JP5140130B2 - motor - Google Patents

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Description

本発明は、インバータ回路とその制御回路とを備えたモータに関する技術分野に属する。   The present invention belongs to a technical field related to a motor including an inverter circuit and a control circuit thereof.

従来より、ブラシレスＤＣモータの駆動装置として、該ＤＣモータに駆動電流を供給するインバータ回路と、このインバータ回路を制御するための制御回路とを備えたものが知られている。   2. Description of the Related Art Conventionally, a brushless DC motor driving device is known that includes an inverter circuit that supplies a driving current to the DC motor and a control circuit that controls the inverter circuit.

この種の駆動装置では、モータ停止中に制御電源から制御回路へと流れる待機電流を低減するべく、現在までに種々の技術が提案されている。   In this type of drive device, various techniques have been proposed so far to reduce the standby current flowing from the control power supply to the control circuit while the motor is stopped.

例えば、特開平１１−３１１４３６号公報に開示されるモータ駆動装置では、制御回路に対する電流供給経路に機械式の開閉スイッチを有する電流遮断回路を設けて、モータが停止しているときには、ＭＣＵ（マイクロコンピュータ）により該開閉スイッチを開放するようにしている。
特開平１１−３１１４３６号公報 For example, in the motor driving device disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 11-31436, a current interrupt circuit having a mechanical open / close switch is provided in the current supply path to the control circuit. The open / close switch is opened by a computer.
JP 11-311436 A

しかし、上記特許文献１に示すものでは、電流遮断回路の構成要素として、機械式の開閉スイッチや、ＭＣＵ（マイクロコンピュータユニット）を必要とするため、電流遮断回路が複雑化、大型化するという問題がある。   However, the above-described Patent Document 1 requires a mechanical opening / closing switch or MCU (microcomputer unit) as a component of the current interrupt circuit, which complicates and enlarges the current interrupt circuit. There is.

本発明の目的は、モータの待機電流を低減可能な構成を、コンパクト且つ簡単な構成により実現することにある。   An object of the present invention is to realize a configuration capable of reducing a standby current of a motor with a compact and simple configuration.

具体的には、第一の発明に係るモータは、回転子と固定子巻線とを有するモータ本体と、上記モータ本体の固定子巻線に駆動電流を供給するインバータ回路と、上記インバータ回路を制御する制御回路と、上記制御回路に電流を供給する制御電源と上記制御回路との間の電流供給経路を導通状態と遮断状態とに切換え可能に構成されたスイッチング素子を含む電流遮断回路と、を備え、上記電流遮断回路は、上記モータ本体を駆動するための信号がモータ外から入力されるように構成されているとともに、該信号の信号レベルが、上記モータ本体の停止状態に対応するモータ停止レベルにあるときには、上記スイッチング素子により上記電流供給経路を遮断状態にする一方、上記信号レベルが、上記モータ停止レベルにないときには上記スイッチング素子により上記電流供給経路を導通状態にし、上記モータ本体を駆動するための信号は、上記制御電源の電圧信号と、上記インバータ回路に接続されるモータ電源の電圧信号又は上記制御回路に入力される速度指令電圧と、の二つの電圧信号からなり、上記電流遮断回路は、上記二つの電圧信号の少なくとも一方の信号レベルが、それぞれに対して設定された上記モータ停止レベルにあるときには、上記電流供給経路を上記スイッチング素子により遮断状態にする一方、上記二つの電圧信号の信号レベルが共に上記モータ停止レベルにないときには、上記スイッチング素子により上記電流供給経路を導通状態にする。
Specifically, a motor according to a first invention includes a motor body having a rotor and a stator winding, an inverter circuit that supplies a drive current to the stator winding of the motor body, and the inverter circuit. A control circuit for controlling, a current cutoff circuit including a switching element configured to be able to switch a current supply path between the control power supply for supplying current to the control circuit and the control circuit between a conductive state and a cutoff state; The current interrupt circuit is configured such that a signal for driving the motor body is input from the outside of the motor, and a signal level of the signal corresponds to a stop state of the motor body. When at the stop level, the current supply path is cut off by the switching element, while when the signal level is not at the motor stop level, the switch is turned off. The quenching device and the current supply path to the conductive state, a signal for driving the motor body includes a voltage signal of the control power, input to the voltage signal or the control circuit of the motor power supply connected to the inverter circuit Speed command voltage, and the current interrupting circuit is configured such that when the signal level of at least one of the two voltage signals is at the motor stop level set for each of the two voltage signals, While the current supply path is cut off by the switching element, when the signal levels of the two voltage signals are not at the motor stop level, the current supply path is turned on by the switching element .

上記の構成によれば、モータ本体が停止状態にあるときには、上記モータを駆動するための信号の信号レベルがモータ停止レベルとなって、上記電流遮断回路により、制御電源と制御回路との間の電流供給経路が遮断される。これにより、モータ停止中に制御電源から制御回路へと待機電流が流れるのを防止して、省エネ性を向上させることができる。   According to the above configuration, when the motor main body is in the stop state, the signal level of the signal for driving the motor becomes the motor stop level, and the current cutoff circuit causes the signal between the control power source and the control circuit. The current supply path is interrupted. Thereby, it is possible to prevent the standby current from flowing from the control power source to the control circuit while the motor is stopped, thereby improving the energy saving performance.

また、上記電流供給経路を遮断するために、機械式のリレースイッチ等に比べてスペース効率に優れたスイッチング素子を利用するようにしたことで、電流遮断回路の小型化を図ることができる。また、ＭＣＵ等を使用することなく、簡単な回路構成で、上記制御電源と制御回路との間の電流供給経路を遮断することができる。   Further, in order to cut off the current supply path, a switching element that is more space efficient than a mechanical relay switch or the like is used, so that the current cut-off circuit can be reduced in size. Further, the current supply path between the control power source and the control circuit can be cut off with a simple circuit configuration without using an MCU or the like.

また、上記電流遮断回路、インバータ回路及び制御回路等の回路類と、モータ本体とを一つのモータに設けるようにしたことで、モータのコンパクト化を図ることができる。   In addition, since the motor body and the circuits such as the current interrupt circuit, the inverter circuit, and the control circuit are provided in one motor, the motor can be made compact.

以上より、第１の発明に係るブラシレスＤＣモータによれば、制御電源と制御回路との間の電流供給経路に、モータ停止時に該電流供給経路を遮断するスイッチング素子を含む電流遮断回路を設けて、該電流遮断回路、インバータ回路及び制御回路等の回路類と、モータ本体とを一つのモータに設けるようにしたことで、モータの待機電流を低減可能な構成を、コンパクト且つ簡単な構成により実現することができる。   As described above, according to the brushless DC motor according to the first aspect of the present invention, the current supply path between the control power supply and the control circuit is provided with a current cutoff circuit including a switching element that cuts off the current supply path when the motor is stopped. The circuit that can reduce the standby current of the motor is realized with a compact and simple configuration by providing the motor body and the circuits such as the current interrupt circuit, inverter circuit and control circuit in one motor. can do.

本発明の実施形態に係るモータの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the motor which concerns on embodiment of this invention. 待機電流低減回路の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of a standby current reduction circuit. 制御用電圧と、制御電源から制御回路へと流れる電流との関係を示すグラフである。It is a graph which shows the relationship between the voltage for control, and the electric current which flows into a control circuit from a control power supply. 実施形態１の変形例を示す図２相当図である。FIG. 3 is a view corresponding to FIG. 2 showing a modification of the first embodiment. 実施形態２を示す図２相当図である。FIG. 3 is a view corresponding to FIG. 実施形態３を示す図２相当図である。FIG. 9 is a view corresponding to FIG. 実施形態４を示す図２相当図である。FIG. 9 is a view corresponding to FIG. 実施形態５を示す図２相当図である。FIG. 6 is a view corresponding to FIG. 実施形態５の変形例を示す図２相当図である。FIG. 10 is a view corresponding to FIG. 2 and showing a modification of the fifth embodiment. 実施形態６を示す図１相当図である。FIG. 10 is a view corresponding to FIG. 実施形態６の変形例を示す図１相当図である。FIG. 10 is a view corresponding to FIG. 1 and showing a modification of the sixth embodiment. 実施形態６の変形例を示す図２相当である。Is 2 corresponds to a modified version of the embodiment 6. 実施形態６の変形例に係るモータの動作を示すタイムチャートである。10 is a time chart illustrating an operation of a motor according to a modification of the sixth embodiment.

《実施形態１》
（全体構成）
図１は、本発明の実施形態に係るモータを示す。このモータ１は、いわゆるブラシレスＤＣモータ（以下、単にモータという）１であって、モータ本体２と、モータ本体２を駆動するための駆動回路３とを備えている。 Embodiment 1
(overall structure)
FIG. 1 shows a motor according to an embodiment of the present invention. The motor 1 is a so-called brushless DC motor (hereinafter simply referred to as a motor) 1 and includes a motor body 2 and a drive circuit 3 for driving the motor body 2.

