CN108562918B - 基于相关移位BOC(n,n)无模糊度捕获方法及装置 - Google Patents

基于相关移位BOC(n,n)无模糊度捕获方法及装置 Download PDF

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CN108562918B CN201810385165.3A CN201810385165A CN108562918B CN 108562918 B CN108562918 B CN 108562918B CN 201810385165 A CN201810385165 A CN 201810385165A CN 108562918 B CN108562918 B CN 108562918B
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Abstract

本发明提供一种基于相关移位BOC(n,n)无模糊度捕获方法及装置，该方法包括获取同相和正交两路信号；得到奇、偶两个支路信号；对载波剥离后的复信号I+jQ取模，取模的结果与奇支路信号CO(t)相乘，经积分，得到
Figure DDA0001641992980000011
对
Figure DDA0001641992980000012
滞后
Figure DDA0001641992980000013
个采样点数取反得到
Figure DDA0001641992980000014
将
Figure DDA0001641992980000015
和
Figure DDA0001641992980000016
相乘，得到有边峰的检测量SOE；对SOE取模得到|SOE|，再将SOE和|SOE|相加，得到无模糊的检测量；将检测量与判决器设定的检测门限值比较大小，若检测值超过检测门限值，则认为信号被准确捕获；若检测值没有超过检测门限值，则认为信号没有被准确捕获，重复前述步骤。本发明基于拆分再构的思想，将本地BOC拆分成奇偶单元两路信号，对两路信号与接收信号的单元相关函数进行重构，在保留其窄相关主峰优点的同时，完全消除多峰性，并提高捕获灵敏度。

Description

基于相关移位BOC(n,n)无模糊度捕获方法及装置
技术领域
本发明属于卫星导航定位技术领域，具体涉及一种基于相关移位BOC(n,n)无模糊度捕获方法及装置。
背景技术
目前，全球各大卫星导航***为了充分利用频带资源，增强抗干扰能力，提出了一种新的调制方式---二进制偏移载波(BOC)调制。与BPSK调制相较，BOC调制的优点主要为两个方面：一是BOC调制先用方波子载波预调制伪随机码，使得信号频谱对称***于频带边缘，且分离的距离随调制阶数的变化而变化，充分利用有限的频谱资源，减少信号之间的干扰；二是其自相关函数存在更窄的相关主峰，利于提高捕获精度。BOC调制信号的主要缺点是，其自相关函数在主峰两侧±1个码片跨度内存在多峰性，在捕获过程中容易误捕到旁峰，造成捕获模糊度。消除误捕问题的方法主要分为频域处理和时域处理两类：频域处理比较典型的是BPSK LIKE法，将BOC信号看成多个BPSK信号的叠加，得到的检测峰为一个单峰，但是其相关主峰跨度被拉宽1码片，且边带滤波的处理造成信号能量的损失，增加接收机的复杂度；时域里最典型的是自相关边锋消除法(ASPeCT)，采用BOC(n,n)信号自相关函数的平方减去其与PRN序列互相关函数的平方，做边锋相消处理，有效抑制了相同码相位处的边峰，但是该算法对多峰性的消除并不完全，适用于BOC(n,n)信号。
发明内容
鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种适用BOC(n,n)信号的无模糊度捕获方法及装置，以解决现有技术中二进制偏移载波(BOC)调制技术的自相关函数拥有多个副峰进而引起信号捕获存在模糊性的问题。
为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种适用BOC(n,n)信号的无模糊度捕获方法，所述捕获方法包括以下步骤：
步骤一：获取离散时间的数字中频BOC信号，分别采用正交解调的方法将数字中频BOC信号与本地载波混频，得到同相I和正交Q两路信号；
