JP5202540B2 - Ｂｏｃ変調無線航法信号を受信する方法および装置 - Google Patents

Description

本発明は、航法システムの衛星から発信される変調無線航法信号を受信する方法および装置であって、そのシステム固有の座標系における受信装置位置の自立的な決定を可能にするための方法および装置に関する。

現在供用されている主な無線航法システムとしては、米国のＧＰＳシステム（「Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ」）、ロシアのＧＬＯＮＡＳＳシステム（「Ｇｌｏｂａｌ Ｏｒｂｉｔｏｇｒａｐｈｙ Ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ Ｓａｔｅｌｌｉｔｅｓ Ｓｙｓｔｅｍ」）および中間軌道上の３０基の衛星からなるヨーロッパの新しいＧＡＬＩＬＥＯシステムがある。

この種のシステムにおける受信端末（本文中では受信機という）の測位は、この受信機と当該システムの複数の衛星（三次元測位のためには少なくとも３基であるが、システムと受信機の間のクロック差にかかわる不確実さを取り除くために、実際には４基）との距離（疑似距離という）を知ることがその基本となる。個々の疑似距離は、衛星の位置と、固有のクロックを備えた衛星と受信機との間の信号の伝搬時間の計測量とから導かれる。

各衛星の位置は、それぞれのシステム毎に、受信機とは独立した地上局ネットワークによって決定される。それらの位置は各衛星自体によって受信機に伝送される。その際、個々の受信機は、すべて同期した各衛星のクロックに対するそうした受信信号の遅延を算定することができる。そのため、個々の受信機は、それらの遅延の計測量および衛星の位置情報をもとに、対応する疑似距離を導き出すことができる。したがって、測位の精度には、それらの遅延の計測の精度が直接関係する。

典型的には、これらの信号は、受信機による位置計算に必要な情報（衛星の識別、時間基準、電離圏補正、アルマナック、エフェメリス、等）に相当する規則的な低データレートのバイナリデータを、高いクロック周波数ｆ_ｃが与えられた疑似ランダムバイナリシーケンスで変調することによって形成される。次いで、これらの信号は、周波数ｆ_ｐの送信搬送波で変調することによって送信周波数帯に変換される。

そのため、受信機は、信号をベースバンドに変換するためにローカルに生成される搬送波を用いる第１の復調と、ローカルに生成される疑似ランダムシーケンスを用いる第２の復調とによって、受信信号に含まれるデータを抽出することができる。遅延の計測量は、疑似ランダムシーケンスの遅延の計測量および搬送波の遅延の計測量から導かれる。

一方、Ｅ２−Ｌ１−Ｅ１帯［１５５９ＭＨｚ〜１５９１ＭＨｚ］と呼ばれる周波数帯では、ＧＡＬＩＬＥＯシステム用に利用できる帯域は、ＧＰＳシステムによってすでに占有されているＬ１帯の両側に用意された２つの４ＭＨｚの帯域のみからなるが、この帯域でとりわけＧＰＳシステムとＧＡＬＩＬＥＯシステムを共存させることなどを可能にするため、ダブルオフセット搬送波（ＢＯＣ、すなわち「Ｂｉｎａｒｙ Ｏｆｆｓｅｔ Ｃａｒｒｉｅｒ」）変調と呼ばれる特殊な変調を定義する必要があった。ＢＯＣは、Ｌ１帯の中心周波数（１５７５．４２ＭＨｚ）に対して対称形にオフセットされた少なくとも２つの主ローブからなるスペクトルを持つという特徴を有する。

一方、コードＭ（またはＭコード）と呼ばれるＧＰＳシステムの新しい軍事信号は、Ｌ１周波数帯［１５６３ＭＨｚ〜１５８７ＭＨｚ］とＬ２周波数帯［１２１５ＭＨｚ〜１２３７ＭＨｚ］でＢＯＣ変調を用いる。

ＧＡＬＩＬＥＯシステムでは、Ｅ６周波数帯［１２６０ＭＨｚ〜１３００ＭＨｚ］でもＢＯＣ変調信号の伝送が行われることになっている。

このようなＢＯＣ信号の形成には、前述の疑似ランダムバイナリシーケンスに加え、周波数ｆ_ｓｐの矩形副搬送波が使用される。ＢＯＣ信号は典型的にはＢＯＣ（ｍ，ｎ）の形で表記され、ｍは、そのＢＯＣ信号の副搬送波の周波数ｆ_ｓｐとＬ１帯に送出されるＧＰＳ信号の疑似ランダムバイナリシーケンスの周波数（値は１．０２３ＭＨｚ）との整数比を表し、ｎは、そのＢＯＣ信号の疑似ランダムバイナリシーケンスの周波数ｆ_ｃとＬ１帯に送出されるＧＰＳ信号の疑似ランダムバイナリシーケンスのその周波数（値は１．０２３ＭＨｚ）との整数比を表す。これらのパラメータは、とりわけ、ＢＯＣ信号をＬ１帯に送出されるＧＰＳ信号と比較することを可能にする。また、ＢＯＣ信号の中心周波数はＬ１帯の中心周波数であるので、ＧＰＳとＧＡＬＩＬＥＯのバイモード受信機を実現するのは容易である。

