JP5193789B2 - High-frequency transmission line substrate - Google Patents
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Description
本発明は、グランデッドコプレナ線路部とマイクロストリップ線路部の接続部を有する高周波用伝送線路基板に係り、特に、接続部における伝送特性の低下を抑えることが可能な高周波用伝送線路基板に関する。 The present invention relates to a high-frequency transmission line substrate having a connection portion between a grounded coplanar line portion and a microstrip line portion, and more particularly to a high-frequency transmission line substrate capable of suppressing a decrease in transmission characteristics at the connection portion.
各種の電子部品を相互に接続するために、マイクロストリップ線路やコプレナ線路が用いられることがある（図５参照）。ここで、図５（ａ）乃至（ｃ）はそれぞれマイクロストリップ線路、コプレナ線路及びグランデッドコプレナ線路の一般的な構成を模式的に示す断面図である。
マイクロストリップ線路は、例えば、図５（ａ）に示すように誘電体基材５１の両面に導体箔等が被着された構造となっている。すなわち、この導体箔がそれぞれ信号線導体５２ａ及び接地導体５３ａを構成している。一方、コプレナ線路は、図５（ｂ）に示すように誘電体基材５１の片面に導体箔等を被着させることにより形成される。なお、この導体箔は、それぞれ接地導体５３ｂ及び信号線導体５２ｂとなる。そして、図５（ｃ）に示すように、上記コプレナ線路において接地導体５３ｂ及び信号線導体５２ｂが形成されていない側の誘電体基材５１の面にグランド層として接地導体５３ａが形成され、この接地導体５３ａが接地導体５３ｂにビアを介して電気的に接続されているものを、特に、グランデッドコプレナ線路という。
A microstrip line or a coplanar line may be used to connect various electronic components to each other (see FIG. 5). Here, FIGS. 5A to 5C are cross-sectional views schematically showing general configurations of a microstrip line, a coplanar line, and a grounded coplanar line, respectively.
For example, the microstrip line has a structure in which a conductive foil or the like is attached to both surfaces of a dielectric substrate 51 as shown in FIG. That is, the conductor foils constitute the signal line conductor 52a and the ground conductor 53a, respectively. On the other hand, the coplanar line is formed by depositing a conductor foil or the like on one surface of the dielectric substrate 51 as shown in FIG. The conductor foils become the ground conductor 53b and the signal line conductor 52b, respectively. As shown in FIG. 5C, a ground conductor 53a is formed as a ground layer on the surface of the dielectric base 51 on the side where the ground conductor 53b and the signal line conductor 52b are not formed in the coplanar line. One in which the ground conductor 53a is electrically connected to the ground conductor 53b through a via is particularly referred to as a grounded coplanar line.
ここで、マイクロストリップ線路の特性インピーダンスについて説明する。図５（ａ）に示したマイクロストリップ線路において、誘電体基材５１の比誘電率及び厚さをそれぞれεｒ及びＨ（単位：ミル＝０．００１インチ）とし、信号線導体５２ａの幅及び厚さをそれぞれＷ（単位：ミル）及びＴ（単位：ミル）とすると、マイクロストリップ線路の特性インピーダンスＺ０は次式で表される。 Here, the characteristic impedance of the microstrip line will be described. In the microstrip line shown in FIG. 5 (a), the dielectric constant and thickness, respectively epsilon r and H (unit: Mill = 0.001 inch) of the dielectric substrate 51 and then, the width of the signal line conductors 52a and When the thicknesses are W (unit: mil) and T (unit: mil), the characteristic impedance Z 0 of the microstrip line is expressed by the following equation.
式（１）に示されるように、信号線導体５２ａの幅Ｗや厚さＴの値が大きいほど、マイクロストリップ線路の特性インピーダンスＺ０（Ω）は小さくなる。なお、マイクロストリップ線路の特性インピーダンスＺ０は、設計や測定において基準として使用される値、例えば、５０Ωに設定されることが多い。 As shown in Expression (1), the characteristic impedance Z 0 (Ω) of the microstrip line decreases as the values of the width W and thickness T of the signal line conductor 52a increase. The characteristic impedance Z 0 of the microstrip line is often set to a value used as a reference in design and measurement, for example, 50Ω.
