JP5149250B2 - 永久磁石同期モータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、永久磁石同期モータの制御装置および制御方法に関し、特に空転しているモータの位相および回転速度を推定し、永久磁石同期モータを空転状態から再起動させる制御装置および制御方法に関する。

送風を目的として、永久磁石同期モータにファンを取り付ける場合、風を受けることによって、これが空転することが考えられる。これは、ポンプなどでも同様であり、この空転している永久磁石同期モータを滑らかに再起動させるには、空転時の位相および回転速度を検知する必要がある。しかし、位置センサにより位相および回転速度を直接検知することは、位置センサ分のコストアップを生じる。そこで、コスト削減のため、位置センサを用いずに、空転している永久磁石同期モータの位相および回転速度を推定する技術が提案されている。

例えば、特許文献１に記載された方式がある。空転している永久磁石同期モータに生じる誘起電圧がインバータの出力端子に印加されるとき、２つの線間電圧を比較し、その差の大きさによって、位相および回転速度を推定する。これによって、待機時間の設定、または、インバータのスイッチング素子の短絡による強制ブレーキなどによって、永久磁石同期モータを停止させることなく、空転状態から連続的に再起動させる。しかしながら、線間電圧相互間で比較するには、コンパレータが必要であり、コストや実装面積が増加する問題がある。

他に、特許文献２に記載された方式がある。インバータの出力端子電圧をＡ／Ｄポートを用いて測定し、測定値の変化より位相および回転速度を推定する。三相ある出力端子電圧を測定するには、本来、３つのＡ／Ｄポートが必要であるが、これを１つのＡ／Ｄポートのみで実現する手段を提供している。しかしながら、その代わりとして、トランジスタおよびＩ／Ｏポートを用いる必要があり、また、このトランジスタのオン・オフを高速で切り替える必要がある。

特開２００５−１３７１０６号公報 特開２００７−１６６６９５号公報

本発明の課題は、上記問題を解決するために、簡単かつ低廉な装置を用いて、空転している永久磁石同期モータの位相および／または回転速度を推定し、モータを再起動運転することにある。

本発明はその一面において、直流電源と、前記直流電源より供給された直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータの出力端子を通じて交流電力を供給される永久磁石同期モータとを備えた永久磁石同期モータの制御装置において、前記永久磁石同期モータの空転時に、前記インバータの出力端子に生じる電位の最小値を基準とした線間電圧と所定の閾値電圧との大小関係に基づいて、前記永久磁石同期モータの回転磁極の位相を推定する手段を備えたことを特徴とする。

本発明は他の一面において、前記インバータの直流負極端子と最小値以外の少なくとも１相の出力端子との間の電圧である線間電圧を、所定の閾値電圧と比較しその大小関係に基づいて、前記永久磁石同期モータの回転磁極の位相を推定する手段を備えたことを特徴とする。

永久磁石同期モータが空転するとき、インバータの出力端子電圧は、永久磁石同期モータの位相に応じて変化する。特に、インバータの直流負極端子と、ある交流出力端子との間に現れる任意の線間電圧を所定の閾値電圧と比較し、それらの大小関係の変化を検出すると、位相に応じた変化を、極めて簡単な回路で得ることができる。そこで、その大小関係に基づいて、永久磁石同期モータの位相を推定することができる。

また、推定した位相を微分することにより回転速度を推定する。

位相及び回転速度の推定値を同期運転またはベクトル制御にフィードバックさせ、空転している永久磁石同期モータを再起動させる。

本発明の望ましい実施態様によれば、インバータの直流負極端子に対する出力端子電圧と、所定の閾値電圧との大小関係を、シンプルかつ低廉な装置により検出し、空転している永久磁石同期モータの位相および／または回転速度を推定し、空転している永久磁石同期モータを再起動運転させることができる。

本発明の第一の実施形態における永久磁石同期モータの制御装置の構成図。 永久磁石同期モータに発生する相誘起電圧の波形図。 永久磁石同期モータに発生する出力端子電圧の波形図。 比較部が出力するフラグの波形図。 第一の実施形態における比較部の具体的回路構成例図。 永久磁石同期モータが正転するときの比較部による領域の判定結果について示す図。 比較部による領域の判定結果の推移について示した図。 永久磁石同期モータが正転するときの比較部による領域の詳細な判定結果について示す図。 比較部による領域の詳細な判定結果の推移について示した図。 位相・回転速度推定部によるフラグ変化に基づく位相推定の一例図。 閾値電圧が、誘起電圧の１．５倍よりも小さい場合の位相推定一例図。 閾値電圧が、誘起電圧の１．５倍よりも大きい場合の位相推定一例図。 ある時刻での位相および回転速度の推定値を基準とした任意の時刻における位相推定の一例図。 本発明の第二の実施形態による永久磁石同期モータの制御装置の部分構成図。 第二の実施形態における比較部の具体的回路構成例図。 ２つの閾値電圧を有する比較部を用いた場合における位相・回転速度推定部によるフラグ変化に基づく位相推定の一例図。 本発明の第三の実施形態における永久磁石同期モータの制御装置の部分構成図。 第三の実施形態における比較部による領域の判定結果が推移する瞬間に着目した出力端子電圧の波形図。