モータ本体２は、回転子と三相の固定子巻線とこの固定子などの構成部品を覆う略円筒状のモータケーシング（図示省略）とを有している。   The motor main body 2 includes a rotor, a three-phase stator winding, and a substantially cylindrical motor casing (not shown) that covers components such as the stator.

上記駆動回路３は、モータケーシング内に配設された基板上に実装されている。駆動回路３は、モータ本体２の各相の固定子巻線に駆動電流を供給するインバータ回路４と、インバータ回路４を制御する制御回路５と、後述する待機電流低減回路１３とを備えている。   The drive circuit 3 is mounted on a substrate disposed in the motor casing. The drive circuit 3 includes an inverter circuit 4 that supplies a drive current to the stator windings of each phase of the motor body 2, a control circuit 5 that controls the inverter circuit 4, and a standby current reduction circuit 13 that will be described later. .

インバータ回路４は、６個のスイッチング素子６により構成されていて、制御回路５から出力される制御信号に基づいて、各スイッチング素子６の駆動タイミングを切り換える。これにより、インバータ回路４は、不図示のモータ電源から供給されるモータ電圧Ｖｍに応じて、モータ本体２の各層の固定子巻線に所定の位相を有する電流を供給する。   The inverter circuit 4 includes six switching elements 6 and switches the driving timing of each switching element 6 based on a control signal output from the control circuit 5. Thereby, the inverter circuit 4 supplies the electric current which has a predetermined phase to the stator winding | coil of each layer of the motor main body 2 according to the motor voltage Vm supplied from the motor power supply not shown.

制御回路５は、制御ＩＣによって構成されていて、不図示の制御電源から供給される直流の制御用電圧Ｖｃｃにより駆動する。   The control circuit 5 is constituted by a control IC and is driven by a DC control voltage Vcc supplied from a control power supply (not shown).

制御電源は、後述する位置検出部８からの検出信号を基にモータ１の作動状態（運転及び停止）を判断可能な制御部を有している。該制御部は、モータが運転していると判断したときには、その電源電圧である制御用電圧Ｖｃｃを第一電源電圧Ｅ１（例えば１５Ｖ）に制御する一方、モータ１が停止していると判断したときには制御用電圧Ｖｃｃを該第一電源電圧Ｅ１よりも低い第二電源電圧Ｅ２（例えば７〜８Ｖ）に制御する。   The control power supply has a control unit that can determine the operating state (operation and stop) of the motor 1 based on a detection signal from a position detection unit 8 described later. When it is determined that the motor is operating, the control unit determines that the motor 1 is stopped while controlling the control voltage Vcc, which is the power supply voltage, to the first power supply voltage E1 (for example, 15V). Sometimes, the control voltage Vcc is controlled to a second power supply voltage E2 (for example, 7 to 8 V) lower than the first power supply voltage E1.

上記制御回路５は、モータ１の外部から入力される速度指令電圧Ｖｓｐに基づいて、インバータ回路４に対して制御信号を出力する。これにより、制御回路５は、モータ本体２を、上記速度指令電圧Ｖｓｐに応じた回転速度で駆動することができる。   The control circuit 5 outputs a control signal to the inverter circuit 4 based on the speed command voltage Vsp input from the outside of the motor 1. As a result, the control circuit 5 can drive the motor body 2 at a rotational speed corresponding to the speed command voltage Vsp.

具体的には、上記制御回路５は、図１に示すように、ＰＷＭ信号生成部７、位置検出部８、タイミング制御部９、三角波発振回路１２、通電信号形成部１４、上アーム駆動回路１０、及び下アーム駆動回路１１を備えている。   Specifically, as shown in FIG. 1, the control circuit 5 includes a PWM signal generation unit 7, a position detection unit 8, a timing control unit 9, a triangular wave oscillation circuit 12, an energization signal formation unit 14, and an upper arm drive circuit 10. And a lower arm driving circuit 11.

上記ＰＷＭ信号生成部７は、上記速度指令電圧Ｖｓｐを三角波と比較して、モータの要求回転数に応じたＰＷＭ信号を生成するように構成されている。詳しくは、上記ＰＷＭ信号生成部７は、上記速度指令電圧Ｖｓｐと三角波発振回路１２から出力される三角波とを比較器によって比較し、その比較結果に基づいてＰＷＭ制御のためのＰＷＭ信号を出力する。   The PWM signal generation unit 7 is configured to compare the speed command voltage Vsp with a triangular wave and generate a PWM signal corresponding to the required rotational speed of the motor. Specifically, the PWM signal generation unit 7 compares the speed command voltage Vsp and the triangular wave output from the triangular wave oscillation circuit 12 with a comparator, and outputs a PWM signal for PWM control based on the comparison result. .

上記タイミング制御部９は、上記ＰＷＭ信号生成部７から出力されたＰＷＭ信号と、上記回転子の回転位置を検出する位置検出部８から出力された回転位置信号とに基づいて、ＰＷＭ信号の立ち上がり等のタイミングを調整する。   Based on the PWM signal output from the PWM signal generation unit 7 and the rotational position signal output from the position detection unit 8 that detects the rotational position of the rotor, the timing control unit 9 rises the PWM signal. Adjust the timing.

上記通電信号形成部１４は、タイミング制御部９にて調整されたＰＷＭ信号を基に、スイッチング素子６を駆動するための通電信号を生成して、上アーム駆動回路１０及び下アーム駆動回路１１に出力する。   The energization signal forming unit 14 generates an energization signal for driving the switching element 6 based on the PWM signal adjusted by the timing control unit 9, and sends it to the upper arm drive circuit 10 and the lower arm drive circuit 11. Output.

上記上アーム駆動回路１０及び下アーム駆動回路１１は、それぞれ、上記通電信号形成部１４から出力された通電信号に応じて、所定のタイミングでスイッチング素子６を駆動するように構成されている。具体的には、上アーム駆動回路１０は、６つのスイッチング素子６のうち上記固定子の上流側に位置する上流側スイッチング素子を駆動制御する。下アーム駆動回路１１は、上記固定子の下流側に位置する下流側スイッチング素子６を駆動する。   The upper arm drive circuit 10 and the lower arm drive circuit 11 are each configured to drive the switching element 6 at a predetermined timing in accordance with the energization signal output from the energization signal forming unit 14. Specifically, the upper arm drive circuit 10 drives and controls the upstream switching element located on the upstream side of the stator among the six switching elements 6. The lower arm drive circuit 11 drives the downstream switching element 6 located on the downstream side of the stator.

上記位置検出部８は、電気角１２０度の間隔で配置された３つのセンサ１５（例えば、ホール素子などからなる磁気センサ）から出力される信号を合成して、該回転子の回転位置を検出するように構成されている。上記位置検出部８で検出された回転子の回転位置は、回転位置信号として上記タイミング制御部９に送信される。   The position detection unit 8 synthesizes signals output from three sensors 15 (for example, magnetic sensors composed of Hall elements) arranged at intervals of 120 electrical degrees to detect the rotational position of the rotor. Is configured to do. The rotational position of the rotor detected by the position detector 8 is transmitted to the timing controller 9 as a rotational position signal.

上記制御電源と制御回路５（制御ＩＣ）との間の電流供給経路には、モータ停止中に制御電源から制御回路５に流れる待機電流を遮断する待機電流低減回路１３が設けられている。この電流供給経路は、制御電源に接続された大元の電流供給ライン２００を分岐させて、制御回路５を構成する各構成回路に接続することで構成されている（図１では、供給ライン２００のみを示す）。本実施形態では、待機電流低減回路１３はこの大元の電流供給ライン２００に設けられている。   The current supply path between the control power supply and the control circuit 5 (control IC) is provided with a standby current reduction circuit 13 that blocks the standby current flowing from the control power supply to the control circuit 5 while the motor is stopped. This current supply path is configured by branching the main current supply line 200 connected to the control power supply and connecting it to each component circuit constituting the control circuit 5 (in FIG. 1, the supply line 200). Only). In the present embodiment, the standby current reduction circuit 13 is provided in the main current supply line 200.

（待機電流低減回路の構成）
待機電流低減回路１３は、図２に示すように、制御電源（図示省略）に接続されるＶｃｃ入力端子２１と、該入力端子２１と制御回路５との間の電流供給経路を遮断するＰチャンネル型のＭＯＳトランジスタ２２と、該ＭＯＳトランジスタ２２及びグランド間の電流経路に設けられるツェナダイオード２３と、を備えている。 (Configuration of standby current reduction circuit)
As shown in FIG. 2, the standby current reduction circuit 13 includes a Vcc input terminal 21 connected to a control power supply (not shown) and a P channel that cuts off a current supply path between the input terminal 21 and the control circuit 5. And a Zener diode 23 provided in a current path between the MOS transistor 22 and the ground.