こうしたＢＯＣ信号の受信には様々な方法および装置が存在する。典型的には、ＢＯＣ信号の受信機は、受信アナログ信号のデジタル化が可能となるように適合された第１のモジュール（以下では無線周波数モジュールという）と、デジタル化された信号を復調して衛星から伝送された情報をそこから抽出し、様々な遅延を算定できるように適合された第２のモジュール（以下ではデジタルモジュールという）とを備える。

例えば、ＦＲ２８４８７４３には、エネルギー消費の少ないサンプリングによる信号のデジタル化を可能にするためにｃｏｓ（ωｔ）型のアナログ信号を入力信号に乗算することによって信号の２つの主ローブの一方から他方への周波数変換を行うアナログ信号の第１の処理ステップと、そうしてデジタル化した信号を、その信号をローカルに生成される搬送波、副搬送波およびコードと相関させることによって復調する第２の処理ステップとを含むＢＯＣ信号の処理方法が記載されている。

ＢＯＣ信号のこうした一般的復調技法には、多数の積分が必要となり、そのために大量のエネルギーを消費するという欠点がある。そのため、そのような方法を用いる受信機は定期的にエネルギー補給を行わなければならず、それによってその自立性が制限される。

ＦＲ２８５３９６７には、ＢＯＣ型の無線航法信号の取得方法が記載されており、その取得は、受信信号とローカルに生成される同相および直交相の２つの搬送波とを相関させる同相および直交相の搬送波の相関信号路と、搬送波の相関信号路の出力信号とローカルに生成される２つの副搬送波とを相関させる同相および直交相の副搬送波の相関信号路と、ローカルに生成されるコードの相関信号路とを備える受信機によって行われる。

このような処理の欠点は、信号の復調を行うためにやはり過剰なエネルギー消費が必要となるところにある。とりわけ、追尾段階では、相関信号路は８つの積分器を必要とする。しかるに、積分は大量のエネルギー資源を必要とする演算である。

本発明は、計算資源およびエネルギー資源の消費が少ないＢＯＣ型無線航法信号の受信方法およびその装置を提案することを目的とする。

本発明は、とりわけ、先行技術の方法および装置における信号復調よりも信号復調のエネルギー消費が少ないＢＯＣ信号受信方法および装置を提案することを目的とする。

本発明は、また、信号復調が迅速なＢＯＣ信号受信方法および装置を提案することもその目的とする。

本発明は、また、信号の取得も信号の追尾も行うことができるＢＯＣ信号受信方法を提案することもその目的とする。

本発明は、また、低周波または高周波副搬送波の信号の復調を行うことができるＢＯＣ信号受信方法を提案することもその目的とする。

本発明は、また、相異なる２つの副搬送波を持つＢＯＣ信号の受信方法およびその装置を提案することもその目的とする。

そのため、本発明は、周波数ｆ_ｐの搬送波、周波数ｆ_ｓｐの副搬送波および周波数ｆ_ｃの疑似ランダムコードによって変調されたＢＯＣ信号と呼ばれる信号を少なくとも含む航法用無線複合信号の受信方法であって、
− 無線信号が中間周波数に変換されてデジタル化され、
− デジタル化された信号が、信号路Ｉと呼ばれる信号路および信号路Ｉに対して直交相をなす信号路Ｑと呼ばれる信号路を持つベースバンド信号を供給するようにデジタル制御される搬送波ローカル発振器によって生成される同相および直交相の２つのローカル搬送波との間で同相および直交相で相関される方法において、
− Ｋ個（Ｋ＝α・ｆ_ｓｐ／ｆ_ｃ、ただしαは所定の整数）の連続する疑似ランダムコード（変形コードという）が変形コードのデジタル発生器によってローカルに生成され、それぞれの変形コードは時間Ｔ_ｋ（Ｔ_ｋ＝１／α・ｆ_ｓｐ）に副搬送波なしの疑似ランダムコードの形をなし、連続する２つの変形コードは間隔時間Ｔ_ｋだけ時間的にシフトされ、
− それぞれの信号路で、ベースバンド信号にＫ個の変形疑似ランダムコードが乗算され、
− それぞれの信号路で、Ｋ個の処理後の信号が所定の時間について積分され、
− それぞれの信号路で、Ｋ個の積分結果が時間的にインターリーブされ、
− それぞれの信号路で、そうして生成された信号が、ローカルに生成される同相および直交相の２つの副搬送波によって同相および直交相で相関され、
− それぞれの信号路で、副搬送波の相関信号路の出力信号が所定の時間について積分されることを特徴とする方法に関する。

