JP5219207B2

JP5219207B2 - 直流電源装置

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Publication number: JP5219207B2
Application number: JP2008305854A
Authority: JP
Inventors: 安二山田; 悟司鈴村
Original assignee: Chuo Seisakusho KK
Current assignee: Chuo Seisakusho KK
Priority date: 2008-12-01
Filing date: 2008-12-01
Publication date: 2013-06-26
Anticipated expiration: 2028-12-01
Also published as: JP2010130866A

Description

本発明は、商用交流電源を整流してその出力をインバータにより高周波交流に変換し、この交流を変圧器により所定の電圧に昇圧または降圧したうえ再度整流して直流を得る方式の大容量の直流電源装置に関するものである。

近年、めっき、アルマイト等の表面処理用の直流電源装置では、供給される商用交流電源を第一の整流回路で整流し、その出力をインバータによって高周波の矩形波交流に変換し、この矩形波交流を所定の電圧に降圧した上第二の整流回路で整流して直流を得るようにした、インバータ方式、スイッチング方式、ＤＣ−ＤＣコンバータ方式等と呼ばれる方式のものが使用されるようになってきている。こうした方式のものは直流出力の波形が良いという特長があり、また、高周波の変圧器を使用するので変圧器が小形になることから直流電源装置全体が小形軽量になるという利点もあって、さらに増加する傾向にある。

こうした方式の一定の容量を超える直流電源装置は三相の商用交流電源を入力としており、交流電源の６倍の周波数のリップルを低減させるため第一の整流回路の出力に大容量のコンデンサが接続されている。ところがこのように整流回路の出力に大容量のコンデンサが接続されるコンデンサインプット回路では、交流側の入力電流波形がパルス状となるため入力電流の高調波成分が大きく、電源投入時はコンデンサに大きな充電電流が流れることから入力電流波形改善と充電電流抑制の対策が必要となる。従来、入力電流波形改善のためには入力側にリアクトルやフィルタを挿入するという対策が、充電電流抑制のためには入力側に電流制限用の抵抗器を挿入し、充電完了後電磁接触器により抵抗器を短絡するという対策がそれぞれ採られるのが普通であった。

ところがこうした対策のためには大型の部品を含む多数の部品を要するためコストの上昇を招き、これらの部品を組み込んだ場合には変圧器の小形化により電源装置が小形軽量になるという利点が損なわれるという問題があった。この問題は特に直流電源装置が大容量である場合に顕著であった。そこで、こうした問題を解決する方法として第一の整流回路の出力に接続されるコンデンサを、インバータのスイッチングエネルギーのみが吸収できる程度の小容量のものとすることが考えられた。コンデンサを小容量のものとすると、交流入力とインバータとの間には大容量のエネルギーを蓄える部分がないことから、インバータに流れる均一な電流がそのまま交流入力から供給されることとなる。これにより、コンデンサを大容量とした場合に比較して交流入力の電流波形の歪みが大幅に抑えられ、コンデンサの充電も短時間で終了するので特段の対策を要しないことになる。

しかしながら、この第一の整流回路の出力に接続されるコンデンサを小容量のものとする方法を実施してみると、交流電源側の変圧器のインダクタンスとこのコンデンサとで共振することがあり、共振した場合には共振により発生する過電圧で保護回路が動作して直流電源装置が停止してしまうという問題があった。この共振する現象は直流電源装置の容量が交流電源側の変圧器の容量に対して一定以上となった場合に発生しやすいことが確認されている。こうしたことから第一の整流回路の出力に接続されるコンデンサを小容量のものとする方法も実用化されるに至っておらず、その他の方法に関する文献等も存在していないのが現状である。
なし

本発明は上記の問題点を解決し、入力電流波形改善のためのリアクトルとかフィルタや、充電電流抑制のための抵抗器と電磁接触器を設ける必要のない直流電源装置を提供するためになされたものである。

上記の問題を解決するためになされた請求項１の発明は、三相の商用電源を整流する第一の整流回路と、第一の整流回路の出力に接続した小容量のコンデンサと、第一の整流回路の出力を交流に変換する単相のインバータと、インバータの出力を所定の電圧に変換する変圧器と、変圧器の二次出力を整流する第二の整流回路とから構成され、直流出力電流または直流出力電圧と基準信号の差を増幅する誤差信号増幅器と該誤差信号増幅器の出力信号により直流出力を制御するＰＷＭ変調器とからなる出力制御手段を備えた直流電源装置において、第一の整流回路の出力電圧の交流分を検出する整流回路出力交流分検出手段を設け、整流回路出力交流分検出手段により検出された整流回路出力交流分信号を出力制御手段に加えることを特徴とするものである。