ＭＯＳトランジスタ２２のゲート端子は、互いに直列に接続された抵抗Ｒ２及び上記ツェナダイオード２３を介して接地されている。ＭＯＳトランジスタ２２のソース端子はＶｃｃ入力端子２１を介して制御電源に接続されている。ＭＯＳトランジスタ２２のドレイン端子は制御回路５に接続されている。ＭＯＳトランジスタ２２のゲート・ソース間には抵抗Ｒ１が設けられている。上記両抵抗Ｒ１，Ｒ２の分圧比は、制御用電圧Ｖｃｃが所定電圧Ｅｋ（Ｅ２＜Ｅｋ＜Ｅ１）を上回ったときに、ＭＯＳトランジスタ２２のゲート・ソース間電圧（以下、ゲート電圧という）ＥＲ１が閾値電圧Ｖｔｈ（スレッショールド電圧）を下回るように設定されている。   The gate terminal of the MOS transistor 22 is grounded via the resistor R2 and the Zener diode 23 connected in series. The source terminal of the MOS transistor 22 is connected to the control power supply via the Vcc input terminal 21. The drain terminal of the MOS transistor 22 is connected to the control circuit 5. A resistor R 1 is provided between the gate and source of the MOS transistor 22. The voltage dividing ratio of both the resistors R1 and R2 is such that the gate-source voltage (hereinafter referred to as the gate voltage) ER1 of the MOS transistor 22 when the control voltage Vcc exceeds a predetermined voltage Ek (E2 <Ek <E1) It is set to be lower than the threshold voltage Vth (threshold voltage).

上記ツェナダイオード２３の耐電圧Ｅｄは、第二電源電圧Ｅ２＜耐電圧Ｅｄ＜第一電源電圧Ｅ１の関係を満たすように設定されている。これにより、制御用電圧Ｖｃｃが第一電源電圧Ｅ１である場合には、ツェナダイオード２３を介してグランド側へ電流が流れる一方、制御用電圧Ｖｃｃが第二電源電圧Ｅ２である場合にはこのグランド側への電流流れは生じないようになっている。   The withstand voltage Ed of the Zener diode 23 is set to satisfy the relationship of second power supply voltage E2 <withstand voltage Ed <first power supply voltage E1. As a result, when the control voltage Vcc is the first power supply voltage E1, a current flows to the ground side via the Zener diode 23, while when the control voltage Vcc is the second power supply voltage E2, this ground is supplied. There is no current flow to the side.

次に待機電流低減回路１３の動作についてモータ１が運転状態にある場合と停止状態にある場合とのそれぞれについて説明する。   Next, the operation of the standby current reduction circuit 13 will be described for each of a case where the motor 1 is in an operating state and a case where it is in a stopped state.

先ず、モータ１が運転状態にある場合には、制御用電圧Ｖｃｃが制御電源によって第一電源電圧Ｅ１に制御される。ここで、第一電源電圧Ｅ１はツェナダイオード２３の耐電圧Ｅｄよりも高いため、制御電源→抵抗Ｒ１→抵抗Ｒ２→ツェナダイオード２３→グランドを通る経路で電流が流れることとなる。この結果、抵抗Ｒ１において電圧降下が発生して、ＭＯＳトランジスタ２２のゲート電圧ＥＲ１が閾値電圧Ｖｔｈを下回る。これにより、ＭＯＳトランジスタ２２が作動してそのソース・ドレイン間が導通する。よって、制御電源から制御回路５へ電流が供給される。   First, when the motor 1 is in an operating state, the control voltage Vcc is controlled to the first power supply voltage E1 by the control power supply. Here, since the first power supply voltage E1 is higher than the withstand voltage Ed of the Zener diode 23, a current flows through a path passing through the control power supply → the resistor R1 → the resistor R2 → the Zener diode 23 → the ground. As a result, a voltage drop occurs in the resistor R1, and the gate voltage ER1 of the MOS transistor 22 falls below the threshold voltage Vth. As a result, the MOS transistor 22 is activated, and the source and drain are conducted. Therefore, current is supplied from the control power source to the control circuit 5.

一方、モータ１が停止状態にある場合には、上述の如く、制御用電圧Ｖｃｃが制御電源によって第二電源電圧Ｅ２に制御される。ここで、第二電源電圧Ｅ２はツェナダイオード２３の耐電圧Ｅｄよりも低いためグランド側へ電流が流れることはない。したがって、ＭＯＳトランジスタ２２のゲート・ソース間には電位差が生じない。このため、ＭＯＳトランジスタ２２は作動せず、そのソース・ドレイン間の導通が遮断される。よって、制御電源から制御回路５へ電流は流れることもない。   On the other hand, when the motor 1 is in the stopped state, the control voltage Vcc is controlled to the second power supply voltage E2 by the control power supply as described above. Here, since the second power supply voltage E2 is lower than the withstand voltage Ed of the Zener diode 23, no current flows to the ground side. Therefore, no potential difference is generated between the gate and source of the MOS transistor 22. For this reason, the MOS transistor 22 does not operate, and the conduction between the source and the drain is cut off. Therefore, no current flows from the control power source to the control circuit 5.

図３は、制御電源の制御用電圧Ｖｃｃと、制御電源から制御回路５間へ流れる電流との関係を示したグラフである。この図から、モータ１が運転状態で制御用電圧Ｖｃｃが第一電源電圧Ｅ１である場合には、制御電源から制御回路５へ所定電流Ｉｓが供給されていることがわかる。一方、モータ１が停止状態で制御用電圧Ｖｃｃが第二電源電圧Ｅ２（所定電圧Ｅｋ未満）である場合には、制御電源から制御回路５へ流れる電流は０（Ａ）であり、待機電流が流れないことがわかる（図３参照）。   FIG. 3 is a graph showing the relationship between the control voltage Vcc of the control power supply and the current flowing between the control power supply and the control circuit 5. From this figure, it can be seen that when the motor 1 is in the operating state and the control voltage Vcc is the first power supply voltage E1, the predetermined current Is is supplied from the control power supply to the control circuit 5. On the other hand, when the motor 1 is stopped and the control voltage Vcc is the second power supply voltage E2 (less than the predetermined voltage Ek), the current flowing from the control power supply to the control circuit 5 is 0 (A), and the standby current is It turns out that it does not flow (refer FIG. 3).

以上の如く上記実施形態では、モータ１が停止状態にある場合には、制御電源から制御回路へ流れる待機電流を遮断することができる。よって、モータ全体の待機電流を低減して、省エネ性を向上させることができる。   As described above, in the above embodiment, when the motor 1 is in the stopped state, the standby current flowing from the control power source to the control circuit can be cut off. Therefore, the standby current of the entire motor can be reduced and energy saving can be improved.

また、この実施形態１では、待機電流低減回路１３は、電気式のスイッチング素子であるＭＯＳトランジスタ２２を用いて構成されている。したがって、機械式のリレースイッチ等を用いた場合に比べて回路全体のコンパクト化を図ることができる。よって、駆動回路３をモータ１のケーシング内に設けた回路一体型のモータにおいて、モータケーシングを大型化することなく、該ケーシング内に待機電流低減回路１３を効率良く配置することができる。また、ＭＣＵ等を新たに付加する必要がなくなり、簡単な回路構成により、制御電源と制御回路との間の電流供給経路を遮断することができるため、モータ１のコスト低減を図ることができる。   In the first embodiment, the standby current reduction circuit 13 is configured using a MOS transistor 22 that is an electrical switching element. Therefore, the circuit as a whole can be made more compact than when a mechanical relay switch or the like is used. Therefore, in the circuit-integrated motor in which the drive circuit 3 is provided in the casing of the motor 1, the standby current reduction circuit 13 can be efficiently arranged in the casing without increasing the size of the motor casing. Further, it is not necessary to newly add an MCU or the like, and the current supply path between the control power supply and the control circuit can be cut off with a simple circuit configuration, so that the cost of the motor 1 can be reduced.

また、モータ本体２と待機電流低減回路１３を含む駆動回路３とをモータケーシング内に収容することにより、モータ１のコンパクト化を図れるとともにその据え付け作業を容易に行うことができる。   Further, by housing the motor body 2 and the drive circuit 3 including the standby current reduction circuit 13 in the motor casing, the motor 1 can be made compact and the installation work can be easily performed.

《実施形態１の変形例》
図４には、実施形態１に係る待機電流低減回路１３の変形例を示す。この変形例に係る待機電流低減回路１３は、ＭＯＳトランジスタ２２のゲート端子に接続される回路構成が上記実施形態１とは異なる。 << Modification of Embodiment 1 >>
FIG. 4 shows a modification of the standby current reduction circuit 13 according to the first embodiment. The standby current reduction circuit 13 according to this modification is different from the first embodiment in the circuit configuration connected to the gate terminal of the MOS transistor 22.