［第一の実施形態］
図１は、本発明の第一の実施形態における永久磁石同期モータの制御装置の構成図である。

永久磁石同期モータ１は、永久磁石の磁束によるトルク成分と電機子巻線のインダクタンスによるトルク成分を合成したモータトルクを出力する。インバータＩＣ２は、インバータ主回路部３、ドライバ４から構成される。ドライバ４は、ＰＷＭ信号に従ってインバータ主回路部３のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎをオン・オフし、直流電圧を三相交流電圧へ変換する。直流電圧発生部５は、交流電源５ａとコンバータ５ｂから構成され、インバータＩＣ２へ直流電圧ＶＤＣを印加する。電流検出部６は、インバータＩＣ２から直流電圧発生部５へ流れる電流ＩＤＣの検出値ＩＤＣ’を出力する。回転速度指令発生部７は、回転速度指令ωｒ＊を発生する。比較部８は、インバータＩＣ２の出力端子電圧Ｖ_ｕ−ＦＲ，Ｖ_ｖ−ＦＲ，Ｖ_ｗ−ＦＲと閾値電圧Ｖ０を比較し、その大小関係を表すフラグＶｕ−ｆｌａｇ，Ｖｖ−ｆｌａｇ，Ｖｗ−ｆｌａｇを出力する。

マイコン９は、検出された電流値ＩＤＣ’に基づいて、永久磁石同期モータ１の回転速度ωを回転速度指令ωｒ＊に制御するように、ＰＷＭ信号を決定する。マイコン９は、位相・回転速度推定部１０，電圧指令演算部１１，およびＰＷＭ信号発生部１２から構成される。位相・回転速度推定部１０は、フラグＶｕ−ｆｌａｇ，Ｖｖ−ｆｌａｇ，Ｖｗ−ｆｌａｇに基づいて、空転している永久磁石同期モータ１の位相推定値θＦＲおよび回転速度推定値ωＦＲを出力する。電圧指令演算部１１は、予め設定された永久磁石同期モータ１の定数と、位相推定値θＦＲ，回転速度推定値ωＦＲ、または、電流値ＩＤＣ’に基づいて、電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を出力する。ＰＷＭ信号発生部１２は、電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて、ＰＷＭ信号を出力する。

本制御装置は、インバータＩＣ２，電流検出部６，比較部８，およびマイコン９をワンチップに収め、小型化・モジュール化を図っている。これにより、制御装置の組み立てを容易にし、また、設置自由度を高めている。ただし、小型化・モジュール化は必須ではなく、例えば、インバータＩＣの代わりに三相インバータを用いてもよい。この場合、制御装置は大型化するが、制御性能への本質的な影響はない。

以下、各部について詳細に説明する。

永久磁石同期モータ１が空転すると誘起電圧Ｅを生じる。誘起電圧Ｅは、誘起電圧係数Ｋｅと永久磁石同期モータ１の回転速度ωの積であり、（１）式で表される。

Ｅ＝Ｋｅ・ω ………………………………………………………………（１）
誘起電圧Ｅは、永久磁石同期モータ１とインバータＩＣ２の接続部であるＵ相，Ｖ相，Ｗ相の端子に印加される。永久磁石同期モータ１の位相θの基準をＵ相巻線位置とし、また、永久磁石同期モータ１の中性点を基準電位とすれば、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の相誘起電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、（２）式で表される。

Ｖｕ＝−Ｅ・sinθ
Ｖｖ＝−Ｅ・sin｛θ−（２π／３）｝ …………………………………（２）
Ｖｖ＝−Ｅ・sin｛θ＋（２π／３）｝
すなわち、図２に示すように、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、振幅がＥの正弦波であり、それぞれの位相は、２π／３づつ異なる。

永久磁石同期モータ１が空転しているとき、マイコン９は、ドライバ４を通じて、インバータＩＣ２のスイッチング素子を全てオフにしている。インバータ主回路部３の各相の下アームと電流検出部６の接合点６ａ（インバータ３の直流負極）の電位を基準とした場合の、各相の出力端子電圧Ｖ_ｕ−ＦＲ，Ｖ_ｖ−ＦＲ，Ｖ_ｗ−ＦＲを考える。なお、電流検出部６と直流電圧発生部５の負極側の接合点の電位６ｂを基準としても同様である。

相誘起電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの中で、電圧値が最小となる相を誘起電圧最小相とする。例えば、θが、（３）式で表される場合を考える。

π／６≦θ≦５π／６ ……………………………………………………（３）
（３）式が表す範囲、すなわち、図２での区間２１において、誘起電圧最小相は、Ｕ相である。ここで、Ｖ_ｕ−ＦＲは、下アーム還流ダイオードの順電圧Ｖｆの分だけ、基準電位よりも小さくなるが、実際の回路ではＶｆは微小であることから、（４）式で表される。

