃｎとは、相補信号であるが、より正確には、双方がオフ指令となるデッドタイムを有する。そして、デッドタイム期間においても、フリーホイールダイオードＦＤに電流が流れる。しかし、上記閾値を大きくすると、この期間においてフリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れていると迅速に判断することができず、これに逆並列に接続されたパワースイッチング素子Ｓｗが一旦オン操作されることとなる。   This means that when the power switching element Sw is in the OFF state, the amount of voltage drop when a forward current greater than the specified value flows through the free wheel diode FD is smaller than in the ON state. . Here, a threshold value of a voltage drop amount for forcibly turning off the power switching element Sw regardless of the operation signal g is set so that a forward current greater than a specified value is applied to the free wheel diode FD in the off state of the power switching element Sw. When setting based on the amount of voltage drop at the time of flowing, there is a risk of malfunction due to noise when the power switching element Sw is in an on state. On the other hand, when the threshold value is set based on the voltage drop amount when a forward current of a specified value or more flows through the free wheel diode FD in the ON state of the power switching element Sw, the timing for performing the forced OFF operation is May be slow. That is, as shown in FIG. 1, the operation signals gup, gvp, gwp, and gcp and the operation signals gun, gvn, gwn, and gcn are complementary signals. Has a dead time of Even in the dead time period, a current flows through the free wheel diode FD. However, if the threshold value is increased, it cannot be quickly determined that the forward current flows in the free wheel diode FD during this period, and the power switching element Sw connected in reverse parallel to this is once turned on. The Rukoto.

そこで本実施形態では、パワースイッチング素子Ｓｗがオン状態のときよりもオフ状態のときの方が上記閾値を小さく設定する。これにより、デッドタイム期間においてフリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れることに基づき上記強制的なオフ操作処理を行うことが可能となる。このため、パワースイッチング素子Ｓｗを一旦オン操作した後、フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れることに基づきこれを強制的にオフ操作する場合よりも、フリーホイールダイオードＦＤにおける電力損失を低減することができる。しかも、パワースイッチング素子Ｓｗがオン状態となる場合には、上記閾値を大きくすることで、ノイズによる誤動作を好適に抑制することができる。   Therefore, in this embodiment, the threshold value is set smaller when the power switching element Sw is in the off state than when it is in the on state. As a result, the forced off operation process can be performed based on the forward current flowing through the freewheeling diode FD during the dead time period. For this reason, after the power switching element Sw is once turned on, the power loss in the freewheel diode FD is reduced as compared with the case where the forward current is forcibly turned off based on the forward current flowing through the freewheel diode FD. Can do. In addition, when the power switching element Sw is turned on, malfunction due to noise can be suitably suppressed by increasing the threshold value.

具体的には、先の図３に示した基準電圧生成回路５６を、電源５６ａの電圧を分圧する抵抗体５６ｂ、５６ｃの直列接続体と、抵抗体５６ｃに並列接続される抵抗体５６ｄ及びｐチャネルＭＯＳトランジスタ（スイッチング素子５６ｅ）の直列接続体とを備えて構成する。ここで、抵抗体５６ｂ，５６ｃの接続点がコンパレータ５４の非反転入力端子に接続される。そして、スイッチング素子５６ｅの導通制御端子（ゲート）に、パワースイッチング素子Ｓｗのゲート電圧を印加する。これにより、パワースイッチング素子Ｓｗがオン状態となる場合に、スイッチング素子５６ｅをオフ状態とすることができ、ひいては、コンパレータ５４の非反転入力端子の電位を上昇させることができる。   Specifically, the reference voltage generation circuit 56 shown in FIG. 3 is connected to a series connection body of resistors 56b and 56c for dividing the voltage of the power source 56a, and resistors 56d and p connected in parallel to the resistor 56c. A channel MOS transistor (switching element 56e) connected in series. Here, the connection point of the resistors 56 b and 56 c is connected to the non-inverting input terminal of the comparator 54. Then, the gate voltage of the power switching element Sw is applied to the conduction control terminal (gate) of the switching element 56e. Thereby, when the power switching element Sw is turned on, the switching element 56e can be turned off, and as a result, the potential of the non-inverting input terminal of the comparator 54 can be raised.