具体的には、ＭＯＳトランジスタ２２のゲート端子には、抵抗Ｒ２を介して比較器２４が接続されている。この比較器２４の正相入力端子は、Ｖｃｃ入力端子２１及びグランド間に跨る電流経路上の点ａ１に接続されている。この電流経路には、点ａ１を挟んで抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６が直列に配設されている。上記比較器２４の逆相入力端子も、同じくＶｃｃ入力端子２１及びグランド間に跨る別の電流経路上の点ａ２に接続されている。この電流経路には、点ａ２を挟んで抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４が直列に配設されている。また、比較器２４の正相入力端子及びグランド間にはツェナダイオード２５が設けられている。上記抵抗Ｒ３及びＲ４の分圧比、並びに、抵抗Ｒ５及びＲ６の分圧比は、制御用電圧Ｖｃｃが所定電圧Ｅｋ以上になると比較器２４の出力が反転するように設定される。   Specifically, the comparator 24 is connected to the gate terminal of the MOS transistor 22 via the resistor R2. The positive phase input terminal of the comparator 24 is connected to the point a1 on the current path extending between the Vcc input terminal 21 and the ground. In this current path, a resistor R5 and a resistor R6 are arranged in series across the point a1. Similarly, the negative phase input terminal of the comparator 24 is also connected to a point a2 on another current path extending between the Vcc input terminal 21 and the ground. In this current path, a resistor R3 and a resistor R4 are arranged in series across the point a2. A Zener diode 25 is provided between the positive phase input terminal of the comparator 24 and the ground. The voltage dividing ratio of the resistors R3 and R4 and the voltage dividing ratio of the resistors R5 and R6 are set so that the output of the comparator 24 is inverted when the control voltage Vcc becomes equal to or higher than the predetermined voltage Ek.

以上のように構成された待機電流低減回路１３では、モータ１が停止状態で制御用電圧Ｖｃｃが第二電源電圧Ｅ２に等しいときには、比較器２４の正相入力端子の電圧が逆相入力端子の電圧に比べて高くなる。このため、比較器２４からの出力によってＭＯＳトランジスタ２２のソース・ドレイン間は導通せず、制御電源からモータ１に電流が供給されることもない。一方、モータ１が運転状態なって制御用電圧Ｖｃｃが第二電源電圧Ｅ２から第一電源電圧Ｅ１に上昇すると、比較器２４の逆相入力端子の電圧が正相入力端子の電圧よりも高くなり、比較器２４の出力が反転する。この結果、ＭＯＳトランジスタ２２が作動してそのソース・ドレイン間が導通し、制御電源からモータ１に電流が供給される。   In the standby current reduction circuit 13 configured as described above, when the motor 1 is stopped and the control voltage Vcc is equal to the second power supply voltage E2, the voltage of the positive phase input terminal of the comparator 24 is the voltage of the negative phase input terminal. Higher than voltage. For this reason, the output from the comparator 24 does not conduct between the source and drain of the MOS transistor 22, and no current is supplied to the motor 1 from the control power supply. On the other hand, when the motor 1 is in operation and the control voltage Vcc rises from the second power supply voltage E2 to the first power supply voltage E1, the voltage at the negative phase input terminal of the comparator 24 becomes higher than the voltage at the positive phase input terminal. The output of the comparator 24 is inverted. As a result, the MOS transistor 22 is actuated and the source and drain thereof are conducted, and current is supplied from the control power source to the motor 1.

以上より、上述のような回路構成でも、モータ１が停止状態のときには、待機電流低減回路１３によって、制御電源から制御回路５へ供給される待機電流を遮断することができる。よって、上記実施形態１と同様に、回路全体のコンパクト化を図りながら、簡単な構成により、モータ停止時における待機電流を低減することができる。   As described above, even in the circuit configuration as described above, the standby current supplied from the control power supply to the control circuit 5 can be cut off by the standby current reduction circuit 13 when the motor 1 is in a stopped state. Therefore, as in the first embodiment, the standby current when the motor is stopped can be reduced with a simple configuration while reducing the overall size of the circuit.

《実施形態２》
図５には、実施形態２に係る待機電流低減回路１３を示す。この実施形態２に係る待機電流低減回路１３は、モータ電圧Ｖｍの電圧値に応じて、制御電源と制御回路５との間の電流供給経路を遮断するように構成されている。 << Embodiment 2 >>
FIG. 5 shows a standby current reduction circuit 13 according to the second embodiment. The standby current reduction circuit 13 according to the second embodiment is configured to cut off the current supply path between the control power supply and the control circuit 5 according to the voltage value of the motor voltage Vm.

すなわち、ＭＯＳトランジスタ２２のゲート端子には、モータ電圧Ｖｍが入力されるＶｍ入力端子３１と比較器２６とを含む付加回路６０が接続されている。   That is, an additional circuit 60 including a Vm input terminal 31 to which the motor voltage Vm is input and the comparator 26 is connected to the gate terminal of the MOS transistor 22.

上記比較器２６は、ＭＯＳトランジスタ２２のゲート端子に抵抗Ｒ２を介して接続されている。比較器２６の正相入力端子は、Ｖｃｃ入力端子２１及びグランド間に跨る電流経路上の点ｂ１に接続されている。この電流経路には、点ｂ１を挟んで抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４が直列に配設されている。比較器２６の逆相入力端子は、Ｖｍ入力端子３１及びグランド間に跨る電流経路上の点ｂ２に接続されている。この電流経路には、点ｂ２を挟んで抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６が直列に配設されている。上記抵抗Ｒ３及びＲ４の分圧比、並びに、抵抗Ｒ５及びＲ６の分圧比は、Ｖｍ入力端子３１が所定電圧Ｅｍ以上になったときに、比較器２６の出力が反転するように設定されている。すなわち、これらの分圧比を変えることにより所定電圧Ｅｍの設定値を変更することができる。本実施形態では、上記所定電圧Ｅｍは、モータの運転状態に対応したモータ電圧の最低値である。   The comparator 26 is connected to the gate terminal of the MOS transistor 22 via a resistor R2. The positive phase input terminal of the comparator 26 is connected to a point b1 on the current path extending between the Vcc input terminal 21 and the ground. In this current path, a resistor R3 and a resistor R4 are arranged in series across the point b1. The negative phase input terminal of the comparator 26 is connected to the point b2 on the current path between the Vm input terminal 31 and the ground. In this current path, a resistor R5 and a resistor R6 are arranged in series across the point b2. The voltage dividing ratio of the resistors R3 and R4 and the voltage dividing ratio of the resistors R5 and R6 are set so that the output of the comparator 26 is inverted when the Vm input terminal 31 becomes equal to or higher than the predetermined voltage Em. That is, the set value of the predetermined voltage Em can be changed by changing these voltage division ratios. In the present embodiment, the predetermined voltage Em is the minimum value of the motor voltage corresponding to the operation state of the motor.

また、上記制御電源は、上記実施形態１とは異なり、モータ１の作動状態に拘わらず、その電源電圧（制御用電圧Ｖｃｃ）を第一電源電圧Ｅ１に維持するように構成されている。   Unlike the first embodiment, the control power supply is configured to maintain the power supply voltage (control voltage Vcc) at the first power supply voltage E1 regardless of the operating state of the motor 1.

以上のように構成された待機電流低減回路１３では、モータ１が停止状態でモータ電圧Ｖｍが所定電圧Ｅｍ未満になっている場合には、比較器２６の正相入力端子の電圧が逆相入力端子の電圧に比べて高くなる。このため、比較器２６からの出力によってＭＯＳトランジスタ２２のソース・ドレイン間は導通せず、制御電源から制御回路５に電流は流れない。一方、モータ１が運転状態でモータ電圧Ｖｍが所定電圧Ｅｍ以上になると、比較器２６の逆相入力端子の電圧が正相入力端子の電圧よりも高くなり、比較器２６の出力が反転する。この結果、ＭＯＳトランジスタ２２が作動してそのソース・ドレイン間が導通し、制御電源から制御回路５に電流が流れる。   In the standby current reduction circuit 13 configured as described above, when the motor 1 is stopped and the motor voltage Vm is less than the predetermined voltage Em, the voltage of the positive phase input terminal of the comparator 26 is the reverse phase input. Higher than the terminal voltage. For this reason, the source and drain of the MOS transistor 22 are not conducted by the output from the comparator 26, and no current flows from the control power source to the control circuit 5. On the other hand, when the motor 1 is operating and the motor voltage Vm becomes equal to or higher than the predetermined voltage Em, the voltage at the negative phase input terminal of the comparator 26 becomes higher than the voltage at the positive phase input terminal, and the output of the comparator 26 is inverted. As a result, the MOS transistor 22 is activated and the source / drain is made conductive, and a current flows from the control power source to the control circuit 5.