マイクロストリップ線路とグランデッドコプレナ線路との変換部は、伝送される信号の周波数が高い場合、特性インピーダンスの不整合により反射が増大し、伝送特性が悪化してしまうという課題がある。そこで、このような課題を解決するべく、従来、様々な研究や開発が行われており、それに関して既にいくつかの発明や考案が開示されている。 When the frequency of the transmitted signal is high, the conversion unit between the microstrip line and the grounded coplanar line has a problem in that reflection increases due to mismatch of characteristic impedance, and transmission characteristics deteriorate. In order to solve such problems, various researches and developments have been conducted in the past, and some inventions and devices have already been disclosed.
例えば、特許文献１には、マイクロストリップ線路とコプレナ線路の変換部における反射と挿入損失を大幅に低減することが可能な「線路変換器」に関する発明が開示されている。
特許文献１に開示された発明は、片端の幅が徐々に減少してコプレナ線路幅に一致するとともに、他端の幅がマイクロストリップ線路幅に一致する中心導体と、接地導体とを有する第２コプレナ線路を備えたことを特徴としている。
このような構成によれば、信号の伝搬モードを徐々に変換させることが可能である。この場合、急激なモード変換に伴う損失が発生しない。また、中心導体と接地導体の離間距離を調節することにより第２コプレナ線路の特性インピーダンスをマイクロストリップ線路及びコプレナ線路の特性インピーダンスに略整合させることができる。これにより、反射が大幅に低減される。
For example, Patent Document 1 discloses an invention relating to a “line converter” that can significantly reduce reflection and insertion loss in a conversion unit between a microstrip line and a coplanar line.
The invention disclosed in Patent Document 1 has a second conductor having a center conductor whose width at one end gradually decreases to match the width of the coplanar line, and whose width at the other end matches the width of the microstrip line, and a ground conductor. It features a coplanar track.
According to such a configuration, the signal propagation mode can be gradually changed. In this case, there is no loss associated with rapid mode conversion. Further, the characteristic impedance of the second coplanar line can be substantially matched to the characteristic impedance of the microstrip line and the coplanar line by adjusting the distance between the center conductor and the ground conductor. This significantly reduces reflection.
特許文献２には、中心導体と、その両側に所定の間隔をあけて形成される第1グランド層と、中心導体が形成される面に平行な他の面に設けられる第2グランド層とからなるグランデッドコプレナ線路を、ストリップ導体と、第2グランド層とからなるマイクロストリップ線路に変換するための線路において、グランデッドコプレナ線路からマイクロストリップ線路にミリ波信号を伝送する場合に、挿入損失を小さく抑えることが可能な高周波用の「変換線路」に関する発明が開示されている。
特許文献２に開示された発明は、中心導体よりもストリップ導体の線幅を大きくし、ストリップ導体に向かって線幅が徐々に拡がるテーパ導体部をストリップ導体と中心導体の接続部に設け、テーパ導体部の縁からの距離がグランデッドコプレナ線路に向けて徐々に拡がるように形成されたテーパグランド層をテーパ導体部の両側に設け、テーパグランド層の拡がり起点をテーパ導体部の拡がり起点よりもグランデッドコプレナ線路側にずらしたことを特徴としている。
このような構造によれば、テーパ導体部の特性インピーダンス変化を小さく抑えながらコプレナ線路としての性質を徐々に小さくすることができる。従って、ミリ波の高周波領域でも信号の反射と挿入損失を小さくすることが可能である。
In the invention disclosed in Patent Document 2, a taper conductor portion in which the line width of the strip conductor is larger than that of the center conductor and the line width gradually increases toward the strip conductor is provided at the connection portion between the strip conductor and the center conductor. Tapered ground layers are formed on both sides of the taper conductor so that the distance from the edge of the conductor gradually increases toward the grounded coplanar line. Is also characterized by being shifted to the grounded coplanar track side.
According to such a structure, the properties as a coplanar line can be gradually reduced while suppressing a change in characteristic impedance of the tapered conductor portion. Therefore, it is possible to reduce signal reflection and insertion loss even in the millimeter wave high frequency region.