図５に、フリーホイールダイオードＦＤに電流が流れる際のパワースイッチング素子Ｓｗの操作状態を示す。詳しくは、図５（ａ）に、操作信号ｇｕｐの状態の推移を示し、図５（ｂ）に、操作信号ｇｕｎの状態の推移を示し、図５（ｃ）に、Ｕ相のパワースイッチング素子Ｓｗｐのゲート電圧の推移を示し、図５（ｄ）に、Ｕ相のパワースイッチング素子Ｓｗｎのゲート電圧の推移を示す。また、図５（ｅ）に、Ｕ相のパワースイッチング素子Ｓｗｐのコレクタ電流の推移を示し、図５（ｆ）に、Ｕ相のフリーホイールダイオードＦＤｎの順方向電流の推移を示し、図５（ｇ）に、Ｕ相のフリーホイールダイオードＦＤｎの電圧の推移を示し、図５（ｈ）に、シャント抵抗５０による電圧降下量Ｖｓｅの推移を示す。   FIG. 5 shows an operating state of the power switching element Sw when a current flows through the free wheel diode FD. Specifically, FIG. 5A shows the transition of the state of the operation signal gup, FIG. 5B shows the transition of the state of the operation signal gun, and FIG. 5C shows the U-phase power switching element. The transition of the gate voltage of Swp is shown, and FIG. 5D shows the transition of the gate voltage of the U-phase power switching element Swn. FIG. 5E shows the transition of the collector current of the U-phase power switching element Swp, FIG. 5F shows the transition of the forward current of the U-phase freewheel diode FDn, and FIG. g) shows the transition of the voltage of the U-phase free wheel diode FDn, and FIG. 5 (h) shows the transition of the voltage drop amount Vse due to the shunt resistor 50.

図示されるように、本実施形態では、パワースイッチング素子Ｓｗｎのオン指令が出される以前（操作信号ｇｕｎが論理「Ｈ」となる以前）には、電圧降下量Ｖｓｅの閾値として、低い値を有する閾値Ｖｔｈ１が設定される。このため、デッドタイム期間においてフリーホイールダイオードＦＤｎに順方向電流が流れることに基づき、パワースイッチング素子Ｓｗｎを強制的にオフ状態とする処理がなされる。そして、パワースイッチング素子Ｓｗｎのオン指令が出されても、パワースイッチング素子Ｓｗｎのゲートに電圧が印加されず、パワースイッチング素子Ｓｗｎはオフ状態に維持される。   As shown in the drawing, in the present embodiment, before the power switching element Swn is turned on (before the operation signal gun becomes logic “H”), the threshold value of the voltage drop amount Vse has a low value. A threshold value Vth1 is set. For this reason, processing for forcibly turning off the power switching element Swn is performed based on the forward current flowing through the free wheel diode FDn during the dead time period. And even if the ON instruction | command of the power switching element Swn is issued, a voltage is not applied to the gate of the power switching element Swn, and the power switching element Swn is maintained in an OFF state.

これに対し、閾値を可変設定しない従来技術の場合、操作信号ｇｕｎが論理「Ｈ」となることで、電圧降下量Ｖｓｅが大きくなり、閾値Ｖｔｈに達することでパワースイッチング素子Ｓｗｎのゲートへの電圧印加が強制的に停止される。このため、パワースイッチング素子Ｓｗｎがオン状態とされる期間におけるフリーホイールダイオードＦＤの電力損失が大きくなる。   On the other hand, in the case of the prior art in which the threshold value is not variably set, the operation signal gun becomes logic “H”, the voltage drop amount Vse increases, and the voltage to the gate of the power switching element Swn reaches the threshold value Vth. The application is forcibly stopped. For this reason, the power loss of the freewheeling diode FD increases during the period in which the power switching element Swn is turned on.

