JP5174529B2 - Ｌｅｄ調光用点灯装置、車両用照明装置、照明器具 - Google Patents

Description

本発明はＬＥＤ調光用点灯装置、及びこれを用いた車両用照明装置、照明器具に関するものである。

近年、白色の発光ダイオード（以下、「ＬＥＤ」と呼ぶ）の量産化が盛んに行われており、その用途も多様化している。車両の分野でも、白色ＬＥＤの車室内での活用、高輝度化によるヘッドライトやデイタイムランニングランプ（昼間点灯）の開発が行われている。

ＬＥＤは、白熱電球と比べて長寿命で応答性が速く構造上コンパクトに実装でき、また、用途に応じてフィルタなしで各種の色が簡単に出来る。そして、灯具などの照明器具が薄く、立体的に実装できることにより、車のデザインなど形状に制限を与えない自由な設計が可能などの利点がある。

ＬＥＤの光束は、順電流Ｉｆに強い相関があり、順電流Ｉｆを増加させると、単調増加で大きくなる。この電流変化で簡単に調光できる。しかしながら、順電流Ｉｆの直流電流を変化させると、色合いが変わることがある。例えば、青色のＬＥＤに黄色の蛍光体を用いている白色ＬＥＤは、電流の大小で色座標が変化する。電流が下がると色合いは黄色方向にシフトし、電流が上がると青色方向にシフトする傾向となる。

この色シフトを少なくするために、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御を用いた駆動方式が提案されている。これは、ＬＥＤに流す電流を人間が点滅を認識できない周期でオン・オフして、オンの時間幅を変えることにより調光する方法であり、オン時の電流値は、そのＬＥＤの定格付近の値で定電流制御するものである。

図２１はその従来例を示す。図２１において、ＬＥＤ負荷２は、発光ダイオードを複数個直列に接続している。３はＬＥＤ点灯回路であり、抵抗Ｒは限流要素である。抵抗ＲとＬＥＤ負荷２は、直流電源１ａとスイッチ素子Ｓ１と直列に接続されている。ＬＥＤ負荷２に流れる電流である順電流Ｉｆは、図２２に示す波形となる。周期Ｔのうち、ｔ０〜ｔ１間は、スイッチ素子Ｓ１がオンして順電流Ｉｆを流し、ｔ１から次のｔ０までの間は、スイッチ素子Ｓ１はオフで、順電流Ｉｆは流れない動作を行うものである。スイッチングの周波数は、数百Ｈｚで使用される例が多い。順電流Ｉｆのピーク値Ｉｆ１は、ＬＥＤの定格付近に設定している。

スイッチ素子Ｓ１がオンの期間Ｔ１は、調光信号部４により設定される。順電流Ｉｆは、その期間に十分な電流Ｉｆ１（定格付近の電流）を流しているので、図２２のスイッチ素子Ｓ１のオン期間Ｔ１を矢印で示すようにｔ０〜ｔ１’に変化させても、色合いのシフトは少なく、調光できるものである。この種の点灯回路は特許文献１に開示されている。
特開２００５−５１１２号公報

しかしながら、白色のＬＥＤの高出力化によって、従来、信号系での用途では、数十ｍＡ程度の順電流Ｉｆであったが、照明の用途（物体などを照らす用途）では、順電流Ｉｆは数百ｍＡから数Ａの領域の大電流となる。このような電流で図２２の波形でＬＥＤを駆動すると、非常に早い動作でスイッチを点滅したのと同じような使用状態となり、熱による膨張収縮が繰り返されることにより、白色ＬＥＤ特有の蛍光体への実装面での熱的ストレスは、無視できない状態となる。

以上のように、従来の方式では、色合いのシフトを少なくしながら調光できるが、ＬＥＤの順電流Ｉｆが大電流で断続的に流れるので、ＬＥＤ素子に熱的なストレスを与えることになり、ＬＥＤ素子に装着している蛍光体が熱的なストレスから機械的な構造面でのストレスを与えることになり、ＬＥＤが短寿命になることがある。

