JP5172951B2 - 受信装置及び受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、例えば、地上デジタル放送の受信装置等に関する。

一般に、ＯＦＤＭ方式を用いた地上波デジタル放送では、映像や音声などの情報データの伝送を担うデータキャリア信号と共に、伝送路伝達特性の推定を容易にするためのパイロットキャリア信号が使用される。例えば、ＩＳＤＢ−ＴやＤＶＢ−Ｔ等の規格においては、分散パイロット（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ；ＳＰ）信号（以下“ＳＰ信号”と称する）と呼ばれるパイロットキャリア信号が規定されている。ＳＰ信号は、キャリア周波数とシンボル時間の２次元からなるＯＦＤＭシンボル空間を仮想した場合、同空間内において特定の位置に重畳されることが既知であり、かつその複素振幅、即ちＳＰ信号の絶対値振幅と位相も予め定められている。それ故、これらの規格によるデジタル放送を受信する受信装置では、ＳＰ信号を利用して電波伝搬経路の各キャリアに対する伝達特性を推定し、このような推定結果に基づいて受信信号に関する補正処理や等化処理を行うことが可能となる。

従来の受信装置は、各キャリアに対する伝達特性の推定精度が低かったことを改善するため、ＯＦＤＭ信号シンボル空間内に配置されたパイロットキャリア信号の検波信号毎にその伝達関数を算出し、当該伝達関数をインパルス遅延時間とシンボル周波数とについて２次元フーリエ変換を施して２次元データ空間を生成している。さらに従来の受信装置は、当該２次元データ空間の所定領域をフィルタ抽出領域で抽出して当該抽出領域に含まれるデータについてキャリア周波数とシンボル時間とについて２次元逆フーリエ変換を施して推定伝達関数を生成していた（特許文献１参照）。
特許第３８０２０３１号公報

そのような従来の受信装置では、確かに特定キャリア振幅に対する推定伝達特性を精度良く算出することができるものの、２Ｄ（２Ｄ逆）フーリエ変換処理における演算量を考慮しておらず演算量が多くなっていた。

本発明が解決しようとする課題には、上記した問題が一例として挙げられる。

上記課題を解決するために、請求項１記載の発明は、複数のキャリアを送信データに基づいて直交変調することにより生成した伝送シンボルを伝送単位として特定既知の複素振幅を持つパイロット信号が前記伝送シンボル内の所定のキャリアに重畳されたＯＦＤＭ信号を受信し、連続する複数の前記伝送シンボルに含まれるキャリア群を検波して得た受信信号をキャリア周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元データ領域内に配置する信号検波部と、前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に基づいて前記受信信号の各々に対する受信信号伝達特性を推定する伝達特性推定部と、前記受信信号及び前記受信信号伝達特性に基づいて前記送信データを復号するデータ復号部と、を有する受信装置であって、前記伝達特性推定部は、前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する算出手段と、前記パイロット信号伝達特性について２次元フーリエ変換を施して、伝送路遅延時間と伝送路変動周波数に対応した２次元空間上の２次元フーリエ変換データを生成する変換手段と、前記２次元フーリエ変換データのうち特定領域内のデータ群を通過させるための２次元フィルタ窓を算出する供給手段と、前記２次元フィルタ窓に基づいて確定された前記特定領域内のデータ群を選択抽出するフィルタ手段と、前記選択抽出されたデータ群に対して２次元逆フーリエ変換を施して、キャリア周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元逆フーリエ変換データを生成し、前記生成されたデータに基づいて前記受信信号伝達特性を生成する生成手段とを備え、前記算出手段は、前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する伝達特性算出手段と、前記パイロット信号が重畳されていないキャリアを除き、前記パイロット信号が重畳されている位置の前記パイロット信号伝達特性を抽出し、前記変換手段に供する伝達特性抽出手段とを備え、前記変換手段は、１２キャリア毎の前記パイロット信号伝達特性に回転因子を乗算して前記２次元フーリエ変換データを生成し、かつ前記生成手段は、前記選択抽出されたデータ群に回転因子を乗算して前記２次元データ領域内の前記受信信号伝達特性を算出する。

上記課題を解決するために、請求項４記載の発明は、複数のキャリアを送信データに基づいて直交変調することにより生成した伝送シンボルを伝送単位として特定既知の複素振幅を持つパイロット信号が前記伝送シンボル内の所定のキャリアに重畳されたＯＦＤＭ信号を受信し、連続する複数の前記伝送シンボルに含まれるキャリア群を検波して得た受信信号をキャリア周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元データ領域内に配置する信号検波ステップと、前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に基づいて前記受信信号の各々に対する受信信号伝達特性を推定する伝達特性推定ステップと、前記受信信号及び前記受信信号伝達特性に基づいて前記送信データを復号するデータ復号ステップと、を有する受信方法であって、前記伝達特性推定ステップは、前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する算出ステップと、前記パイロット信号伝達特性について２次元フーリエ変換を施して、伝送路遅延時間と伝送路変動周波数に対応した２次元空間上の２次元フーリエ変換データを生成する変換ステップと、前記２次元フーリエ変換データのうち特定領域内のデータ群を通過させるための２次元フィルタ窓を算出する供給ステップと、前記２次元フィルタ窓に基づいて確定された前記特定領域内のデータ群を選択抽出するフィルタステップと、前記選択抽出されたデータ群に対して２次元逆フーリエ変換を施して、キャリア周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元逆フーリエ変換データを生成し、前記生成されたデータに基づいて前記受信信号伝達特性を生成する生成ステップと、を備え、前記算出ステップは、前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する伝達特性算出ステップと、前記パイロット信号が重畳されていないキャリアを除き、前記パイロット信号が重畳されている位置の前記パイロット信号伝達特性を抽出し、前記変換ステップの処理に供する伝達特性抽出ステップとを備え、前記変換ステップは、１２キャリア毎の前記パイロット信号伝達特性に回転因子を乗算して前記２次元フーリエ変換データを生成し、かつ前記生成ステップは、前記選択抽出されたデータ群に回転因子を乗算して前記２次元データ領域内の前記受信信号伝達特性を算出する。

以下、本発明の一実施の形態を図面を参照しつつ説明する。

なお、以下に説明する全ての実施形態では、ＩＳＤＢ−Ｔによる地上波デジタル放送の部分受信装置を例にとって説明を行う。ＩＳＤＢ−Ｔの規格による場合、ＯＦＤＭシンボルは、図１に示されるような１３個のセグメントによって構成されており、各セグメントには、例えば、伝送モード１の場合、１０８波のキャリアが含まれている。そして、部分受信装置とは、この１３セグメントのうちの中央部に位置するセグメント０に含まれるキャリアのみを復調する受信装置のことである。

また、以下の事例においては、ＩＳＤＢ−Ｔ規格で定められた複数の伝送モードのうち、伝送モード１の場合を例にとって説明を行う。なお、伝送モード１における各変調パラメータの諸値を図２に、また、説明中で使用する各定数パラメータの諸値を図３に示す。

＜第１実施形態＞
図４は、第１実施形態における受信装置１の構成例を示すブロック図である。受信装置１は、主に、シンボル検波部１１、シンボル記憶部１２、周波数領域処理部１３、伝達特性推定部２０及びデータ復号部３０を有する。なお、図中における信号の流れ示す矢印は、各構成要素間の主要な信号の流れを示すものであり、例えば、このような主要信号に付随する応答信号や監視信号等の信号に関しては、図中の矢印と逆方向の向きに伝達される場合を含むものとする。さらに、図中の矢印は、各構成要素間における信号の流れを概念的に示すものであって、実際の装置において、各信号が矢印で示される経路の通りに忠実に授受される必要はない。また、実際の装置では、各構成要素が同図に示されるように忠実に区分されている必要もない。

シンボル検波部１１は、順次送信されてくるシンボルに対して、各シンボルに含まれるキャリア群を検波して、これらのキャリアの複素振幅（以下、“キャリア振幅”と称する）Ｓ_ｐ，ｋを求める。ここで、Ｓ_ｐ，ｋとはｋ番目のシンボルのｐ番目のキャリア振幅を表し、キャリアインデックスｐについては、図５に示すように、チャンネル中央のキャリアがインデックスｐ＝０に対応するように割り振るものとする。すなわち、チャンネル中央のキャリアはＳ_０，ｋに、セグメント０のキャリア群はＳ_{−５４，ｋ}〜Ｓ_５３，ｋに、それぞれ対応するものとする。シンボル検波部１１は、例えば、チューナー、Ａ／Ｄ変換器、伝送モード／ガードインターバル比検出器、ガードインターバル除去回路、及びＦＦＴ回路等の各構成回路によって構成されるが、その構成はこのような事例に限定されるものではない。

次に、シンボル記憶部１２は、シンボル検波部１１から出力されるキャリア振幅のうち、チャンネル中央部のｎＸ個を選択して、これをシンボル時間方向についてｎＹシンボル時間分に亘り記憶する回路である。即ち、図６に示されるＯＦＤＭシンボル空間内の（２次元領域キャリア幅ｎＸ×２次元領域シンボル幅ｎＹ個）のキャリア群について、キャリア振幅Ｓ_ｐ，ｑ（−ｎＸ／２≦ｐ＜ｎＸ／２，ｋ−ｎＹ＜ｑ≦ｋ）を記憶・保持する。以下の説明では、これらの記憶保持されたキャリア振幅を（ｐ，ｑ）空間上の２次元配列｛Ｓ_ｐ，ｑ：（ｐ，ｑ）∈Ｚ_２Ｄ｝と考えて説明を行う。