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。   According to the embodiment described in detail above, the following effects can be obtained.

（１）フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れたと判断する際のシャント抵抗５０の電圧降下量Ｖｓｅの検出値の絶対値を、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートの電圧が低い場合の方が高い場合よりも小さい値とした。これにより、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートに電圧が印加された後には、ノイズによる順方向電流の誤検出を好適に回避することができる。また、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートに電圧が印加される以前又は印加されて間もないタイミングでフリーホイールダイオードＦＤに流れる電流を検出することが可能となり、ひいてはフリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れる状況下、ゲートへの電圧の印加期間を低減することができる。   (1) When the absolute value of the detected value of the voltage drop Vse of the shunt resistor 50 when it is determined that a forward current flows through the freewheeling diode FD is higher when the gate voltage of the power switching element Sw is lower It was set to a smaller value. Thereby, after a voltage is applied to the gate of the power switching element Sw, erroneous detection of forward current due to noise can be suitably avoided. In addition, it becomes possible to detect the current flowing through the freewheel diode FD before or just after the voltage is applied to the gate of the power switching element Sw, and as a result, the forward current flows through the freewheel diode FD. Under certain circumstances, the period of voltage application to the gate can be reduced.

（２）上記閾値の可変設定を、パワースイッチング素子Ｓｗのゲート電圧の検出値に基づき行った。これにより、パワースイッチング素子Ｓｗのゲート電圧が実際に低いか否かに基づき閾値を可変設定することができる。   (2) The threshold value is variably set based on the detected value of the gate voltage of the power switching element Sw. Thereby, the threshold value can be variably set based on whether or not the gate voltage of the power switching element Sw is actually low.

（３）パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの操作信号が、低圧システムによって生成される相補信号である構成とした。このため、フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れる状況下、操作信号ｇの値にかかわらず、ドライブユニットＤＵ内でゲートへの電圧印加を停止する処理を行うことで、この処理を行う手段を低圧システムに設ける場合と比較して、絶縁手段の数を低減することができる。   (3) The operation signal of the power switching elements Swp and Swn is a complementary signal generated by the low-pressure system. For this reason, under the situation where a forward current flows through the freewheeling diode FD, the process for stopping the voltage application to the gate is performed in the drive unit DU regardless of the value of the operation signal g. Compared with the case where it is provided in the system, the number of insulating means can be reduced.

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。 (Second Embodiment)
Hereinafter, the second embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the first embodiment.

図６に、本実施形態にかかるドライブユニットＤＵの回路構成を示す。なお、図６において、先の図３に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。   FIG. 6 shows a circuit configuration of the drive unit DU according to the present embodiment. In FIG. 6, members corresponding to those shown in FIG. 3 are given the same reference numerals for convenience.

図示されるように、本実施形態では、充電用スイッチング素子４２の駆動信号に基づき、電圧降下量Ｖｓｅの閾値を可変設定する。すなわち、駆動制御回路４８から充電用スイッチング素子４２のゲートに出力される信号を、スイッチング素子５６ｅのゲートにも印加する。   As illustrated, in the present embodiment, the threshold value of the voltage drop amount Vse is variably set based on the drive signal of the charging switching element 42. That is, a signal output from the drive control circuit 48 to the gate of the charging switching element 42 is also applied to the gate of the switching element 56e.

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（３）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。   According to this embodiment described above, the following effects can be obtained in addition to the effects (1) and (3) of the first embodiment.