また、一般のダイオードでは電流耐量は大きいが、白色ＬＥＤはダイオードではあるものの蛍光体を表面に密着させて波長変換をしている構造を有しているので、ダイオードチップの周辺は非常に繊細であり、ミクロ的な膨張収縮は、蛍光体にマイクロクラックや極端な場合は剥離する等の劣化を促進させることになる。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、ＬＥＤの光束を変化させて調光制御するＬＥＤ調光用点灯装置において、ＬＥＤが発光する色のシフトを少なくしながら調光を行い、ＬＥＤに流れる電流による熱的ストレスを軽減し、ＬＥＤの長寿命化、高信頼性を達成できる点灯回路を提供することを目的とする。

請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、図１、図２に示すように、１つ又は複数のＬＥＤからなるＬＥＤ負荷２と、ＬＥＤ負荷２の光出力を調節するための調光信号を出力する調光信号部４と、調光信号部４からの調光信号を受けて電源１ａ，１ｂからＬＥＤ負荷２に第１の電流Ｉｆ１と第２の電流Ｉｆ２を交互に供給する点灯回路３ａ，５とを備え、第１の電流Ｉｆ１はＬＥＤ負荷２が所定の色を発する定格近傍の電流とし、第２の電流Ｉｆ２は調光信号部４からの調光信号を受けて電流を可変とし、前記ＬＥＤは、ＬＥＤ素子と該ＬＥＤ素子に装着する蛍光体とを有し、点灯回路３ａ，５は、図２、図３に示すように、間欠的に電流を出力する第１の点灯回路３ａと調光信号部４から調光信号を受けて大きさが制御される定電流を常に出力する第２の点灯回路５とを有し、第１の点灯回路３ａから供給される間欠的な電流と第２の点灯回路５から供給される定電流とが定常的に重畳してＬＥＤ負荷２に第１の電流Ｉｆ１と第２の電流Ｉｆ２とを交互に供給することを特徴とするものである。

本願と別の参考例１の発明は、１つ又は複数のＬＥＤからなるＬＥＤ負荷２と、ＬＥＤ負荷２の光出力を調節するための調光信号を出力する調光信号部４と、調光信号部４からの調光信号を受けて電源１ａ，１ｂからＬＥＤ負荷２に第１の電流Ｉｆ１と第２の電流Ｉｆ２を交互に供給する点灯回路３ａ，５とを備え、第１の電流Ｉｆ１はＬＥＤ負荷２が所定の色を発する定格近傍の電流とし、第２の電流Ｉｆ２は調光信号部４からの調光信号を受けて電流を可変とし、図４、図５に示すように、点灯回路５ａは、第１の電流Ｉｆ１と第２の電流Ｉｆ２を時分割的にＬＥＤ負荷２へ供給することを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１の発明において、図６、図７に示すように、第１の点灯回路３ａは、第１の直流電源１ａから限流抵抗Ｒと間欠的にオンするスイッチング素子Ｓ２を介してＬＥＤ負荷２に間欠的に電流を供給する回路であり、第２の点灯回路５ｂは、第２の直流電源１ｂからＤＣ−ＤＣコンバータ回路を介してＬＥＤ負荷２に調光信号部４から調光信号を受けて大きさが制御された定電流を供給する回路であり、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電流Ｉｆ２は、調光信号部４からの調光信号を受けて可変とされることを特徴とする。

参考例２の発明は、参考例１の発明において、図８、図９に示すように、点灯回路５ａは、出力電流フィードバック機能を有するＤＣ−ＤＣコンバータ回路と、その出力電流の指令値Ｖｔを生成する指令値生成部とから成り、前記指令値生成部は、調光信号部４からの調光信号を受けて前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路が第１の電流と第２の電流を時間的に交互にＬＥＤ負荷２に出力するように電流指令値Ｖｔを生成することを特徴とする。

参考例３の発明は、参考例２の発明において、図１０、図１１に示すように、第１の電流と第２の電流が切り替わる期間では、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電流Ｉｆは所定の傾きで滑らかに変化することを特徴とする。

参考例４の発明は、参考例２の発明において、図１３、図１４に示すように、ＬＥＤ負荷２の順方向電圧の総和よりも高い直流電圧を常時出力する補助電源と、この補助電源からＬＥＤ負荷２に常時微弱電流を供給する高インピーダンスの限流要素Ｒａを付加したことを特徴とする。