なお、図６に示されるようにｐはキャリアインデックス、ｑはシンボルインデックスであり、それぞれのインデックスが、キャリア周波数とシンボル時間に対応している。また、Ｚ_２Ｄの範囲は、キャリア周波数方向において、
−ｎＸ／２ ≦ ｐ ＜ ｎＸ／２
として定義され、また、シンボル時間方向においては、
ｋ−ｎＹ ＜ ｑ ≦ ｋ
として定義される。

なお、ＯＦＤＭシンボル空間である（ｐ，ｑ）空間上に２次元配列された各々のキャリア振幅情報と、各キャリアの属性（当該キャリアがＳＰ信号、又はデータキャリア信号である属性）との関係を図７に示す。同図からも明らかなように、ＳＰ信号は１２キャリアに１つの割合で重畳されており、その重畳位置は１シンボル毎に３キャリアずつ巡回推移する。

周波数領域処理部１３は、フレーム同期処理、ＴＭＣＣ復調処理などを施し、シンボル毎に０から２０３までのシンボルカウント値を生成してシンボル記憶部１２に記憶する。なおシンボル記憶部１２は、周波数領域処理部１３から供されるシンボルカウント値をシンボル検波部１１から供されるシンボル毎に付随させる形で記憶する。

データ復号部３０は、シンボル記憶部１２に記憶されたキャリア振幅データ群の中から、さらに、図６に示される推定領域Ｚ_ＥＳＴ（−ｗＸ／２≦ｐ＜ｗＸ／２，ｋ−ｎＹ／２−ｗＹ／２≦ｑ＜ｋ−ｎＹ／２＋ｗＹ／２）内のキャリア振幅｛Ｓ_ｐ，ｑ：（ｐ，ｑ）∈Ｚ_ＥＳＴ｝を抽出して、これに復号処理を加える部分である。

また、伝達特性推定部２０は、シンボル記憶部１２に記憶されたキャリア振幅に基づいて、上記推定領域Ｚ_ＥＳＴ内のキャリア振幅に対する推定伝達特性を算出して、これをデータ復号部３０に供する部分である。

データ復号部３０は、シンボル記憶部１２からのキャリア振幅と、伝達特性推定部２０からの推定伝達特性に基づいて、等化、デインターリーブ、リードソロモン復号等の処理を行って、この結果得られる受信データを出力する。なお、伝達特性推定部２０は、連続するｗＹ個のシンボル区間について伝達特性の推定を行うので、受信した１シンボル毎のタイミングで動作する必要はなく、ｗＹシンボルを受信する毎に１回の割合で動作すれば良い。また、このような動作タイミングはデータ復号部３０の動作タイミングについても同様である。

次に、伝達特性推定部２０の構成、及び動作について説明を行う。

先ず、伝達特性推定部２０の構成を図８に示す。同図に示されるように、伝達特性推定部２０は、主に、ＳＰ伝達特性算出部２１、２次元フーリエ変換部２２、２次元フィルタ回路２３、２次元逆フーリエ変換回路２４、推定伝達特性出力回路２５、及びフィルタ係数決定回路２６から構成されている。なお、以下の説明では記載を簡略化すべく、これら各々の回路をそれぞれ、算出部２１、変換部２２、フィルタ回路２３、逆変換部２４、出力回路２５、及び決定回路２６と称する。以下の回路構成の詳細説明では、主として本実施形態において特有の構成である算出部２１及び逆変換部２４を中心として説明し、その他の回路構成については動作説明において説明する。

算出回路２１は、図９に示されるようにＳＰ伝達特性算出回路２１ａ及びＳＰ伝達特性抽出回路２１ｂを有する。このうちＳＰ伝達特性抽出回路を「抽出回路」と称する。ＳＰ伝達特性算出回路２１ａは、シンボル記憶部１２から供給されるキャリア振幅の中からＳＰ信号に関するキャリア振幅のみを抽出して、これを既知の送信複素振幅値で除算する。これによってＳＰ伝達特性算出回路２１ａは、（ｐ，ｑ）空間上に点在するＳＰ信号に関し、その伝達特性｛Ｈ_ｐ，ｑ：（ｐ，ｑ）∈Ｚ_２Ｄ｝を求めることができる。抽出回路２１ｂは、ＳＰ信号が全く重畳されていないキャリアインデックスを除き、３キャリアインデックス毎のＳＰ信号伝達特性を変換部２２に供する。

逆変換部２４は、図１０に示されるように逆フーリエ変換回路２４ａ、乗算回路２４ｂ及びフーリエ変換回路２４ｃを有する。逆フーリエ変換回路２４ａは、シンボルインデックス方向のデータに対し、逆フーリエ変換処理を全キャリアインデックスにわたり施す。乗算回路２４ｂは、複素回転因子係数（ｅｘｐ（−ｊω_ｏｔ））を各キャリアに対して乗算する。なおｊは虚数単位を表しており、ｅｘｐ（ｘ）は複素数関数を表している。フーリエ変換回路２４ｃは、キャリアインデックス方向のデータに対し、フーリエ変換処理を全シンボルインデックスに亘り施すことで推定伝達特性を算出し、出力回路２５に提供する。つまり乗算回路２４ｂ及びフーリエ変換回路２４ｃはキャリアインデックス方向に演算を行っている。

続いて、伝達特性推定部２０の動作を説明する。上述のようにＩＳＤＢ−Ｔ規格の地上波デジタル放送では、ＯＦＤＭシンボル空間のキャリア配列中におけるＳＰ信号の存在位置、及び送信時におけるＳＰ信号の複素振幅値は、予め定められている。それ故、算出部２１は、シンボル記憶部１２から供給されるキャリア振幅の中からＳＰ信号に関するキャリア振幅のみを抽出して、これを既知の送信複素振幅値で除算する。これによって、（ｐ，ｑ）空間上に点在するＳＰ信号に関し、その伝達特性｛Ｈ_ｐ，ｑ：（ｐ，ｑ）∈Ｚ_２Ｄ｝を求めることができる。このような算出手順は以下の通りである。

算出部２１は、図９に示されるＳＰ伝達特性算出回路２１ａが、シンボル記憶部１２から供給されるキャリア振幅の中からＳＰ信号に関するキャリア振幅のみを抽出して、これを既知の送信複素振幅値で除算する。

ＳＰ伝達特性算出回路２１ａは、図６に示される領域Ｚ_２Ｄ内の全ての要素（ｐ，ｑ）について、Ｓ_ｐ，ｑがＳＰ信号に相当する場合は、
Ｈ_ｐ，ｑ＝Ｓ_ｐ，ｑ／Ｒ_ｐ，ｑ
として、当該ＳＰ信号に関する伝達特性Ｈ_ｐ，ｑを求める。ここで、Ｒ_ｐ，ｑは、既知であるＳＰ信号の送出複素振幅値である。

一方、ＳＰ伝達特性算出回路２１ａは、ＳＰ信号以外のデータキャリア信号に対しては、
Ｈ_ｐ，ｑ＝０
として、その伝達関数｛Ｈ_ｐ，ｑ｝を定める。

これによってＳＰ伝達特性算出回路２１ａは、（ｐ，ｑ）空間上に点在するＳＰ信号に関し、その伝達特性｛Ｈ_ｐ，ｑ：（ｐ，ｑ）∈Ｚ_２Ｄ｝を求めることができる。

抽出回路２１ｂは、ＳＰ信号が全く重畳されていないキャリアインデックスを除き、３キャリアインデックス毎のＳＰ信号伝達特性｛Ｈ_ｐ，ｑ｝を変換部２２に供する。

つまり、１２キャリアに１つの割合で重畳されていたＳＰ信号は、図１２に示されるように３キャリア毎にしか存在しないようになる。そして重畳位置が１シンボル毎に３キャリアずつ巡回推移していたＳＰ信号は、その重畳位置が１シンボル毎に１キャリアずつ巡回推移している。

即ち、図１１に示されるＯＦＤＭシンボル空間内のキャリア群について、２Ｄ−ＦＦＴ領域Ｚ’_２Ｄ（−ｍＸ／２≦ｐ＜ｍＸ／２，ｋ−ｎＹ＜ｑ≦ｋ）のＳＰ信号伝達特性{Ｈ’_ｐ，ｑ：(ｐ,ｑ)∈Ｚ’_２Ｄ}を変換部２２に供する。また、同図において推定領域Ｚ’_ＥＳＴの範囲を（−ｖＸ／２≦ｐ＜ｖＸ／２，ｋ−ｎＹ／２−ｗＹ／２≦ｑ＜ｋ−ｎＹ／２＋ｗＹ／２）とする。

変換部２２は、（ｐ，ｑ）空間上のＳＰ信号伝達特性｛Ｈ’_ｐ，ｑ｝について、２次元フーリエ変換を施して、これを（ｍ，ｎ）空間上のＳＰ信号伝達特性｛ｈ_ｍ，ｎ：（ｍ，ｎ）∈Ｚ’_ＴＲＡ｝に変換する。すなわち、（ｐ，ｑ）空間のキャリア周波数方向（ｐ方向）については、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）処理を施すことで周波数領域を時間領域に変換し、シンボル時間方向（ｑ方向）については、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理を施すことで時間領域を周波数領域に変換する。