步骤二：本地PRN序列调制副载波得到本地BOC信号，将本地BOC信号拆分为奇、偶两个支路信号，分别记为CO(t)与CE(t)；
步骤三：对载波剥离后的复信号I+jQ取模，取模的结果与奇支路信号CO(t)相乘，经积分，得到
Figure GDA0002447740080000021
步骤四：对
Figure GDA0002447740080000022
滞后
Figure GDA0002447740080000023
个采样点数取反得到
Figure GDA0002447740080000024
其TC为一个码片的宽度；
步骤五：将
Figure GDA0002447740080000025
和
Figure GDA0002447740080000026
相乘，得到有边峰的检测量SOE；
步骤六：对SOE取模得到|SOE|，再将SOE和|SOE|相加，得到无模糊的检测量V；
步骤七：将检测量V与判决器设定的检测门限值比较大小，若检测值超过检测门限值，则认为信号被准确捕获；若检测值没有超过检测门限值，则认为信号没有被准确捕获，重复步骤一至六。
优选地，该方法还包括步骤八：当发现存在定位所需卫星信号，通过GNSS接收机继续正常接收卫星信号，得到导航电文，实现定位；如果没有发现所需要的卫星信号，则更换卫星，重复步骤一至七。
优选地，所述的获取离散时间的数字中频BOC信号方法为：
接收卫星BOC信号；
所述BOC信号经过下变频生成中频信号，所述中频信号经数模转换成离散时间的数字中频BOC信号。
优选地，所述步骤二具体为：本地PRN序列调制副载波得到BOC码，将本地BOC信号的各码片等分，依次截取每一个伪随机码片前一半或者后一半的码片信息，拆分为奇、偶两个支路信号，分别记为CO(t)与CE(t)。
为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种基于相关移位BOC(n,n)无模糊度捕获装置，该捕获装置包括：
信号接收模块，用于获取离散时间的数字中频BOC信号，分别采用正交解调的方法将数字中频BOC信号与本地载波混频，得到同相I和正交Q两路信号；
信号拆分模块，用于将本地PRN序列调制副载波得到的本地BOC信号拆分为奇、偶两个支路信号，分别记为CO(t)与CE(t)；
积分模块，用于对载波剥离后的复信号I+jQ取模，取模的结果与奇支路信号CO(t)相乘，经积分，得到
Figure GDA0002447740080000027
取反模块，用于对
Figure GDA0002447740080000028
滞后
Figure GDA0002447740080000029
个采样点数取反得到
Figure GDA00024477400800000210
其TC为一个码片的宽度；
检测量获取模块I，用于将
Figure GDA0002447740080000031
和
Figure GDA0002447740080000032
相乘，得到有边峰的检测量SOE；
检测量获取模块II，用于对SOE取模得到|SOE|，再将SOE和|SOE|相加，得到无模糊的检测量V；
比较模块，用于将检测量V与判决器设定的检测门限值比较大小，若检测值超过检测门限值，则认为信号被准确捕获；若检测值没有超过检测门限值，则认为信号没有被准确捕获。
优选地，该装置还包括定位模块，用于当发现存在定位所需卫星信号，通过GNSS接收机继续正常接收卫星信号，得到导航电文，实现定位。
优选地，所述信号接收模块包括：
接收模块，适用于接收卫星BOC信号；
下变频模块，将所述BOC信号进行变频生成中频信号；
模数转换器，将所述中频信号转换成离散时间的数字中频BOC信号；
混频模块，采用正交解调的方法将数字中频BOC信号与本地载波混频，得到同相I和正交Q两路信号。
如上所述，本发明的一种适用BOC(n,n)信号的无模糊度捕获方法及装置，具有以下有益效果：
(1)本发明提出一种适用BOC(n,n)信号的无模糊度捕获方法，在捕获方式上，并没有采用传统的并行码相位的捕获方式，而是采用分段匹配滤波加FFT的方式，不仅节省了运算量，而且可以在几个工作时钟里完成捕获，这是并行码相位捕获方式必须接收1ms信号所达不到的效果。在算法上，基于拆分再构的思想，将本地BOC信号拆分成奇偶单元两路信号，对两路信号与接收信号的单元相关函数进行重构，在保留其窄相关主峰优点的同时，完全消除多峰性，并提高捕获灵敏度。这样避免了多峰性在捕获过程中引起的误捕和漏捕问题，从而提高BOC信号捕获精度和减少搜索时间。