参考例５の発明は、参考例２の発明において、図１５〜図１７に示すように、第２の電流は、時間の経過と共に連続的にまたは階段状に減少する電流波形としたことを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１または請求項２に記載のＬＥＤ調光用点灯装置を備える車両用照明装置である（図２０）。

請求項４の発明は、請求項１または請求項２に記載のＬＥＤ調光用点灯装置を備える照明器具である。

本発明によれば、ＬＥＤの調光時に流す電流波形に着目し、従来のＰＷＭ制御に、第２の直流成分の電流波形を重畳することによって、ＬＥＤに流れる急激な電流変化を抑制し、ＬＥＤの熱的なストレスを軽減して、長寿命、高信頼性、高品質を達成することができるものであり、調光制御しても、色合いのシフトが少なく、ＬＥＤへの急激な電流変化による熱的なストレスが低減でき、長寿命、高信頼性を確保できる。また、第２の電流を制御することで調光ができるので、ＬＥＤの個別の特性を考慮して調光制御することができ、特性の異なる複数種のＬＥＤに対応できる点灯回路が提供でき、点灯回路の共通化が図れる。

（基本構成）
本発明のＬＥＤ調光用点灯装置におけるＬＥＤ電流波形を図１に示す。ＬＥＤに流す順電流Ｉｆの時間的変化を示している。第１の期間Ｔ１では、定格付近の第１の順電流Ｉｆ１を流し、第２の期間Ｔ２では第２の順電流Ｉｆ２を流すものであり、この第２の期間Ｔ２において、第２の順電流Ｉｆ２の大きさをコントロールすることで調光するものである。図１では、第２の期間Ｔ２で上下方向の矢印により第２の順電流Ｉｆ２を増減させる様子を示している。

図１の制御例では、第２の期間Ｔ２では、第１の期間Ｔ１よりも低い電流を流すことで調光するものであり、フル点灯時においては、第２の期間Ｔ２に流す順電流Ｉｆ２は、第１の期間Ｔ１の順電流Ｉｆ１とほぼ同じ値となる。第２の順電流Ｉｆ２は、第１の順電流Ｉｆ１から急峻に変化させているが、図１１、図１５、図１６に示すように、徐々に変化させても良い。また、第２の期間Ｔ２の後半に電流の休止期間（図１６、図１７）を設けても良い。ここで、図２２（従来例）に示すように、大電流（第１の順電流Ｉｆ１）から電流を急激にゼロにすることは熱的なストレス（膨張収縮の応力）の観点から問題があるが、図１５、図１６に示すように、調光時の電流を絞っている状態から徐々にゼロにする制御については比較的にストレスが少ない。
このように、本発明は、第２の順電流Ｉｆ２でＬＥＤへの熱的ストレスを軽減しつつ、良好な調光を実現するものである。

第２の順電流のＬＥＤへの重畳方式として、２つの方式がある。ＬＥＤに定常的に重畳する方式を図２、図３に示す。ＬＥＤに時分割的に重畳する方式を図４、図５に示す。

まず、定常的に重畳する図２、図３の制御方式について説明する。図２において、３ａは第１の順電流Ｉｆ１を出力する点灯回路、５は第２の順電流Ｉｆ２を出力する点灯回路、１ａ，１ｂはそれぞれの電源である。この構成では、ＬＥＤ負荷２に第１の順電流Ｉｆ１と第２の順電流Ｉｆ２とが並列的に供給されるものであり、第２の順電流Ｉｆ２は定常的に重畳される。第２の点灯回路５は調光信号部４から信号を受けて、第２の順電流Ｉｆ２の大きさを制御する。図３は、図２の第１の順電流Ｉｆ１、第２の順電流Ｉｆ２、これらを合成した全体の順電流Ｉｆを示している。時間軸に対して並列的に重畳した順電流Ｉｆとなる。この実施形態では、第１の期間Ｔ１では、第１の順電流Ｉｆ１と第２の順電流Ｉｆ２とが重なった電流となる。図２のダイオードＤ０１，Ｄ０２は回り込みを防ぐものであるが、必要に応じて接続すれば良い。