Ｖ_ｕ−ＦＲ＝−Ｖｆ≒０ ……………………………………………………（４）
また、Ｖ_ｖ−ＦＲは、Ｖ_ｕ−ＦＲを基準として、線間電圧分だけ高い電圧となるから、（５）式で表される。

Ｖ_ｖ−ＦＲ＝Ｖ_ｕ−ＦＲ＋Ｖｕ−Ｖｖ＝Ｖｕ−Ｖｖ …………………………（５）
同様にして、Ｖ_ｗ−ＦＲも求められる。

以上を応用することにより、区間２１に限らず、任意の位相θに関して、Ｖ_ｕ−ＦＲ，Ｖ_ｖ−ＦＲ，Ｖ_ｗ−ＦＲを求めることができる。つまり、任意の位相θに関して、誘起電圧最小相を（２）式あるいは図２より求め、その相の出力端子電圧を（４）式によりゼロとし、他の２相の出力端子電圧を、誘起電圧最小相の出力端子電圧を基準とした線間電圧とする。電気角度１周期分に相当する位相θに関して、Ｖ_ｕ−ＦＲ，Ｖ_ｖ−ＦＲを求めると、図３を得る。煩雑化を避けるため、図示を省略するが、Ｖ_ｗ−ＦＲも、Ｖ_ｖ−ＦＲから２π／３遅れた同様の波形となる。

具体的には、インバータ３の直流負極６ａの電位を基準とした、インバータ３の３相交流出力端子の電圧として、Ｖ_ｕ−ＦＲ，Ｖ_ｖ−ＦＲ，Ｖ_ｗ−ＦＲを抽出することができる。

図４は、比較部８の動作を説明する波形図である。

比較部８は、インバータ出力端子電圧と閾値電圧Ｖ_０の大小関係を比較し、大小関係を表すフラグを少なくとも２相分出力する。以下では、Ｖ_ｕ−ＦＲとＶ_０およびＶ_ｖ−ＦＲとＶ_０の大小関係を比較して、Ｖｕ−ｆｌａｇおよびＶｖ−ｆｌａｇを出力する場合について説明するが、これらの代わりにＶｗ−ｆｌａｇを出力してもよい。また、Ｖｕ−ｆｌａｇ，Ｖｖ−ｆｌａｇ，Ｖｗ−ｆｌａｇの全てを出力し、以下の原理を応用することによって、位相θの推定精度を向上させることもできる。

比較部８は、Ｖ_ｕ−ＦＲとＶ_０を比較し、仮に、Ｖ_ｕ−ＦＲの方が大きい場合には、Ｖｕ−ｆｌａｇとして、信号Ｈを出力する。また、逆にＶ_ｕ−ＦＲの方が小さい場合には、Ｖｕ−ｆｌａｇとして、信号Ｌを出力する。Ｖ_ｕ−ＦＲとＶ０が等しい場合には、どちらの信号を出力しても本方式は有効であるが、以下では、Ｌを出力するものとする。Ｖｖ−ｆｌａｇについても同様である。

例えば、以下の（６）式の場合について考える。

Ｖ_０＝１．２Ｅ，θ＝π …………………………………………………（６）
このとき、（６）式が示す交点を図４のＰ３１に示す。この交点Ｐ３１は、縦軸（電圧）に関して、Ｖ_ｕ−ＦＲ（実線）よりも上方に位置する。これは、以下の（７）式が成り立つことを意味する。

Ｖ_０＞Ｖ_ｕ−ＦＲ ………………………………………………………………（７）
このとき、比較部８により、Ｖｕ−ｆｌａｇはＬとなる。また、同様にＶｖ−ｆｌａｇもＬとなることが分かる。

比較部８は、例えば、レベルシフト回路およびＮＯＴ回路で構成することができる。

図５は、本発明の第一の実施形態における比較部８の具体的構成例図である。

つまり、Ｖ_ｕ−ＦＲ，Ｖ_ｖ−ＦＲ，およびＶ_ｗ−ＦＲをレベルシフト回路８１により分圧し、それらをＮＯＴ回路８２に入力させることにより、それらとＶ_０との大小関係に基づいて、ＨまたはＬを出力させることができる。ここで、Ｖ_０は、レベルシフト回路８１の分圧比およびＮＯＴ回路８２自体の閾値により決定される。

これにより、コンパレータを用いる従来例に比べて、制御装置を小型化および低コスト化できる。コンパレータが数個のトランジスタおよびダイオードから構成されるのに対して、ＮＯＴ回路は，トランジスタ２個だけで構成でき、価格的には約１／１０で済む。

さて、Ｖｕ−ｆｌａｇおよびＶｖ−ｆｌａｇは、ＨまたはＬとなることから、それらのフラグの組み合わせの総数は、２^２、すなわち４通りである。説明のため、その組み合わせの種類を表１に示すように、Ａ〜Ｄで表す。