（４）パワースイッチング素子Ｓｗのゲート電圧が低いか否かの判断を、パワースイッチング素子Ｓｗの駆動信号に基づき行った。これにより、ゲート電圧が印加され、その電圧が上昇する状況を予測することができる。このため、ゲート電圧の予測に基づき閾値を可変設定することができる。   (4) The determination as to whether the gate voltage of the power switching element Sw is low was made based on the drive signal for the power switching element Sw. Thereby, it is possible to predict a situation in which the gate voltage is applied and the voltage increases. For this reason, the threshold value can be variably set based on the prediction of the gate voltage.

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。 (Third embodiment)
Hereinafter, the third embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the second embodiment.

図７に、本実施形態にかかるドライブユニットＤＵの回路構成を示す。なお、図７において、先の図３に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。   FIG. 7 shows a circuit configuration of the drive unit DU according to the present embodiment. In FIG. 7, members corresponding to those shown in FIG. 3 are given the same reference numerals for convenience.

図示されるように、パワースイッチング素子Ｓｗの入力端子（コレクタ）及びフリーホイールダイオードＦＤのカソードの接続点には、検出用ダイオード６０のカソードが接続されている。詳しくは、この検出用ダイオード６０のカソードは、電力変換回路（インバータＩＶ、コンバータＣＶ）の配線に接続される電流検出回路（ドライブユニットＤＵ）内の配線Ｌ１に接続されるものである。検出用ダイオード６０は、フリーホイールダイオードＦＤと比較すると定格電流が小さくなっているものの（例えば「１Ａ未満〜数Ａ」）、耐圧についてはフリーホイールダイオードＦＤ程度（例えば「数百Ｖ」）を有する整流素子である。検出用ダイオード６０は、フリーホイールダイオードＦＤを流れる電流を検出すべくフリーホイールダイオードＦＤのカソード側に電流検出回路を接続する場合にこれに高電圧が印加されるのを阻止する機能を有する。これにより、検出用ダイオード６０のアノード側の部品については、高耐圧が要求されず、小電流低耐圧の部品にて構成することが可能となる。   As shown in the figure, the cathode of the detection diode 60 is connected to the connection point of the input terminal (collector) of the power switching element Sw and the cathode of the freewheel diode FD. Specifically, the cathode of the detection diode 60 is connected to the wiring L1 in the current detection circuit (drive unit DU) connected to the wiring of the power conversion circuit (inverter IV, converter CV). The detection diode 60 has a rated current smaller than that of the free wheel diode FD (for example, “less than 1 A to several A”), but has a breakdown voltage of about the free wheel diode FD (for example, “several hundred V”). It is a rectifying element. The detection diode 60 has a function of preventing a high voltage from being applied to a current detection circuit connected to the cathode side of the freewheel diode FD so as to detect a current flowing through the freewheel diode FD. Accordingly, the anode side component of the detection diode 60 is not required to have a high breakdown voltage, and can be configured with a small current and low breakdown voltage component.

検出用ダイオード６０のアノード側には、シャント抵抗６２が接続されている。そして、シャント抵抗６２には、電源６４の正極が接続されており、電源６４の負極はフリーホイールダイオードＦＤのアノード側に接続されている。この電源６４の負極は、電力変換回路（インバータＩＶ、コンバータＣＶ）の配線に接続される電流検出回路（ドライブユニットＤＵ）内の配線Ｌ２に接続されている。そして、シャント抵抗６２の両端には、コンデンサ６６が並列接続されている。コンデンサ６６は、パワースイッチング素子ＳｗやフリーホイールダイオードＦＤの入出力端子間に印加される電圧ノイズ（サージ）が電流検出に影響を及ぼすことを回避するためのフィルタとしての機能を有するものである。   A shunt resistor 62 is connected to the anode side of the detection diode 60. The shunt resistor 62 is connected to the positive electrode of the power supply 64, and the negative electrode of the power supply 64 is connected to the anode side of the freewheel diode FD. The negative electrode of the power supply 64 is connected to the wiring L2 in the current detection circuit (drive unit DU) connected to the wiring of the power conversion circuit (inverter IV, converter CV). A capacitor 66 is connected in parallel to both ends of the shunt resistor 62. The capacitor 66 has a function as a filter for preventing voltage noise (surge) applied between the input / output terminals of the power switching element Sw and the free wheel diode FD from affecting current detection.