次に、時分割的に重畳する図４、図５の制御方式について説明する。図４において、５ａは点灯回路で、他の符号は図２と同じである。図５は図４の第１の順電流Ｉｆ１、第２の順電流Ｉｆ２、これらを合成した全体の順電流Ｉｆを示している。時間軸に対して直列的に重畳した順電流Ｉｆとなる。

図２、図４のいずれの制御方式においても、ＬＥＤ負荷２に流れる順電流Ｉｆについて、従来のような大電流の変化を緩和させているので、ＬＥＤへの熱的ストレス（膨張収縮の応力）を軽減できる。

（実施形態１）
本発明の具体的な実施形態１を図６に示す。この実施形態は、図２の具体例である。点灯回路３ａにおいて、発振部２２は周期Ｔで第１の期間Ｔ１、第２の期間Ｔ２を発生させる。スイッチ素子Ｓ２は発振部２２のオン・オフ信号で動作する。オン時には、電源１ａの電圧と抵抗Ｒで決まる順電流Ｉｆ１が流れる。点灯回路５ｂは、昇圧チョッパ回路の構成を用いている。スイッチング素子Ｓ３はＰＷＭ制御回路２１から数百ｋＨｚのオン・オフ信号を受けて動作する。コンデンサＣ１には、電源１ｂより高い直流電圧を得る。この電圧でＬＥＤ負荷２に順電流Ｉｆ２を流す。ダイオードＤ２と直列に限流抵抗を挿入しても良い。順電流Ｉｆ１とＩｆ２の合成電流の値はＬＥＤ負荷２の定格付近の電流となるように設定している。

図７は、図６のＰＷＭ制御回路２１と調光信号部４の具体例を示している。調光信号部４の可変抵抗Ｒｖによって、電圧比較器２１１の入力電圧が変化し、その電圧と三角波発振部２１２の電圧との比較でスイッチング素子Ｓ３のオン・オフを設定する。三角波発振部２１２の発振周波数は数十ｋＨｚ〜数百ｋＨｚの高周波とする。可変抵抗Ｒｖを小さくすると、電圧比較器２１１への入力電圧が上がり、電圧比較器２１１の出力のオン・デューティが少なくなり、スイッチング素子Ｓ３のオン期間が狭くなるので、コンデンサＣ１の電圧が下がり、ＬＥＤ負荷２への順電流Ｉｆ２が少なくなり、調光できる。

電圧比較器２１３は、ＬＥＤ負荷２がオープンになった時などに昇圧回路５ｂの出力電圧が上がり過ぎるので、それを保護するために設けている。ａ点の電圧を抵抗により分圧して得た検出電圧が予め設定された基準電圧Ｖｒｅｆよりも高くなると、電圧比較器２１３の出力が反転し、ゲート回路２１４の出力を停止させる。
図６の第１の順電流Ｉｆ１、第２の順電流Ｉｆ２、これらを合成した全体の順電流Ｉｆは、図３に示す波形と同様である。

（実施形態２）
本発明の具体的な実施形態２を図８、図９に示す。この実施形態は図４の具体例である。図８の点灯回路５ａは、フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の構成を用いている。スイッチング素子Ｑ１がオンのとき、直流電源１からトランスＰＴ１の１次巻線に電流が流れてエネルギーが蓄積される。このとき、ダイオードＤは逆阻止状態となっている。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＰＴ１の蓄積エネルギーにより２次巻線に逆起電力が発生し、ダイオードＤが導通し、コンデンサＣ２が充電される。スイッチング素子Ｑ１のパルス幅を増減させることによりコンデンサＣ２の電圧を調整することができる。