この請求項１の発明において、整流回路出力交流分検出手段が検出した整流回路出力交流分信号から交流電源の６倍の周波数の成分を除去する帯域消去フィルタと、帯域消去フィルタの出力信号を誤差信号増幅器の出力信号に加算してＰＷＭ変調器に加える加算器とを設け、整流回路出力交流分信号から交流電源の６倍の周波数の成分を除去した信号をＰＷＭ変調器に加えるようにしたのが請求項２の発明であり、整流回路出力交流分検出手段が検出した整流回路出力交流分信号から交流電源の６倍の周波数の成分を除去する帯域消去フィルタと、帯域消去フィルタの出力信号を誤差信号増幅器に入力される基準信号に加算する加算器とを設け、整流回路出力交流分信号から交流電源の６倍の周波数の成分を除去した信号を誤差信号増幅器に入力される基準信号に加えるようにしたのが請求項３の発明である。

また、請求項１の発明において、整流回路出力交流分検出手段が検出した整流回路出力交流分信号を直流出力電流値に対応する分圧比で分圧する電圧制御分圧器と、電圧制御分圧器の出力信号を誤差信号増幅器の出力信号に加算してＰＷＭ変調器に加える加算器とを設け、整流回路出力交流分信号を直流出力電流値に対応する分圧比で分圧した信号をＰＷＭ変調器に加えるようにしたのが請求項４の発明であり、整流回路出力交流分検出手段が検出した整流回路出力交流分信号を直流出力電流値に対応する分圧比で分圧する電圧制御分圧器と、電圧制御分圧器の出力信号を誤差信号増幅器に入力される基準信号に加算する加算器とを設け、整流回路出力交流分信号を直流出力電流値に対応する分圧比で分圧した信号を誤差信号増幅器に入力される基準信号に加えるようにしたのが請求項５の発明である。

請求項２または３の発明において、誤差信号増幅器、ＰＷＭ変調器、帯域消去フィルタ及び加算器の全部あるいは一部をマイクロプロセッサにより構成したのが請求項６の発明であり、請求項４または５の発明において、誤差信号増幅器、ＰＷＭ変調器、電圧制御分圧器及び加算器の一部あるいは全てをマイクロプロセッサにより構成したのが請求項７の発明である。以上の請求項１ないし７の発明において、第一の整流回路の出力に接続するコンデンサの静電容量は直流電源装置の容量１ｋＷ当たり１０μＦ以下とするのが好ましく、これが請求項８の発明である。

本発明によれば、第一の整流回路の出力に小容量のコンデンサを接続しているので、大容量のコンデンサを接続した場合に比べて交流入力の電流波形の歪みが大幅に抑えられ、コンデンサの充電も短時間で終了することになり、特段の対策を要しない利点がある。コンデンサを小容量としたことにより交流電源側の変圧器のインダクタンスとこのコンデンサで共振を生じることがあったが、整流回路出力交流分検出手段により検出された整流回路出力交流分信号を出力制御手段に加えるようにしてあるので、共振が生じた場合にはインバータの入力電流が共振を抑制するように出力が制御され、共振が生じることはない。

請求項２の発明では整流回路出力交流分信号から交流電源の６倍の周波数の成分を除去した信号をＰＷＭ変調器に加えるようにしているので、共振が生じることのないのは勿論であるが、ＰＷＭ変調器に加えられる整流回路出力交流分信号からは交流電源の６倍の周波数の成分が除去されているので、第一の整流回路のリップルがＰＷＭ変調器に加わることがなく、このリップルが直流出力に移行することはない。請求項３の発明では、整流回路出力交流分信号から交流電源の６倍の周波数の成分を除去した信号を基準信号に加えるようにしているので、同様にインバータの入力電流が共振を抑制するように制御されて共振が生じることはなく、第一の整流回路のリップルが直流出力に移行することもない。

また、請求項４の発明では、整流回路出力交流分信号を直流出力電流値に対応した大きさでＰＷＭ変調器に加えるようにしており、特に共振が生じやすい直流出力電流が大きい出力条件ではこれが大きい値でＰＷＭ変調器に加えられるので、インバータの入力電流が共振を強力に抑制するように制御され、共振が生じることはない。この請求項４の発明では、ＰＷＭ変調器に与える整流回路出力交流分信号から交流電源の６倍の周波数の成分を除去していない。そのため、第一の整流回路のリップルが直流出力に移行することになるが、直流出力電流が大きい出力条件では負荷の時定数が大きいので、直流出力電流のリップルは充分に抑制されることになる。また、直流出力電流が小さい出力条件では、整流回路出力交流分信号が小さい値でＰＷＭ変調器に加えられるので、直流出力に移行するリップルは僅かで問題になることはなく、アナログ回路で構成した場合に調整が面倒な帯域消去フィルタを必要としない利点がある。