(2)本发明提出的一种适用BOC(n,n)信号的无模糊度捕获方法，能满足BOC(n,n)信号、美国GPS卫星导航***L1C波段采用的时分复用TMBOC(6,1,4/33)信号和欧盟伽利略卫星导航***采用的码分CBOC(6,1,1/11)调制的Galileo E1信号的无模糊度捕获，即适用于当前各大卫星导航***中采用的主要BOC调制，保证了算法适用性广泛。
附图说明
图1为基于相关移位BOC(n,n)无模糊度捕获算法原理；
图2(a)为本地BOC(1,1)信号产生；
图2(b)为本地CBOC(6,1,1/11)信号产生；
图2(c)为本地TMBOC(6,1,4/33)信号产生；
图3为本地奇偶支路信号的产生；
图4(a)为BOC(1,1)相关移位函数的重构；
图4(b)CBOC(6,1,1/11)相关移位函数的重构；
图4(c)TMBOC(6,1,4/33)相关移位函数的重构；
图5检测概率与信噪比的曲线图；
图6BOC(1,1)信号相关移位函数的三维捕获结果；
图7四种捕获方法对BOC(1,1)捕获结果对比图；
图8四种方法峰均比对比图；
图9(a)为本发明捕获方法对BOC(1,1)信号的二维捕获结果图；
图9(b)为本发明捕获方法对CBOC(6,1,1/11，+)信号的二维捕获结果图；
图9(c)为本发明捕获方法对TMBOC(6,1,4/33)信号的二维捕获结果图。
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。
需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。
本发明提出一种基于相关移位BOC(n,n)无模糊度捕获方法，利用拆分再构的思想，将本地BOC信号拆分为奇、偶两个单元支路信号，对两条支路信号中的任意一条与接收BOC信号的互相关函数进行再构。
以BOC(n,n)调制信号为例，具体实施方案如下：
步骤一：接收卫星BOC信号经过下变频模块下变频成中频信号，然后经过模数(A/D)转换器将中频信号转变成离散时间的数字中频BOC信号，记为S(t)，分别采用正交解调的方法与本地载波混频，得到同相I和正交Q两路信号。可以将下变频变频后的数字中频信号可以表示为：
Figure GDA0002447740080000051
PS是输入信号的功率，C(t)是PRN码，D(t)是导航数据，τ是输入信号的码延迟，fD是输入信号的多普勒频率，fIF是中频，Sc(t)是副载波，n(t)为噪声项。
输入信号经过与本地载波混频，得到同相I和正交Q两路信号如下所示
I(t)＝S(t)[cos[2π(fIF+fD)t]+cos[2π(fIF+fD)Ts]]+n(t)
Q(t)＝S(t)[cos[2π(fIF+fD)t]+cos[2π(fIF+fD)Ts]]+n(t)
步骤二：本地PRN序列调制副载波得到BOC码，将本地BOC信号的各码片等分，依次截取每一个伪随机码片前一半或者后一半的码片信息，可以拆分为奇、偶两个支路信号，记为CO(t)与CE(t)。
本地PRN序列的数学模型：
Figure GDA0002447740080000052
式中：
Figure GDA0002447740080000058
是周期为TC、振幅为1的矩形脉冲，TC为一个码片的宽度，Ci是码片的符号，Ci∈(-1,1)。本地副载波用数学公式表示为：
Figure GDA0002447740080000053
Figure GDA0002447740080000054
是周期为Tsc的矩形脉冲，即一个副载波脉冲的宽度，振幅为1。dj是副载波的脉冲符号，M是一个PRN码片内的脉冲总数。对于BOC(1,1)信号而言，dj∈(-1,1)，
Figure GDA0002447740080000055
M＝2。利用上述两个数学模型，产生本地BOC(n,n)基带序列：
Figure GDA0002447740080000056
图2(a)为本地BOC(1,1)基带序列的产生，同理，可产生本地CBOC(6,1,1/11)和TMBOC(6,1,4/33)基带序列，如图2(b)和2(c)。由于副载波与PRN码序列是严格同步的，上式可以化简为：