このように、上述のような回路構成でも、モータ１が停止状態にあるときには、該待機電流低減回路１３によって、制御電源から制御回路５へと供給される待機電流を遮断することができる。よって、上記実施形態１と同様に、回路全体のコンパクト化を図りながら、簡単な構成により、モータ停止時における待機電流を低減することができる。   Thus, even in the circuit configuration as described above, the standby current supplied from the control power source to the control circuit 5 can be cut off by the standby current reduction circuit 13 when the motor 1 is in a stopped state. Therefore, as in the first embodiment, the standby current when the motor is stopped can be reduced with a simple configuration while reducing the overall size of the circuit.

また、上述の構成では、待機電流低減回路１３は、モータ電圧Ｖｍに基づいて、制御電源と制御回路５との間を遮断するように構成されている。これにより、上記実施形態１の如く、モータ１の運転／停止状態に応じて制御電源の制御用電圧Ｖｃｃを第一電源電圧Ｅ１と第二電源電圧Ｅ２との間で切り換える必要もない。したがって、制御電源の構成を簡略化することができ、モータシステム全体のコスト低減を図れる。   In the above-described configuration, the standby current reduction circuit 13 is configured to cut off between the control power supply and the control circuit 5 based on the motor voltage Vm. Thus, unlike the first embodiment, it is not necessary to switch the control voltage Vcc of the control power supply between the first power supply voltage E1 and the second power supply voltage E2 in accordance with the operation / stop state of the motor 1. Therefore, the configuration of the control power supply can be simplified, and the cost of the entire motor system can be reduced.

《実施形態３》
図６は、本発明の実施形態３に係る待機電流低減回路１３の構成を示す。この実施形態３に係る待機電流低減回路１３は、制御用電圧Ｖｃｃ及び速度指令電圧Ｖｓｐに応じて、制御電源と制御回路５との間の電流供給経路を遮断するように構成されている。 << Embodiment 3 >>
FIG. 6 shows a configuration of the standby current reduction circuit 13 according to Embodiment 3 of the present invention. The standby current reduction circuit 13 according to the third embodiment is configured to cut off the current supply path between the control power supply and the control circuit 5 in accordance with the control voltage Vcc and the speed command voltage Vsp.

具体的には、待機電流低減回路１３は、制御用電圧Ｖｃｃが入力される主回路５０と、速度指令電圧Ｖｓｐが入力される付加回路６０とを備えている。   Specifically, the standby current reduction circuit 13 includes a main circuit 50 to which the control voltage Vcc is input and an additional circuit 60 to which the speed command voltage Vsp is input.

主回路５０の構成は上記実施形態１の待機電流低減回路１３の構成と同様であるため、ここでは説明を省略する。   Since the configuration of the main circuit 50 is the same as the configuration of the standby current reduction circuit 13 of the first embodiment, description thereof is omitted here.

付加回路６０は、速度指令電圧Ｖｓｐが入力されるＶｓｐ入力端子４１と、ＭＯＳトランジスタ２２及びグランド間の電流経路を遮断するＮチャンネル型のＭＯＳトランジスタ２７と、を備えている。該ＭＯＳトランジスタ２７のソース端子はツェナダイオード２３に接続され、ドレイン端子はグランドに接続されている。また、ＭＯＳトランジスタ２７のゲート端子は、速度指令電圧Ｖｓｐが入力されるＶｓｐ入力端子４１に抵抗Ｒ３を介して接続されている。   The additional circuit 60 includes a Vsp input terminal 41 to which the speed command voltage Vsp is input, and an N-channel MOS transistor 27 that cuts off a current path between the MOS transistor 22 and the ground. The source terminal of the MOS transistor 27 is connected to the Zener diode 23, and the drain terminal is connected to the ground. The gate terminal of the MOS transistor 27 is connected to a Vsp input terminal 41 to which the speed command voltage Vsp is input via a resistor R3.

上記ＭＯＳトランジスタ２７のゲート・ドレイン間には抵抗Ｒ４が設けられている。抵抗Ｒ３及びＲ４の分圧比は、Ｖｓｐ入力端子４１に所定電圧Ｅｓ以上の速度指令電圧Ｖｓｐが入力されたときに、ＭＯＳトランジスタ２７が作動（導通）するように設定されている。所定電圧Ｅｓは、モータ１を定常運転可能な回転数の最低値に対応する速度指令電圧である。   A resistor R 4 is provided between the gate and drain of the MOS transistor 27. The voltage dividing ratio of the resistors R3 and R4 is set so that the MOS transistor 27 operates (conducts) when the speed command voltage Vsp equal to or higher than the predetermined voltage Es is input to the Vsp input terminal 41. The predetermined voltage Es is a speed command voltage corresponding to the minimum value of the number of rotations at which the motor 1 can be steadily operated.

以上のように構成された待機電流低減回路１３では、入力端子４１からの入力電圧が所定電圧Ｅｓ以上である場合、つまりモータが運転状態にある場合には、ＭＯＳトランジスタ２７が作動してそのソース・ドレイン間が導通する。このとき、制御用電圧Ｖｃｃが第一電源電圧Ｅ１（所定電圧Ｅｋ以上）になっていれば、上述の如く、主回路５０に含まれるＰ型のＭＯＳトランジスタ２２が作動して、制御電源から制御回路５へと電流が供給される。入力端子４１からの入力電圧が所定電圧Ｅｓ以上である場合でも、制御用電圧Ｖｃｃが第二電源電圧Ｅ２になっていれば、上述の如く、ＭＯＳトランジスタ２２は作動せず、制御電源から制御回路５へと待機電流が流れることもない。   In the standby current reduction circuit 13 configured as described above, when the input voltage from the input terminal 41 is equal to or higher than the predetermined voltage Es, that is, when the motor is in an operating state, the MOS transistor 27 is activated and its source is • Conduction between drains. At this time, if the control voltage Vcc is the first power supply voltage E1 (predetermined voltage Ek or higher), as described above, the P-type MOS transistor 22 included in the main circuit 50 operates to control from the control power supply. A current is supplied to the circuit 5. Even when the input voltage from the input terminal 41 is equal to or higher than the predetermined voltage Es, if the control voltage Vcc is equal to the second power supply voltage E2, the MOS transistor 22 does not operate as described above, and the control circuit starts from the control power supply. No standby current flows to 5.

一方、Ｖｓｐ入力端子４１からの入力電圧が所定電圧Ｅｓ未満である場合、つまりモータが停止状態にある場合には、ＭＯＳトランジスタ２７は作動せずそのソース・ドレイン間の導通が遮断される。したがって、制御電源→抵抗Ｒ１→抵抗Ｒ２→ツェナダイオード２３→ＭＯＳトランジスタ２７→グランドを通る経路で電流が流れることもない。よって、制御用電圧Ｖｃｃが所定電圧Ｅｋ以上であっても、ＭＯＳトランジスタ２２は作動せず、制御電源と制御回路５との間の電流供給経路が遮断される。したがって、制御電源から制御回路５へと流れる待機電流を遮断することができる。   On the other hand, when the input voltage from the Vsp input terminal 41 is less than the predetermined voltage Es, that is, when the motor is in a stopped state, the MOS transistor 27 does not operate and the conduction between the source and drain is cut off. Therefore, no current flows through a path that passes through the control power source → resistor R1 → resistor R2 → zener diode 23 → MOS transistor 27 → ground. Therefore, even if the control voltage Vcc is equal to or higher than the predetermined voltage Ek, the MOS transistor 22 does not operate and the current supply path between the control power supply and the control circuit 5 is interrupted. Therefore, the standby current flowing from the control power source to the control circuit 5 can be cut off.

上述のような回路構成でも、モータ１が停止状態にあるときには、該待機電流低減回路１３によって、制御電源から制御回路５へと供給される待機電流を遮断することができる。よって、上記実施形態１及び上記実施形態２と同様に、回路全体のコンパクト化を図りながら、簡単な構成により、モータ停止時における待機電流を低減することができる。   Even in the circuit configuration as described above, the standby current supplied from the control power supply to the control circuit 5 can be cut off by the standby current reduction circuit 13 when the motor 1 is in a stopped state. Therefore, as in the first embodiment and the second embodiment, the standby current when the motor is stopped can be reduced with a simple configuration while reducing the overall size of the circuit.