グランデッドコプレナ線路において接地導体とグランド層がビア（以下、ＧＮＤビアという。）によって導通されている場合、ＧＮＤビアがインダクタンス成分となる。従って、ＧＮＤビアがマイクロストリップ線路との変換部付近に設けられていると、その部分で特性インピーダンスが大きくなってしまう。その結果、グランデッドコプレナ線路とマイクロストリップ線路の変換部において特性インピーダンスが不整合となる。このような課題に対して、上述の従来技術である特許文献１においては、何ら解決策が提示されていない。すなわち、特許文献１に開示された発明においては、マイクロストリップ線路との変換部付近にＧＮＤビアが存在している場合、グランデッドコプレナ線路とマイクロストリップ線路の特性インピーダンスが不整合となるという課題があった。 In the grounded coplanar line, when the ground conductor and the ground layer are electrically connected by a via (hereinafter referred to as a GND via), the GND via becomes an inductance component. Therefore, if the GND via is provided in the vicinity of the conversion portion with the microstrip line, the characteristic impedance becomes large at that portion. As a result, the characteristic impedance is mismatched at the conversion part of the grounded coplanar line and the microstrip line. For such a problem, Patent Document 1 which is the above-described prior art does not provide any solution. That is, in the invention disclosed in Patent Document 1, when the GND via exists in the vicinity of the conversion portion with the microstrip line, the characteristic impedance of the grounded coplanar line and the microstrip line is mismatched. was there.
また、特許文献２に開示された発明においても、グランデッドコプレナ線路とマイクロストリップ線路の接続部付近にＧＮＤビアが存在している場合、特性インピーダンスの不整合が生じるという課題があった。 The invention disclosed in Patent Document 2 also has a problem that characteristic impedance mismatch occurs when a GND via exists in the vicinity of the connection between the grounded coplanar line and the microstrip line.
本発明はかかる従来の事情に対処してなされたものであり、グランデッドコプレナ線路とマイクロストリップ線路との変換部付近にＧＮＤビアが存在している場合に、変換部における特性インピーダンスの上昇を抑えて伝送特性の低下を防ぐことが可能な高周波用伝送線路基板を提供することを目的とする。 The present invention has been made in response to such a conventional situation. When a GND via exists in the vicinity of the conversion portion between the grounded coplanar line and the microstrip line, the characteristic impedance in the conversion portion is increased. An object of the present invention is to provide a high-frequency transmission line substrate that can be suppressed to prevent deterioration of transmission characteristics.
上記目的を達成するため、請求項１記載の発明である高周波用伝送線路基板は、誘電性を有する基材の一方の面に形成される第一の信号線導体及び接地導体と、基材の他方の面に形成されるグランド層と、このグランド層と接地導体を導通させる複数のＧＮＤビアとを有するグランデッドコプレナ線路と、第一の信号線導体に変換部を介して接続される第二の信号線導体と、グランド層とを有するマイクロストリップ線路と、変換部の近傍において第二の信号線導体の幅が広くなるように形成される容量パターンとを備え、ＧＮＤビアのいずれかが変換部の近傍に設けられ、容量パターンは、変換部の最も近くに配置されたＧＮＤビアから第二の信号線導体に対して平行に測定した距離が基材の厚さ以下となるような領域内に設けられることを特徴とするものである。
上記構成の高周波用伝送線路基板においては、容量パターンがＧＮＤビア自身のインダクタンスに起因して発生する変換部近傍での特性インピーダンスの上昇を小さく抑えるという作用を有する。
In order to achieve the above object, a high-frequency transmission line substrate according to the first aspect of the present invention includes a first signal line conductor and a ground conductor formed on one surface of a dielectric substrate, A grounded coplanar line having a ground layer formed on the other surface, and a plurality of GND vias for conducting the ground layer and the ground conductor, and a first signal line conductor connected to the first signal line conductor via a converter. A microstrip line having two signal line conductors and a ground layer, and a capacitance pattern formed so that the width of the second signal line conductor is widened in the vicinity of the converter, and any of the GND vias The capacitance pattern is provided in the vicinity of the conversion unit , and the capacitance pattern is an area in which the distance measured in parallel to the second signal line conductor from the GND via disposed closest to the conversion unit is equal to or less than the thickness of the substrate. Rukoto provided within It is an feature.
The high-frequency transmission line substrate having the above-described configuration has an effect of suppressing the increase in characteristic impedance in the vicinity of the conversion unit, which is generated due to the inductance of the GND via itself in the capacitance pattern.