請求項５の発明では、整流回路出力交流分信号を直流出力電流値に対応した大きさで基準信号に加えるようにしており、同様にインバータの入力電流が共振を抑制するように制御されるので共振が生じることはなく、直流出力に移行するリップルが問題になることもない。請求項６、７の発明では、誤差信号増幅器、ＰＷＭ変調器、帯域消去フィルタ、電圧制御分圧器、加算器等の全部あるいは一部をマイクロプロセッサにより構成しており、ハードウェアが簡単になるとともに調整の工数が大幅に少なくなる利点がある。

次に、本発明を実施するための最良の形態について、図を参照しながら具体的に説明する。
図１は請求項２の発明の第一の実施の形態を示す結線図であって、第一の整流回路である整流器１と小容量のコンデンサ２とにより構成した交流入力端子３から供給される交流電力を直流電力に変換する直流電源が設けてある。従来このコンデンサ２の容量は直流電源装置の容量１ｋＷにつき５００μＦ以上とするのが普通であるが、本発明では例えば直流電源装置の容量１ｋＷにつき１０μＦ程度と著しく小容量のものとしてある。直流電源のプラス極には半導体スイッチ４ａ、４ｂのプラス極が接続してあり、該半導体スイッチ４ａ、４ｂのマイナス極にはそれぞれマイナス極を直流電源のマイナス極に接続した半導体スイッチ５ａ、５ｂのプラス極が接続してある。これらの半導体スイッチ４ａ、４ｂ、５ａ、５ｂは単相のインバータを構成するものであり、ＩＧＢＴ等の高速スイッチング素子を使用することが好ましい。

インバータの出力端子となる半導体スイッチ４ａ、５ａの接続点と半導体スイッチ４ｂ、５ｂの接続点との間には変圧器６の一次巻線が接続してあり、該変圧器６の二次巻線にはセンタータップを設けるとともに両端にそれぞれダイオード７ａ、７ｂのアノードを接続し、第二の整流回路が構成してある。変圧器６は所定の直流出力電圧が得られるような巻数比としてあり、ダイオード７ａ、７ｂのカソードはプラス側の直流出力端子８ａに、変圧器６のセンタータップはマイナス側の直流出力端子８ｂにそれぞれ接続してある。９は直流出力電流を検出する出力電流検出器であり、分流器、ホール素子等を使用することができる。

出力電流検出器９により検出される直流出力電流の出力電流検出信号と、直流出力端子８ａ、８ｂに出力される直流出力電圧の出力電圧検出信号とはそれぞれ誤差信号増幅器１０に入力するように接続してある。誤差信号増幅器１０には設定された電流基準信号１１と電圧基準信号１２が入力してあり、誤差信号増幅器１０は出力電流検出信号と電流基準信号１１の差を増幅した電流誤差信号及び出力電圧検出信号と電圧基準信号１２の差を増幅した電圧誤差信号のいずれかを出力するように構成してある。電流誤差信号及び電圧誤差信号のいずれを出力するかは、切り替えにより選択する方式あるいは大きい方を自動的に選択する方式とすることができる。誤差信号増幅器１０の出力は加算器１３を介してＰＷＭ変調器１４に入力してあり、誤差信号増幅器１０とＰＷＭ変調器１４は出力制御手段を構成する。

ＰＷＭ変調器１４は従来のこうした方式の直流電源装置に使われるものと同様、半導体スイッチ４ａ、５ｂの組と半導体スイッチ４ｂ、５ａの組とに交互に与える駆動信号を生成するものであり、加算器１３から与えられる入力信号の電圧に応じて駆動信号のオン時間のデューティを変化させるものである。ＰＷＭ変調器１４が生成した各半導体スイッチ４ａ、４ｂ、５ａ、５ｂの駆動信号はゲート駆動回路１５に加えてあり、ゲート駆動回路１５はその駆動信号を絶縁するとともに増幅して各半導体スイッチ４ａ、４ｂ、５ａ、５ｂのゲートに加えるようにしてある。

整流器１の出力電圧は図示しない分圧器により適宜分圧したうえ絶縁増幅器１６に入力してあり、該絶縁増幅器１６は分圧された整流器１の出力電圧の交流分だけを整流回路出力交流分信号として出力するように構成してある。この分圧器と絶縁増幅器１６が整流回路出力交流分検出回路を構成することになる。絶縁増幅器１６の出力は交流電源の６倍の周波数の成分を除去する帯域消去フィルタ１７に入力してあり、帯域消去フィルタ１７の出力は係数器１８を介して前記加算器１３に入力してある。