一方、図４においても、それらを特定の領域Ａ〜Ｄに対応させることができる。例えば、前述のように、Ｖｕ−ｆｌａｇおよびＶｖ−ｆｌａｇがＬであるならば、Ｖ_０およびθの交点は、必ず領域Ｂ（ハッチングで示す）に含まれる。また、その逆も成り立ち、Ｖ_０およびθの交点が、領域Ｂに含まれるとき、Ｖｕ−ｆｌａｇおよびＶｖ−ｆｌａｇはＬである。これは、他の領域Ａ，Ｃ，およびＤについても同様に、図４と表１の関係が成り立つ。

図６は、３つの異なる閾値の場合における永久磁石同期モータ１が空転するときの領域の変化について示す。本実施例では、この変化を検出することにより位相θを推定する。

しかし、図６において、閾値の設定を誤り、大き過ぎた場合には、位相θの判定は不可能である。すなわち、閾値Ｖ_０＝Ｖ_０１のように、（８）式で表される場合には、常時、領域Ｂのまま変化しないことが分かる。なお、後述する（１１）式で、ρ＝Ｖ_０／Ｅと定義するので、図６では、ρを用いて記述している。

Ｖ_０≧√３・Ｅ ……………………………………………………………（８）
この場合、誘起電圧Ｅに対して、閾値Ｖ_０が大きすぎ、Ｖｕ−ｆｌａｇおよびＶｖ−ｆｌａｇは、常にＬとなってしまう。これを回避するため、本実施例では、次の（９）式の関係でＶ_０を設定する。

√３・Ｅ＞Ｖ_０ ……………………………………………………………（９）
しかし、ノイズを回避する観点から、Ｖ_０の最小値には限度があり、現実には、低速域において、必ずしも（９）式を成り立たせることができるとは限らない。このとき、（９）式が成立しない範囲、すなわち、（８）式に（１）式を代入して得られる（１０）式で示す低速域においては、本方式によっては、位相推定値θＦＲおよび回転速度推定値ωＦＲを正しく得ることができない。

Ｖ_０／√３・Ｋｅ≧ω ……………………………………………………（１０）
そこで、（１０）式で示す低速域においては、モータ１を一旦停止させ、再起動させる。このため、電圧指令演算部１１は、直流位置決め、あるいは短絡ブレーキを用いるための、Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を出力し、永久磁石同期モータ１を一旦停止させてから再起動させる。この点については後述する。

本実施例の特徴部である位相・回転速度推定部１０は、Ｖｕ−ｆｌａｇおよびＶｖ−ｆｌａｇの変化、すなわち、領域の変化に基づいて、回転速度ωおよび位相θを推定する。

説明を簡略化するため、前述した（１１）式が表すように、閾値電圧Ｖ_０と誘起電圧Ｅの比Ｖ_０／Ｅを、ρで定義する。

ρ＝Ｖ_０／Ｅ ………………………………………………………………（１１）
図６には、回転方向が順方向（正転）であるときの領域の変化を、閾値Ｖ_０２とＶ_０３の場合について示している。領域の変化は、ρと１．５との大小関係によって異なる。これは、ρが１．５のときに誘起電圧最小相が変化する場合があるため、例えば、図６に示すＰ４１およびＰ４２において、Ｖｕ−ｆｌａｇまたはＶｖ−ｆｌａｇが急峻に変化するからである。また、回転方向が逆方向（逆転）のとき、領域の変化は逆になる。

以上より、領域の変化は、ρと１．５との大小関係および回転方向に依存していると言える。逆に言えば、領域の変化を検出して分析すれば、ρと１．５との大小関係および回転方向を推定できる。

次に、領域の変化に基づいて、ρと１．５との大小関係および回転方向を推定する手法について説明する。

図６に基づいて、領域の変化について整理すると、図７が得られる。図７は、例えば、図６における閾値Ｖ_０３のように、ρが（１２）式で表される範囲にあり、かつ正転であるとき、領域の変化が「…Ａ→Ｂ→Ｃ→Ｄ→Ａ→…」を繰り返すことを示す。

０＜ρ＜１．５ ……………………………………………………………（１２）
図７より、領域の変化に、Ｃ→Ｄの変化が含まれるのは、ρが１．５より小さく、かつ正転であるときに限られることが分かる。このように特定の変化パターンは、ρと１．５との大小関係および回転方向を推定する根拠となる。同様にして、それらを推定するための変化パターンを図７より抽出すると、例えば、表２に示すように整理できる。

表２によれば、変化パターンの中にＤが含まれるとき、ρは１．５より小さいことが分かる。また、回転方向は、Ｄの前後に現れた領域を参照することによって判別できる。

一方、変化パターンの中にＤが含まれない場合、ρが、次の（１３）式で示される範囲にあることは分かるが、回転方向は分からない。

１．５＜Ｖ_０／Ｅ＜√３ …………………………………………………（１３）
これは、図６より分かるように、（１３）式が成り立つとき、回転方向に関係なく、領域の変化は「Ａ→Ｂ→Ａ→Ｂ→Ｃ→Ｂ→Ｃ→Ｂ→Ａ→…」を繰り返し、区別が付かないからである。