本発明の請求項１に記載の高周波用伝送線路基板によれば、変換部の近傍にＧＮＤビアが配置されている場合でも変換部においてマイクロストリップ線路とグランデッドコプレナ線路の特性インピーダンスを整合させることにより、変換部における伝送特性の低下を確実に防ぐことができる。 According to the high-frequency transmission line substrate of the present invention, even when the GND via is disposed in the vicinity of the conversion unit, the characteristic impedance of the microstrip line and the grounded coplanar line is matched in the conversion unit. As a result, it is possible to reliably prevent a decrease in transmission characteristics in the conversion unit .
以下に、本発明の最良の実施の形態に係る高周波用伝送線路基板の実施例について図１乃至図４を用いて説明する。 Examples of the high-frequency transmission line substrate according to the best mode of the present invention will be described below with reference to FIGS.
図１（ａ）は本発明の実施の形態に係る高周波用伝送線路基板の実施例の主要部の平面図であり、（ｂ）は同図（ａ）のＸ−Ｘ線矢視断面の拡大図である。
図１（ａ）及び（ｂ）に示すように、本実施例の高周波用伝送線路基板１は、セラミックやプラスチック等の誘電体を一枚又は複数枚積層して形成される基材２と、その表面２ａに形成される信号線導体３と、信号線導体３を挟んで対称に形成される一対の接地導体４，４と、基材２の裏面２ｂに対して島状あるいは略全面にべたパターンとして形成される接地導体５とを備えている。また、基材２には接地導体４，４から接地導体５に向けて複数の貫通孔２ｃがそれぞれ穿設されている。貫通孔２ｃの内壁面には金属導体１０が接合されてＧＮＤビア１１を構成しており、このビアを介して接地導体４，４と接地導体５は互いに電気的に接続されている。すなわち、信号線導体３のうち接地導体４，４に挟まれた部分は、接地導体４，４及び接地導体５とともにグランデッドコプレナ線路６を構成している。また、信号線導体３のうち接地導体４，４に挟まれない部分は、接地導体５とともにマイクロストリップ線路７を構成している。そして、マイクロストリップ線路７には、グランデッドコプレナ線路６との変換部８の近傍に容量パターン９が形成されている。なお、容量パターン９は、高周波用伝送線路基板１を平面視して変換部８に最も近いＧＮＤビア１１からマイクロストリップ線路７に対して平行に測定した距離Ｌが基材２の厚さ以下となるような領域内に設けられている。また、容量パターン９の長さ及び幅は、それぞれＬｐ及びＷｐである。
Fig.1 (a) is a top view of the principal part of the Example of the high-frequency transmission line board | substrate which concerns on embodiment of this invention, (b) is an expansion of the XX arrow cross section of the figure (a). FIG.
As shown in FIGS. 1A and 1B, a high-frequency transmission line substrate 1 of this embodiment includes a base material 2 formed by laminating one or a plurality of dielectric materials such as ceramic and plastic, The signal line conductor 3 formed on the front surface 2a, the pair of ground conductors 4 and 4 formed symmetrically across the signal line conductor 3, and the back surface 2b of the base member 2 are island-shaped or substantially entirely covered. And a ground conductor 5 formed as a pattern. Further, a plurality of through holes 2 c are formed in the base material 2 from the ground conductors 4 and 4 toward the ground conductor 5. A metal conductor 10 is joined to the inner wall surface of the through hole 2c to form a GND via 11. The ground conductors 4, 4 and the ground conductor 5 are electrically connected to each other through the via. That is, a portion of the signal line conductor 3 sandwiched between the ground conductors 4 and 4 constitutes a grounded coplanar line 6 together with the ground conductors 4 and 4 and the ground conductor 5. A portion of the signal line conductor 3 that is not sandwiched between the ground conductors 4 and 4 constitutes a microstrip line 7 together with the ground conductor 5. In the microstrip line 7, a capacitance pattern 9 is formed in the vicinity of the conversion unit 8 with the grounded coplanar line 6. The capacitance pattern 9 is such that the distance L measured in parallel with the microstrip line 7 from the GND via 11 closest to the conversion unit 8 in plan view of the high-frequency transmission line substrate 1 is equal to or less than the thickness of the substrate 2. It is provided in such a region. The length and width of the capacitance pattern 9 are L p and W p , respectively.