これにより整流回路出力交流分信号から交流電源の６倍の周波数の成分を除いた信号を係数器１８の係数で分圧した信号が誤差信号増幅器１０の出力に加算され、ＰＷＭ変調器１４に入力されることになる。この帯域消去フィルタ１７はＱが高いことが望ましく、ツインＴ回路あるいはツインＴ回路を応用したアクティブフィルタの他デジタル式のフィルタを使用することができる。デジタル式のものは無調整で除去周波数の選択が可能であり、電源周波数の５０Ｈｚ、６０Ｈｚへの対応が容易である利点がある。

以下このように構成された直流電源装置の動作について説明する。整流器１は交流入力端子３から供給される交流電力を整流し、半導体スイッチ４ａ、４ｂ、５ａ、５ｂからなるインバータに供給する。半導体スイッチ４ａ、５ｂの組と半導体スイッチ４ｂ、５ａの組はゲート駆動回路１５を介して与えられるＰＷＭ変調器１４が生成した駆動信号により交互にオンとなり、高周波の矩形波交流電力を変圧器６の一次巻線に供給する。ダイオード７ａ、７ｂは所定の電圧に変換された変圧器６の二次巻線の交流電力を整流し、直流出力端子８ａ、８ｂに直流電力を出力する。

誤差信号増幅器１０は出力電流検出信号と電流基準信号１１の差を増幅した電流誤差信号、または出力電圧検出信号と電圧基準信号１２の差を増幅した電圧誤差信号のいずれかを出力し、ＰＷＭ変調器１４に与える。ＰＷＭ変調器１４は誤差信号増幅器１０から与えられる信号に応じて半導体スイッチ４ａ、４ｂ、５ａ、５ｂのオン時間のデューティを変化させる。切り替えにより誤差信号増幅器１０が電流誤差信号を出力する場合には出力電流が、電圧誤差信号を出力する場合には出力電圧がそれぞれ一定に制御される。また、電流誤差信号または電圧誤差信号の大きい方を自動的に選択して出力する場合には、出力電流が設定値以下であれば出力電圧が、出力電圧が設定値以下であれば出力電流がそれぞれ一定に制御される。このような動作は従来のこうした方式の直流電源装置と同様である。

ここにおいて、コンデンサ２は従来のこうした方式の直流電源装置に比べて著しく小さな容量としてあり、従来の大きな容量のコンデンサを設けた場合に比べて大きな交流電源の６倍の周波数のリップルが残存することになる。出力電流あるいは出力電圧にこのリップルが伝達された場合には、このリップル分もそれぞれ電流基準信号１１あるいは電圧基準信号１２との差となり、誤差信号増幅器１０は電流誤差信号あるいは電圧誤差信号として出力することになる。この誤差信号増幅器１０の出力によりＰＷＭ変調器１４は半導体スイッチ４ａ、４ｂ、５ａ、５ｂのオン時間のデューティを変化させ、直流側の出力電流あるいは出力電圧が一定に制御され、直流出力のリップルが抑制される。

また、絶縁増幅器１６からは絶縁増幅器１６の入力側の分圧比により分圧された整流器１の出力電圧の交流分が整流回路出力交流分信号として得られ、帯域消去フィルタ１７からは整流回路出力交流分信号から交流電源の６倍の周波数の成分を除いた信号が得られる。この信号は係数器１８の係数で分圧されて加算器１３に入力され、加算器１３により誤差信号増幅器１０の出力信号に加算されてＰＷＭ変調器１４に入力される。したがって、交流電源側の変圧器のインダクタンスとコンデンサ２とで共振した場合には、誤差信号増幅器１０の出力に上乗せされて共振波形に比例した信号がＰＷＭ変調器１４に入力されることになる。

ここにおいて、整流器１の出力電圧の交流分は絶縁増幅器１６の入力側の分圧比と係数器１８の係数とで定まる分圧比で分圧されてＰＷＭ変調器１４に入力されることになるが、その総合的な分圧比は半導体スイッチ４ａ、４ｂ、５ａ、５ｂのオン時間のデューティを最大にするときのＰＷＭ変調器１４の入力電圧の値を整流器１の直流出力電圧の値で除した比の１〜３倍とすることが好ましい。例えば半導体スイッチ４ａ、４ｂ、５ａ、５ｂのオン時間のデューティを最大にするときのＰＷＭ変調器１４の入力電圧の値が５Ｖで整流器１の直流出力電圧が３００Ｖであれば、総合的な分圧比は１／６０ないし１／２０となる。

ＰＷＭ変調器１４は入力信号の電圧が上がれば半導体スイッチ４ａ、４ｂ、５ａ、５ｂのオン時間を長くするので、共振により電圧が上がった瞬間には半導体スイッチ４ａ、４ｂ、５ａ、５ｂのオン時間が長くなってインバータの入力電流が増加する方向に変化し、コンデンサ２の両端の電圧を低下させるように作用する。また、電圧が下がった瞬間には半導体スイッチ４ａ、４ｂ、５ａ、５ｂのオン時間が短くなってインバータの入力電流が減少する方向に変化し、コンデンサ２の両端の電圧を上昇させるように作用する。これによりコンデンサ２の両端の電圧の変化が抑えられ、共振が抑制されることになる。