本発明による方法は、ＢＯＣ変調無線航法信号受信機の大半で一般に用いられている処理であって、受信信号をローカルに生成される疑似ランダムコードによって同相および直交相のその副搬送波と相関させるステップを信号路ＩおよびＱのそれぞれごとに含む処理に代わるものとして、受信信号を変形コードによって相関させるステップをまず行い、その後に処理後の信号をローカルに生成される同相および直交相の２つの副搬送波によって相関させるステップを行うことを可能にする変形コードの生成ステップを充てるものである。

このような方法は、受信したＢＯＣ信号の復調を行うのに必要な積分の数を減らすことを可能にする。とりわけ、Ｋ個（Ｋ＝α・ｆ_ｓｐ／ｆ_ｃ、ただしαは所定の整数）の変形コードの生成は、搬送波、副搬送波および疑似ランダムコードを含むＢＯＣ信号の復調を搬送波および副搬送波を含む信号の復調に帰着させることを可能にする。換言すれば、先行技術によるコードの復調ステップは、変形コードの生成ステップと副搬送波の復調ステップとを組み合わせたものによって置き換えられる。それによって先行技術におけるコードに対する相関ステップがなくなり、ＢＯＣ信号の復調に必要な積分の数が減る。

そのため、本発明による方法は、先行技術の方法よりもエネルギー資源の消費が少ない。

それぞれの変形コードは、時間Ｔ_ｋ（Ｔ_ｋ＝１／α・ｆ_ｓｐ）に副搬送波なしのコードの形をなし、次の変形コードとは時間Ｔ_ｋだけ時間がずらされる。これは、こうして生成されるＫ個の変形コードの和が、時間１／ｆ_ｃにわたる副搬送波のないコードを表すことを意味する。

本発明の一実施形態では、このＫ個の変形コードによるベースバンド信号の相関および所定の期間にわたる処理後の信号の積分は、第１の変形コードを生成し、それをベースバンド信号に乗算して、第１の積分ブロックに伝送することによって行うことができる。次いで、第１の変形コードは時間Ｔ_ｋのフリップフロップに伝送されてそのコードから時間Ｔ_ｋだけシフトされ、それによって第２の変形コードが生成される。この第２の変形コードはベースバンド信号に乗算され、第２の積分ブロックに伝送される。演算は、最後の変形コードが生成され、最後の処理後の信号が積分されるまで繰り返すことができる。

実施の一変形形態では、変形コード発生器は、Ｋ個の積分ブロックとのシーケンス連結を行うように適合されたモジュールと組み合わせた疑似ランダムコード発生器で置き換えることができる。

本発明による方法は、信号のデジタル化およびデジタル化された信号の復調を行うことによって無線航法信号の受信を可能にする。

典型的には、無線航法信号の受信は、信号の取得処理という第１の処理と、信号の追尾処理という第２の処理を含む。

有利には、そして本発明では、本発明による方法は、
− 信号路出力信号からエネルギーの推定値を計算するステップと、
− 前記積分された信号路出力信号から搬送波位相の推定値を計算するステップとを含む。

この２つのステップは、信号の取得処理の間のエネルギー推定および搬送波の位相の補正に基づいて疑似ランダムコードの遅延を推定することを可能にする。

コードの遅延および副搬送波の位相の推定がなされた時点で、本発明による方法は信号の追尾処理を行うように適合される。

有利には、そして本発明では、追尾段階においては、
− 搬送波の位相の推定値が信号路出力信号から計算され、
− 副搬送波の位相の推定値が信号路出力信号から計算され、
− 前記推定されたエネルギーが時間とともに減少する場合は、搬送波の位相およびコードの遅延の補正が行われ、
− ＢＯＣ信号によって伝送される航法データの復調が行われる。

本発明による方法は、信号の取得および信号の追尾を可能にする。この２つの処理は、信号の復調に必要な積分の数を制限することによって、エネルギー資源の使用を最小限に抑えながら行われる。

信号のエネルギーの推定は既知のあらゆる手段によって行うことができる。

しかし、有利には、そして本発明では、エネルギーの推定は、それぞれの信号路出力信号の平方和によって行う。

副搬送波の位相の推定は既知のあらゆる手段によって行うことができる。

しかし、有利には、そして本発明では、副搬送波の位相の推定は、逆正接型の推定器によって行う。

本発明による方法は、Ｋ個（Ｋ＝α・ｆ_ｓｐ／ｆ_ｃ）の変形疑似ランダムコードの生成ステップを含む。Ｋは、１個の疑似ランダムコードに対する副搬送波による分割を表す。そのため、整数αの値は、副搬送波の形、とりわけ副搬送波の符号に依存する。本発明による方法は、１個の疑似ランダムコードに対する副搬送波による分割がどのようなものであるかにかかわらず、あらゆるＢＯＣ信号の処理を可能にする。

一般に、ＢＯＣ変調信号の副搬送波は２つのレベルを持つ。整数αの値は副搬送波のレベルの数に依存する。この２つのレベルを持つ副搬送波の場合は、整数αの値は４の倍数でなければならない。