式（１）を用いて既に説明したように、信号線導体の幅が広いほど、マイクロストリップ線路の特性インピーダンスＺ０が小さくなる。そして、上記構造の高周波用伝送線路基板１では、容量パターン９によりマイクロストリップ線路７を構成する信号線導体３の幅が変換部８の近傍で長さＬｐにわたって広くなっている。従って、高周波用伝送線路基板１においては、変換部８の近傍でマイクロストリップ線路７の特性インピーダンスが小さくなるという作用を有する。これにより、ＧＮＤビア１１のインダクタンスに起因して発生する特性インピーダンスの上昇が小さく抑えられる。なお、本実施例では、容量パターン９を、高周波用伝送線路基板１を平面視して変換部８に最も近いＧＮＤビア１１からマイクロストリップ線路７に対して平行に測定した距離Ｌが基材２の厚さ以下となるような領域内に設けることとしている。この場合、後述するように、容量パターン９による上述の作用が一層確実に発揮される。 As already described using Equation (1), the characteristic impedance Z 0 of the microstrip line decreases as the width of the signal line conductor increases. In the high-frequency transmission line substrate 1 having the above structure, the width of the signal line conductor 3 constituting the microstrip line 7 is widened by the capacitance pattern 9 over the length L p in the vicinity of the conversion unit 8. Therefore, the high-frequency transmission line substrate 1 has an effect that the characteristic impedance of the microstrip line 7 is reduced in the vicinity of the conversion unit 8. As a result, an increase in characteristic impedance caused by the inductance of the GND via 11 is suppressed to a small level. In the present embodiment, the distance L obtained by measuring the capacitance pattern 9 in parallel with the microstrip line 7 from the GND via 11 closest to the converter 8 in a plan view of the high-frequency transmission line substrate 1 is the base material 2. It is supposed to be provided in a region where the thickness is equal to or less than the thickness of the film. In this case, as described later, the above-described action by the capacity pattern 9 is more reliably exhibited.
以上説明したように、本実施例の高周波用伝送線路基板１によれば、変換部８の近傍に配置されたＧＮＤビア１１のインダクタンスの影響を抑えて、変換部８においてマイクロストリップ線路７とグランデッドコプレナ線路６の特性インピーダンスを整合させることが可能である。これにより、変換部８における伝送特性の低下を防止することができる。なお、本実施例では、高周波用伝送線路基板１を平面視して変換部８に最も近いＧＮＤビア１１からマイクロストリップ線路７に対して平行に測定した距離Ｌが基材２の厚さ以下となるような領域内に容量パターン９が設けられている。すなわち、本実施例の高周波用伝送線路基板１は、変換部８において伝送特性の低下を防ぐという上述の効果がより確実に発揮される構造となっている。 As described above, according to the high-frequency transmission line substrate 1 of the present embodiment, the influence of the inductance of the GND via 11 disposed in the vicinity of the conversion unit 8 is suppressed, and the microstrip line 7 and the ground in the conversion unit 8 are suppressed. The characteristic impedance of the dead coplanar line 6 can be matched. Thereby, it is possible to prevent the transmission characteristics in the conversion unit 8 from being deteriorated. In the present embodiment, the distance L measured in parallel to the microstrip line 7 from the GND via 11 closest to the converter 8 in a plan view of the high-frequency transmission line substrate 1 is equal to or less than the thickness of the substrate 2. A capacitance pattern 9 is provided in such a region. That is, the high-frequency transmission line substrate 1 of the present embodiment has a structure in which the above-described effect of preventing deterioration of transmission characteristics in the conversion unit 8 is more reliably exhibited.
一般に、高周波用伝送線路基板における変換部の伝送特性は、散乱行列（Ｓ行列）の要素（Ｓパラメータ）の一つである反射係数Ｓ１１を用いて表現することができる。そこで、本実施例の高周波用伝送線路基板１について、反射係数Ｓ１１と前述の特性インピーダンスを数値解析によって求めた。以下、その結果について図２乃至図４を用いて説明する。なお、比較のため、従来技術の高周波用伝送線路基板５０（図２参照）についても同様の数値解析を行った。
図２は従来技術の高周波用伝送線路基板５０の主要部の平面図である。また、図３及び図４は本実施例の高周波用伝送線路基板１及び従来技術の高周波用伝送線路基板５０について伝送特性（反射係数Ｓ１１）及びＴＤＲ（Ｔｉｍｅ Ｄｏｍａｉｎ Ｒｅｆｌｅｃｔｏｍｅｔｒｙ：時間軸反射率)波形をそれぞれ数値解析によって求めた結果を示している。なお、図１に示した構成要素については同一の符号を付して、その説明を省略する。
In general, the transmission characteristics of the conversion unit in the high-frequency transmission line substrate can be expressed using a reflection coefficient S11 that is one of the elements (S parameters) of the scattering matrix (S matrix). Therefore, the reflection coefficient S11 and the above-described characteristic impedance were obtained by numerical analysis for the high-frequency transmission line substrate 1 of this example. Hereinafter, the results will be described with reference to FIGS. For comparison, the same numerical analysis was performed on the conventional high-frequency transmission line substrate 50 (see FIG. 2).