この結果、２次元フーリエ変換後の（ｍ，ｎ）空間では、そのｍ軸方向が時間の次元に、そのｎ軸方向が周波数の次元に、それぞれ対応することになる。また、（ｐ，ｑ）空間上の領域Ｚ’_２Ｄが、（ｍ，ｎ）空間上に変換された領域Ｚ’_ＴＲＡに対応し、同領域は、ｍ軸方向において、
−ｍＸ／２ ≦ ｍ ＜ ｍＸ／２
として定義され、また、ｎ軸方向において、
−ｎＹ／２ ≦ ｎ ＜ ｎＹ／２
として定義される。

決定回路２６は、変換部２２によって（ｍ，ｎ）空間上にフーリエ変換されたデータ群に基づいて、２次元フィルタ窓｛Ｗ_ｍ，ｎ｝を算出する。上記特許文献１で説明されているように、伝送路伝達特性のパワースペクトラム分布は、伝送路の性質に応じて（ｍ，ｎ）空間上の特定領域に集中する傾向がある。したがって、決定回路２６は、この領域をカバーする通過域を有する実係数の２次元フィルタ窓｛Ｗ_ｍ，ｎ｝を算出し、フィルタ回路２３に供する。一例として、後述する図１４に示される領域Ａを通過域とし、その他の領域を阻止域とするような２次元フィルタ窓を設定すればよい。すなわち領域Ａにおいては２次元フィルタ窓｛Ｗ_ｍ，ｎ｝は
Ｗ_ｍ，ｎ＝１
として設定され、それ以外の領域については
Ｗ_ｍ，ｎ＝０
として設定される。

なお、このような２次元フィルタ窓としては、矩形窓や余弦降下窓などの様々な形状の窓関数が適用可能であることはいうまでもない。また決定回路２６は受信環境に適応した２次元フィルタ窓の通過域を設定すべきであることはいうまでもない。

フィルタ回路２３は、変換部２２で（ｍ，ｎ）空間上にフーリエ変換されたデータ群に対して、所定のフィルタリング処理を施す回路である。

フィルタ回路２３は、決定回路２６より供される実係数の２次元フィルタ窓｛Ｗ_ｍ，ｎ｝を、（ｍ，ｎ）空間上のＳＰ信号伝達特性｛ｈ_ｍ，ｎ｝に乗算して（ｍ，ｎ）空間上での推定伝達特性｛ｇ_ｍ，ｎ｝を算出する。フィルタ回路２３によって算出された推定伝達特性｛ｇ_ｍ，ｎ｝は、次段の逆変換部２４に出力される。

逆変換部２４は、フィルタ回路２３から供された推定伝達特性｛ｇ_ｍ，ｎ｝に、２次元フーリエ変換の逆処理である２次元逆フーリエ変換を施して、｛ｇ_ｍ，ｎ｝から（ｐ，ｑ）空間上の推定伝達特性｛Ｇ_ｐ，ｑ：（ｐ，ｑ）∈Ｚ_２Ｄ｝を算出する。

逆変換部２４は、図１０に示される逆フ−リエ変換回路２４ａが、シンボルインデックス方向（ｎ軸方向）について逆フーリエ変換処理を全キャリアインデックスにわたり施すことで周波数領域から時間領域に変換する。

乗算回路２４ｂは、時間領域においてキャリアインデックス方向（ｍ軸方向）について、ｍＸ区間で所定の位相回転が生じるように複素回転因子係数（ｅｘｐ（−ｊω_ｏｔ））を乗算する。なおｊは虚数単位を表しており、ｅｘｐ（ｘ）は複素指数関数を表している。

フーリエ変換回路２４ｃは、キャリアインデックス方向（ｍ軸方向）について、フーリエ変換処理を施すことで時間領域から周波数領域に変換する。

なお、逆変換部２４を、上記特許文献１と同様に逆フーリエ変換回路２４ａとフーリエ変換回路２４ｃのみで構成した場合、逆変換部２４で算出される推定伝達特性は｛Ｇ’_ｐ，ｑ：（ｐ，ｑ）∈Ｚ’_２Ｄ｝となり、推定領域はＺ’_ＥＳＴとなる。伝達特性推定部２０が伝達特性を推定すべき領域はＺ_ＥＳＴであるのに対し、推定領域Ｚ’_ＥＳＴはキャリア方向について１／３の領域となっている。これはＳＰ伝達特性抽出回路２１ｂでＳＰ伝達特性{Ｈ_ｐ，ｑ：（ｐ，ｑ）∈Ｚ_２Ｄ}を３キャリア毎に抽出したＳＰ伝達特性{Ｈ’_ｐ，ｑ：（ｐ，ｑ）∈Ｚ’_２Ｄ}を変換部２２へ供給しているからであり、算出される推定伝達特性についても３キャリアインデックス毎の結果となる。

よって、本実施形態の逆変換部２４は、逆フーリエ変換回路２４ａにおいてシンボル方向（ｎ軸方向）に逆フーリエ変換処理を施す。次に、後述する周波数移動定理を用いて、乗算回路２４ｂにおいて、キャリア方向に複素回転因子係数を乗算した後に、フーリエ変換回路２４ｃにおいてキャリア方向にフーリエ変換を施すことをシンボル毎に３回行うことで、推定領域Ｚ_ＥＳＴの範囲を含む推定伝達特性{Ｇ_ｐ，ｑ：（ｐ，ｑ）∈Ｚ_２Ｄ}を算出する。逆変換部２４で算出された推定伝達特性｛Ｇ_ｐ，ｑ｝は、出力回路２５に供される。

例えば、具体的に時間軸においてｍＸ区間でそれぞれ位相が０Π、２／３Π、４／３Π回転するような複素回転因子係数を乗算した後にフーリエ変換を施すことで、周波数軸においてそれぞれキャリアインデックスt＝３・ｐ、t＝３・ｐ＋１、t＝３・ｐ＋２（−ｍＸ≦ｐ＜ｍＸ）位置での推定伝達特性を算出することができ、領域Ｚ_２Ｄの範囲における推定伝達特性が算出される。

＜周波数移動定理について＞
Ｆ（ω）とｆ（ｔ）がフーリエ変換対であるならば、下記の式が成り立つ。
ｆ（ｔ）×ｅｘｐ（ｊω_０ｔ） ⇔ Ｆ（ω−ω_０）
上記の式は「周波数領域でのω_０の移動は、時間領域でのｅｘｐ（ｊω_０ｔ）を乗算することと等価である」という定理を示している。

出力回路２５は、データ復号部３０が抽出した推定領域Ｚ_ＥＳＴのキャリア振幅に対応する推定伝達特性｛Ｇ_ｐ，ｑ：（ｐ，ｑ）∈Ｚ_ＥＳＴ｝が抽出されて、このような抽出データをデータ復号部３０に供する。

なお、伝達特性推定部２０からデータ復号部３０に、Ｚ_２Ｄ全領域についての推定伝達特性を出力しないのは、（ｐ，ｑ）空間の周辺部では、領域端部の影響により推定伝達特性に誤差が生じるためである。このような端部の影響を軽減するには、例えば、２次元領域キャリア幅ｎＸ、及び２次元領域シンボル幅ｎＹの具体的数値として、本実施形態の値よりも更に大きな値を用いれば良い。本実施形態では、推定領域シンボル幅ｗＹとしてｗＹ＝２０４なる値を用いているが、推定領域シンボル幅ｗＹはこのような値に限定されるものではない。同様に、推定領域キャリア幅ｗＸについても、本実施形態では、１セグメント部分受信装置の構成を考えて同セグメントに含まれるキャリア数に相当するｗＸ＝１０８なる値を用いたが、これについてもこのような値に限定されるものではない。例えば、伝送帯域の中央に配置された３セグメントを受信復調する受信装置の場合はｗＸ＝３２４とすれば良い。

図１３は、上記特許文献１の図９に記載されているＳＰ信号の伝送路伝達特性のパワースペクトラム分布を示す図である。

このパワースペクトラム分布は、２Ｄフーリエ変換処理が施されているので、ｍ軸方向は時間であり、有効シンボル長Ｔｅまでの遅延時間を表している。また、ｎ軸方向は周波数であり、シンボル送出周波数Ｆａまでのドップラー周波数を表している。

しかしＳＰ信号が３キャリア毎にしか重畳されていないため、有効シンボル長Ｔｅの１／３周期で伝送路伝達特性がｍ軸方向に繰り返されていることが確認できる。例えば、有効シンボル長Ｔｅの１／３を超えるような遅延波が存在した場合、ＳＰ信号の伝達特性は有効シンボル長Ｔｅの１／３周期に折り返される形でしか観測することはできない。よって、有効なＳＰ信号伝達特性はｍ軸方向に対しＴｅ／３区間のみである。

一方、第１実施形態では、算出部２１が変換部２２に３キャリアインデックス毎のＳＰ信号伝達特性｛Ｈ’_ｐ，ｑ｝を供するため、変換部２２の出力であるＳＰ信号伝達特性｛ｈ_ｍ，ｎ｝のパワースペクトラム分布｛｜ｈ_ｍ，ｎ｜^２｝は、図１４に示されるように、ｍ軸方向については有効シンボル長Ｔｅの１／３までの遅延時間を表している。ｎ軸方向については、図１３に示す場合と同様にシンボル送出周波数Ｆａの周波数を表している。