シャント抵抗６２（コンデンサ６６）の両端には、差動増幅回路７０が設けられている。差動増幅回路７０は、オペアンプ７０ａを備えて構成されている。そして、オペアンプ７０ａの反転入力端子及び出力端子間を接続する抵抗体７０ｂと、反転入力端子に接続される抵抗体７０ｃと、非反転入力端子に接続される抵抗体７０ｄとを備えている。   A differential amplifier circuit 70 is provided at both ends of the shunt resistor 62 (capacitor 66). The differential amplifier circuit 70 includes an operational amplifier 70a. A resistor 70b that connects between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 70a, a resistor 70c that is connected to the inverting input terminal, and a resistor 70d that is connected to the non-inverting input terminal are provided.

上記電源６４の電圧Ｖｐは、フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れる際の電圧降下量ｖｆ１と、パワースイッチング素子Ｓｗのコレクタ及びエミッタ間の電圧降下量Ｖｃｅと、検出用ダイオード６０に順方向電流が流れる際の電圧降下量ｖｆ２とを用いて、「ｖｆ２−ｖｆ１＜Ｖｐ＜ｖｆ２＋Ｖｃｅ」の関係を満たす値に設定されている。これは、フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れる際に検出用ダイオード６０に順方向電流を流して且つ、パワースイッチング素子Ｓｗに電流が流れる際に検出用ダイオード６０に順方向電流が流れないようにする設定である。ここで、電源６４を設けたのは、検出用ダイオード６０の電圧降下量ｖｆ２の方がフリーホイールダイオードＦＤの電圧降下量ｖｆ１よりも大きいためである。すなわち、この場合、電源６４を設けることなくフリーホイールダイオードＦＤに並列に検出用ダイオード６０を接続するなら、フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れる場合であっても、検出用ダイオード６０のアノード電位をそのカソード電位よりも電圧降下量ｖｆ２以上高くすることができない。   The voltage Vp of the power supply 64 includes a voltage drop amount vf1 when a forward current flows through the freewheeling diode FD, a voltage drop amount Vce between the collector and emitter of the power switching element Sw, and a forward current applied to the detection diode 60. Is set to a value that satisfies the relationship of “vf2−vf1 <Vp <vf2 + Vce”. This is because the forward current flows through the detection diode 60 when the forward current flows through the freewheeling diode FD, and the forward current does not flow through the detection diode 60 when the current flows through the power switching element Sw. It is a setting to be. Here, the power supply 64 is provided because the voltage drop amount vf2 of the detection diode 60 is larger than the voltage drop amount vf1 of the freewheel diode FD. That is, in this case, if the detection diode 60 is connected in parallel to the freewheel diode FD without providing the power supply 64, the anode potential of the detection diode 60 is detected even when a forward current flows through the freewheel diode FD. Cannot be made higher than the cathode potential by a voltage drop amount vf2.

上記シャント抵抗６２の電圧降下量に応じた差動増幅回路７０の出力電圧は、コンパレータ５４の反転入力端子に印加される。このため、フリーホイールダイオードＦＤに電流が流れることで検出用ダイオード６０に電流が流れシャント抵抗６２に電圧降下が生じると、コンパレータ５４の出力が論理「Ｌ」となる。これに対し、パワースイッチング素子Ｓｗに電流が流れている場合には、検出用ダイオード６０に電流が流れないため、シャント抵抗６２に電圧降下が生じず、コンパレータ５４の出力信号は、論理「Ｈ」となる。   The output voltage of the differential amplifier circuit 70 corresponding to the voltage drop amount of the shunt resistor 62 is applied to the inverting input terminal of the comparator 54. For this reason, when a current flows through the free wheel diode FD and a current flows through the detection diode 60 and a voltage drop occurs in the shunt resistor 62, the output of the comparator 54 becomes logic "L". On the other hand, when a current flows through the power switching element Sw, no current flows through the detection diode 60, so that no voltage drop occurs in the shunt resistor 62, and the output signal of the comparator 54 is a logic "H". It becomes.