そこで、位相・回転速度推定部１０は、領域の変化だけではなく、領域が変化するタイミングを記憶することによって、回転方向を判別する。説明のため、図８に示すように、領域に添え字を付け、細分化して区別する。本来、領域の区別は、表１に示すフラグに基いているから、添え字による細分化された領域の区別は出来ない。しかし、これは、フラグの変化するタイミングを利用することにより解決できる。例えば、領域Ｂ_０〜Ｂ_３の中からＢ_０を特定するには、領域Ｂ_０に留まる時間が、図８に示されるように他の任意の領域に留まる時間よりも長いことを利用すればよい。また、領域Ｂ_０の特定後、領域Ｂ_０を基準にすれば、他の細分化された領域を区別できる。このときの領域の変化を図９に示す。回転方向を判別するには、例えば、領域Ｂ_０を基準として表３を参照すればよい。

このように、位相・回転速度推定部１０は、領域の変化および領域が変化するタイミングを記憶し、表２または表３に示す特定の変化パターンと照合することによって、ρと１．５との大小関係および回転方向を推定することができる。なお、実用上は、ノイズの影響を避けるため、それらの推定時に複数回の照合をしてもよい。

次に、ρと１．５との大小関係および回転方向に基づいて、位相θと時刻の関係を推定する手法について説明する。

以下、回転方向が順方向であると推定された場合について説明するが、逆転の場合についても同様に類推できる。

まず、領域が「…Ａ→Ｂ→Ｃ→Ｄ→Ａ→…」と変化した場合、図７に示すように、ρと１．５との大小関係は、（１２）式と推定される。このとき、図１０に示すように、領域がＡ→Ｂと変化する時刻をＴ_ＡＢ、Ｂ→Ｃと変化する時刻をＴ_ＢＣとし、Ｔ_ＡＢ、Ｔ_ＢＣにおける位相θをそれぞれθ_ＡＢ，θ_ＢＣで表す。

θ_ＡＢ，θ_ＢＣはρに依存しており、ρが分かればθ_ＡＢ，θ_ＢＣも分かる。しかし、図１０では、説明のためにρを１としているが、０＜ρ＜１．５の範囲にあることだけが分かっており、詳細なρの値は未知であり、θ_ＡＢおよびθ_ＢＣを推定することはできない。ρが未知であるのは、本方式において、誘起電圧Ｅを検出するためのＡ／Ｄポートを省略しており、（１１）式に基づいてρを演算できないためである。

そこで、Ｖ_ｕ−ＦＲおよびＶ_ｖ−ＦＲの対称性を利用して、位相θを推定する。次の（１４）式で表す時刻Ｔ’における位相θの推定値θ^〜は、Ｖ_ｕ−ＦＲおよびＶ_ｖ−ＦＲの対称性に基づいて、（１５）式で表されるように推定される。

Ｔ’＝（Ｔ_ＡＢ＋Ｔ_ＢＣ）／２ ……………………………………………（１４）
θ^〜＝５π／６ ……………………………………………………………（１５）
同様にして、永久磁石同期モータ１が１回転するとき、図１１に示すように、Ｐ１〜Ｐ６の６箇所が、Ｖｕ−ｆｌａｇ，Ｖｖ−ｆｌａｇの立上り，立下り時点間の中間位置として分かるので、推定位相θ^〜と時刻の関係を得ることができる。

また、ρと１．５との大小関係が（１３）式と推定された場合においても、図１２に示すように、Ｐ７〜Ｐ１４の８箇所が、Ｖｕ−ｆｌａｇ，Ｖｖ−ｆｌａｇの立上り，立下り時点間の中間位置として分かるので、推定位相θ^〜と時刻の関係を得ることができる。

なお、このようにして判ったポイントを加えて、さらに、Ｖ_ｕ−ＦＲおよびＶ_ｖ−ＦＲの対称性を応用すれば、推定位相θ^〜と時刻の関係を推定するポイントは、Ｐ１〜Ｐ１４に限らず無数に考えられる。

図１１および図１２に示したＰ１〜Ｐ１４を整理すると表４となる。

例えば、表４のＰ１は、領域Ａ→Ｂとなった時刻Ｔ_ＡＢと領域Ｃ→Ｄとなった時刻Ｔ_ＣＤの中間の時刻において、推定位相θ^〜がπ／６であることを示す。Ｐ２〜Ｐ１４についても同様である。

以上によって、永久磁石同期モータ１が１回転するとき、推定位相θ^〜を少なくとも６回検出できる。

次に、推定位相θ^〜と時刻の関係に基づいて、回転速度ωを推定する手法について説明する。ここで回転速度ωの推定値をω^〜で表す。位相θの時間微分が回転速度ωであるから、推定位相θ^〜の時間微分を推定回転速度ω^〜とすることができる。ここで、推定位相θ^〜の時間微分は、例えば、擬似微分から求められる。

推定位相θ^〜は、表４に示すように特定の時刻でのみ断続的に更新される。原理上、推定回転速度ω^〜も同様である。そこで、任意の時刻での永久磁石同期モータ１を再起動するため、任意の時刻における位相θおよび回転速度ωを既知の推定位相θ^〜および推定回転速度ω^〜に基づいて求める手法を示す。