以上のように、第１実施形態においては、ＳＰ信号伝達特性の時間方向（ｍ軸方向）に有効な区間であるＴｅ／３幅に亘り伝達特性が算出されているため、推定伝達特性の精度を低下させることなく、より少ない演算処理量で推定伝達特性を算出することができる。

次に、第１実施形態において動作が複雑な逆変換部２４の処理についてのみ具体的にフローチャートを用いて説明を行う。図１５は、２Ｄ逆フーリエ変換処理の手順例を示すフローチャートである。逆フーリエ変換処理は逆フーリエ変換部２４によって実行される。

シンボル方向逆フーリエ変換処理（Ｓ−ＩＦＦＴ処理とも称する）は、（ｐ，ｑ）空間についてシンボル方向に逆フーリエ変換を行う処理を示している（ステップＳ１００）。キャリア方向フーリエ変換処理（Ｃ−ＩＦＦＴ処理とも称する）は、（ｐ，ｑ）空間についてキャリア方向にフーリエ変換を行う処理を示している（ステップＳ２００）。

以下の説明においては各計算式が次のように表される。なお下記の式においては、「ＦＦＴ」がフーリエ変換を施す関数を示しており、「ＩＦＦＴ」が逆フーリエ変換を施す関数を示している。

１．ｎについての１Ｄ（１次元）フーリエ変換処理
Ｆ（ｐ，ｑ）＝ＦＦＴ（ｆ（ｐ，ｎ））ｄｎ

２．ｑについての１Ｄ（１次元）逆フーリエ変換処理
ｆ（ｍ，ｎ）＝ＩＦＦＴ（Ｆ（ｍ，ｑ））ｄｑ

図１６は、図１５に示すシンボル方向逆フーリエ変換処理の手順例を示すフローチャートである。なお以降の各フローチャートにおける記号「←」は左辺の変数に右辺の値や式を設定することを表している。

ステップＳ１０２では、シンボル方向カウンタ値ｎについて逆フーリエ変換処理を行う。当該ステップＳ１０２は、キャリア方向に２次元領域キャリア幅ｍＸ回繰り返し行われる（ステップＳ１０１，Ｓ１０３，Ｓ１０４）。

図１７は、図１５に示すキャリア方向フーリエ変換処理の手順例を示すフローチャートである。

ステップＳ３００では回転因子乗算処理が実行される。この回転因子乗算処理は、繰り返し回数インデックスｋとキャリアインデックスｍに基づいた回転因子係数をキャリア方向に乗算する。この回転因子乗算処理の詳細については後述する。

ステップＳ２０３では、キャリアインデックスｍについてフーリエ変換処理を行う。ステップＳ４００では推定領域抽出処理が実行される。この推定領域抽出処理は推定領域の推定伝達特性を抽出している。この推定領域抽出処理は、図１１で示される推定領域幅ｖＸ（図６の推定領域キャリア幅ｗＸ／３に相当）の推定伝達特性のみを抽出し、図示しないメモリに格納する。これらステップＳ３００，Ｓ２０３，Ｓ４００は一例として１シンボル毎に３回に亘り繰り返される（ステップＳ２０２，Ｓ２０４，Ｓ２０５）。当該フローチャートでは、２次元領域シンボル幅ｎＹに亘り、当該キャリア方向のフーリエ変換処理が繰り返し実行されているが（ステップＳ２０１，Ｓ２０６，Ｓ２０７）、推定領域シンボル幅ｗＹに亘り繰り返し実行されるようにしても良い。

図１８は、図１７に示す回転因子乗算処理の具体的な手順例を示すフローチャートである。

ステップＳ３０２では、繰り返し回数インデックスｋとキャリアインデックスｍに基づいて、回転因子係数の複素指数ｐｈを算出している。ステップＳ３０３では変数ｚが算出される。記号「＆」は、例えば、その左右に記載された変数などをビット単位で論理積演算することを表している。ステップＳ３０４では、ステップＳ３０２で算出した複素指数ｐｈを用いて回転因子係数ｅｘｐ（ｐｈ）を乗算している。これらステップＳ３０２，Ｓ３０３，Ｓ３０４は、推定領域キャリア幅ｗＸ／２に亘り繰り返し実行される（ステップＳ３０１，Ｓ３０５，Ｓ３０６）。

図１９は、図１７に示す推定領域抽出処理の具体的な手順例を示すフローチャートである。なおｎＴはキャリア方向算出範囲パラメータを表しており、第１実施形態ではｎＴ＝ｗＸ／３と設定される（ステップＳ４０１）。また対象キャリア算出変数ｃは、処理の対象とすべきキャリアを特定するための算出用変数を表している。

ステップＳ４０４では、変数ｚが設定される。ステップＳ４０５では、キャリア方向フーリエ変換毎に算出される推定伝達特性を３キャリアインデックスごとに図示しないメモリに格納している。ステップＳ４０６では、対象とすべきキャリアを３キャリア毎とするため、対象キャリア算出変数ｃが３インクリメントされる。

以上のようなステップＳ４０４，Ｓ４０５，Ｓ４０６が一例として３キャリア毎に−ｎＴ／２〜ｎＴ／２に亘り実行される（ステップＳ４０１，Ｓ４０２，Ｓ４０３，Ｓ４０７，Ｓ４０８）。

以上説明したように、本実施形態における受信装置１は、複数のキャリアを送信データに基づいて直交変調することにより生成した伝送シンボルを伝送単位として特定既知の複素振幅を持つパイロット信号が前記伝送シンボル内の所定のキャリアに重畳されたＯＦＤＭ信号を受信し、連続する複数の前記伝送シンボルに含まれるキャリア群を検波して得た受信信号をキャリア周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元データ領域内に配置する信号検波部１１（シンボル検波部）と、前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に基づいて前記受信信号の各々に対する受信信号伝達特性を推定する伝達特性推定部２０と、前記受信信号及び前記受信信号伝達特性に基づいて前記送信データを復号するデータ復号部３０と、を有する受信装置１であって、前記伝達特性推定部２０は、前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する算出手段２１（ＳＰ伝達特性算出部）と、前記パイロット信号伝達特性について２次元フーリエ変換を施して、伝送路遅延時間と伝送路変動周波数に対応した２次元空間上の２次元フーリエ変換データを生成する変換手段２２（２Ｄフーリエ変換部）と、前記２次元フーリエ変換データのうち特定領域内のデータ群を通過させるための２次元フィルタ窓を算出する供給手段２６（フィルタ係数設定回路）と、前記２次元フィルタ窓に基づいて確定された前記特定領域内のデータ群を選択抽出するフィルタ手段２３（２Ｄフィルタ回路）と、前記選択抽出されたデータ群に対して２次元逆フーリエ変換を施して、キャリア周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元逆フーリエ変換データを生成し、前記生成されたデータに基づいて前記受信信号伝達特性を生成する生成手段２４（２Ｄ逆フーリエ変換部）とを備え、前記算出手段２１は、前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する伝達特性算出手段２１ａ（ＳＰ伝達特性算出回路）と、前記パイロット信号が重畳されていないキャリアを除き、３キャリア毎の前記パイロット信号伝達特性を抽出し、前記変換手段２２に供する伝達特性抽出手段２１ｂ（ＳＰ伝達特性抽出回路）とを備えることを特徴とする。

本実施形態における受信方法は、複数のキャリアを送信データに基づいて直交変調することにより生成した伝送シンボルを伝送単位として特定既知の複素振幅を持つパイロット信号が前記伝送シンボル内の所定のキャリアに重畳されたＯＦＤＭ信号を受信し、連続する複数の前記伝送シンボルに含まれるキャリア群を検波して得た受信信号をキャリア周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元データ領域内に配置する信号検波ステップと、前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に基づいて前記受信信号の各々に対する受信信号伝達特性を推定する伝達特性推定ステップと、前記受信信号及び前記受信信号伝達特性に基づいて前記送信データを復号するデータ復号ステップと、を有する受信方法であって、前記伝達特性推定ステップは、前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する算出ステップと、前記パイロット信号伝達特性について２次元フーリエ変換を施して、伝送路遅延時間と伝送路変動周波数に対応した２次元空間上の２次元フーリエ変換データを生成する変換ステップと、前記２次元フーリエ変換データのうち特定領域内のデータ群を通過させるための２次元フィルタ窓を算出する供給ステップと、前記２次元フィルタ窓に基づいて確定された前記特定領域内のデータ群を選択抽出するフィルタステップと、前記選択抽出されたデータ群に対して２次元逆フーリエ変換を施して、キャリア周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元逆フーリエ変換データを生成し、前記生成されたデータに基づいて前記受信信号伝達特性を生成する生成ステップと、を備え、前記算出ステップは、前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する伝達特性算出ステップと、前記パイロット信号が重畳されていないキャリアを除き、３キャリア毎の前記パイロット信号伝達特性を抽出し、前記変換ステップの処理に供する伝達特性抽出ステップとを備えることを特徴とする。

これらのようにすると、推定伝達特性の精度を低下させることなく、より少ない演算処理量で推定伝達特性を算出することができる。

＜第２実施形態＞
ところで、図２０は、変換部２２の出力であるＳＰ信号伝達特性｛ｈ_ｍ，ｎ｝のパワースペクトラム分布｛｜ｈ_ｍ，ｎ｜^２｝であり、後述する性質Ａを示す図である。なお（ｍ，ｎ）空間はＯＦＤＭシンボル空間に相当する。