そこで、有利には、そして本発明では、整数αの値は４と定める。

しかし、それ以上のレベル数を持つ副搬送波の場合は、整数αの値はその副搬送波のレベル数の倍数である値と定める。

本発明による方法は、１チャネルのＢＯＣ信号の受信、および、２チャネルの、とりわけ１つがパイロットチャネルで１つがデータチャネルである２チャネルのＢＯＣ信号の受信を可能にする。そのため、本発明による方法は、パイロットチャネルのための変形疑似ランダムコードを生成するステップと、データチャネルのための変形疑似ランダムコードを生成するステップとを含む。その他のすべてのステップは、パイロットおよびデータのそれぞれのチャネルについて、前述のステップと同様である。

本発明は、搬送波、矩形副搬送波および疑似ランダムコードによって変調された信号を少なくとも含む無線航法複合信号の受信機を対象に含む。

そのため、本発明は、さらに、周波数ｆ_ｐの搬送波、周波数ｆ_ｓｐの副搬送波および周波数ｆ_ｃの疑似ランダムコードによって変調されたＢＯＣ信号と呼ばれる信号を少なくとも含む航法用無線複合信号の受信機であって、
− 信号路Ｉと呼ばれる信号路および信号路Ｉと直交相をなす信号路Ｑと呼ばれる信号路を持つベースバンド信号を供給するように搬送波のローカル発振器によって生成される同相および直交相の２つのローカル搬送波と前記ＢＯＣ信号との間の同相および直交相の搬送波漏れの相関回路を備える受信機において、
− Ｋ個（Ｋ＝α・ｆ_ｓｐ／ｆ_ｃ、ただしαは所定の整数）の疑似ランダムコード（変形コードという）のデジタル発生器であって、それぞれの変形コードは、時間Ｔ_ｋ（Ｔ_ｋ＝１／α・ｆ_ｓｐ）に副搬送波なしの疑似ランダムコードの形をなし、その前の変形疑似ランダムコードからは時間Ｔ_ｋだけ時間的にシフトされるデジタル発生器と、
− ベースバンド信号とＫ個の変形疑似ランダムコードとの間の同相および直交相での相関回路と、
− 処理後の信号とローカルに生成される同相および直交相の２つの副搬送波との間の同相および直交相での相関回路とを備えることを特徴とする受信機にも関する。

有利には、本発明による受信機は、搬送波位相推定器、副搬送波位相推定器およびエネルギー推定器を備える。

有利には、本発明による受信機は、逆正接型の副搬送波位相推定器を備える。

本発明による方法は、有利には、本発明による受信機において、および本発明による受信機によって実施される。

本発明は、また、上記または下記の特徴のすべてまたは一部の組合せを特徴とする無線航法信号の受信方法および無線航法信号の受信機に関する。

本発明のその他の特徴、目的および利点は、本発明の実施形態を非限定的な例として添付の図面を参照しながら示す以下の説明を読むことで明らかとなろう。

本発明による無線航法信号の受信機の概略図である。 ＢＯＣ信号、処理後のＢＯＣ信号、および本発明によって生成される変形疑似ランダムコードの変調信号の概略図である。 受信した無線信号をベースバンドデジタル信号に変換するように適合された本発明の一実施形態による受信機の無線周波数モジュールの概略図である。 本発明の一実施形態による受信機のデジタルモジュールの概略図である。 追尾段階における本発明の一実施形態による受信機のデジタルモジュールの概略図である。

図１の受信機は、衛星からの無線信号を受信するように適合されたアンテナ１と、受信した無線信号をデジタルモジュール４での処理用に整形するように適合された無線周波数モジュール２とを備える。無線周波数モジュール２は、受信信号の増幅、濾波およびスペクトル変換のそれぞれの既知の機能を果たす。無線周波数モジュール２は、無線周波数モジュール２の出力端で信号をサンプリングするように適合されたデジタル化モジュール３と接続される。このデジタル化された信号は、デジタルモジュール４の同相および直交相の信号路に送出される。デジタルモジュール４は信号およびデータの逆拡散機能を果たす。このモジュール４は、さらに、高周波副搬送波信号についてローブの比較演算を行うことができる。デジタルモジュール４は、少なくとも３つの出力端４０、４１、４２に、受信信号によって伝送されたデータ、搬送波の位相の推定および遅延の推定を供給することを可能にする。

デジタルモジュール４は、入力信号をローカルに生成される基準信号と相関させることによって、データ信号の逆拡散を行う。この演算には、ローカルに生成される基準信号の時間的整合と搬送波・ローカル基準位相誤差の推定が必要である。

ＢＯＣ変調による変調信号は、周波数ｆ_ｐの搬送波、周波数ｆ_ｓｐの副搬送波および周波数ｆ_ｃの疑似ランダムコードを含む。

図２ｅはＢＯＣ変調による無線航法信号を示す。このような信号は、例えば、図２ａに示すような疑似ランダムコード、図２ｂに示すような副搬送波、図２ｄに示すような搬送波によって得られる。