Figure GDA0002447740080000057
以每个PRN码片长度为基准，按副载波的脉冲持续时间截取成相等的两个部分，前半部分加后半部分归零构奇支路BOC信号，前半部分取零加后半部分构成BOC偶支路信号。CO(t)代表奇支路部分，CE(t)代表偶支路部分。
Figure GDA0002447740080000061
Figure GDA0002447740080000062
Nc是一段时间内PRN码片的数量,do为以每个PRN码片长度为基准的前半个码片所对应的副载波脉冲符号，dE为以每个PRN码片长度为基准的后半个码片所对应的副载波脉冲符号，且do&dE∈dj。
图3为本地BOC(1,1)奇偶支路信号的产生示意图。
步骤三：对载波剥离后的复信号I+jQ取模，与本地BOC信号拆分得到的两个单元信号CO(t)或CE(t)之一相乘，经积分，分别得到
Figure GDA0002447740080000063
和
Figure GDA0002447740080000064
Figure GDA0002447740080000065
Figure GDA0002447740080000066
式中，Ro(τ)为奇路信号与接收信号的相关函数，RE(τ)为偶路信号与接收信号的相关函数。
步骤四：对
Figure GDA0002447740080000067
滞后
Figure GDA0002447740080000068
个采样点数取反得到
Figure GDA0002447740080000069
(或对
Figure GDA00024477400800000610
超前
Figure GDA00024477400800000611
个采样点数取反得到
Figure GDA00024477400800000612
)，，其TC为一个码片的宽度，此处经计算
Figure GDA00024477400800000613
步骤五：将积分结果
Figure GDA00024477400800000614
和
Figure GDA00024477400800000615
相乘，得到有边峰的检测量记为SOE。
Figure GDA00024477400800000616
和
Figure GDA00024477400800000617
可简化为：
Figure GDA00024477400800000618
Figure GDA00024477400800000619
SE是
Figure GDA00024477400800000620
的信号部分,SO是
Figure GDA00024477400800000621
的信号部分,两式相乘可以得到SOE
SOE＝[SE(Δτ,ΔfD)+NE]×[SO(Δτ,ΔfD)+NO]
＝SE(Δτ,ΔfD)×SO(Δτ,ΔfD)+
SE(Δτ,ΔfD)×NO+
SO(Δτ,ΔfD)×NE+
NE×NO
步骤六：按照重构规则对SOE取模，得到|SOE|，再将SOE和|SOE|相加，得到无模糊的检测量记为V。
V＝(|SOE|)+(SOE)
图4(a)、4(b)、4(c)分别为BOC(1,1)、CBOC(6,1,1/11)、TMBOC(6,1,4/33)奇偶关联函数的重构示意图。
步骤七：将检测量V与判决器设定的检测门限值比较大小，若检测值超过检测门限值，则认为信号被准确捕获，得出定位所需要的卫星信号是否存在于接收中频输入信号中的结论。若检测值没有超过检测门限值，则认为信号没有被准确捕获，重复步骤一至六。
步骤八：当发现存在定位所需卫星信号，通过GNSS接收机继续正常接收卫星信号，得到导航电文，实现定位；如果没有发现所需要的卫星信号，则更换卫星，重复步骤一至七。
假设输入BOC(1,1)信号，捕获判定的依据为不同信噪比下最大值出现的位置与伪码偏移位置的误差在正负四分之一个码片内，本发明方法、本发明取模相加之前的方法、ASPeCT及BPSK-LIKE法的检测概率曲线如图5所示。若以90％的检测概率为标准，从图中可以看出，检测概率与ASPeCT方法基本相同，优于BPSK-LIKE方法1dB左右且优于CSSPeCT取模相加之前的方法0.5dB左右。