スイッチング素子Ｑ１はドライブ部３３でオンオフ駆動し、その制御信号はＰＷＭ制御部３２とＤ／Ａコンバータ３１とマイクロコンピュータ３０とＡ／Ｄコンバータ３３と調光信号部４で生成される。調光信号部４の調光信号の電圧値をＡ／Ｄコンバータ３３によりアナログ信号からデジタル信号に変換してマイクロコンピュータ３０に入力する。マイクロコンピュータ３０は、この調光信号で図９（ａ）に示すようなデジタル信号データＤａ（ヘキサデシマル）を生成する。Ｄ／Ａコンバータ３１は、このデジタル信号データＤａを受けて、図９（ｂ）に示すようなアナログ信号の電圧値Ｖｔに変換し、差動増幅器３２１に入力する。差動増幅器３２１では、電流検出用の抵抗Ｒ１によって検出した順電流Ｉｆの検出電圧値Ｖｒとアナログ信号の電圧値Ｖｔとの差分を増幅し、アナログ信号の電圧値Ｖｔに対して順電流Ｉｆの検出電圧値Ｖｒが低いと、順電流Ｉｆを増加するように、ＰＷＭ制御用の電圧比較器３２２の基準電圧を変化させてスイッチング素子Ｑ１のオン期間が増えるように動作する。これにより、コンデンサＣ２の電圧を上げる方向となるので、順電流Ｉｆは上昇し、アナログ信号の電圧値Ｖｔと順電流Ｉｆの検出電圧値Ｖｒの差が無いようにフィードバック制御する。電圧比較器３２２は、基準電圧と三角波発振部３２３の電圧の比較でスイッチング素子Ｑ１のオン・オフを設定する。三角波発振部３２３の発振周波数は数十ｋＨｚ〜数百ｋＨｚの高周波とする。

図９（ｃ）は本実施形態における順電流Ｉｆの波形である。第２の期間Ｔ２の順電流Ｉｆ２は調光信号部４の信号に連動して変化させ、これにより調光する。つまり、調光信号部４の可変抵抗Ｒｖの変化で第２の順電流Ｉｆ２の大きさを制御する。本実施形態では、マイクロコンピュータ３０を使用することにより、第２の期間Ｔ２の順電流Ｉｆ２を自在に変化させることができるので、精度の良い調光制御が出来る。

（実施形態３）
本発明の具体的な実施形態３を図１０、図１１に示す。フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の構成は図８に示した実施形態２と同様である。図１０に示す実施形態３では、点灯回路５ａでの高周波のリップルやノイズを低減するために、コンデンサＣ３、インダクタＬ２のフィルタ回路を付加している。この場合も、従来のように負荷電流Ｉｆを急激に変化させて調光する場合は、このインダクタＬ２に過渡的な電圧が発生することがあり、これを回避するために、電流の変化をより緩やかにする必要がある。本実施形態におけるＬＥＤ負荷２の順電流Ｉｆの波形の一例を図１１に示す。

第１の期間Ｔ１の前後に、順電流Ｉｆを徐々に変化させる制御を行うものである。この制御は、上述の図８の制御部３４で行えば良い。マイクロコンピュータ３０を使用することにより、図１１の順電流Ｉｆを自在に変化させることができる。この制御により、ノイズやリップルを低減するフィルタ回路を十分に機能させることができ、しかも小型で簡単な構成で実現できる。

（実施形態３’）
図１２の実施形態は、図１０のＬＥＤ負荷２と直列に、抵抗Ｒｓとスイッチング素子Ｓ５の並列回路を接続した実施形態で、電源オン・オフの始動時やＬＥＤの接続のルーズコンタクトが生じたときに、スイッチング素子Ｓ５をオフさせることで、抵抗Ｒｓを介してＬＥＤ負荷２に順電流Ｉｆを流し、過電流を抑制するものである。他の実施形態においても図１２の負荷回路を適用しても良い。

（実施形態４）

本発明の具体的な実施形態４を図１３、図１４に示す。この実施形態は、調光時に電流を下げて、印加する電圧が低下し過ぎると、ＬＥＤ個々の順電圧Ｖｆのばらつきなどで動作が不安定になることがあるため、直列ｎ個のＬＥＤの順電圧Ｖｆの全体の総電圧（ｎ×Ｖｆ）よりも高い電圧を点灯回路５ｃから高インピーダンス（抵抗Ｒａ）を介してＬＥＤ負荷２に印加している。ＬＥＤ負荷２は、電流波形の制限や制御にあわせて、ＬＥＤの種類、特性を考慮して、順電圧Ｖｆ以上の電位で高インピーダンスを介してバイアスすることで、無バイアスの場合に比べると安定な動作を実現できると共に、光の制御、ＬＥＤのばらつきの吸収などが可能となる。