また、上述の構成では、待機電流低減回路１３は、制御用電圧Ｖｃｃと速度指令電圧Ｖｓｐとの２段階の電圧基準を設けて、この二つの電圧基準を基に、制御電源と制御回路５との間の電流供給経路を遮断するように構成されている。すなわち、待機電流低減回路１３は、速度指令電圧Ｖｓｐが所定電圧Ｅｓ以上であり且つ制御用電圧Ｖｃｃが第一電源電圧Ｅ１（所定電圧Ｅｋ以上）になっているときのみ、制御電源と制御回路５とを導通させるように構成されている。これにより、待機電流低減回路１３の誤作動を防止することができ、上記実施形態１及び２に比べて、待機電流低減回路１３の作動確実性を向上させることができる。   In the above-described configuration, the standby current reduction circuit 13 provides a two-stage voltage reference of the control voltage Vcc and the speed command voltage Vsp, and based on these two voltage references, the control power supply and the control circuit 5 It is comprised so that the electric current supply path between may be interrupted | blocked. In other words, the standby current reducing circuit 13 controls the control power supply and the control circuit 5 only when the speed command voltage Vsp is equal to or higher than the predetermined voltage Es and the control voltage Vcc is equal to the first power supply voltage E1 (higher than the predetermined voltage Ek). And are made to conduct. Thereby, the malfunction of the standby current reduction circuit 13 can be prevented, and the operational reliability of the standby current reduction circuit 13 can be improved as compared with the first and second embodiments.

《実施形態４》
図７は、本発明の実施形態４に係る待機電流低減回路１３の構成を示す。この実施形態４に係る待機電流低減回路１３は、制御用電圧Ｖｃｃ及びモータ電圧Ｖｍに応じて、制御電源と制御回路５との間の電流供給経路を遮断するように構成されている。 << Embodiment 4 >>
FIG. 7 shows a configuration of the standby current reduction circuit 13 according to Embodiment 4 of the present invention. The standby current reduction circuit 13 according to the fourth embodiment is configured to cut off the current supply path between the control power supply and the control circuit 5 in accordance with the control voltage Vcc and the motor voltage Vm.

この待機電流低減回路１３の構成は、上記実施形態３に係る待機電流低減回路１３においてＶｓｐ入力端子４１をＶｍ入力端子に置き換えただけで、その他の構成は全て上記実施形態３と同様である。待機電流低減回路１３の作動原理についても上記実施形態３と同様であるため、ここでは詳細な説明を省略する。   The configuration of the standby current reduction circuit 13 is the same as that of the third embodiment except that the Vsp input terminal 41 is replaced with a Vm input terminal in the standby current reduction circuit 13 according to the third embodiment. Since the operating principle of the standby current reduction circuit 13 is the same as that of the third embodiment, detailed description thereof is omitted here.

したがって、本実施形態に係る待機電流低減回路１３では、Ｖｍ入力端子３１からの入力電圧が所定電圧Ｅｍ以上で且つ制御用電圧Ｖｃｃが第一電源電圧Ｅ１（所定電圧Ｅｋ以上）である場合にのみＭＯＳトランジスタ２２が導通して制御電源から制御回路５へと電流が供給される。Ｖｍ入力端子３１が所定電圧Ｅｍ未満である場合や、制御電圧Ｖｃｃの電圧が第二電源電圧Ｅ２（所定電圧Ｅｋ未満）である場合には、ＭＯＳトランジスタ２２により制御電源と制御回路５との間の電流供給経路が遮断されて、制御電源から制御回路５へと電流が流れることはない。   Therefore, in the standby current reduction circuit 13 according to the present embodiment, only when the input voltage from the Vm input terminal 31 is the predetermined voltage Em or higher and the control voltage Vcc is the first power supply voltage E1 (predetermined voltage Ek or higher). The MOS transistor 22 is turned on and current is supplied from the control power supply to the control circuit 5. When the Vm input terminal 31 is less than the predetermined voltage Em or when the control voltage Vcc is the second power supply voltage E2 (less than the predetermined voltage Ek), the MOS transistor 22 causes the control power supply and the control circuit 5 to be connected. The current supply path is interrupted, and no current flows from the control power source to the control circuit 5.

したがって、上述のような回路構成でも、モータ１が停止状態にあるときには、該待機電流低減回路１３によって、制御電源から制御回路５へと流れる待機電流を遮断することができる。よって、上記実施形態１〜実施形態３と同様に、回路全体のコンパクト化を図りながら、簡単な構成により、モータ停止時における待機電流を低減することができる。   Therefore, even in the circuit configuration as described above, when the motor 1 is in a stopped state, the standby current flowing from the control power source to the control circuit 5 can be interrupted by the standby current reduction circuit 13. Therefore, as in the first to third embodiments, the standby current when the motor is stopped can be reduced with a simple configuration while reducing the overall size of the circuit.

また、上述の構成では、待機電流低減回路１３は、制御用電圧Ｖｃｃとモータ電圧Ｖｍとの２段階の電圧基準を設けて、この二つの電圧基準を基に、制御電源と制御回路５との間の電流供給経路を遮断するように構成されている。したがって、上記実施形態３と同様に、待機電流低減回路１３の誤作動を防止してその作動確実性を向上させることができる。   In the above-described configuration, the standby current reduction circuit 13 provides a two-stage voltage reference of the control voltage Vcc and the motor voltage Vm, and the control power supply and the control circuit 5 are connected based on the two voltage references. The current supply path between them is cut off. Therefore, as in the third embodiment, it is possible to prevent malfunction of the standby current reduction circuit 13 and improve its operational reliability.

《実施形態５》
図８は、本発明の実施形態５に係る待機電流低減回路１３の構成を示す。この実施形態５に係る待機電流低減回路１３は、制御電源及び制御回路５間の電流供給経路を遮断する回路（以下、制御側遮断回路１３ａという）に加えて、モータ電源及びインバータ回路４間の電流供給経路を遮断するモータ側遮断回路１３ｂを備えている。 << Embodiment 5 >>
FIG. 8 shows a configuration of the standby current reduction circuit 13 according to the fifth embodiment of the present invention. The standby current reduction circuit 13 according to the fifth embodiment includes a circuit between the motor power supply and the inverter circuit 4 in addition to a circuit that cuts off a current supply path between the control power supply and the control circuit 5 (hereinafter referred to as a control-side cutoff circuit 13a). A motor-side cutoff circuit 13b that cuts off the current supply path is provided.

制御側遮断回路１３ａの構成は、上記実施形態１に係る待機電流低減回路１３（図２参照）の構成と同様であるため、ここでは詳細な説明を省略する。   Since the configuration of the control-side cutoff circuit 13a is the same as the configuration of the standby current reduction circuit 13 (see FIG. 2) according to the first embodiment, detailed description thereof is omitted here.

モータ側遮断回路１３ｂは、上記モータ電源及びインバータ回路４間の電流供給経路に配設されたＰチャンネル型のＭＯＳトランジスタ２８と、該ＭＯＳトランジスタ２８及びグランド間に配設されたＮチャンネル型のＭＯＳトランジスタ２９と、を備えている。   The motor-side cutoff circuit 13b includes a P-channel MOS transistor 28 disposed in a current supply path between the motor power supply and the inverter circuit 4, and an N-channel MOS transistor disposed between the MOS transistor 28 and the ground. And a transistor 29.

上記Ｐチャンネル型のＭＯＳトランジスタ２８のソース端子はＶｍ入力端子に接続され、ドレイン端子はインバータ回路４に接続されている。該ＭＯＳトランジスタ２８のゲート・ソース間には抵抗Ｒ７が設けられている。該ＭＯＳトランジスタ２８のゲート端子は、抵抗Ｒ８を介してＮチャンネル型のＭＯＳトランジスタ２９のソース端子に接続されている。   The P-channel MOS transistor 28 has a source terminal connected to the Vm input terminal and a drain terminal connected to the inverter circuit 4. A resistor R 7 is provided between the gate and source of the MOS transistor 28. The gate terminal of the MOS transistor 28 is connected to the source terminal of an N-channel MOS transistor 29 through a resistor R8.

抵抗Ｒ７及びＲ８の分圧比は、モータ電圧Ｖｍが所定電圧Ｅｍ以上のときに、ＭＯＳトランジスタ２８のゲート電圧ＥＲ７が閾値電圧Ｖｔｈを下回るように設定される。   The voltage dividing ratio of the resistors R7 and R8 is set so that the gate voltage ER7 of the MOS transistor 28 is lower than the threshold voltage Vth when the motor voltage Vm is equal to or higher than the predetermined voltage Em.

上記Ｎチャンネル型のＭＯＳトランジスタ２９のドレイン端子は接地されている。該ＭＯＳトランジスタ２９のゲート端子は、ＭＯＳトランジスタ２２のドレイン端子及びグランド間に跨る電流経路上の点ｃに接続されている。当該電流経路には、該点ｃを挟んで抵抗Ｒ９及びツェナダイオード３０が互いに直列に配設されている。   The drain terminal of the N channel type MOS transistor 29 is grounded. The gate terminal of the MOS transistor 29 is connected to a point c on the current path extending between the drain terminal of the MOS transistor 22 and the ground. In the current path, a resistor R9 and a Zener diode 30 are arranged in series with respect to the point c.