本发明算法与本发明取模相加之前的方法、传统ASPeCT、BPSK-LIKE捕获方法捕获结果对比，如图7。仿真结果表明，可以直观地看出CSSPeCT方法明显优于CSSPeCT取模相加之前、ASPeCT和BPSK-LIKE方法。在主峰跨度方面，CSSPeCT方法主峰跨度为20个采样点(半个码片宽度)同其取模相加之前的方法和ASPeCT方法并且优于BPSK-LIKE方法(80个采样点，即2个码片宽度)；而峰值方面也明显同CSSPeCT取模相加之前的方法和ASPeCT方法且高于BPSK-LIKE方法10％。与CSSPeCT取模相加之前的方法和ASPeCT方法不同点在于CSSPeCT方法完全消除了副峰的影响而ASPeCT方法和CSSPeCT取模相加之前的方法仍有两个较小的副峰。值得注意的是CSSPeCT取模相加之前的方法和ASPeCT方法最终函数基本相同。图8是四种方法峰均比对比图。将信号的最终相关函数的峰值与均值作比，从图中可以看出，新的捕获方法要优于另外三种方法，这样可以更好的提高捕获概率。
根据上述实施例，本发明还提出一种基于相关移位BOC(n,n)无模糊度捕获装置，该捕获装置包括：信号接收模块、信号拆分模块、积分模块、取反模块、检测量获取模块I、检测量获取模块II、比较模块和定位模块。
具体地，信号接收模块，用于获取离散时间的数字中频BOC信号，分别采用正交解调的方法将数字中频BOC信号与本地载波混频，得到同相I和正交Q两路信号。
于本实施例中，所述信号接收模块包括：
接收模块，适用于接收卫星BOC信号；下变频模块，将所述BOC信号进行变频生成中频信号；模数转换器，将所述中频信号转换成离散时间的数字中频BOC信号；混频模块，采用正交解调的方法将数字中频BOC信号与本地载波混频，得到同相I和正交Q两路信号。
具体地，可以将下变频变频后的数字中频信号可以表示为：
Figure GDA0002447740080000081
PS是输入信号的功率，C(t)是PRN码，D(t)是导航数据，τ是输入信号的码延迟，fD是输入信号的多普勒频率，fIF是中频，Sc(t)是副载波，n(t)为噪声项。
输入信号经过与本地载波混频，得到同相I和正交Q两路信号如下所示
I(t)＝S(t)[cos[2π(fIF+fD)t]+cos[2π(fIF+fD)Ts]]+n(t)
Q(t)＝S(t)[cos[2π(fIF+fD)t]+cos[2π(fIF+fD)Ts]]+n(t)。
所述信号拆分模块，用于将本地PRN序列调制副载波得到的本地BOC信号拆分为奇、偶两个支路信号，分别记为CO(t)与CE(t)。
具本地，本地PRN序列调制副载波得到BOC码，将本地BOC信号的各码片等分，依次截取每一个伪随机码片前一半或者后一半的码片信息，可以拆分为奇、偶两个支路信号，记为CO(t)与CE(t)。
本地PRN序列的数学模型：
Figure GDA0002447740080000082
式中：
Figure GDA0002447740080000083
是周期为TC、振幅为1的矩形脉冲，TC为一个码片的宽度，Ci是码片的符号，Ci∈(-1,1)。本地副载波用数学公式表示为：
Figure GDA0002447740080000084
Figure GDA0002447740080000091
是周期为Tsc的矩形脉冲，即一个副载波脉冲的宽度，振幅为1。dj是副载波的脉冲符号，M是一个PRN码片内的脉冲总数。对于BOC(1,1)信号而言，dj∈(-1,1)，
Figure GDA0002447740080000092
M＝2。利用上述两个数学模型，产生本地BOC(n,n)基带序列：
Figure GDA0002447740080000093
图2(a)为本地BOC(1,1)基带序列的产生，同理，可产生本地CBOC(6,1,1/11)和TMBOC(6,1,4/33)基带序列，如图2(b)和2(c)。由于副载波与PRN码序列是严格同步的，上式可以化简为：
Figure GDA0002447740080000094
以每个PRN码片长度为基准，按副载波的脉冲持续时间截取成相等的两个部分，前半部分加后半部分归零构奇支路BOC信号，前半部分取零加后半部分构成BOC偶支路信号。CO(t)代表奇支路部分，CE(t)代表偶支路部分。
Figure GDA0002447740080000095
Figure GDA0002447740080000096