点灯回路５ｃの具体例は、図１４に示す。通常の動作は、図８と同様である。コンデンサＣ４の電圧Ｖｃ４は、ＬＥＤ負荷２の両端電圧より高めに設定して、メインの順電流Ｉｆの数％程度の電流が流れるように抵抗Ｒａを設定している。コンデンサＣ４の電圧Ｖｃ４は、ＬＥＤ負荷２の順電圧Ｖｆの全体の総電圧（ｎ×Ｖｆ）に対して、１．２倍から１．５倍が好ましい。抵抗Ｒａや電圧Ｖｃ４の具体的な値は、ＬＥＤ負荷２の安定な動作を実現できるように設定すればよい。なお、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の分圧回路はＬＥＤ負荷２が端子接触不良等により開放されたときに、端子ａの電圧上昇を検出してスイッチング動作を停止させるための過電圧防止回路の検出部である。過電圧防止回路の構成は図示しないが、図７と同様のもので良い。

（実施形態５）
本実施形態では、第２の期間Ｔ２における第２の順電流Ｉｆ２の波形について、他の制御例を説明する。
図１５の制御例では、第２の期間Ｔ２は下降電流波形で制御するものであり、電流の休止期間は無いが、調光の範囲は限定される。

図１６の制御例では、図１５に対して電流の休止期間を設けているので、調光範囲は広くなる。図１５、図１６の制御例では、直線的に電流を変化（下降）させているので、図８のＤ／Ａコンバータ３１の分解能や処理速度などの点から、高い性能を要求されるが、図１７の制御例では階段状に電流を変化させているので、図１５、図１６の制御例と比べると、制御回路の構成が簡単となり、コスト面で有利である。

いずれの実施形態においても、第２の期間Ｔ２における順電流の大きさを制御しているが、第２の期間Ｔ２は長さを固定されるものではなく、第２の期間Ｔ２の時間を変化させて、実質的に電流実効値をコントロールしても良い。そうすることにより、調光範囲が広くなり、スムーズな光の制御が出来る。この第２の期間Ｔ２の変化により全体の周期Ｔが長くなると、周波数が低下していくが、目にちらつきを感じない周波数の範囲で変えれば良い。例えば、全体の周期Ｔに基づく点滅周波数として１００Ｈｚ程度を下限として制御すれば良い。

また、第１の期間Ｔ１の順電流Ｉｆ１については、色シフトの起こりにくさは、ＬＥＤの種類によって異なるため、そのＬＥＤの特性に応じて設定すれば良い。第１の順電流Ｉｆ１の設計値は、ＬＥＤの定格値に対して±１０％〜±２０％の範囲に選ぶと良い。

調光制御は、第２の期間Ｔ２における第２の順電流Ｉｆ２の大きさの制御または第２の期間の長さの制御を例示したが、色シフトの許容値を考慮して、第１の期間Ｔ１の時間および／または第１の順電流Ｉｆ１の値も変化させても良い。この第１の期間Ｔ１の制御は、色シフトが目立たないように、第２の期間Ｔ２の制御に対して３％から２０％程度の少ない割合で行うと良い。

（実施形態６）
本発明の具体的な他の実施形態を図１８に示す。この実施形態は、点灯回路の他の具体例である。上述の各実施形態では、ＬＥＤ負荷２の順電圧の総和（ｎ×Ｖｆ）が電源電圧より高い場合を想定して、昇圧機能を有する回路（昇圧チョッパ回路またはフライバックコンバータ回路）であったが、ＬＥＤ負荷２の順電圧の総和（ｎ×Ｖｆ）が電源より低い負荷である場合は、図１８のように、降圧チョッパ回路を用いてもよい。スイッチング素子Ｓ７が高周波でオン・オフすることにより、直流電源１ａを降圧した直流電圧がコンデンサＣ５に充電される。スイッチング素子Ｓ７の制御については、基本的には上述の各実施形態と同様であり、図８に例示したフィードバック制御等を用いれば良い。

（実施形態７）
図１９は、ＬＥＤ負荷２の構成例である。上述の各実施形態では、図１９（ａ）のようなｎ個直列の構成を例示したが、同図（ｂ），（ｃ）のような直並列回路としても良い。ＬＥＤ負荷２は、回路構成、素子数などについて限定されるものではなく、いずれの場合でも良好な調光制御ができる。