FIG. 2 is a plan view of the main part of a high-frequency transmission line substrate 50 of the prior art. 3 and 4 show transmission characteristics (reflection coefficient S11) and TDR (Time Domain Reflectometry) waveforms for the high-frequency transmission line substrate 1 of the present embodiment and the high-frequency transmission line substrate 50 of the prior art. The results obtained by numerical analysis are shown. In addition, about the component shown in FIG. 1, the same code | symbol is attached | subjected and the description is abbreviate | omitted.
本実施例では、高周波用伝送線路基板１，５０におけるマイクロストリップ線路７の幅Ｗ及び厚さＴをそれぞれ０．３６ｍｍ及び１５μｍとし、基材２をアルミナ基板とするとともに、その厚さＨを０．３８ｍｍとした。さらに、高周波用伝送線路基板１において容量パターン９の長さＬｐ及び幅Ｗｐをそれぞれ０．２ｍｍ及び０．０５ｍｍとした。また、基材２の比誘電率εｒは９．０であり、ＧＮＤビア１１の径は０．２ｍｍである。なお、ＧＮＤビア１１については３次元形状のモデル化を行って解析条件の中に盛り込んだ。 図２に示すように、従来技術の高周波用伝送線路基板５０は本実施例の高周波用伝送線路基板１に対して、マイクロストリップ線路７に容量パターン９を設けていない点のみが異なっている。 In this embodiment, the width W and the thickness T of the microstrip line 7 in the high-frequency transmission line substrates 1 and 50 are set to 0.36 mm and 15 μm, respectively, the base material 2 is an alumina substrate, and the thickness H is 0. .38 mm. Further, in the high-frequency transmission line substrate 1 the length L p and the width W p of the capacitor patterns 9 was 0.2mm and 0.05mm respectively. The relative permittivity ε r of the substrate 2 is 9.0, and the diameter of the GND via 11 is 0.2 mm. The GND via 11 was modeled with a three-dimensional shape and included in the analysis conditions. As shown in FIG. 2, the high-frequency transmission line substrate 50 of the prior art is different from the high-frequency transmission line substrate 1 of the present embodiment only in that the capacitance pattern 9 is not provided on the microstrip line 7.
図３において、縦軸は反射係数Ｓ１１の計算値であり、横軸は伝送される信号の周波数（Ｈｚ）である。なお、実線及び破線は高周波用伝送線路基板１及び高周波用伝送線路基板５０の反射係数Ｓ１１をそれぞれ示している。
図３に示すように、周波数が４５ＧＨｚ以下の場合、３０〜３２ＧＨｚを除くほぼ全領域にわたって高周波用伝送線路基板１の反射係数Ｓ１１が高周波用伝送線路基板５０の反射係数Ｓ１１を下回っている。これは、本実施例の高周波用伝送線路基板１の方が従来技術の高周波用伝送線路基板５０よりも変換部８において発生する伝送損失が小さいことを示している。
In FIG. 3, the vertical axis represents the calculated value of the reflection coefficient S11, and the horizontal axis represents the frequency (Hz) of the transmitted signal. The solid line and the broken line indicate the reflection coefficient S11 of the high-frequency transmission line substrate 1 and the high-frequency transmission line substrate 50, respectively.
As shown in FIG. 3, when the frequency is 45 GHz or less, the reflection coefficient S11 of the high-frequency transmission line substrate 1 is lower than the reflection coefficient S11 of the high-frequency transmission line substrate 50 over almost the entire region except 30 to 32 GHz. This indicates that the transmission loss generated in the converter 8 is smaller in the high-frequency transmission line substrate 1 of the present embodiment than in the conventional high-frequency transmission line substrate 50.