Nc是一段时间内PRN码片的数量,do为以每个PRN码片长度为基准的前半个码片所对应的副载波脉冲符号，dE为以每个PRN码片长度为基准的后半个码片所对应的副载波脉冲符号，且do&dE∈dj。
图3为本地BOC(1,1)奇偶支路信号的产生示意图。
所述积分模块，用于对载波剥离后的复信号I+jQ取模，取模的结果与奇支路信号CO(t)相乘，经积分，得到
Figure GDA0002447740080000097
具体地，对载波剥离后的复信号I+jQ取模，与本地BOC信号拆分得到的两个单元信号CO(t)或CE(t)之一相乘，经积分，分别得到
Figure GDA0002447740080000098
和
Figure GDA0002447740080000099
Figure GDA00024477400800000910
Figure GDA00024477400800000911
式中，Ro(τ)为奇路信号与接收信号的相关函数，RE(τ)为偶路信号与接收信号的相关函数。
所述取反模块，用于对
Figure GDA0002447740080000101
滞后
Figure GDA0002447740080000102
个采样点数取反得到
Figure GDA0002447740080000103
其TC为一个码片的宽度；
具体地，对
Figure GDA0002447740080000104
滞后
Figure GDA0002447740080000105
个采样点数取反得到
Figure GDA0002447740080000106
(或对
Figure GDA0002447740080000107
超前
Figure GDA0002447740080000108
个采样点数取反得到
Figure GDA0002447740080000109
)，此处经计算
Figure GDA00024477400800001010
所述检测量获取模块I，用于将
Figure GDA00024477400800001011
和
Figure GDA00024477400800001012
相乘，得到有边峰的检测量SOE。
具体地，将积分结果
Figure GDA00024477400800001013
和
Figure GDA00024477400800001014
相乘，得到有边峰的检测量记为SOE。
Figure GDA00024477400800001015
和
Figure GDA00024477400800001016
可简化为：
Figure GDA00024477400800001017
Figure GDA00024477400800001018
SE是
Figure GDA00024477400800001019
的信号部分,SO是
Figure GDA00024477400800001020
的信号部分,两式相乘可以得到SOE
SOE＝[SE(Δτ,ΔfD)+NE]×[SO(Δτ,ΔfD)+NO]
＝SE(Δτ,ΔfD)×SO(Δτ,ΔfD)+
SE(Δτ,ΔfD)×NO+
SO(Δτ,ΔfD)×NE+
NE×NO
所述检测量获取模块II，用于对SOE取模得到|SOE|，再将SOE和|SOE|相加，得到无模糊的检测量V。
具体地，按照重构规则对SOE取模，得到|SOE|，再将SOE和|SOE|相加，得到无模糊的检测量记为V。
V＝(|SOE|)+(SOE)
图4(a)、4(b)、4(c)分别为BOC(1,1)、CBOC(6,1,1/11)、TMBOC(6,1,4/33)奇偶关联函数的重构示意图。
所述比较模块，用于将检测量V与判决器设定的检测门限值比较大小，若检测值超过检测门限值，则认为信号被准确捕获，得出定位所需要的卫星信号是否存在于接收中频输入信号中的结论。若检测值没有超过检测门限值，则认为信号没有被准确捕获。
定位模块，用于当发现存在定位所需卫星信号，通过GNSS接收机继续正常接收卫星信号，得到导航电文，实现定位。
上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (7)

1.一种基于相关移位BOC(n,n)无模糊度捕获方法，其特征在于，所述捕获方法包括以下步骤：
步骤一：获取离散时间的数字中频BOC信号，分别采用正交解调的方法将数字中频BOC信号与本地载波混频，得到同相I和正交Q两路信号；