そして、本実施形態でも、コンパレータ５４の非反転入力端子には、上述した基準電圧生成回路５６によって電圧が印加されている。これは、シャント抵抗６２の電圧降下量がパワースイッチング素子Ｓｗのゲート電圧に応じて変化することによる。すなわち、パワースイッチング素子Ｓｗのゲート電圧が上昇すると、フリーホイールダイオードＦＤの電圧降下量ｖｆ１も大きくなるため、シャント抵抗６２の両端の電圧「Ｖｆ１＋Ｖｐ−ｖｆ２」も大きくなる。   Also in this embodiment, a voltage is applied to the non-inverting input terminal of the comparator 54 by the reference voltage generation circuit 56 described above. This is because the voltage drop amount of the shunt resistor 62 changes according to the gate voltage of the power switching element Sw. That is, when the gate voltage of the power switching element Sw rises, the voltage drop amount vf1 of the freewheel diode FD also increases, so the voltage “Vf1 + Vp−vf2” across the shunt resistor 62 also increases.

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。 (Other embodiments)
Each of the above embodiments may be modified as follows.

・上記第２の実施形態に対する第３の実施形態の変更点によって、第１の実施形態を変更してもよい。   -You may change 1st Embodiment by the change of 3rd Embodiment with respect to the said 2nd Embodiment.

・上記第１の実施形態では、正バイアスを印加した反転増幅回路５２にシャント抵抗５０による電圧降下量Ｖｓｅを入力することで、電圧降下量Ｖｓｅを変換し、必ず正の値となるようにしたがこれに限らない。例えば、コンパレータ５４の非反転入力端子にシャント抵抗５０の電圧を印加するとともに、反転入力端子をパワースイッチング素子ＳＷのエミッタ電位よりも低電位としてもよい。   In the first embodiment, by inputting the voltage drop amount Vse due to the shunt resistor 50 to the inverting amplifier circuit 52 to which a positive bias is applied, the voltage drop amount Vse is converted to be always a positive value. However, it is not limited to this. For example, the voltage of the shunt resistor 50 may be applied to the non-inverting input terminal of the comparator 54 and the inverting input terminal may be set to a potential lower than the emitter potential of the power switching element SW.

・センス端子ＳＴから出力される微少電流を検出する手段としては、抵抗体（シャント抵抗５０）の電圧降下量を検出する手段に限らない。例えば、電流センサによって微少電流を直接検出するものであってもよい。   The means for detecting the minute current output from the sense terminal ST is not limited to the means for detecting the voltage drop amount of the resistor (shunt resistor 50). For example, a minute current may be directly detected by a current sensor.

・基準電圧生成回路５６の基準電圧を可変設定する際に利用する駆動信号としては、上記第２の実施形態で例示したように駆動制御回路４８の出力する信号に限らない。例えば、操作信号ｇであってもよい。   The drive signal used when the reference voltage of the reference voltage generation circuit 56 is variably set is not limited to the signal output from the drive control circuit 48 as exemplified in the second embodiment. For example, the operation signal g may be used.

・基準電圧生成回路５６の基準電圧を可変設定する際に利用するゲート電圧としては、ゲートの充放電経路のうちの充電用のゲート抵抗の下流且つ放電用のゲート抵抗の上流の電気経路の電圧に限らない。例えば、充電用のゲート抵抗と放電用のゲート抵抗とが相違する構成においては、充電用のゲート抵抗の下流の電気経路の電圧であればよい。   As the gate voltage used when the reference voltage of the reference voltage generation circuit 56 is variably set, the voltage in the electrical path downstream of the charging gate resistance and upstream of the discharging gate resistance in the gate charging / discharging path Not limited to. For example, in a configuration in which a charging gate resistance and a discharging gate resistance are different, the voltage of the electrical path downstream of the charging gate resistance may be used.

・フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れると判断される場合、パワースイッチング素子ＳＷのゲートへの電圧印加を禁止する禁止手段としては、上記各実施形態で例示したように、ゲートを充電するための経路を閉状態とする手段（充電用スイッチング素子４２）をオンとする指令の入力を妨げる手段に限らない。例えば、操作信号ｇを入力としてゲートを充放電する駆動制御回路４８に、充電制御を停止させる指令を出力する手段であってもよい。また、駆動制御回路４８にオン指令に対応した操作信号ｇが入力されることを妨げる手段であってもよい。   When it is determined that a forward current flows through the freewheeling diode FD, the prohibiting means for prohibiting voltage application to the gate of the power switching element SW is to charge the gate as illustrated in the above embodiments. This is not limited to the means for preventing the input of the command to turn on the means (the charging switching element 42) for closing the path of the current. For example, it may be a means for outputting a command to stop the charge control to the drive control circuit 48 that charges and discharges the gate with the operation signal g as an input. Further, it may be a means for preventing the operation signal g corresponding to the ON command from being input to the drive control circuit 48.

・上記各実施形態では、フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れると判断される場合、パワースイッチング素子ＳＷのゲートへの電圧印加を禁止する禁止手段を車載低圧システムから絶縁された車載高圧システム内に備えたがこれに限らない。例えば、車載低圧システム内の制御装置１６を備えて構成してもよい。これは例えば、制御装置１６において、フリーホイールダイオードＦＤの順方向電流に関する物理量の検出値を取り込み、これに基づき、オン指令に対応した操作信号ｇの出力を停止するようにすることで行うことができる。   In each of the above embodiments, when it is determined that a forward current flows through the freewheeling diode FD, the prohibition means for prohibiting voltage application to the gate of the power switching element SW is included in the in-vehicle high-voltage system isolated from the in-vehicle low-voltage system. However, it is not limited to this. For example, you may comprise and comprise the control apparatus 16 in a vehicle-mounted low voltage | pressure system. For example, this can be done by capturing the detected value of the physical quantity related to the forward current of the free wheel diode FD in the control device 16 and stopping the output of the operation signal g corresponding to the ON command based on this value. it can.

・電力変換回路としては、上記インバータＩＶや、ブーストコンバータとしてのコンバータＣＶに限らない。例えば、高圧バッテリ１２の電圧を降圧して低圧バッテリ１４に印加する降圧コンバータであってもよい。   The power conversion circuit is not limited to the inverter IV and the converter CV as a boost converter. For example, a step-down converter that steps down the voltage of the high voltage battery 12 and applies it to the low voltage battery 14 may be used.

・電力変換回路としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、例えば電気自動車に搭載されるものであってもよい。   -As a power converter circuit, not only what is mounted in a hybrid vehicle, For example, you may mount in an electric vehicle.

５０…シャント抵抗、５４…コンパレータ、５６…基準電圧生成回路、Ｓｗ…パワースイッチング素子。   50 ... Shunt resistor, 54 ... Comparator, 56 ... Reference voltage generation circuit, Sw ... Power switching element.