まず、空転している永久磁石同期モータ１の回転速度ωはほぼ一定であるとして、ある時刻での回転速度ωは、その時刻近傍での推定回転速度ω^〜の更新値と等しいとすることができる。なぜならば、永久磁石同期モータ１の再起動が必要とされるファンやポンプの用途においては、それらの慣性が大きいため、回転速度ωが急峻に変化しないからである。そこで、モータを再起動させたい時刻における回転速度ωの推定値をωＦＲで表すこととする。

次に、ある時刻における位相θの推定手法について示す。図１３に示すように、時刻Ｔ９０における推定位相θ^〜、推定回転速度ω^〜が、それぞれ、θ９０、ω９０として既知であるとし、これに基づいて時刻Ｔ９１における位相θであるθ９１を求めることを考える。ここで、前述したようにＴ９０からＴ９１までの間、回転速度ωがほぼ一定であるとする。このとき、次の（１６）式に示すようにθ９０を基準として、それにＴ９０とＴ９１の差分と推定回転速度ω^〜との積を加えることにより、θ９１を求めることができる。

θ_９１＝θ_９０＋ω^〜（Ｔ_９１−Ｔ_９０） ……………………………………（１６）
（１６）式を応用すれば、ノイズの影響を抑えられる。例えば、時刻Ｔ_９０およびθ_９０の代わりに、時刻と推定位相θ^〜の関係を予め複数記憶しておき、その平均値を用いてもよい。

以上により任意の時刻における位相θを推定でき、特に、モータを再起動させたい時刻における位相θの推定値をθＦＲで表すこととする。

電圧指令演算部１１は、位相推定値θＦＲおよび回転速度推定値ωＦＲに基づいて、永久磁石同期モータ１に印加する電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を演算し、永久磁石同期モータ１を再起動させる。その後、必要ならば、ＩＤＣ’に基づいて、電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を演算し、永久磁石同期モータ１の運転を続ける。

本発明では、基本的な方針として、（９）式が成り立つようにＶ_０を小さく設計する。これは、前述したように、Ｖｕ−ｆｌａｇおよびＶｖ−ｆｌａｇより誘起電圧に関する情報を得るためである。しかし、ノイズを回避する観点から、Ｖ_０の最小値には限度があり、現実には、低速域において、必ずしも（９）式を成り立たせることができるとは限らない。このとき、（９）式が成立しない範囲、すなわち、（８）式に（１）式を代入して得られる（１０）式で示す低速域においては、本方式によっては、位相推定値θＦＲおよび回転速度推定値ωＦＲを正しく得ることができない。

そこで、（１０）式で示す低速域においては、前述したように、電圧指令演算部１１は、直流位置決め、あるいは短絡ブレーキを用いるための、Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を出力し、永久磁石同期モータ１を一旦停止させてから再起動させる。

一旦停止させる第一の手段として公知の直流位置決めがある。すなわち、永久磁石同期モータ１のコイルを直流で励磁して、一定方向の磁界を作り、それに永久磁石同期モータ１の回転子を引き寄せ、停止させることができる。また、第二の手段として、短絡ブレーキがある。すなわち、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，ＳｗｐまたはＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを短絡させ、回転子の運動エネルギを熱エネルギとして逃がすことにより、停止させることができる。

一方、高速域においては、θＦＲおよびωＦＲを正しく得られるため、電圧指令演算部１１は、それらと、予め設定された永久磁石同期モータ１の定数に基づいて、同期運転またはベクトル制御用のＶｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を出力する。このとき、ベクトル制御での速度指令ωｒ＊としてωＦＲを一時的に設定することにより、ショックを起こすことなく永久磁石同期モータ１を再起動できる。その後は、上位より与えられるωｒ＊に従って速度制御を行う。

電圧指令演算部１１は、ベクトル制御を行うとき、電流検出部６より得られた電流値ＩＤＣ’に基づいたフィードバックループを構成する。ベクトル制御をしている間は、常に位相θおよび回転速度ωの情報を得る必要があるが、軸誤差演算あるいはオブザーバなどを用いれば、これらをＩＤＣ’より推定できる。

電圧指令演算部１１は、同期運転またはベクトル制御の開始後において、永久磁石同期モータ１が逆転している場合、減速させ、一旦停止させる。その後、上位より与えられた回転速度指令ωｒ＊に従って順方向へ加速させる。これによって、逆転している永久磁石同期モータ１を再起動できる。

［第二の実施形態］
図１４は、本発明の第二の実施形態における永久磁石同期モータ１の制御装置の部分構成図である。

図１４は、図１の比較部８の代わりに、比較部８’を採用した場合であり、マイコン９内の符号１０〜１２の制御要素に関しては図１と対応しており、それらは同一である。また、その他の同一な構成部分については省略している。