単純に整流器１の出力電圧の交流分に比例する電圧をＰＷＭ変調器１４に入力しても共振は抑制されることになるが、交流電源の６倍の周波数のリップルもＰＷＭ変調器１４に入力されることになる。ＰＷＭ変調器１４はこのリップルに対しても同様に電圧が上がれば半導体スイッチ４ａ、４ｂ、５ａ、５ｂのオン時間を長くする動作をするため、このリップルが直流出力に移行し、直流出力のリップルが大きくなるという問題がある。前記図１の構成のものでは整流回路出力交流分信号から交流電源の６倍の周波数の成分を除いた信号をＰＷＭ変調器１４に入力するようにしているのでそのようなことはなく、前記のように誤差信号増幅器１０とＰＷＭ変調器１４を含むフィードバックループにより直流出力のリップルが抑制される。

図２は請求項２の発明の第二の実施の形態を示す結線図であって、基本的なところは図１の構成のものと同様であり、同一部分には同一の符号が付してある。異なるのは整流器１の出力電圧の交流分を検出して整流回路出力交流分信号を得る整流回路出力交流分検出回路の構成であり、コンデンサ２と並列に検出用コンデンサ１９を接続し、該検出用コンデンサ１９に流れる電流を検出する電流変成器２０が設けてある。電流変成器２０の二次巻線には終端コンデンサ２１を並列に接続し、帯域消去フィルタ１７に入力してある。これにより帯域消去フィルタ１７には、整流器１の出力電圧の交流分が検出用コンデンサ１９の静電容量と終端コンデンサ２１の静電容量の比及び電流変成器２０の巻数比で分圧されて入力されることになる。

この図２の構成のものは、前記のように整流回路出力交流分検出回路の構成が異なるだけでその他の構成は図１の構成のものと全く同じであり、同様な動作をして直流側の出力電流あるいは出力電圧が一定に制御されるとともに直流出力のリップルが抑制され、交流電源側の変圧器のインダクタンスとコンデンサ２とで生じる共振が抑制される。図２の構成のものでは、整流回路出力交流分信号を検出用コンデンサ１９、電流変成器２０及び電流変成器２０の二次巻線に並列接続した終端コンデンサ２１で得るようにしており、高価な絶縁増幅器１６や絶縁増幅器１６のための電源装置を必要とせず、周波数特性、位相特性に優れる利点がある。

図３は請求項３の発明の実施の形態を示す結線図であって、多くの部分は図２の構成のものと同様であり、同一部分には同一の符号が付してある。この図３の構成のものにおいて、電流基準信号１１と電圧基準信号１２はそれぞれ加算器２２と加算器２３を通して誤差信号増幅器１０に入力するように接続してあり、加算器２２と加算器２３に係数器１８を通して帯域消去フィルタ１７の出力を入力するようにしてある。また、誤差信号増幅器１０の出力は直接ＰＷＭ変調器１４に入力してある。これにより誤差信号増幅器１０には電流基準信号及び電圧基準信号として設定された電流基準信号１１及び電圧基準信号１２に整流回路出力交流分信号から交流電源の６倍の周波数の成分を除いた電圧に比例した信号を加えた信号が与えられることになる。

この図３の構成のものは、従来の直流電源装置と同様に誤差信号増幅器１０の出力が直接ＰＷＭ変調器１４に入力してあるので、誤差信号増幅器１０に入力される出力電流検出信号あるいは出力電圧検出信号と、入力される電流基準信号あるいは電圧基準信号とが一致するように直流出力が制御されることになる。誤差信号増幅器１０に入力される電流基準信号及び電圧基準信号は、前記のように設定された電流基準信号１１及び電圧基準信号１２に整流回路出力交流分信号から交流電源の６倍の周波数の成分を除いた信号を分圧して加えたものであり、交流電源側の変圧器のインダクタンスとコンデンサ２とで共振した場合には共振波形に比例した信号が電流基準信号１１及び電圧基準信号１２に加えられることになる。

これにより、共振によって基準信号の電圧が上がった瞬間には出力電流または出力電圧を上げるように制御され、半導体スイッチ４ａ、４ｂ、５ａ、５ｂのオン時間のデューティを増加させることになってインバータの入力電流が増加する方向に変化し、コンデンサ２の両端の電圧を低下させるように作用する。また、共振によって基準信号の電圧が下がった瞬間には出力電流または出力電圧を下げるように制御され、半導体スイッチ４ａ、４ｂ、５ａ、５ｂのオン時間のデューティが減少してインバータの入力電流が減少する方向に変化し、コンデンサ２の両端の電圧を上昇させるように作用する。これによりコンデンサ２の両端の電圧の変化が抑えられ、共振が抑制されることになる。