以上のように構成された待機電流低減回路１３では、モータ１が運転状態で制御用電圧Ｖｃｃが第一電源電圧Ｅ１である場合には、上述の如く、ＭＯＳトランジスタ２２が作動（導通）して制御電源から制御回路５へ電流が供給される。また、ＭＯＳトランジスタ２２が作動することで、制御電源から抵抗Ｒ９及びツェナダイオード３０を介してグランド側へ電流が流れる。この結果、ＭＯＳトランジスタ２９のゲート電圧が閾値電圧Ｖｔｈを上回って、該ＭＯＳトランジスタ２９が作動する。   In the standby current reduction circuit 13 configured as described above, when the motor 1 is in an operating state and the control voltage Vcc is the first power supply voltage E1, the MOS transistor 22 operates (conducts) as described above. A current is supplied from the control power source to the control circuit 5. Further, when the MOS transistor 22 is activated, a current flows from the control power source to the ground side via the resistor R9 and the Zener diode 30. As a result, the gate voltage of the MOS transistor 29 exceeds the threshold voltage Vth, and the MOS transistor 29 is activated.

このとき、モータ電圧Ｖｍが所定電圧Ｅｍ以上になっていれば、モータ電源（Ｖｍ入力端子）からグランド側へ流れる電流により、ＭＯＳトランジスタ２８のゲート電圧ＥＲ７が閾値電圧Ｖｔｈを下回る。このため、ＭＯＳトランジスタ２８が作動して、モータ電源からインバータ回路４を介してモータ本体２に駆動電流が供給される。制御用電圧Ｖｃｃが第一電源電圧Ｅ１である場合でも、モータ電圧Ｖｍが所定電圧Ｅｍ未満であるときには、ＭＯＳトランジスタ２８が作動せず、モータ電源とインバータ回路４との導通は遮断される。したがって、モータ電源からインバータ回路４（延いてはモータ本体２）に電流が供給されることもない。   At this time, if the motor voltage Vm is equal to or higher than the predetermined voltage Em, the gate voltage ER7 of the MOS transistor 28 falls below the threshold voltage Vth due to the current flowing from the motor power supply (Vm input terminal) to the ground side. For this reason, the MOS transistor 28 is activated, and a drive current is supplied from the motor power source to the motor body 2 via the inverter circuit 4. Even when the control voltage Vcc is the first power supply voltage E1, when the motor voltage Vm is less than the predetermined voltage Em, the MOS transistor 28 does not operate, and conduction between the motor power supply and the inverter circuit 4 is cut off. Therefore, no current is supplied from the motor power source to the inverter circuit 4 (and thus the motor body 2).

一方、モータ１が停止状態で制御用電圧Ｖｃｃが第二電源電圧Ｅ２である場合には、上述の如く、ＭＯＳトランジスタ２２は作動せず、制御電源と制御回路５との導通は遮断される。このため、制御電源から抵抗Ｒ９及びツェナダイオード３０を介してグランド側に電流が流れることもない。このため、ＭＯＳトランジスタ２９が作動しないので、仮にモータ電圧Ｖｍが所定電圧Ｅｍ以上であっても、ＭＯＳトランジスタ２８は作動せず、モータ電源及びインバータ回路４間の導通は遮断される。したがって、モータ電源からインバータ回路４を介してモータ本体２に電流が供給されることもない。   On the other hand, when the motor 1 is stopped and the control voltage Vcc is the second power supply voltage E2, the MOS transistor 22 does not operate as described above, and the conduction between the control power supply and the control circuit 5 is cut off. Therefore, no current flows from the control power supply to the ground side via the resistor R9 and the Zener diode 30. For this reason, since the MOS transistor 29 does not operate, even if the motor voltage Vm is equal to or higher than the predetermined voltage Em, the MOS transistor 28 does not operate and the conduction between the motor power supply and the inverter circuit 4 is cut off. Therefore, no current is supplied from the motor power source to the motor body 2 via the inverter circuit 4.

このように、本実施形態に係る待機電流低減回路１３では、制御用電圧Ｖｃｃが所定電圧Ｅｋ以上で且つモータ電圧Ｖｍが所定電圧Ｅｍ以上である場合にのみ、モータ電源からインバータ回路４に電流が供給される。制御用電圧Ｖｃｃが所定電圧Ｅｋ未満の場合や、モータ電圧Ｖｍが所定電圧Ｅｍ未満の場合には、モータ電源からインバータ回路４に電流が供給されることもない。したがって、制御電源から制御回路５に流れる待機電流に加えて、モータ電源からインバータ回路４に流れる待機電流も遮断することができる。よって、上記実施形態１〜４に比べてモータ全体の待機電流をさらに低減することができる。   As described above, in the standby current reduction circuit 13 according to the present embodiment, current is supplied from the motor power source to the inverter circuit 4 only when the control voltage Vcc is equal to or higher than the predetermined voltage Ek and the motor voltage Vm is equal to or higher than the predetermined voltage Em. Supplied. When the control voltage Vcc is less than the predetermined voltage Ek or when the motor voltage Vm is less than the predetermined voltage Em, no current is supplied from the motor power source to the inverter circuit 4. Therefore, in addition to the standby current flowing from the control power source to the control circuit 5, the standby current flowing from the motor power source to the inverter circuit 4 can also be cut off. Therefore, the standby current of the entire motor can be further reduced as compared with the first to fourth embodiments.

《実施形態５の変形例》
図９には、実施形態５に係る待機電流低減回路１３の変形例を示す。この変形例に係る待機電流低減回路１３は、制御側遮断回路１３ａが制御用電圧Ｖｃｃ及び速度指令電圧Ｖｓｐを入力とする点、並びに、モータ側遮断回路１３ｂがモータ電圧Ｖｍ及び速度指令電圧Ｖｓｐを入力とする点で上記実施形態５と異なる。 << Modification of Embodiment 5 >>
FIG. 9 shows a modification of the standby current reduction circuit 13 according to the fifth embodiment. In the standby current reduction circuit 13 according to this modification, the control-side cutoff circuit 13a receives the control voltage Vcc and the speed command voltage Vsp, and the motor-side cutoff circuit 13b receives the motor voltage Vm and the speed command voltage Vsp. This is different from the fifth embodiment in that it is input.

上記制御側遮断回路１３ａの構成は、上記実施形態３に係る待機電流低減回路１３（図６参照）の構成と同様であるため、ここでは詳細な説明を省略する。   Since the configuration of the control-side cutoff circuit 13a is the same as the configuration of the standby current reduction circuit 13 (see FIG. 6) according to the third embodiment, detailed description thereof is omitted here.

上記モータ側遮断回路１３ｂは、ＭＯＳトランジスタ２９のゲート端子に接続される回路構成を上記実施形態５とは異ならせたものである。すなわち、上記モータ側遮断回路１３ｂにおいて、上記ＭＯＳトランジスタ２９のゲート端子は、比較器３２を介してＶｓｐ入力端子４１に接続されている。上記比較器３２の出力端子とＭＯＳトランジスタ２２のドレイン端子との間には抵抗Ｒ１０が設けられている。   The motor side cut-off circuit 13b is different from the fifth embodiment in the circuit configuration connected to the gate terminal of the MOS transistor 29. That is, in the motor-side cutoff circuit 13b, the gate terminal of the MOS transistor 29 is connected to the Vsp input terminal 41 via the comparator 32. A resistor R10 is provided between the output terminal of the comparator 32 and the drain terminal of the MOS transistor 22.

上記比較器３２の正相入力端子は、抵抗Ｒ１１を介してＶｓｐ入力端子４１に接続されている。比較器３２の正相入力端子及びグランド間には抵抗Ｒ１４が設けられている。比較器３２の逆相入力端子は、上記ＭＯＳトランジスタ２２のドレイン端子及びグランド間に跨る電流経路上の点ｄに接続されている。該電流経路には、点ｄを挟んで抵抗Ｒ１２及び抵抗Ｒ１３が互いに直列に配設されている。   The positive phase input terminal of the comparator 32 is connected to the Vsp input terminal 41 via a resistor R11. A resistor R14 is provided between the positive phase input terminal of the comparator 32 and the ground. The negative phase input terminal of the comparator 32 is connected to a point d on the current path extending between the drain terminal of the MOS transistor 22 and the ground. In the current path, a resistor R12 and a resistor R13 are arranged in series with respect to the point d.

以上のように構成された待機電流低減回路１３の動作について説明する。尚、制御側遮断回路１３ａの動作については、上記実施形態３と同様であるため、ここでは詳細な説明を省略する。   The operation of the standby current reduction circuit 13 configured as described above will be described. Note that the operation of the control-side cutoff circuit 13a is the same as that of the third embodiment, and thus detailed description thereof is omitted here.