図２ｃは、副搬送波と合わせた疑似ランダムコードを図示したものである。この実施形態では、ｍ／ｎ比は１であり、変形疑似ランダムコードの数は４である。

このようなＢＯＣ変調による変調信号の受信は、ベースバンド信号と呼ばれるデジタル信号を生じる受信信号のデジタル化ステップと、デジタル化された信号の復調ステップとを含む。

信号のデジタル化は、サンプリング周波数ｆ_ｅで信号をサンプリングするステップを含む。スペクトルの折り返しを生じないためのＳｈａｎｏｎ−Ｎｙｑｕｉｓｔの基準を守るためには、サンプリング周波数は信号のスペクトルの帯域幅以上でなければならないことが知られている。ＢＯＣ信号のスペクトルは周波数帯域が広いため、この基準を守るためには高い周波数ｆ_ｅが求められ、それに伴って信号のサンプリングに大量のエネルギーが消費されることになる。そこで、本発明の有利な実施形態では、信号のデジタル化に続いて、ＢＯＣ信号のローブを一方から他方へ移行させることによって周波数帯域を狭めるステップを設ける。それによって相関処理の周波数が引き下げられ、エネルギー消費を減らすことができる。

信号デジタル化のためのこれらのステップは、図３に示すような信号デジタル化無線周波数モジュールによって実現することができる。

受信アンテナ１の出力端では、好ましくは帯域フィルタ３１によって信号の帯域濾波が行われ、受信周波数帯域外の雑音または干渉が取り除かれる。この帯域フィルタ３１は、例えばセラミックフィルタなど、既知のあらゆる手段によって実現することができる。処理後の信号は、好ましくは、図３に示すように、低雑音増幅器３２によって増幅される。

有利な実施形態では、処理後の信号はローカル発振器による乗算を受け、デジタル化に先立って中間周波数ｆ_ＩＦに再び落とされる。この目的のため、増幅器３２の出力端の信号は、ローカル発振器４３によってｃｏｓ（２π・（ｆ_ｐ−ｆ_ＩＦ）・ｔ）の形で生成された信号を、その生成信号と前記増幅された信号との乗算を行うように適合された乗算器３３を使って掛け合わせる。

好ましくは、処理後の信号は、いかなる形式のものでもよい帯域フィルタ３４を用いて濾波される。

処理後の信号は、次いでアナログ／デジタル変換器３６によってデジタル化される。

処理後の信号は、信号路Ｉと呼ばれる第１の信号路で、デジタル制御される発振器４０によって生成されるｃｏｓ（２π・ｆ_ＩＦ・ｔ）の形の信号を、その生成信号と前記デジタル化された信号との乗算を行うように適合された乗算器４１を使って掛け合わせる。その同じ信号は、さらに、信号路Ｑと呼ばれる第２の信号路で、デジタル制御される発振器４０によって生成されるｓｉｎ（２π・ｆ_ＩＦ・ｔ）の形の信号を、その生成信号でデジタル化された信号の乗算を行うように適合された乗算器４１’を使って掛け合わせる。

信号路ＩおよびＱのそれぞれにおいて、処理後の信号は低域または帯域フィルタ３９、３９’を使って濾波される。これらのフィルタ３９、３９’はいかなる形式のものでもよい。

副搬送波が高周波である場合は、処理の周波数を下げるために、任意でｃｏｓ^２（π・ω・ｔ）の形式の信号を用いることができる。

そのため、本発明のこの実施形態では、それぞれの信号路において、処理後の信号にはｃｏｓ^２（π・ω・ｔ）の形の信号が掛け合わされるが、ωは、副搬送波の周波数、疑似ランダムコードのタイミングおよびサンプリング周波数に依存する。この信号は、例えばデジタル発振器３７によって生成される。フィルタ３９、３９’の出力端の信号とデジタル発振器３７によって生成される信号との乗算は、それぞれ信号路ＩおよびＱに配置された２つの乗算器３５、３５’によって行われる。

本発明のこの実施形態では、信号は、信号路ＩおよびＱにそれぞれ配置された帯域フィルタ３８、３８’によってそれぞれの信号路で改めて濾波される。

こうして、信号は復調されるための準備が整う。

受信機の測位目的でＢＯＣ信号を受信する場合、信号の復調の目的は、衛星によるコード発信時刻と受信機によるコード受信時刻の差から伝搬の遅延を計測できるようにすることにある。

さらに、移動中の衛星から発信され、受信機によって受信される無線信号は、受信機側からは不明のドップラー効果を受ける。

そこで、信号の復調は、受信したＢＯＣ信号を、受信機レベルで生成される搬送波、副搬送波およびコードと相関させることによって行われる。受信機レベルで生成されるこの副搬送波およびこのコードは、遅延と先験的に不明のドップラー効果を表すように初期化される。