変換部２２において２Ｄフーリエ変換処理を施して算出したＳＰ信号伝達特性｛ｈ_ｍ，ｎ｝は、ＳＰ信号の規則的な配置により以下の性質を有する。なおＳＰ信号伝達特性｛ｈ_ｍ，ｎ｝はｈ（ｍ，ｎ）に相当する。
ｈ（ｍ（ｍＸ−１），ｎ＆（ｎＹ−１））
＝ｈ（ｍ＆（ｋＸ−１），（ｎ＋ｋ×ｎＹ／４）＆（ｎＹ−１））
×ｅｘｐ（−ｊ×２π／４×（ｋ×ｃｏ４）） ・・・（１）
ｃｏ４＝（ｓｙｍｃｏ＋（２＜＜ｍｏｄｅ））＆３
ｋ＝（４−ｆｌｏｏｒ（（（ｍ＆（ｍＸ−１）＋（ｋＸ／２））／ｋＸ））＆３
ｋＸ＝ｍＸ／４

変数ｍｏｄｅは伝送モードを表しており、例えばモード１のときは０、モード２のときは１、モード３のときは２である。変数ｓｙｍｃｏは、変換部２２に供されるシンボル群の内、ｑ軸原点に配置、記憶されているシンボル、すなわち図１２におけるｑ＝ｋ−２５５シンボルに付随するシンボルカウント値である。関数ｆｌｏｏｒ（ｘ）はｘ以下の最大の整数値を計算する関数である。

図２０においては（ｍ，ｎ）空間は（−ｍＸ／２≦ｍ＜ｍＸ／２、−ｎＹ／２≦ｎ＜ｎＹ）の範囲で表現されているが、（１）式では（０≦ｍ＜ｍＸ、０≦ｎ＜ｎＹ）の範囲で定義されている。即ち、図２０における（ｍ，ｎ）空間上でｍ＝−１は（１）式ではｍ＝ｍＸ−１として定義されている。

即ち、（１）式の右辺第一項目ｈ（ｍ＆（ｋＸ−１），（ｎ＋ｋ×ｎＹ／４）＆（ｎＹ−１））は図２０の領域Ｈのみを示している。よって、（１）式は領域ＨのＳＰ信号伝達特性から（ｍ，ｎ）空間上の任意のＳＰ信号伝達特性｛ｈ_ｍ，ｎ｝を容易に算出することができることが示されている。よって、（１）式は（ｍ，ｎ）空間上でＳＰ信号伝達特性｛ｈ_ｍ，ｎ｝は１つの独立変数群と３つの従属変数群から成立していることを意味している。この性質を呼称として性質Ａと呼ぶこととする。

要するに、図２０の領域ＨにあたるＳＰ信号伝達特性のみを算出するように工夫することで、さらに変換部２２の演算処理量の削減を行うことが期待できる。以下に示す第２実施形態は、上記性質Ａを利用することで変換部２２の演算処理量をさらに削減することを目的としたものである。

図２１は、第２実施形態による受信装置１ａの構成例を示すブロック図である。第２実施形態による受信装置１ａは、第１実施形態による受信装置１とほぼ同様の構成でありほぼ同様の動作を行う。このため第２実施形態では、同一の構成及び動作については第１実施形態における図１乃至図１９と同一の符号を用いるとともに、その説明を省略し、以下の説明では異なる点を中心として説明する。

第２実施形態による受信装置１ａは、第１実施形態による伝達特性推定部２０の代わりに、当該伝達特性推定部２０とほぼ同様の機能を有する伝達特性推定部２０ａを有する。

図２２は、図２１に示される伝達特性推定部２０ａの構成例を示すブロック図である。第２実施形態による伝達特性推定部２０ａは、第１実施形態における伝達特性推定部２０とは、主として、算出部２１の一部の機能が異なるとともに、変換部２２の構成及び機能が異なっている。

第１実施形態では、算出部２１のＳＰ伝達特性算出回路２１ａが、例えば３キャリアインデックス毎にＳＰ信号の伝達特性｛Ｈ_ｐ，ｑ｝を抽出していたが、これに対して第２実施形態では、ＳＰ伝達特性抽出回路２１ａが、例えば１２キャリアインデックス毎にＳＰ信号のみの伝達特性｛Ｈ_ｐ，ｑ｝を抽出する。

算出部２１は、上記図９に示されるＳＰ伝達特性算出回路２１ａが、シンボル記憶部１２から供給されるキャリア振幅の中からＳＰ信号に関するキャリア振幅のみを抽出して、これを既知の送信複素振幅値で除算する。

ＳＰ伝達特性算出回路２１ａは、図６に示される領域Ｚ_２Ｄ内の全ての要素（ｐ，ｑ）について、Ｓ_ｐ，ｑがＳＰ信号に相当する場合は、
Ｈ_ｐ，ｑ＝Ｓ_ｐ，ｑ／Ｒ_ｐ，ｑ
として、当該ＳＰ信号に関する伝達特性｛Ｈ_ｐ，ｑ｝を求める。ここで、｛Ｒ_ｐ，ｑ｝は、既知であるＳＰ信号の送出複素振幅値である。

一方、ＳＰ伝達特性算出回路２１ａは、ＳＰ信号以外のデータキャリア信号に対しては、
Ｈ_ｐ，ｑ＝０
として、その伝達関数｛Ｈ_ｐ，ｑ｝を定める。

これによってＳＰ伝達特性算出回路２１ａは、（ｐ，ｑ）空間上に点在するＳＰ信号に関し、その伝達特性｛Ｈ_ｐ，ｑ：（ｐ，ｑ）∈Ｚ_２Ｄ｝を求めることができる。

抽出回路２１ｂは、ＳＰ信号位置のＳＰ信号伝達特性｛Ｈ_ｐ，ｑ｝のみを抽出し変換部２２ｘに供する。具体的には、抽出回路２１ｂは、図２４に示されるＳＰ信号位置のみのＳＰ信号伝達特性を抽出し、図２５に示されているようにキャリア方向に詰める形にして変換部２２ｘに供する。

このように、変換部２２ｘに供するＳＰ信号伝達特性をＳＰ信号位置のキャリアに限定することにより、変換部２２ｘの演算処理量をさらに削減することができる。

上述のように変換部２２ｘに供されるＳＰ信号伝達特性｛Ｈ”_ｐ，ｑ｝は、図２３に示すようにＯＦＤＭ空間内に配置されている。第２実施形態における２Ｄフーリエ変換領域の範囲Ｚ”_２Ｄは、
−ｋＸ／２≦ｐ＜ｋＸ／２ ； ｋ−ｎＹ＜ｑ≦ｋ
と定義される。また推定領域Ｚ”_ＥＳＴは、
−ｕＸ／２≦ｐ＜ｕＸ／２ ； ｋ−ｎＹ／２−ｗＹ／２＜ｑ≦ｋ−ｎＹ／２＋ｗＹ／２
と定義される。

変換部２２ｘは、ＳＰ伝達特性算出部２１から供された（ｐ，ｑ）空間上のＳＰ信号伝達特性｛Ｈ”_ｐ，ｑ｝について、２次元フーリエ変換を施して、これを（ｍ，ｎ）空間上のＳＰ信号伝達特性｛ｈ_ｍ，ｎ：（ｍ，ｎ）∈Ｚ’_ＴＲＡ｝に変換する。変換部２２ｘはこれをフィルタ回路２３と決定回路２６に出力する。

つまり変換部２２ｘは、図２６に示される逆フーリエ変換回路２２ａ及び乗算回路２２ｂがキャリアインデックス方向に処理を施し、フーリエ変換回路２２ｃがシンボルインデックス方向に処理を施す。

即ち、変換部２２ｘに供されるＳＰ信号伝達特性は図２５に示されるようにキャリア方向に縮退され、本来図２４に示されるような（ｐ、ｑ）空間上の重畳位置とは異なり、シンボル毎にキャリア方向にＳＰ信号の重畳位置がずれていない。そこで、変換部２２ｘでは前述した周波数移動定理を用いて、シンボル毎にキャリア方向に逆フーリエ変換回路２２ａにて逆フーリエ変換処理を施した後に、乗算回路２２ｂにて所定の複素回転因子係数を乗算することで、逆フーリエ変換処理前の時間軸において所望の位置だけ相対的にずれた結果を算出する。

具体的に複素回転因子係数は、シンボル記憶部１２より供されるシンボル毎に付随したシンボルカウント値と伝送モードに基づいて決定される。よって、複素因子係数はシンボル毎に更新され、本実施形態の場合において、その周期は４シンボルとなる。

次に、フーリエ変換回路２２ｃにおいて、シンボル方向にフーリエ変換処理を施すことで、（ｍ，ｎ）空間上のＳＰ信号伝達特性｛ｈ’_ｍ，ｎ｝を算出する。

変換部２２ｘで算出したＳＰ信号伝達特性｛ｈ’_ｍ，ｎ｝のパワースペクトラム分布｛｜ｈ’_ｍ，ｎ｜^２｝は図２７に示されるように、ｍ軸方向については有効シンボル長Ｔｅの１／１２までの遅延時間となり、ｎ軸方向についてはシンボル送出周波数Ｆａ分の周波数となる。また、変換部２２ｘで算出されたＳＰ信号伝達特性｛ｈ’_ｍ，ｎ｝は上述した性質Ａの説明で用いた図２０の領域Ｈの部分に相当する。上述した性質Ａを利用すれば、変換部２２ｘで算出したＳＰ信号伝達特性｛ｈ’_ｍ，ｎ｝から第１実施形態における変換部２２で算出したＳＰ信号伝達特性｛ｈ_ｍ，ｎ｝に容易に変換が可能である。即ち、変換部２２ｘはＳＰ信号伝達特性｛ｈ_ｍ，ｎ｝をフィルタ回路２３、決定回路２６に出力する。