図４は請求項４の発明の実施の形態を示す結線図であって、多くの部分は図２の構成のものと同様であり、同一部分には同一の符号が付してある。この図４の構成のものと図２の構成のものとの差異は帯域消去フィルタ１７をアナログスイッチ２４と低域通過フィルタ２５に替え、アナログスイッチ２４の駆動信号を生成する比較器２６と比較器２６に三角波を供給する三角波信号源２７を設けたことである。終端コンデンサ２１に得られた整流回路出力交流分信号はアナログスイッチ２４を介して低域通過フィルタ２５に入力してあり、低域通過フィルタ２５の出力は係数器１８を介して加算器１３に入力してある。

アナログスイッチ２４の制御端子は比較器２６の出力に接続してあり、比較器２６には三角波信号源２７が発生する三角波信号と出力電流検出器９による出力電流検出信号が入力してある。比較器２６は出力電流検出信号の値が三角波信号の値を超える間アナログスイッチ２４に駆動信号を与え、アナログスイッチ２４をオンにする。三角波信号源２７が発生する三角波の周波数はインバータが駆動される周波数に比べて充分高く選び、低域通過フィルタ２５の遮断周波数は三角波信号源２７が発生する三角波の周波数に比べて充分低く、かつインバータが駆動される周波数の数倍以上に選ぶことが好ましい。具体的には例えばインバータの駆動周波数を１０ｋＨｚとした場合、三角波の周波数を３００ｋＨｚ、低域通過フィルタ２５の遮断周波数を３０ｋＨｚとすることができる。

比較器２６は出力電流検出信号の値が三角波信号の値を超える間アナログスイッチ２４に駆動信号を与えるので、アナログスイッチ２４のオン時間のデューティは出力電流検出信号の値に比例することになり、アナログスイッチ２４、低域通過フィルタ２５、比較器２６及び三角波信号源２７は出力電流検出信号の値により分圧比が変化する電圧制御分圧器として動作する。低域通過フィルタ２５は三角波信号の周波数成分を除去するものであり、整流回路出力交流分信号はアナログスイッチ２４等により構成される電圧制御分圧器により分圧されて係数器１８に入力される。したがって加算器１３には整流回路出力交流分信号がアナログスイッチ２４等で構成される電圧制御分圧器の分圧比と係数器１８の係数による分圧比とで分圧されて入力されることになる。

この図４の構成のものでは従来の直流電源装置と同様に、誤差信号増幅器１０から与えられる信号に応じてＰＷＭ変調器１４が半導体スイッチ４ａ、４ｂ、５ａ、５ｂのオン時間のデューティを変化させ、直流出力電流あるいは直流出力電圧が一定に制御される。この構成では直流出力電流が大きいときはＰＷＭ変調器１４に与えられる整流回路出力交流分信号が大きくなり、交流電源側の変圧器のインダクタンスとコンデンサ２とで共振するとＰＷＭ変調器１４に与えられる共振波形に比例した信号が大きくなる。これにより直流出力電流が大きいときは共振が強力に抑制される。

このとき、整流回路出力交流分信号から交流電源の６倍の周波数の成分を除去していないので、ＰＷＭ変調器１４に与えられる信号には交流電源の６倍の周波数のリップル成分も含まれ、直流出力のリップルが大きくなることになる。ところが、直流出力電流が大きい出力条件では負荷の時定数が大きく、直流出力電流のリップルは負荷により充分に抑制されて問題になることはない。また、直流出力電流が小さい出力条件では負荷の時定数が小さくなり、負荷によるリップルの抑制効果は低下するが、ＰＷＭ変調器１４に与えられる整流回路出力交流分信号が小さくなるので問題になるほどリップルを増大させることはない。そのような直流出力電流が小さい出力条件の範囲では、ＰＷＭ変調器１４に与えられる整流回路出力交流分信号が小さくても共振を抑制することが可能である。

図５は請求項５の発明の実施の形態を示す結線図であって、多くの部分は図４の構成のものと同様であり、同一部分には同一の符号が付してある。この図５の構成のものでは電流基準信号１１と電圧基準信号１２をそれぞれ加算器２８と加算器２９を通して誤差信号増幅器１０に入力するように接続してあり、加算器２８と加算器２９に係数器１８を通して低域通過フィルタ２５の出力を入力するようにしてある。また、誤差信号増幅器１０の出力は加算器１３を通さず直接ＰＷＭ変調器１４に入力してある。これにより誤差信号増幅器１０には電流基準信号及び電圧基準信号として、設定される電流基準信号１１及び電圧基準信号１２に、アナログスイッチ２４等で構成される電圧制御分圧器の分圧比と係数器１８の係数による分圧比とで分圧された整流回路出力交流分信号が入力されることになる。