取得段階と呼ばれる第１の段階では、受信信号とローカルに生成される信号との自己相関機能のエネルギーの算定を行って最大値を探す。このエネルギー最大値は、受信信号と生成信号の間の位相差が最小であることを物語るものである。この最小の位相差は、エネルギーの算定に用いた遅延およびドップラー効果の値が実効値に近いことを示す。

これらの値は、次いで、追尾段階と呼ばれる第２の段階でさらに精度が高められる。

図４に示すように、デジタル化された信号は、信号路Ｉと信号路Ｑを含む複合信号である。

本発明による受信機によって、また本発明による受信機において実施される本発明による方法は、信号路ＩおよびＱのそれぞれでデジタル化された信号に、搬送波生成器によって残留搬送波の周波数ｆ_ｐｒｅｓで生成される同相および直交相それぞれの信号を乗算する第１のステップを含む。

このステップを実施するための本発明の一実施形態による受信機は、図４に示されるように、信号路Ｉのベースバンド信号にｃｏｓ（２π．ｆ_ｐｒｅｓ．ｔ）の形の信号を乗算するように適合された乗算器７と、信号路Ｑのベースバンド信号にその同じ信号を乗算するように適合された乗算器７’と、信号路Ｉのベースバンド信号にｓｉｎ（２π．ｆ_ｐｒｅｓ．ｔ）の形の信号を乗算するように適合された乗算器８と、信号路Ｑのベースバンド信号にその同じ信号を乗算するように適合された乗算器８’とを含むことができる。

ｃｏｓ（２π．ｆ_ｐｒｅｓ．ｔ）およびｓｉｎ（２π．ｆ_ｐｒｅｓ．ｔ）の形の信号は、デジタル制御発振器によって既知の態様で生成される。

この実施形態による受信機は、信号路Ｉに、乗算器７および８’の出力端の信号を加算するように適合された加算器９を備える。この実施形態による受信機は、信号路Ｑに、乗算器７’および８の出力端の信号を加算する加算器９’を備える。

本発明による受信機によって、また本発明による受信機において実施される本発明による方法は、次いで、Ｋ個（Ｋ＝α・ｆ_ｓｐ／ｆ_ｃ、ただしαは所定の整数）の変形コードを生成するステップを含む。Ｋは、周波数ｆ_ｃの１個の疑似ランダムコードに対する周波数ｆ_ｓｐの副搬送波による分割を表す。

一実施形態では、図２ａ〜２ｉに示されるように、副搬送波の周波数は疑似ランダムコードの周波数に等しい。また、副搬送波は２つのレベルを持つ。有利な実施形態では、本発明による変形コード発生器で４つの変形疑似ランダムコードの生成が可能となるように、整数αを４と定める。それぞれのコードは、時間Ｔ_ｋ（Ｔ_ｋ＝１／４・ｆ_ｓｐ）に副搬送波なしの疑似ランダムコードの符号を示す。換言すれば、それぞれのコードは持続時間Ｔ_ｋの矩形を持つ。各変形疑似ランダムコードの矩形は順次２つずつ値Ｔ_ｋだけ時間的にシフトされる。

図２ｆ〜２ｉは、そうして生成される４個の疑似ランダムコードを示す。

Ｋ個の変形コードの生成は変形コード発生器２３によって行われる。この発生器２３は、順次２つずつが時間間隔Ｔ_ｋだけ隔てられた持続時間Ｔ_ｋの矩形を発信するように適合される。

信号路ＩおよびＱのそれぞれで、乗算器１０、１０’を用いてそれぞれ加算器９および９’の出力端の信号にこのＫ個の変形疑似ランダムコードが掛け合わされる。

信号路ＩおよびＱのそれぞれで、各瞬間に得られたその乗算の結果が加算素子１１、１１’によって合計される。

信号路ＩおよびＱのそれぞれで、加算素子１１、１１’の出力端で得られたＫ個の結果がインターリーブ装置１２、１２’によって時間的にインターリーブされ、それらインターリーブ装置の出力端には単一の信号が供給される。

次のステップでは、それぞれの信号路で２つの演算、すなわち、受信機によって生成された疑似ランダムコードの前縁に同期させたｃｏｓ（２π・ｆ_ｓｐ・ｔ＋φ）の形式の信号によるＫ個の要素からなるベクトルの乗算と、受信機によって生成された疑似ランダムコードの前縁に同期させたｓｉｎ（２π・ｆ_ｓｐ・ｔ＋φ）の形式の直交信号によるＫ個の要素からなるベクトルの乗算とが並行して行われる。これらの乗算は、信号路Ｉでは乗算器１３、１４によって、信号路Ｑでは乗算器１３’、１４’によって行われる。