よって、決定回路２６、フィルタ回路２３、逆変換部２４、出力回路２６については第１実施形態と同様の処理を行えばよい。これら決定回路２６、フィルタ回路２３、逆変換部２４、出力回路２５については、第１実施形態と同様であるので説明を省略する。

図２８は、２Ｄフーリエ変換処理の手順例を示すフローチャートである。この２Ｄフ−リエ変換処理は変換部２２ｘによって実施される処理を表している。２Ｄフ−リエ変換処理は、キャリア方向逆フーリエ変換処理（ステップＳ５００に相当）及びシンボル方向フーリエ変換処理（ステップＳ６００に相当）を有する。キャリア方向逆フーリエ変換処理は、図２９に示されるようにシンボル方向に沿って繰り返しフーリエ変換処理（ステップＳ５０１）が実施される（ステップＳ５０２，Ｓ５０３）。

図３０は、図２８に示されるキャリア方向逆フーリエ変換処理の手順例を示すフローチャートである。ステップＳ６０２では、伝送モードｍｏｄｅとシンボルカウント値ｓｙｍｃｏに基づいてシンボル毎のキャリア方向のずれ量ｓを算出する。伝送モードｍｏｄｅは、例えばモード１のときは０、モード２のときは１、モード３のときは２である変数である。シンボルカウント値ｓｙｍｃｏは、変換部２２ｘに供されるシンボル群の内、ｑ軸原点に配置、記憶されているシンボル、すなわち図２５におけるｑ＝ｋ−２５５シンボルに付随するシンボルカウント値である。ステップＳ６０３ではキャリア方向のフーリエ変換処理を施す。

ステップＳ６０５では、ステップＳ６０２で算出したずれ量ｓとキャリアインデックスｍに基づいて、回転因子係数の複素指数ｐｈを算出する。ステップＳ６０７ではフーリエ変換処理された｛Ｈ”_ｚ，ｑ｝（Ｈ”（ｚ，ｑ）に相当）に回転因子係数ｅｘｐ（ｐｈ）を乗算する。上記処理をキャリア方向にｋＸ回繰り返し、シンボル方向にｎＹ回繰り返し施す。

このように、第２実施形態によれば、算出部２１において変換部２２ｘに供するＳＰ信号伝達特性｛Ｈ_ｐ，ｑ｝を限定し、変換部２２ｘにおいて演算を工夫することにより、第１実施形態に比べ、推定伝達特性の精度を低下させることなく、さらに演算量を削減することができる。

以上説明したように、本実施形態における受信装置１ａは、複数のキャリアを送信データに基づいて直交変調することにより生成した伝送シンボルを伝送単位として特定既知の複素振幅を持つパイロット信号が前記伝送シンボル内の所定のキャリアに重畳されたＯＦＤＭ信号を受信し、連続する複数の前記伝送シンボルに含まれるキャリア群を検波して得た受信信号をキャリア周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元データ領域内に配置する信号検波部１１（シンボル検波部）と、前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に基づいて前記受信信号の各々に対する受信信号伝達特性を推定する伝達特性推定部２０と、前記受信信号及び前記受信信号伝達特性に基づいて前記送信データを復号するデータ復号部３０とを有する受信装置１ａであって、前記伝達特性推定部２０は、前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する算出手段２１（ＳＰ伝達特性算出部）と、前記パイロット信号伝達特性について２次元フーリエ変換を施して、伝送路遅延時間と伝送路変動周波数に対応した２次元空間上の２次元フーリエ変換データを生成する変換手段２２ｘ（２Ｄフーリエ変換部）と、前記２次元フーリエ変換データのうち特定領域内のデータ群を通過させるための２次元フィルタ窓を算出する供給手段２６（フィルタ係数設定回路）と、前記２次元フィルタ窓に基づいて確定された前記特定領域内のデータ群を選択抽出するフィルタ手段２３（２Ｄフィルタ回路）と、前記選択抽出されたデータ群に対して２次元逆フーリエ変換を施して、キャリア周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元逆フーリエ変換データを生成し、前記生成されたデータに基づいて前記受信信号伝達特性を生成する生成手段２４（２Ｄ逆フーリエ変換部）とを備え、前記算出手段２１は、前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する伝達特性算出手段２１ａ（ＳＰ伝達特性算出回路）と、前記パイロット信号が重畳されていないキャリアを除き、前記パイロット信号が重畳されている位置の前記パイロット信号伝達特性を抽出し、前記変換手段２２ｘに供する伝達特性抽出手段２１ｂ（ＳＰ伝達特性抽出回路）とを備えることを特徴とする。

本実施形態における受信方法は、複数のキャリアを送信データに基づいて直交変調することにより生成した伝送シンボルを伝送単位として特定既知の複素振幅を持つパイロット信号が前記伝送シンボル内の所定のキャリアに重畳されたＯＦＤＭ信号を受信し、連続する複数の前記伝送シンボルに含まれるキャリア群を検波して得た受信信号をキャリア周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元データ領域内に配置する信号検波ステップと、前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に基づいて前記受信信号の各々に対する受信信号伝達特性を推定する伝達特性推定ステップと、前記受信信号及び前記受信信号伝達特性に基づいて前記送信データを復号するデータ復号ステップと、を有する受信方法であって、前記伝達特性推定ステップは、前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する算出ステップと、前記パイロット信号伝達特性について２次元フーリエ変換を施して、伝送路遅延時間と伝送路変動周波数に対応した２次元空間上の２次元フーリエ変換データを生成する変換ステップと、前記２次元フーリエ変換データのうち特定領域内のデータ群を通過させるための２次元フィルタ窓を算出する供給ステップと、前記２次元フィルタ窓に基づいて確定された前記特定領域内のデータ群を選択抽出するフィルタステップと、前記選択抽出されたデータ群に対して２次元逆フーリエ変換を施して、キャリア周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元逆フーリエ変換データを生成し、前記生成されたデータに基づいて前記受信信号伝達特性を生成する生成ステップと、を備え、前記算出ステップは、前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する伝達特性算出ステップと、前記パイロット信号が重畳されていないキャリアを除き、前記パイロット信号が重畳されている位置の前記パイロット信号伝達特性を抽出し、前記変換ステップの処理に供する伝達特性抽出ステップとを備えることを特徴とする。

これらのようにすると、第１実施形態に比べ、推定伝達特性の精度を低下させることなく、さらに少ない演算処理量で推定伝達特性を算出することができる。

上記実施形態における受信装置１ａにおいては、上述した構成に加えてさらに、前記変換手段２２ｘ（２Ｄフ−リエ変換部）は、周波数移動定理を利用し、１２キャリア毎の前記パイロット信号伝達特性に基づいて前記２次元フーリエ変換データを生成し、かつ前記生成手段２４（２Ｄ逆フーリエ変換回路）は、周波数移動定理を利用し、前記選択抽出されたデータ群に基づいて前記２次元データ領域内の前記受信信号伝達特性を算出することを特徴とする。

上記実施形態における受信装置１ａにおいては、上述した構成に加えてさらに、前記変換手段２２ｘ（２Ｄフ−リエ変換部）は、１２キャリア毎の前記パイロット信号伝達特性に回転因子を乗算して前記２次元フーリエ変換データを生成し、かつ前記生成手段２４（２Ｄ逆フーリエ変換回路）は、前記選択抽出されたデータ群に回転因子を乗算して前記２次元データ領域内の前記受信信号伝達特性を算出する。

なお、本実施形態は、上記に限られず、種々の変形が可能である。以下、そのような変形例を順を追って説明する。

＜回転因子係数を用いない方法＞
上記第２実施形態においては、図２２に示される構成において、ＳＰ信号のみを変換部２２ｘに供する場合に、変換部２２ｘにおいてキャリア方向の逆フーリエ変換後に上記回転因子係数を乗算しなくても、次のように所望の演算結果を求めることができる。

算出部２１は、上記実施形態と同様に（ｐ，ｑ）空間におけるＳＰ信号伝達特性｛Ｈ_ｐ，ｑ｝を算出する。そしてＳＰ伝達特性抽出回路２１ｂでは、ＳＰ信号のキャリア位置のみのＳＰ信号伝達特性｛Ｈ”_ｐ，ｑ｝を抽出し（図２４参照）、それをキャリア方向に詰めたＳＰ信号伝達特性（図２５参照）を変換部２２ｘに供する。

変換部２２ｘでは、算出部２１から供されたＳＰ信号伝達特性に対し、２Ｄフーリエ変換処理を行う。例として、(ｐ，ｑ）空間上の原点（０，０）にＳＰ信号が存在する場合の変換部２２ｘのフローチャートを図３１に示す。２Ｄフ−リエ変換処理は、キャリア方向逆フーリエ変換処理（図示のＣ−ＩＦＦＴ処理ステップＳ５００に相当）及びシンボル方向フーリエ変換処理(図示のＳ−ＩＦＦＴ処理ステップＳ６００に相当）を示す。