步骤二：本地PRN序列调制副载波得到本地BOC信号，将本地BOC信号拆分为奇、偶两个支路信号，分别记为CO(t)与CE(t)；
步骤三：对载波剥离后的复信号I+jQ取模，取模的结果与奇支路信号CO(t)相乘，经积分，得到
Figure FDA0002447740070000011
步骤四：对
Figure FDA0002447740070000012
滞后
Figure FDA0002447740070000013
个采样点数取反得到
Figure FDA0002447740070000014
其TC为一个码片的宽度；
步骤五：将
Figure FDA0002447740070000015
和
Figure FDA0002447740070000016
相乘，得到有边峰的检测量SOE；
步骤六：对SOE取模得到|SOE|，再将SOE和|SOE|相加，得到无模糊的检测量V；
步骤七：将检测量V与判决器设定的检测门限值比较大小，若检测值超过检测门限值，则认为信号被准确捕获；若检测值没有超过检测门限值，则认为信号没有被准确捕获，重复步骤一至六。
2.根据权利要求1所述的一种基于相关移位BOC(n,n)无模糊度捕获方法，其特征在于，该方法还包括步骤八：当发现存在定位所需卫星信号，通过GNSS接收机继续正常接收卫星信号，得到导航电文，实现定位；如果没有发现所需要的卫星信号，则更换卫星，重复步骤一至七。
3.根据权利要求1所述的一种基于相关移位BOC(n,n)无模糊度捕获方法，其特征在于，所述的获取离散时间的数字中频BOC信号方法为：
接收卫星BOC信号；
所述BOC信号经过下变频生成中频信号，所述中频信号经数模转换成离散时间的数字中频BOC信号。
4.根据权利要求1所述的一种基于相关移位BOC(n,n)无模糊度捕获方法，其特征在于，所述步骤二具体为：本地PRN序列调制副载波得到BOC码，将本地BOC信号的各码片等分，依次截取每一个伪随机码片前一半或者后一半的码片信息，拆分为奇、偶两个支路信号，分别记为CO(t)与CE(t)。
5.一种基于相关移位BOC(n,n)无模糊度捕获装置，其特征在于，该捕获装置包括：
信号接收模块，用于获取离散时间的数字中频BOC信号，分别采用正交解调的方法将数字中频BOC信号与本地载波混频，得到同相I和正交Q两路信号；
信号拆分模块，用于将本地PRN序列调制副载波得到的本地BOC信号拆分为奇、偶两个支路信号，分别记为CO(t)与CE(t)；
积分模块，用于对载波剥离后的复信号I+jQ取模，取模的结果与奇支路信号CO(t)相乘，经积分，得到
Figure FDA0002447740070000021
取反模块，用于对
Figure FDA0002447740070000022
滞后
Figure FDA0002447740070000023
个采样点数取反得到
Figure FDA0002447740070000024
其TC为一个码片的宽度；
检测量获取模块I，用于将
Figure FDA0002447740070000025
和
Figure FDA0002447740070000026
相乘，得到有边峰的检测量SOE；
检测量获取模块II，用于对SOE取模得到|SOE|，再将SOE和|SOE|相加，得到无模糊的检测量V；
比较模块，用于将检测量V与判决器设定的检测门限值比较大小，若检测值超过检测门限值，则认为信号被准确捕获；若检测值没有超过检测门限值，则认为信号没有被准确捕获。
6.根据权利要求5所述的一种基于相关移位BOC(n,n)无模糊度捕获装置，其特征在于，该装置还包括定位模块，用于当发现存在定位所需卫星信号，通过GNSS接收机继续正常接收卫星信号，得到导航电文，实现定位。
7.根据权利要求5所述的一种基于相关移位BOC(n,n)无模糊度捕获装置，其特征在于，所述信号接收模块包括：
接收模块，适用于接收卫星BOC信号；
下变频模块，将所述BOC信号进行变频生成中频信号；
模数转换器，将所述中频信号转换成离散时间的数字中频BOC信号；
混频模块，采用正交解调的方法将数字中频BOC信号与本地载波混频，得到同相I和正交Q两路信号。
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