次のステップは、それぞれの信号路でＫ個の要素を加算素子１５、１６、１５’、１６’によって合計することにある。

こうして、この最後のステップは、４つの信号路Ｉ_Ｉ、Ｉ_Ｑ、Ｑ_Ｉ、Ｑ_Ｑに信号を生成することを可能にする。以下においては、Ｉ_Ｉ、Ｉ_Ｑ、Ｑ_Ｉ、Ｑ_Ｑのそれぞれの信号路の信号をＩ_Ｉ、Ｉ_Ｑ、Ｑ_Ｉ、Ｑ_Ｑによって表すことにする。

取得段階では、本発明による受信機は、遅延およびドップラー周波数を推定するため、ならびにコードおよび搬送波のループを初期化するためにこの４つの出力が利用される。

本発明による受信機はエネルギーの推定モジュール１８を備える。このエネルギーの推定モジュール１８は、関係式

によってエネルギーＥを算定するように適合される。

推定モジュール１８によるエネルギーの推定は、追尾が自己相関機能の主ピークに対して行われているか、それとも二次ピークに対して行われているかを判定することを可能にする。とりわけ、エネルギーの減少は二次ピークに対する追尾を示すものである。そのような場合には、位相および遅延の補正モジュール２０が、コードの遅延の推定に対する補正および搬送波の位相の推定に対する補正を行うように適合される。

この補正モジュール２０は、図４および５でそれぞれモジュールブロック２２およびモジュールブロック２１として模式的に図示した搬送波の位相およびコード遅延を供給するように適合される。有利な実施形態では、この搬送波位相およびこのコード遅延は、搬送波に対するループフィルタ５２とコードに対するループフィルタ５１によって、それぞれ既知の態様で濾波することができる。

搬送波の位相の推定は逆正接型の機能を使って行われる。本発明による受信機は、搬送波位相の推定モジュール１７を備える。この搬送波位相の推定モジュール１７は、関係式δφ＝ａｒｃｔａｎ（Ｑ_Ｑ／Ｉ_Ｑ）に従って位相を推定するように適合される。本発明のもう１つの実施形態では、搬送波の位相は他の同等の手段によって推定することができる。

追尾段階では、搬送波位相の推定モジュール１７およびエネルギー推定モジュール１８の他、副搬送波位相の推定モジュール１９がコードの追尾を可能にするために使用される。本発明では、副搬送波の位相はコードの遅延に比例する。副搬送波の推定は、（Ｉ_Ｉ，Ｉ_Ｑ）、（Ｑ_Ｉ，Ｑ_Ｑ）のペアのうちの少なくともいずれか一方によって行うことができる。図５では、副搬送波の位相の推定モジュール１９は（Ｉ_Ｉ，Ｉ_Ｑ）のペアのみに基づいて実現されている。

この搬送波位相の推定モジュール１７は、ＢＯＣ信号によって伝送される航法データの復調を行うことも可能にする。この復調されたデータは、図５では符号５３によって模式的に表されている。

本発明による受信機は、上述した各モジュールの機能を実施するように適合された電子回路を既知のように備えることができる。とりわけ、記載した機能は、集積回路により、アナログ回路により、ソフトウェア手段により、またはソフトウェア手段と電子回路の組合せにより、実現することができる。

本発明による方法および本発明による受信機は、低周波副搬送波または高周波副搬送波を含むＢＯＣ信号の受信を可能にする。

本発明による方法および受信機は、１つまたは複数のＢＯＣ信号を含む無線航法の複合信号の受信を可能にする。

本発明による方法および受信機は、ＧＡＬＩＬＥＯシステムおよびＧＰＳシステムによって伝送される信号の受信に特に適合され、その用途に特に供される。

本発明による方法および受信機は、先行技術の方法および受信機よりも所要エネルギー資源が少ない無線信号受信、とりわけ無線航法信号の受信を可能にする。

Claims (11)