図４において、縦軸は特性インピーダンス（Ω）の計算値であり、横軸は入射波が対象物の内部で反射して戻ってくるまでの時間（ｐｓ）である。そして、実線及び破線は高周波用伝送線路基板１及び高周波用伝送線路基板５０のＴＤＲ波形をそれぞれ示している。なお、マイクロストリップ線路７、グランデッドコプレナ線路６及び変換部８の上述の時間はそれぞれ３０〜６０ｐｓ、６０〜７６ｐｓ及び６０ｐｓである。また、高周波用伝送線路基板１，５０では、特性インピーダンスの基準値がいずれも５０Ωに設定されている。
図４に示すように、６０ｐｓの上述の時間に対する特性インピーダンスは、高周波用伝送線路基板１，５０でそれぞれ５０．６Ω及び５２Ωとなっている。すなわち、本実施例の高周波用伝送線路基板１の方が従来技術の高周波用伝送線路基板５０よりも変換部８における特性インピーダンスの上昇が小さく抑えられている。このことは、本実施例の高周波用伝送線路基板１の方が従来技術の高周波用伝送線路基板５０よりも変換部８において発生する伝送損失が小さいという前述の結果（図３）を裏付けている。なお、基材２の厚さを一定にして、マイクロストリップ線路７に対して平行な，変換部８に最も近いＧＮＤビア１１から容量パターン９までの距離を種々変えて反射係数Ｓ１１（図３参照）とＴＤＲ（図４参照）を求めた。その結果、変換部８における伝送損失は、マイクロストリップ線路７に対して平行に測定した，変換部８に最も近いＧＮＤビア１１からの距離Ｌ（図１（ｃ）参照）が基材２の厚さ以下となるような領域内に容量パターン９を設けた場合に最も小さくなった。
In FIG. 4, the vertical axis represents the calculated value of characteristic impedance (Ω), and the horizontal axis represents the time (ps) until the incident wave is reflected inside the object and returned. The solid line and the broken line show the TDR waveforms of the high-frequency transmission line substrate 1 and the high-frequency transmission line substrate 50, respectively. The above-described times of the microstrip line 7, the grounded coplanar line 6, and the conversion unit 8 are 30 to 60 ps, 60 to 76 ps, and 60 ps, respectively. In the high-frequency transmission line substrates 1 and 50, the reference value of the characteristic impedance is set to 50Ω.
As shown in FIG. 4, the characteristic impedance with respect to the above time of 60 ps is 50.6Ω and 52Ω for the high-frequency transmission line substrates 1 and 50, respectively. That is, the increase in the characteristic impedance in the conversion unit 8 is suppressed to be smaller in the high-frequency transmission line substrate 1 of the present embodiment than in the high-frequency transmission line substrate 50 of the prior art. This confirms the above-described result (FIG. 3) that the transmission loss generated in the converter 8 is smaller in the high-frequency transmission line substrate 1 of the present embodiment than in the conventional high-frequency transmission line substrate 50. . Note that the reflection coefficient S11 (see FIG. 3) is obtained by changing the distance from the GND via 11 closest to the converter 8 to the capacitance pattern 9 in parallel with the microstrip line 7 while keeping the thickness of the substrate 2 constant. ) And TDR (see FIG. 4). As a result, the transmission loss in the conversion unit 8 is measured in parallel with the microstrip line 7, and the distance L from the GND via 11 closest to the conversion unit 8 (see FIG. 1C) is the thickness of the substrate 2. This is the smallest when the capacitance pattern 9 is provided in a region that is less than or equal to the above.
本発明の高周波用伝送線路基板の構造は、本実施例に示す場合に限定されない。例えば、マイクロストリップ線路、グランデッドコプレナ線路及び容量パターンの寸法やＧＮＤビアの個数や設置個所あるいは基材の材質は、本実施例に示す場合に限らず、適宜変更可能である。ただし、容量パターンについては、本実施例に示したようにマイクロストリップ線路を中心として対象に設けることが望ましい。 The structure of the high-frequency transmission line substrate of the present invention is not limited to the case shown in this embodiment. For example, the dimensions of the microstrip line, the grounded coplanar line, the capacity pattern, the number of GND vias, the installation location, and the material of the base material are not limited to those shown in this embodiment, and can be changed as appropriate. However, as shown in the present embodiment, it is desirable to provide the capacitance pattern with the microstrip line as the center.