（実施形態８）
図２０は本発明の実施形態８の車両用照明装置の概略構成図である。図中、５０はヘッドランプ、５１は光学ユニット、５２は放熱板、５３は光源ユニット固定用治具、５４は出力線、５５は電源装置、５６は入力線である。電源装置５５には、点灯回路が収納されている。光学ユニット５１の後方に配置されたＬＥＤモジュール３０は、ＬＥＤ負荷２を含み、出力線５４を介して電源装置５５に接続されている。バッテリのような直流電源と電源装置５５は入力線５６により接続されている。

本発明のＬＥＤ調光用点灯装置は、特に車両用照明装置に適しており、上述のようなヘッドランプのほか、ルームランプのような車室内用照明装置やテールランプ、車幅灯、ブレーキランプのような車外灯照明装置に用いられるが、車両用以外の一般用途の照明器具に用いても構わない。

本発明の基本動作を示す波形図である。 本発明の基本構成１を示す回路図である。 図２の回路動作を示す波形図である。 本発明の基本構成２を示す回路図である。 図４の回路動作を示す波形図である。 本発明の実施形態１の全体構成を示す回路図である。 本発明の実施形態１の要部構成を示す回路図である。 本発明の実施形態２の構成を示す回路図である。 図８の回路動作を示す波形図である。 本発明の実施形態３の構成を示す回路図である。 図１０の回路動作を示す波形図である。 本発明の実施形態３の一変形例の要部構成を示す回路図である。 本発明の実施形態４の概略構成を示す回路図である。 本発明の実施形態４の詳細な構成を示す回路図である。 本発明の実施形態５の動作波形図である。 本発明の実施形態５の一変形例の動作波形図である。 本発明の実施形態５の他の変形例の動作波形図である。 本発明の実施形態６の要部構成を示す回路図である。 本発明の実施形態７のＬＥＤ負荷の構成例を示す回路図である。 本発明の実施形態８の車両用照明装置の概略構成図である。 従来例の構成を示す回路図である。 従来例の動作を示す波形図である。

符号の説明

１ａ 直流電源
２ ＬＥＤ負荷
３ａ 点灯回路
４ 調光信号部
５ 点灯回路

Claims (4)

1. １つ又は複数のＬＥＤからなるＬＥＤ負荷と、
   前記ＬＥＤ負荷の光出力を調節するための調光信号を出力する調光信号部と、
   前記調光信号部からの調光信号を受けて電源から前記ＬＥＤ負荷に第１の電流と第２の電流を交互に供給する点灯回路とを備え、
   前記第１の電流は前記ＬＥＤ負荷が所定の色を発する定格近傍の電流とし、前記第２の電流は前記調光信号部からの調光信号を受けて電流を可変とし、
   前記ＬＥＤは、ＬＥＤ素子と該ＬＥＤ素子に装着する蛍光体とを有し、
   前記点灯回路は、間欠的に電流を出力する第１の点灯回路と前記調光信号部から調光信号を受けて大きさが制御される定電流を常に出力する第２の点灯回路とを有し、前記第１の点灯回路から供給される間欠的な電流と前記第２の点灯回路から供給される定電流とが定常的に重畳して前記ＬＥＤ負荷に前記第１の電流と前記第２の電流とを交互に供給することを特徴とするＬＥＤ調光用点灯装置。
2. 前記第１の点灯回路は、第１の直流電源から限流抵抗と間欠的にオンするスイッチング素子を介して前記ＬＥＤ負荷に間欠的に電流を供給する回路であり、前記第２の点灯回路は、第２の直流電源からＤＣ−ＤＣコンバータ回路を介して前記ＬＥＤ負荷に前記調光信号部から調光信号を受けて大きさが制御された定電流を供給する回路であり、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電流は、前記調光信号部からの調光信号を受けて可変とされることを特徴とする請求項１に記載のＬＥＤ調光用点灯装置。
3. 請求項１または請求項２に記載のＬＥＤ調光用点灯装置を備える車両用照明装置。
4. 請求項１または請求項２に記載のＬＥＤ調光用点灯装置を備える照明器具。

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