1. 周波数ｆ_ｐの搬送波、周波数ｆ_ｓｐの矩形副搬送波、および周波数ｆ_ｓｐ未満である周波数ｆ_ｃの疑似ランダムコードによって変調されたＢＯＣ信号と呼ばれる信号を少なくとも含む航法用無線信号の受信方法であって、
   前記航法用無線信号が中間周波数に変換されてデジタル化され、
   前記デジタル化された信号が、信号路Ｉと呼ばれる信号路および信号路Ｉに対して直交相をなす信号路Ｑと呼ばれる信号路を持つベースバンド信号を供給するようにデジタル制御される搬送波ローカル発振器（４０）によって生成される同相および直交相の２つのローカル搬送波との間で同相および直交相で相関される方法において、
   αは所定の整数として、Ｋ＝α・ｆ _ｓｐ ／ｆ _ｃ で与えられるＫ個の、変形コードと呼ばれる、連続する疑似ランダムコードが変形コードのデジタル発生器（２３）によってローカルに生成され、それぞれの変形コードは、Ｔ _ｋ ＝１／α・ｆ _ｓｐ で与えられる、時間Ｔ_ｋ の期間において副搬送波を含まない疑似ランダムコードの形をなし、連続する２つの変形コードは間隔時間Ｔ_ｋだけ時間的にシフトされ、
   それぞれの信号路で、前記ベースバンド信号に前記Ｋ個の変形疑似ランダムコードが乗算された、Ｋ個の処理後の信号を得て、
   それぞれの信号路で、前記Ｋ個の処理後の信号が所定の時間について積分され、
   それぞれの信号路で、前記Ｋ個の積分結果が時間的にインターリーブされた、生成信号を得て、
   それぞれの信号路で、前記生成信号が、ローカルに生成される同相および直交相の２つの副搬送波によって同相および直交相で相関されることによって信号路出力信号と称する信号を供給し、
   それぞれの信号路で、前記信号路出力信号が所定の時間について積分されることを特徴とする方法。
2. 前記疑似ランダムコードの遅延の推定および前記搬送波の位相の補正が可能となるように、
   前記信号路出力信号（Ｉ_Ｉ、Ｉ_Ｑ、Ｑ_Ｉ、Ｑ_Ｑ）によるエネルギー計算に基づく遅延の推定が行われ、
   前記積分された信号路出力信号（Ｉ_Ｉ、Ｉ_Ｑ、Ｑ_Ｉ、Ｑ_Ｑ）から搬送波の位相の推定値が計算されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
3. 追尾段階において、
   前記搬送波の位相の推定値が前記信号路出力信号（Ｉ_Ｉ、Ｉ_Ｑ、Ｑ_Ｉ、Ｑ_Ｑ）から計算され、
   前記副搬送波の位相の推定値が前記信号路出力信号（Ｉ_Ｉ、Ｉ_Ｑ、Ｑ_Ｉ、Ｑ_Ｑ）から計算され、
   前記推定されたエネルギーが時間とともに減少する場合は、前記搬送波の位相および前記コードの遅延の補正が行われ、
   前記ＢＯＣ信号によって伝送される航法データの復調が行われることを特徴とする、請求項２に記載の方法。
4. 前記エネルギーの推定が、前記信号路出力信号（Ｉ_Ｉ、Ｉ_Ｑ、Ｑ_Ｉ、Ｑ_Ｑ）のそれぞれの平方和を取ることにあることを特徴とする、請求項２または３に記載の方法。
5. 前記副搬送波の位相の推定が逆正接型の推定であることを特徴とする、請求項３に記載の方法。
6. 前記整数αを４と定めることを特徴とする、請求項１から５のいずれか一項に記載の方法。
7. 周波数ｆ_ｐの搬送波、周波数ｆ_ｓｐの副搬送波および周波数ｆ_ｃの疑似ランダムコードによって変調されたＢＯＣ信号と呼ばれる信号を少なくとも含む航法用無線信号の受信機であって、
   信号路Ｉと呼ばれる信号路および信号路Ｉに対して直交相をなす信号路Ｑと呼ばれる信号路を持つベースバンド信号を供給するように搬送波のローカル発振器（４０）によって生成される同相および直交相の２つのローカル搬送波と前記ＢＯＣ信号との間の同相および直交相の搬送波漏れの相関回路を備える受信機において、
   αは所定の整数として、Ｋ＝α・ｆ _ｓｐ ／ｆ _ｃ で与えられるＫ個の、変形コードと呼ばれる、疑似ランダムコードのデジタル発生器（２３）であって、それぞれの変形コードは、Ｔ _ｋ ＝１／α・ｆ _ｓｐ で与えられる、時間Ｔ_ｋ の期間において副搬送波を含まない疑似ランダムコードの形をなし、その前の変形疑似ランダムコードからは時間Ｔ_ｋだけ時間的にシフトされるデジタル発生器と、
   前記ベースバンド信号と前記Ｋ個の変形疑似ランダムコードとの間の同相および直交相での第１の相関回路と、
   前記第１の相関回路で処理された信号とローカルに生成される同相および直交相の２つの副搬送波との間の同相および直交相での第２の相関回路とを備えることを特徴とする受信機。
8. 前記第２の相関回路の出力から前記搬送波の位相の推定値を計算する搬送波位相推定器（１７）、
   前記第２の相関回路の出力から前記副搬送波の位相の推定値を計算する副搬送波位相推定器（１９）および
   前記第２の相関回路の出力からエネルギーの推定値を計算するエネルギー推定器（１８）を備えることを特徴とする、請求項７に記載の受信機。
9. 前記副搬送波位相推定器（１９）が逆正接型であることを特徴とする、請求項８に記載の受信機。
10. 前記エネルギー推定器（１８）が、前記信号路出力信号（Ｉ_Ｉ、Ｉ_Ｑ、Ｑ_Ｉ、Ｑ_Ｑ）の平方和を取るように適合されることを特徴とする、請求項８または９に記載の受信機。
11. 前記整数αを４と定めることを特徴とする、請求項７から１０のいずれか一項に記載の受信機。

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