図３２は、キャリア方向の逆フーリエ変換処理（ステップＳ５００）の手順例を示すフローチャートである。このフローチャートは変換部２２ｘによって実行される。

ステップＳ５２２では、シンボルインデックスｑ軸方向にインデックスが４インクリメントされる毎に１インクリメントされる値を算出している。ステップＳ５２４では、ステップＳ５２２で算出した値に基づいて、キャリアインデックスｐ軸方向に巡回する先のインデックスを算出する。ステップＳ５２５では、一時記憶領域ｔｅｍｐ（ｐａ）にキャリアインデックスｐ軸方向に巡回させたデータを格納する。このステップＳ５２５の処理は、逆フーリエ変換に供するデータの先頭アドレス（原点）を変更する処理であり、必ずしも一時記憶領域ｔｅｍｐ（ｐａ）が必要な訳でない。

これらステップＳ５２４，Ｓ５２５は、２次元領域キャリア幅ｋＸに亘り繰り返し実行される（Ｓ５２６，Ｓ５２７）。ステップＳ５２８では、キャリア方向に逆フーリエ変換処理が行われる。これらステップＳ５２２〜Ｓ５２８は、２次元シンボル幅ｎＹに亘り繰り返し実行される（Ｓ５２９，Ｓ５３０）。

図３３は、シンボル方向のフーリエ変換処理の手順例を示すフローチャートである。このフローチャートは変換部２２によって実行される。

まずステップＳ６２１では、キャリアインデックスｍが初期化される。ステップＳ６２２ではシンボル方向のフーリエ変換処理が行われる。ステップＳ６２３では、シンボルインデックスｑ軸方向にデータを巡回するオフセット値ｍａが算出される。ステップＳ６２５ではシンボルインデックスｑ軸方向にデータを巡回する先のインデックスｎａを算出する。ステップＳ６２６では、シンボル方向のフーリエ変換後のデータをシンボルインデックスｑ軸方向に巡回し、ＳＰ信号伝達特性｛ｈ_ｍ，ｎａ｝を算出する。これらステップＳ６２５，Ｓ６２６は、２次元領域シンボル幅ｎＹに亘り繰り返し実行される（Ｓ６２７，Ｓ６２８）。これらステップＳ６２２〜Ｓ６２８は、２次元領域キャリア幅ｍＸに亘り実行される（Ｓ６２９，Ｓ６３０）。

このように、キャリア方向の逆フーリエ変換前のインデックス（アドレス）操作とシンボル方向のフーリエ変換後のインデックス（アドレス）操作を行うことにより、複素回転因子係数を乗算しなくてもよい演算方法もある。このように演算を行えるのはｎＹ／ｍＸの値が１以上の整数になる場合のみである。

一方、２次元領域キャリア幅ｍＸ／２次元領域シンボル幅ｎＹが１以上の整数になる場合には、まずＳＰ伝達特性抽出回路２１ｂがＳＰキャリア信号位置のみのＳＰ信号伝達特性を抽出し、シンボル方向に詰めて変換部２２に供する。次に変換部２２は、先にシンボル方向のフーリエ変換処理から行うと、上記と同様に複素回転因子係数を乗算しなくてもインデックス（アドレス）操作のみで２Ｄフーリエ変換を行うことが可能となる。

＜変形例＞
図３４は、図４に示す受信装置１においてシンボル記憶部１２をデータキャリア記憶部１２ａとＳＰキャリア記憶部１２ｂに分割した構成の受信装置１ｘの構成例を示すブロック図である。図３４に示す受信装置１ｘは、図４に示す受信装置１及び図２１に示す受信装置１ａと同一の符号を付した構成はほぼ同様の構成である。なおこれらデータキャリア記憶部１２ａ及びＳＰキャリア記憶部１２ｂは、シンボル記憶部１２の記憶領域を分けて確保された２つの記憶領域でも良いし、物理的に分かれた記憶領域であっても良い。

上述した各実施形態では、シンボル記憶部１２をデータキャリア記憶部１２ａとＳＰキャリア記憶部１２ｂに分割した構成であってもよい。なおその他の構成は上記実施形態とほぼ同様であるため、以下では、主にデータキャリア記憶部１２ａとＳＰキャリア記憶部１２ｂについて説明する。

まず構成について説明すると、周波数領域処理部１３は、フレーム同期処理、ＴＭＣＣ復調処理などが施され、シンボル毎に０から２０３までのシンボルカウント値を生成する。シンボルカウント値をデータキャリア記憶部１２ａとＳＰキャリア記憶部１２ｂに供する。

データキャリア記憶部１２ａでは、シンボル毎にデータ復号部３０で用いるキャリア系列のみを選択し、キャリア周波数方向及びシンボル時間方向の２次元空間として記憶する。またデータキャリア記憶部１２ａは、周波数領域処理部１３から供されるシンボルカウント値をシンボル検波部１１から供されるシンボル毎に付随させる形で記憶する。記憶されたキャリア群はデータ復号部３０に供される。

ＳＰキャリア記憶部１２ａでは、シンボル毎に伝達特性推定部２０で用いるＳＰキャリア系列のみを選択し、キャリア周波数方向及びシンボル時間方向の２次元空間として記憶する。また、周波数領域処理部１３から供されるシンボルカウント値をシンボル検波部１１から供されるシンボル毎に付随させる形で記憶する。記憶されたサブキャリア群は伝達特性推定部２０に供される。

データ復号部３０では、データキャリア記憶部１２ａからのキャリア複素振幅と伝達特性推定部２０からの推定伝達特性に基づいて等化、デインターリーブ、リードソロモン復号などの処理を行い、ＴＳデータを出力する。

ＳＰキャリア記憶部１２ａでは、シンボル検波部１１から供されるキャリア系列からなるシンボルのチャンネル中央部ｎＸ個のキャリアのうち、ＳＰキャリアのみを選択しこれをシンボル時間方向にｎＹシンボル分に亘り記憶する。即ち、ＳＰキャリア記憶部１２ａでは、図３５のＯＦＤＭ空間における斜線部分(−ｎＸ／２≦ｐ＜ｎＸ／２，ｋ−ｎＹ＜ｑ≦ｋ）のＳＰキャリアのみのキャリア振幅{Ｓ_ｐ，ｑ｝を記憶保持する。なお図３５に示されるようにキャリア周波数方向のキャリアインデックスをｐとし、シンボル時間方向のシンボルインデックスをｑとする。

データキャリア記憶部１２ａでは、シンボル検波部１１から供されるキャリア系列からなるシンボルのチャネル中央部ｗＸ個のキャリアのうちデータキャリアのみを選択し、これをシンボル時間方向に（２次元領域シンボル幅ｎＹ／２＋推定領域シンボル幅ｗＹ／２）シンボル分に亘り記憶する。即ち、図３６のＯＦＤＭ空間における格子部分（−ｗＸ／２≦ｐ＜ｗＸ／２，ｋ−ｎＹ／２−ｗＸ／２＜ｑ≦ｋ）のデータキャリアのみのキャリア振幅{ＳＤ_ｐ，ｑ｝が記憶保持される。

以上のように、上記実施形態における受信装置１ｘは、上述した構成に加えてさらに、前記信号検波手段１１（シンボル検波部）から出力されるキャリア振幅を順次記憶する記憶手段を有し、前記記憶手段は、シンボル毎に前記データ復号手段３０（データ復号部）で用いるキャリア系列のみを選択し、キャリア周波数方向及びシンボル時間方向の２次元空間として記憶する第１記憶手段１２ａ（データキャリア記憶部）と、前記周波数領域処理手段１３（周波数領域処理部）から供されるシンボルカウント値を前記信号検波手段１１から供されるシンボル毎に付随させる形で記憶する第２記憶手段１２ｂ（ＳＰキャリア記憶部）とを有することを特徴とする。

＜伝送モードによらず記憶領域を一定にする技術＞
上記実施形態では、特定の伝送モードを例示して説明したが、伝送モードによらず、データキャリア記憶部１２ａ及びＳＰキャリア記憶部１４の合計記憶領域が一定になるように、２次元領域キャリアｎＸ及び２次元領域シンボル幅ｎＹを伝送モードに対し可変にするようにしても良い。

まず受信装置１ｘは、搭載している記憶領域が限られているため、記憶領域は有効に活用されるべきである。よって、伝送モードによらずデータキャリア記憶部１２ａとＳＰデータ記憶部１２ｂで用いる記憶領域は一定であることが望ましい。そこで伝達特性推定部２０は、伝送モードによらず記憶容量が一定になるように、伝送モードによって各パラメータの設定を可変に行う。

上記各実施形態では、伝達特性推定部２０は、伝送モードが変わっても、推定領域キャリア幅ｗＸ×推定領域シンボル幅ＷＹ、２次元キャリア幅ｎＸ×２次元領域シンボル幅ｎＹが変わらないようにする。一例として図３７に示すように各パラメータが設定される。

２次元領域キャリアｗＸと２次元領域キャリア幅ｎＸの関係については、下記の式で表される。なおｃｅｉｌ＿ｐｏｗ（ｘ）は、値ｘ以上の最小の２の階乗値を返す関数を表している。
ｎＸ＝（ｃｅｉｌ＿ｐｏｗ（ｗＸ／３））×３

上記受信装置１ｘは、上述した構成に加えてさらに、前記供給手段２６（フィルタ係数決定回路）は、伝送モードに応じて前記２次元フィルタ窓としてキャリア周波数幅ｗＸ，ｎＸ及びシンボル時間幅ｗＹ，ｎＹを供することを特徴とする。