本発明の請求項１に記載された発明は、マイクロストリップ線路とグランデッドコプレナ線路以外の伝送線路やそれらの変換部を有する基板に対しても適用可能である。 The invention described in claim 1 of the present invention is also applicable to a substrate having a transmission line and their conversion unit other than the microstrip line and ground dead co plenary lines.
１…高周波用伝送線路基板 ２…基材 ２ａ…表面 ２ｂ…裏面 ２ｃ…貫通孔 ３…信号線導体 ４…接地導体 ５…接地導体 ６…グランデッドコプレナ線路 ７…マイクロストリップ線路 ８…変換部 ９…容量パターン １０…金属導体 １１…ＧＮＤビア ５０…高周波用伝送線路基板 ５１…誘電体基材 ５２ａ，５２ｂ…信号線導体 ５３ａ，５３ｂ…接地導体
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... High frequency transmission line board | substrate 2 ... Base material 2a ... Front surface 2b ... Back surface 2c ... Through-hole 3 ... Signal line conductor 4 ... Ground conductor 5 ... Ground conductor 6 ... Grounded coplanar line 7 ... Microstrip line 8 ... Conversion part DESCRIPTION OF SYMBOLS 9 ... Capacitance pattern 10 ... Metal conductor 11 ... GND via 50 ... High frequency transmission line substrate 51 ... Dielectric base material 52a, 52b ... Signal line conductor 53a, 53b ... Ground conductor
Claims (1)
前記第一の信号線導体に変換部を介して接続される第二の信号線導体と、前記グランド層とを有するマイクロストリップ線路と、
前記変換部の近傍において前記第二の信号線導体の幅が広くなるように形成される容量パターンとを備え、
前記ＧＮＤビアのいずれかが前記変換部の近傍に設けられ、
前記容量パターンは、前記変換部の最も近くに配置された前記ＧＮＤビアから前記第二の信号線導体に対して平行に測定した距離が前記基材の厚さ以下となるような領域内に設けられることを特徴とする高周波用伝送線路基板。 A first signal line conductor and a ground conductor formed on one surface of a dielectric substrate, a ground layer formed on the other surface of the substrate, and electrically connecting the ground layer and the ground conductor. A grounded coplanar line having a plurality of GND vias;
A second signal line conductor connected to the first signal line conductor via a converter, and a microstrip line having the ground layer;
A capacitance pattern formed so that the width of the second signal line conductor is widened in the vicinity of the conversion unit;
One of the GND vias is provided in the vicinity of the conversion unit ,
The capacitance pattern is provided in a region where a distance measured in parallel to the second signal line conductor from the GND via disposed closest to the conversion unit is equal to or less than the thickness of the substrate. high-frequency transmission line substrate, wherein Rukoto be.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008257666A JP5193789B2 (en) | 2008-10-02 | 2008-10-02 | High-frequency transmission line substrate |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008257666A JP5193789B2 (en) | 2008-10-02 | 2008-10-02 | High-frequency transmission line substrate |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2010088046A JP2010088046A (en) | 2010-04-15 |
| JP5193789B2 true JP5193789B2 (en) | 2013-05-08 |
Family
ID=42251504
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2008257666A Expired - Fee Related JP5193789B2 (en) | 2008-10-02 | 2008-10-02 | High-frequency transmission line substrate |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP5193789B2 (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN105895627B (en) * | 2016-05-04 | 2019-03-26 | 西安电子科技大学 | A kind of broadband co-planar waveguide micro-strip binodal is without through-hole transition structure |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06303010A (en) * | 1993-04-14 | 1994-10-28 | Sony Corp | High frequency transmission line and integrated circuit device using the same, and connceting method for high frequency plane circuit |
| JP4221884B2 (en) * | 2000-07-26 | 2009-02-12 | 株式会社デンソー | Millimeter-wave high-frequency equipment |
| JP3936858B2 (en) * | 2001-11-01 | 2007-06-27 | 日本オプネクスト株式会社 | Light modulator |
| JP3922551B2 (en) * | 2002-07-16 | 2007-05-30 | 株式会社住友金属エレクトロデバイス | High-frequency transmission line substrate |
-
2008
- 2008-10-02 JP JP2008257666A patent/JP5193789B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2010088046A (en) | 2010-04-15 |
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