Claims (6)

電圧制御形のスイッチング素子と、該スイッチング素子に逆並列に接続される態様にてこれと同一半導体基板に併設されたフリーホイールダイオードとが設けられた半導体デバイスを備える電力変換回路に適用され、
前記フリーホイールダイオードの順方向電流に関する物理量の検出値を入力とし、前記順方向電流が流れるか否かを判断する判断手段と、
前記順方向電流が流れると判断される場合、前記スイッチング素子の導通制御端子への電圧印加を禁止する禁止手段とを備え、
前記判断手段は、前記順方向電流が流れたと判断する際の前記検出値の絶対値を、前記導通制御端子の電圧が低い場合の方が高い場合よりも小さい値とすることを特徴とする電力変換回路の駆動装置。 Applied to a power conversion circuit comprising a semiconductor device provided with a voltage-controlled switching element and a free wheel diode provided on the same semiconductor substrate in a manner connected in antiparallel to the switching element,
A determination means for determining whether or not the forward current flows, using a detection value of a physical quantity related to the forward current of the freewheeling diode as an input;
When it is determined that the forward current flows, a prohibiting means for prohibiting voltage application to the conduction control terminal of the switching element,
The determination means sets the absolute value of the detected value when determining that the forward current has flowed to a smaller value when the voltage at the conduction control terminal is lower than when the voltage is low. Drive device for conversion circuit. 前記判断手段は、前記順方向電流が流れたと判断する際の前記検出値の絶対値を、前記スイッチング素子の駆動信号に基づき可変設定することを特徴とする請求項１記載の電力変換回路の駆動装置。   2. The drive of a power conversion circuit according to claim 1, wherein the determination means variably sets the absolute value of the detection value when determining that the forward current has flowed based on a drive signal of the switching element. apparatus. 前記判断手段は、前記順方向電流が流れたと判断する際の前記検出値の絶対値を、前記導通制御端子の電圧の検出値に基づき可変設定することを特徴とする請求項１記載の電力変換回路の駆動装置。   2. The power conversion according to claim 1, wherein the determination unit variably sets the absolute value of the detection value when determining that the forward current has flowed based on the detection value of the voltage of the conduction control terminal. Circuit drive device. 前記半導体デバイスには、前記フリーホイールダイオードに流れる電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子が更に設けられており、
前記物理量の検出値は、前記微少電流の検出値であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動装置。 The semiconductor device is further provided with a sense terminal that outputs a minute current having a correlation with a current flowing through the freewheel diode,
The drive device for a power conversion circuit according to claim 1, wherein the detected value of the physical quantity is a detected value of the minute current. 前記物理量の検出値は、前記フリーホイールダイオードの電圧降下量の検出値であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動装置。   4. The power conversion circuit drive device according to claim 1, wherein the detected value of the physical quantity is a detected value of a voltage drop amount of the freewheel diode. 5. 前記電力変換回路は、高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子の直列接続体を備え、
前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子は、交互にオン操作が指令される相補信号によってオン・オフが指令されるものであり、
前記スイッチング素子は、前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子の少なくとも一方であることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動装置。 The power conversion circuit includes a series connection body of a high potential side switching element and a low potential side switching element,
The high-potential side switching element and the low-potential side switching element are instructed to be turned on and off by complementary signals that are alternately commanded to be turned on.
6. The power conversion circuit driving device according to claim 1, wherein the switching element is at least one of the high-potential side switching element and the low-potential side switching element.
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JPS579270A (en) * 1980-06-18 1982-01-18 Shinko Electric Co Ltd Controlling circuit for transistor inverter
JPH0683579B2 (en) * 1983-07-12 1994-10-19 松下電器産業株式会社 Power transistor base driver circuit
JPS61184332U (en) * 1985-05-09 1986-11-17
JPH07108098B2 (en) * 1989-01-31 1995-11-15 三菱電機株式会社 Power semiconductor module
JPH02288727A (en) * 1989-04-28 1990-11-28 Fuji Electric Co Ltd Gate driving circuit and base driving circuit
JP2999887B2 (en) * 1992-10-09 2000-01-17 三菱電機株式会社 IGBT overcurrent protection circuit and semiconductor integrated circuit device
JP3580297B2 (en) * 2002-04-01 2004-10-20 日産自動車株式会社 Semiconductor device with current detection function
JP2008072848A (en) * 2006-09-14 2008-03-27 Mitsubishi Electric Corp Semiconductor device

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