図４を参照して説明したように、第一の実施形態における比較部８は、Ｖ_ｕ−ＦＲまたはＶ_ｖ−ＦＲと、閾値Ｖ_０との大小関係を比較するものであった。しかし、Ｖ_ｕ−ＦＲまたはＶ_ｖ−ＦＲと閾値Ｖ_０の値が近い場合、ノイズによりＶｕ−ｆｌａｇあるいはＶｖ−ｆｌａｇがチャタリングする恐れがある。

これを解決するために、ヒステリシスを利用することが考えられる。

図１５は、本発明の第二の実施形態における比較部８’の具体的構成例図である。

図５と同様に、Ｖ_ｕ−ＦＲおよびＶ_ｖ−ＦＲをレベルシフト回路８１により分圧し、それらをシュミット回路８３に入力させることにより、それらとＶ_１およびＶ_２の大小関係に基づいてＨまたはＬを出力させることができる。ここで、Ｖ_１およびＶ_２は、Ｖ_０と同様にレベルシフト回路８１の分圧比およびシュミット回路８３自体の閾値により決定される。２つの閾値Ｖ_１およびＶ_２を用いるのは、シュミット回路８３にヒステリシス特性を持たせ、チャタリングを防止するためである。

つまり、図１６に示すように、大小関係の比較において、立ち上がりと立下りで異なる基準Ｖ_１，Ｖ_２を用いる。例えば、空転が順方向であるときのＶ_ｕ−ＦＲ、Ｖ_ｖ−ＦＲの立ち上がりにおいては、Ｖ_１に基づいて大小関係を比較し、Ｐ１２１、Ｐ１２２で示す箇所でＶｕ−ｆｌａｇ，Ｖｖｆｌａｇが立ち上がることとなる。逆に、Ｖ_ｕ−ＦＲ、Ｖ_ｖ−ＦＲの立ち下がりにおいては、Ｖ_２に基づいて大小関係を比較し、Ｐ１２３，Ｐ１２４で示す箇所でＶｕ−ｆｌａｇ，Ｖｖｆｌａｇが立ち下がることとなる。

次に、ヒステリシスを利用する場合の位相推定について説明する。

ヒステリシスがない場合の方式をそのまま適用すると、立ち上がりと立ち下がりを組み合わせて位相を推定するとき、ヒステリシスによる誤差を生じる。しかしながら，ノイズ相当のヒステリシスを備えれば，チャタリング防止には十分であり，その大きさは誘起電圧に比べれば十分に小さいことから，位相推定誤差は無視できる。

なお、高速域においては、Ｖ_ｕ−ＦＲおよびＶ_ｖ−ＦＲが大きいことから、ヒステリシスを無視して、第一実施形態と同様に位相を推定してもよい。

［第三の実施形態］
図１７は、本発明の第三の実施形態における永久磁石同期モータ１の制御装置の部分構成図である。

図１７は、図１に比べて、誘起電圧係数同定部１３を追加し、誘起電圧係数同定部１３が、θ^〜とω^〜に基づいて永久磁石同期モータ１の定数の一つである誘起電圧係数Ｋｅの同定値Ｋｅ＾を出力すること、また、電圧指令演算部１１が、予め設定された誘起電圧係数設定値Ｋｅ＊をＫｅ＾で同定する点が異なる。その他に関しては図１と同一であり、説明に不要な部分は、省略している。

電圧指令演算部１１は、Ｋｅ＊の代わりにＫｅ＾を用いることにより、制御装置のロバスト性を向上させることができ、また、Ｋｅの測定や設定が不要であることから、制御装置の利便性を向上させることができる。

図１８のＰ１３１〜Ｐ１３４に示すように、領域が変化する瞬間、Ｖ_ｕ−ＦＲまたはＶ_ｖ−ＦＲのいずれかは、Ｖ_０と等しい。ここでは、Ｐ１３３において領域がＢからＣへ変化する瞬間、すなわち、次の（１７）式が示すように、Ｖ_ｕ−ＦＲとＶ_０が等しくなる場合について説明する。

Ｖ_０＝Ｖ_ｕ−ＦＲ ……………………………………………………………（１７）
このときのＶ_ｕ−ＦＲのＥに対する比ηを、次の（１８）式で定義する。

η＝Ｖ_ｕ−ＦＲ／Ｅ …………………………………………………………（１８）
ηは、図１８における縦軸の数値でもある。これは、図１８において、Ｖ_ｕ−ＦＲをＥで正規化して表現しているからである。ηは、位相θのみによって定まるから、推定位相θ^〜に基づいてηを推定することができる。ηの推定値をη^〜とすると、（１）式，（１７）式，および（１８）式より、次の（１９）式を得る。

Ｋｅ＾＝Ｖ_０／η^〜・ω^〜 …………………………………………………（１９）
（１９）式によって、Ｋｅ＾を求めることができ、電圧指令演算部１１においてＫｅ＊をＫｅ＾で同定できる。