このように伝送モードに応じてキャリア幅ｗＸ，ｎＸとシンボル幅ｗＹ，ｎＹを設定することにより、伝送モードによらずデータキャリア記憶部１２ａ及びＳＰキャリア記憶部１２ｂにおいて使用する合計記憶領域を一定にすることができる。

また、以上既に述べた以外にも、上記実施形態や各変形例による手法を適宜組み合わせて利用しても良い。

ＩＳＤＢ−Ｔ規格によるＯＦＤＭシンボルの構成を示す図である。 ＩＳＤＢ−Ｔ規格による伝送モード１による各変調パラメータの処置を示す図である。 第１実施形態で用いられる各定数パラメータの処置を示す図である。 第１実施形態による受信装置の構成例を示すブロック図である。 セグメントとキャリアインデックスとの関係を示す説明図である。 ＯＦＤＭシンボル空間の構成例を示す説明図である。 ＯＦＤＭシンボル空間に配置されたキャリアの属性を示す説明図である。 図１に示す伝達特性推定部の構成例を示すブロック図である。 図８に示す算出回路の構成例を示すブロック図である。 図８に示す逆変換部の具体的な構成例を示すブロック図である。 ＯＦＤＭシンボル空間の構成を示す説明図である。 ＯＦＤＭシンボル空間に配置されたキャリアの属性を示す説明図である。 第１受信環境における（ｍ，ｎ）空間上のパワースペクトラム分布を示す説明図である。 ２Ｄフーリエ変換部の出力であるＳＰ信号伝達特性のパワースペクトラム分布を示す図である。 ２Ｄ逆フーリエ変換処理の手順例を示すフローチャートである。 図１５に示すシンボル方向逆フーリエ変換処理の手順例を示すフローチャートである。 図１５に示すキャリア方向フーリエ変換処理の手順例を示すフローチャートである。 図１７に示す回転因子乗算処理の具体的な手順例を示すフローチャートである。 図１７に示す推定領域抽出処理の具体的な手順例を示すフローチャートである。 変換部の出力であるＳＰ信号伝達特性のパワースペクトラム分布例である。 第２実施形態による受信装置の構成例を示すブロック図である。 図２１に示される伝達特性推定部の構成例を示すブロック図である。 ＯＦＤＭシンボル空間の構成を示す説明図である。 ＯＦＤＭシンボル空間に配置されたキャリアの属性を示す説明図である。 ＯＦＤＭシンボル空間に配置されたキャリアの属性を示す説明図である。 ２Ｄフーリエ変換部を示すブロック図である。 第２実施形態における変換部から出力されるＳＰ信号伝達特性のパワースペクトラム分布を示す図である。 ２Ｄフーリエ変換処理の手順例を示すフローチャートである。 図２８に示されるシンボル方向フーリエ変換処理の手順例を示すフローチャートである。 図２８に示されるキャリア方向逆フーリエ変換処理の手順例を示すフローチャートである。 回転因子係数を用いない２Ｄフーリエ変換部の手順例を示すフローチャートである。 キャリア方向の逆フーリエ変換処理ステップの手順例を示すフローチャートである。 シンボル方向のフーリエ変換処理の手順例を示すフローチャートである。 図４に示す受信装置においてシンボル記憶部をデータキャリア記憶部とＳＰキャリア記憶部に分割した受信装置の構成例を示すブロック図である。 ＯＦＤＭシンボル空間の構成例を示す説明図である。 ＯＦＤＭシンボル空間の構成例を示す説明図である。 伝送モードに応じて設定された各パラメータの一例を示す図である。

符号の説明

１ 受信装置
１ａ 受信装置
１ｘ 受信装置
１１ シンボル検波部（信号検波部）
１２ シンボル記憶部
１２ａ データキャリア記憶部（第１記憶手段、記憶手段）
１２ｂ ＳＰキャリア記憶部（第２記憶手段、記憶手段）
２０ 伝達特性推定部
２０ａ 伝達特性推定部
２１ ＳＰ伝達特性算出部（算出手段）
２１ａ ＳＰ伝達特性算出回路（伝達特性算出手段）
２１ｂ ＳＰ伝達特性抽出回路（伝達特性抽出手段）
２２ ２次元フーリエ変換回路（変換手段）
２３ ２次元フィルタ回路（フィルタ手段）
２４ ２次元逆フーリエ変換回路（生成手段）
２４ａ 逆フーリエ変換回路
２４ｂ 乗算回路
２４ｃ フーリエ変換回路
２５ 推定伝達特性出力回路
２６ フィルタ係数決定回路（供給手段）
３０ データ復号部

Claims (4)

1. 複数のキャリアを送信データに基づいて直交変調することにより生成した伝送シンボルを伝送単位として特定既知の複素振幅を持つパイロット信号が前記伝送シンボル内の所定のキャリアに重畳されたＯＦＤＭ信号を受信し、連続する複数の前記伝送シンボルに含まれるキャリア群を検波して得た受信信号をキャリア周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元データ領域内に配置する信号検波部と、
   前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に基づいて前記受信信号の各々に対する受信信号伝達特性を推定する伝達特性推定部と、
   前記受信信号及び前記受信信号伝達特性に基づいて前記送信データを復号するデータ復号部と、を有する受信装置であって、
   前記伝達特性推定部は、
   前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する算出手段と、
   前記パイロット信号伝達特性について２次元フーリエ変換を施して、伝送路遅延時間と伝送路変動周波数に対応した２次元空間上の２次元フーリエ変換データを生成する変換手段と、
   前記２次元フーリエ変換データのうち特定領域内のデータ群を通過させるための２次元フィルタ窓を算出する供給手段と、
   前記２次元フィルタ窓に基づいて確定された前記特定領域内のデータ群を選択抽出するフィルタ手段と、
   前記選択抽出されたデータ群に対して２次元逆フーリエ変換を施して、キャリア周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元逆フーリエ変換データを生成し、前記生成されたデータに基づいて前記受信信号伝達特性を生成する生成手段と
   を備え、
   前記算出手段は、
   前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する伝達特性算出手段と、
   前記パイロット信号が重畳されていないキャリアを除き、前記パイロット信号が重畳されている位置の前記パイロット信号伝達特性を抽出し、前記変換手段に供する伝達特性抽出手段と
   を備え、
   前記変換手段は、
   １２キャリア毎の前記パイロット信号伝達特性に回転因子を乗算して前記２次元フーリエ変換データを生成し、かつ
   前記生成手段は、
   前記選択抽出されたデータ群に回転因子を乗算して前記２次元データ領域内の前記受信信号伝達特性を算出する
   ことを特徴とする受信装置。
2. 請求項１記載の受信装置において、
   前記信号検波手段から出力されるキャリア振幅を順次記憶する記憶手段を有し、
   前記記憶手段は、
   シンボル毎に前記データ復号手段で用いるキャリア系列のみを選択し、キャリア周波数方向及びシンボル時間方向の２次元空間として記憶する第１記憶手段と、
   前記周波数領域処理手段から供されるシンボルカウント値を前記信号検波手段から供されるシンボル毎に付随させる形で記憶する第２記憶手段と
   を備えることを特徴とする受信装置。
3. 請求項１記載の受信装置において、
   前記供給手段は、
   伝送モードに応じて前記２次元フィルタ窓としてキャリア周波数幅及びシンボル時間幅を供する
   ことを特徴とする受信装置。
4. 複数のキャリアを送信データに基づいて直交変調することにより生成した伝送シンボルを伝送単位として特定既知の複素振幅を持つパイロット信号が前記伝送シンボル内の所定のキャリアに重畳されたＯＦＤＭ信号を受信し、連続する複数の前記伝送シンボルに含まれるキャリア群を検波して得た受信信号をキャリア周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元データ領域内に配置する信号検波ステップと、
   前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に基づいて前記受信信号の各々に
   対する受信信号伝達特性を推定する伝達特性推定ステップと、
   前記受信信号及び前記受信信号伝達特性に基づいて前記送信データを復号するデータ復号ステップと、を有する受信方法であって、
   前記伝達特性推定ステップは、
   前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する算出ステップと、
   前記パイロット信号伝達特性について２次元フーリエ変換を施して、伝送路遅延時間と伝送路変動周波数に対応した２次元空間上の２次元フーリエ変換データを生成する変換ステップと、
   前記２次元フーリエ変換データのうち特定領域内のデータ群を通過させるための２次元フィルタ窓を算出する供給ステップと、
   前記２次元フィルタ窓に基づいて確定された前記特定領域内のデータ群を選択抽出するフィルタステップと、
   前記選択抽出されたデータ群に対して２次元逆フーリエ変換を施して、キャリア周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元逆フーリエ変換データを生成し、前記生成されたデータに基づいて前記受信信号伝達特性を生成する生成ステップと、
   を備え、
   前記算出ステップは、
   前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する伝達特性算出ステップと、
   前記パイロット信号が重畳されていないキャリアを除き、前記パイロット信号が重畳されている位置の前記パイロット信号伝達特性を抽出し、前記変換ステップの処理に供する伝達特性抽出ステップと
   を備え、
   前記変換ステップは、
   １２キャリア毎の前記パイロット信号伝達特性に回転因子を乗算して前記２次元フーリエ変換データを生成し、かつ
   前記生成ステップは、
   前記選択抽出されたデータ群に回転因子を乗算して前記２次元データ領域内の前記受信信号伝達特性を算出する
   ことを特徴とする受信方法。

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