この図５の構成のものは、従来の直流電源装置と同様に誤差信号増幅器１０に入力される出力電流検出信号あるいは出力電圧検出信号と、入力される電流基準信号あるいは電圧基準信号とが一致するように直流出力が制御されることになる。誤差信号増幅器１０に入力される電流基準信号及び電圧基準信号は、前記のように電流基準信号１１及び電圧基準信号１２に整流回路出力交流分信号に比例した信号を加えたものであり、交流電源側の変圧器のインダクタンスとコンデンサ２とで共振した場合には共振波形に比例した信号が電流基準信号１１及び電圧基準信号１２に加えられることになる。

これにより、共振によって基準信号の電圧が上がった瞬間には出力電流または出力電圧を上げるように制御されてインバータの入力電流が増加する方向に変化してコンデンサ２の両端の電圧を低下させるように作用し、基準信号の電圧が下がった瞬間には逆に作用してコンデンサ２の両端の電圧の変化が抑えられ、共振が抑制されることになる。電流基準信号１１及び電圧基準信号１２に加えられる整流回路出力交流分信号は直流出力電流が大きいと大きくなり、直流出力電流が大きいときは共振が強力に抑制される。共振が抑制されること、直流出力のリップルが問題になるほど増大しないことは図４の構成のものと同様である。

図示していないが、図１ないし図３の構成のものでは誤差信号増幅器、ＰＷＭ変調器、帯域消去フィルタ及び加算器の全部あるいは一部をマイクロプロセッサにより構成することが可能であり、図４及び図５の構成のものでは誤差信号増幅器、ＰＷＭ変調器、電圧制御分圧器及び加算器の全部あるいは一部をマイクロプロセッサにより構成することが可能である。特にこれらを全てマイクロプロセッサにより構成した場合には、整流回路出力交流分信号、出力電流検出信号及び出力電圧検出信号をＡＤ変換器によりデジタル信号に変換することにより全てデジタルで処理することが可能となり、ハードウエアと調整工数が大幅に削減できる利点がある。

以上説明したように、本発明によれば、整流器１の出力のコンデンサ２が小容量であるので、コンデンサが大容量である場合に比べて交流入力の電流波形の歪みが大幅に抑えられ、コンデンサの充電も短時間で終了するので入力電流波形改善や充電電流抑制のための特段の対策を要しない利点がある。コンデンサ２を小容量としたことにより生じることがあった交流電源側の変圧器のインダクタンスとこのコンデンサ２との共振は、図１または２の構成の請求項２の発明では誤差信号増幅器１０の出力信号に、図３の構成の請求項３の発明では誤差信号増幅器１０に入力される電流基準信号１１及び電圧基準信号１２に、それぞれ整流回路出力交流分信号を分圧して加えているので、インバータの入力電流により共振を抑制するように半導体スイッチ４ａ、４ｂ、５ａ、５ｂのオン時間のデューティが制御されて抑制される。

この請求項２、３の発明では、ＰＷＭ変調器１４または電流基準信号１１及び電圧基準信号１２に加える整流回路出力交流分信号から交流電源の６倍の周波数の成分が除去してあるので、整流器１の出力のップルが直流出力に移行することはない。また、交流電源側の変圧器のインダクタンスとコンデンサ２との共振は、図４の構成の請求項４の発明では誤差信号増幅器１０の出力信号に、図５の構成の請求項５の発明では誤差信号増幅器１０に入力される電流基準信号１１及び電圧基準信号１２に、それぞれ整流回路出力交流分信号を分圧して加えているので、請求項２あるいは請求項３の発明の場合と同様、インバータの入力電流が共振を抑制するように半導体スイッチ４ａ、４ｂ、５ａ、５ｂのオン時間のデューティが制御されて抑制される。

このとき、整流回路出力交流分信号はアナログスイッチ２４等で構成される電圧制御分圧器により出力電流検出信号が大きいときは大きく、出力電流検出信号が小さいときは小さく誤差信号増幅器１０の出力信号または電流基準信号１１及び電圧基準信号１２に加えられるので、共振が生じやすい直流出力電流が大きい出力条件では大きく加えられ、共振が強力に抑制される。ここにおいて、誤差信号増幅器１０の出力信号または電流基準信号１１及び電圧基準信号１２に加えられる整流回路出力交流分信号からは、交流電源の６倍の周波数の成分が除去されておらず、整流器１の出力のップルが直流出力に移行することになる。