１…永久磁石同期モータ、２…インバータＩＣ、３…インバータ主回路部、４…ドライバ、５…直流電源発生部、５ａ…交流電源、５ｂ…コンバータ、６…電流検出部、７…回転速度指令発生部、８…比較部、９…マイコン、１０…位相・回転速度推定部、１１…電圧指令演算部、１２…ＰＷＭ信号発生部、１３…誘起電圧係数同定部、ＶＤＣ…直流電圧、ＩＤＣ…直流電流、ＩＤＣ’…電流検出値、Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎ：インバータ主回路部のスイッチング素子、Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊…Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧指令、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ…Ｕ，Ｖ，Ｗ相誘起電圧、Ｖ_ｕ−ＦＲ，Ｖ_ｖ−ＦＲ，Ｖ_ｗ−ＦＲ…Ｕ，Ｖ，Ｗ相出力端子電圧、Ｖｕ−ｆｌａｇ，Ｖｖ−ｆｌａｇ，Ｖｗ−ｆｌａｇ…Ｕ，Ｖ，Ｗ相フラグ、Ｋｅ…誘起電圧係数、Ｋｅ＊…誘起電圧係数の設定値、Ｋｅ＾…誘起電圧係数の同定値、ωｒ＊…回転速度指令、θ…位相、ω…回転速度、θ^〜…位相の推定値、ω^〜…回転速度の推定値、θＦＲ…モータを再起動させたい時刻における位相の推定値、ωＦＲ…モータを再起動させたい時刻における回転速度の推定値、ρ…誘起電圧に対する閾値電圧の比。

Claims (12)

1. 直流電源と、
   前記直流電源より供給された直流電力を交流電力に変換するインバータと、
   前記インバータの出力端子を通じて交流電力を供給される永久磁石同期モータとを備えた永久磁石同期モータの制御装置において、
   前記永久磁石同期モータの空転時に、前記インバータの出力端子に生じる各相の電位の内の最小値を基準とした前記最小値を有する相と所定の相の線間電圧と、所定の閾値電圧との大小関係の変化に基づいて、前記永久磁石同期モータの回転磁極の位相を推定する手段を備え、
   かつ、少なくとも２つの異なる線間電圧と、前記閾値電圧との大小関係に基づいて、空転している前記永久磁石同期モータの回転方向を推定することを特徴とする永久磁石同期モータの制御装置。
2. 請求項１において、少なくとも１つの前記線間電圧と、前記閾値電圧との大小関係に基づいて、空転している前記永久磁石同期モータが生じる誘起電圧に対する前記閾値電圧の比あるいは大きさを推定することを特徴とする永久磁石同期モータの制御装置。
3. 請求項１または２において、前記永久磁石同期モータが生じる誘起電圧に対する前記閾値電圧の比が√３より小さくなるように、前記閾値電圧を設定することを特徴とする永久磁石同期モータの制御装置。
4. 請求項１〜３のいずれかにおいて、少なくとも２相の前記線間電圧と、前記閾値電圧との大小関係が逆転するタイミングに基づいて、空転している前記永久磁石同期モータの位相と時刻との関係を推定することを特徴とする永久磁石同期モータの制御装置。
5. 請求項１〜４のいずれかにおいて、前記線間電圧と、前記閾値電圧との大小関係を、レベルシフト回路およびＮＯＴ回路を用いて検出することを特徴とする永久磁石同期モータの制御装置。
6. 請求項１〜５のいずれかにおいて、前記線間電圧と、前記閾値電圧との大小関係を、レベルシフト回路およびシュミット回路を用いて検出することを特徴とする永久磁石同期モータの制御装置。
7. 請求項４〜６のいずれかにおいて、空転している前記永久磁石同期モータの位相と時刻との関係に基づいて、前記永久磁石同期モータの回転速度を推定することを特徴とする永久磁石同期モータの制御装置。
8. 請求項７において、空転している前記永久磁石同期モータの位相と時刻との関係および回転速度の推定値に基づいて、任意の時刻における前記永久磁石同期モータの位相を推定することを特徴とする永久磁石同期モータの制御装置。
9. 請求項８において、空転している前記永久磁石同期モータの回転速度の推定値の絶対値が予定値よりも小さい場合に、直流位置決めまたは短絡ブレーキを行い、回転速度の推定値の絶対値が予定値よりも大きい場合に、前記永久磁石同期モータの位相の推定値と、回転速度の推定値とに基づいて、同期運転またはベクトル制御を開始することを特徴とする永久磁石同期モータの制御装置。
10. 請求項９において、同期運転またはベクトル制御の開始後において、前記永久磁石同期モータの回転方向が逆方向である場合には、前記永久磁石同期モータを停止させ、および／または、その後、順方向へ加速させることを特徴とする永久磁石同期モータの制御装置。
11. 請求項９または１０において、前記永久磁石同期モータが空転している段階において、前記閾値電圧と、前記永久磁石同期モータの位相の推定値と、回転速度の推定値とに基づいて、前記永久磁石同期モータの誘起電圧係数を同定することを特徴とする永久磁石同期モータの制御装置。
12. 請求項１〜１１のいずれかにおいて、前記インバータとして三相インバータＩＣを備えていることを特徴とする永久磁石同期モータの制御装置。

Images