このリップルの移行量はＰＷＭ変調器１４または電流基準信号１１及び電圧基準信号１２に加えられる整流回路出力交流分信号が大きいほど大きくなり、出力電流検出信号が大きければ大きくなるが、直流出力電流が大きい出力条件では負荷の時定数が大きいので、直流出力電流のリップルは充分に抑制されることになる。また、直流出力電流が小さい出力条件では、負荷の時定数によるリップルの抑制効果は小さくなるが、ＰＷＭ変調器１４または電流基準信号１１及び電圧基準信号１２に加えられる整流回路出力交流分信号が小さくなり、リップルの移行量が小さくなるので直流出力のリップルが問題になることはない。この請求項４、５の発明ではアナログ回路で構成した場合に調整が面倒な帯域消去フィルタを必要としない利点がある。

請求項２の発明の第一の実施の形態を示す結線図である。請求項２の発明の第二の実施の形態を示す結線図である。請求項３の発明の実施の形態を示す結線図である。請求項４の発明の実施の形態を示す結線図である。請求項５の発明の実施の形態を示す結線図である。

符号の説明

１整流器
２コンデンサ
３交流入力端子
４ａ、４ｂ、５ａ、５ｂ半導体スイッチ
６変圧器
７ａ、７ｂダイオード
８ａ、８ｂ直流出力端子
９出力電流検出器
１０誤差信号増幅器
１１電流基準信号
１２電圧基準信号
１３加算器
１４ＰＷＭ変調器
１５ゲート駆動回路
１６絶縁増幅器
１７帯域消去フィルタ
１８係数器
１９検出用コンデンサ
２０電流変成器
２１終端コンデンサ
２２、２３加算器
２４アナログスイッチ
２５低域通過フィルタ
２６比較器
２７三角波信号源
２８、２９加算器

Claims

三相の商用電源を整流する第一の整流回路と、第一の整流回路の出力に接続した小容量のコンデンサと、第一の整流回路の出力を交流に変換する単相のインバータと、インバータの出力を所定の電圧に変換する変圧器と、変圧器の二次出力を整流する第二の整流回路とから構成され、直流出力電流または直流出力電圧と基準信号の差を増幅する誤差信号増幅器と該誤差信号増幅器の出力信号により直流出力を制御するＰＷＭ変調器とからなる出力制御手段を備えた直流電源装置において、第一の整流回路の出力電圧の交流分を検出する整流回路出力交流分検出手段を設け、整流回路出力交流分検出手段により検出された整流回路出力交流分信号を出力制御手段に加えることを特徴とする直流電源装置。
整流回路出力交流分検出手段が検出した整流回路出力交流分信号から交流電源の６倍の周波数の成分を除去する帯域消去フィルタと、帯域消去フィルタの出力信号を誤差信号増幅器の出力信号に加算してＰＷＭ変調器に加える加算器とを設け、整流回路出力交流分信号から交流電源の６倍の周波数の成分を除去した信号をＰＷＭ変調器に加えるようにしたことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
整流回路出力交流分検出手段が検出した整流回路出力交流分信号から交流電源の６倍の周波数の成分を除去する帯域消去フィルタと、帯域消去フィルタの出力信号を誤差信号増幅器に入力される基準信号に加算する加算器とを設け、整流回路出力交流分信号から交流電源の６倍の周波数の成分を除去した信号を誤差信号増幅器に入力される基準信号に加えるようにしたことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
整流回路出力交流分検出手段が検出した整流回路出力交流分信号を直流出力電流値に対応する分圧比で分圧する電圧制御分圧器と、電圧制御分圧器の出力信号を誤差信号増幅器の出力信号に加算してＰＷＭ変調器に加える加算器とを設け、整流回路出力交流分信号を直流出力電流値に対応する分圧比で分圧した信号をＰＷＭ変調器に加えるようにしたことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
整流回路出力交流分検出手段が検出した整流回路出力交流分信号を直流出力電流値に対応する分圧比で分圧する電圧制御分圧器と、電圧制御分圧器の出力信号を誤差信号増幅器に入力される基準信号に加算する加算器とを設け、整流回路出力交流分信号を直流出力電流値に対応する分圧比で分圧した信号を誤差信号増幅器に入力される基準信号に加えるようにしたことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
誤差信号増幅器、ＰＷＭ変調器、帯域消去フィルタ及び加算器の全部あるいは一部をマイクロプロセッサにより構成したことを特徴とする請求項２または３に記載の直流電源装置。
誤差信号増幅器、ＰＷＭ変調器、電圧制御分圧器及び加算器の全部あるいは一部をマイクロプロセッサにより構成したことを特徴とする請求項４または５に記載の直流電源装置。
第一の整流回路の出力に接続するコンデンサの静電容量を直流電源装置の容量１ｋＷ当たり１μＦないし２０μＦとしたことを特徴とする請求項１ないし７のいずれかに記載の直流電源装置。