モータ側遮断回路１３ｂにおいて、速度指令電圧Ｖｓｐが所定電圧Ｅｓ未満である場合には、比較器３２の正相入力端子の電圧（速度指令電圧Ｖｓｐを抵抗Ｒ１１及びＲ１４で分圧した電圧）が、逆相入力端子の電圧（制御用電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ１２及びＲ１３で分圧した電圧）に比べて低くなる。このため、比較器３２からの出力によってＭＯＳトランジスタ２９が作動することもない。したがって、ＭＯＳトランジスタ２８も作動しないので、モータ電源からインバータ回路４へ電流が流れることもない。   In the motor side cutoff circuit 13b, when the speed command voltage Vsp is less than the predetermined voltage Es, the voltage of the positive phase input terminal of the comparator 32 (voltage obtained by dividing the speed command voltage Vsp by the resistors R11 and R14) is It becomes lower than the voltage of the negative phase input terminal (voltage obtained by dividing the control voltage Vcc by the resistors R12 and R13). For this reason, the MOS transistor 29 is not operated by the output from the comparator 32. Therefore, since the MOS transistor 28 does not operate, current does not flow from the motor power supply to the inverter circuit 4.

一方、速度指令電圧Ｖｓｐが所定電圧Ｅｓ以上になると、比較器３２の正相入力端子の電圧が逆相入力端子の電圧よりも高くなり、比較器２６の出力が反転する。この結果、ＭＯＳトランジスタ２９が作動してそのソース・ドレイン間が導通する。このとき、モータ電圧Ｖｍが所定電圧Ｅｍ以上になっていれば、ＭＯＳトランジスタ２８が作動して、モータ電源からインバータ回路４へ電流が流れる。速度指令電圧Ｖｓｐが所定電圧Ｅｓ以上であっても、モータ電圧Ｖｍが所定電圧未満であるときには、ＭＯＳトランジスタ２８は作動しない。このため、モータ電源からインバータ回路４へと電流が流れることもない。   On the other hand, when the speed command voltage Vsp becomes equal to or higher than the predetermined voltage Es, the voltage at the positive phase input terminal of the comparator 32 becomes higher than the voltage at the negative phase input terminal, and the output of the comparator 26 is inverted. As a result, the MOS transistor 29 is activated to conduct between the source and drain. At this time, if the motor voltage Vm is equal to or higher than the predetermined voltage Em, the MOS transistor 28 is activated and a current flows from the motor power supply to the inverter circuit 4. Even if the speed command voltage Vsp is equal to or higher than the predetermined voltage Es, the MOS transistor 28 does not operate when the motor voltage Vm is lower than the predetermined voltage. For this reason, no current flows from the motor power source to the inverter circuit 4.

したがって、上述のような回路構成でも、上記実施形態５と同様に、制御電源から制御回路５に流れる待機電流に加えて、モータ電源からインバータ回路４に流れる待機電流を遮断することができる。   Therefore, even in the circuit configuration as described above, the standby current flowing from the motor power supply to the inverter circuit 4 can be cut off in addition to the standby current flowing from the control power supply to the control circuit 5 as in the fifth embodiment.

また、上述のような回路構成によれば、モータ側遮断回路１３ｂは、モータ電圧Ｖｍと速度指令電圧Ｖｓｐとの２段階の電圧基準を設けて、この二つの電圧基準を基に、モータ電源とインバータ回路４との間の電流供給経路を遮断するように構成されている。したがって、上記実施形態５に比べて、モータ電源からインバータ回路４へ流れる待機電流を確実に遮断することができる。   Further, according to the circuit configuration as described above, the motor-side cutoff circuit 13b provides a two-stage voltage reference of the motor voltage Vm and the speed command voltage Vsp, and based on these two voltage references, the motor power supply The current supply path to the inverter circuit 4 is cut off. Therefore, the standby current flowing from the motor power source to the inverter circuit 4 can be reliably cut off as compared with the fifth embodiment.

《実施形態６》
図１０には、実施形態６に係る待機電流低減回路１３を示す。この実施形態では、待機電流低減回路１３は、制御電源に接続された大元の電流供給ライン２００から分岐した分岐ライン２０１上に設けられている点で上記各実施形態とは異なる。 Embodiment 6
FIG. 10 shows a standby current reduction circuit 13 according to the sixth embodiment. In this embodiment, the standby current reduction circuit 13 is different from the above embodiments in that the standby current reduction circuit 13 is provided on a branch line 201 branched from an original current supply line 200 connected to a control power supply.

すなわち、本実施形態では、制御電源から制御回路５へと電流を供給する電流供給ラインは、上記大元の電流供給ライン２００と、そこから分岐して上アーム駆動回路１０に接続される第１分岐ライン２０１と、下アーム駆動回路１１に接続される第２分岐ライン２０２と、第２分岐ライン２０２上の点ｆから分岐してレギュレータ２０５に接続される第３分岐ライン２０３とを有している。   That is, in the present embodiment, the current supply line for supplying current from the control power source to the control circuit 5 is the first current supply line 200 and the first branched from the first current supply line 200 and connected to the upper arm drive circuit 10. A branch line 201; a second branch line 202 connected to the lower arm drive circuit 11; and a third branch line 203 branched from a point f on the second branch line 202 and connected to the regulator 205. Yes.

レギュレータ２０５は、タイミング制御部９、通電信号形成部１４及び位置検出部８への供給電圧を一定化するためのものであって、該各部８，９，１４に接続ライン２０６〜２０８を介してそれぞれ接続されている。   The regulator 205 is for making the supply voltage to the timing control unit 9, the energization signal forming unit 14 and the position detection unit 8 constant, and is connected to each of the units 8, 9 and 14 via connection lines 206 to 208. Each is connected.

本実施形態では、待機電流低減回路１３は、上記第２分岐ライン２０２上における点ｆよりも制御電源側の部位に設けられている。待機電流低減回路１３の構成は、上記実施形態１と同様の構成であるため、ここでは、その詳細な説明を省略する。尚、待機電流低減回路１３の構成としては、例えば上記実施形態３と同様の構成を採用することもできる。   In the present embodiment, the standby current reduction circuit 13 is provided in a portion on the control power supply side with respect to the point f on the second branch line 202. Since the configuration of the standby current reduction circuit 13 is the same as that of the first embodiment, detailed description thereof is omitted here. As the configuration of the standby current reduction circuit 13, for example, the same configuration as that of the third embodiment can be adopted.

上述の構成では、モータ１が運転状態にある場合には、ＭＯＳトランジスタ２２（図２参照）のソース・ドレイン間が導通して、第２分岐ライン２０２が導通する。この結果、制御電源から制御回路５を構成する各回路に電流が供給される。   In the above-described configuration, when the motor 1 is in an operating state, the source and drain of the MOS transistor 22 (see FIG. 2) are conducted and the second branch line 202 is conducted. As a result, current is supplied from the control power supply to each circuit constituting the control circuit 5.

一方、モータ１が停止状態にある場合には、上記実施形態１で説明したように、待機電流低減回路１３を構成するＭＯＳトランジスタ２２のソース・ドレイン間の導通が遮断される。この結果、第２分岐ライン２０２の導通が遮断され、制御電源から、レギュレータ２０５、タイミング制御部９、通電信号形成部１４、位置検出部８、及び下アーム駆動回路１１への電流供給が遮断される。上アーム駆動回路１０に対しては、モータ１が停止状態にある場合でも、第１分岐ライン２０１を介して制御電源からの電流が供給される。   On the other hand, when the motor 1 is in a stopped state, the conduction between the source and the drain of the MOS transistor 22 constituting the standby current reduction circuit 13 is interrupted as described in the first embodiment. As a result, the conduction of the second branch line 202 is cut off, and the current supply from the control power source to the regulator 205, the timing control unit 9, the energization signal forming unit 14, the position detection unit 8, and the lower arm drive circuit 11 is cut off. The The upper arm drive circuit 10 is supplied with current from the control power supply via the first branch line 201 even when the motor 1 is in a stopped state.

このように本実施形態では、モータ１が停止状態にある場合に、上記各実施形態の如く制御回路５を構成する回路の全てに対し電流供給を停止するのではなく、必要な回路（本実施形態では上アーム駆動回路１０）には制御電源から電流を継続的に供給することができる。   As described above, in the present embodiment, when the motor 1 is in the stopped state, the current supply is not stopped for all the circuits constituting the control circuit 5 as in the above embodiments, but a necessary circuit (this embodiment) In form, the upper arm drive circuit 10) can be continuously supplied with current from a control power supply.

尚、本実施形態では、待機電流低減回路１３を、第２分岐ライン２０２における点ｆよりも制御電源側に設けるようにしているが、これに限ったものではなく、例えば、レギュレータ２０５と位置検出部８との接続ライン２０６上に設けるようにしてもよいし、上記第３分岐ライン２０３上に設けるようにしてもよい。   In this embodiment, the standby current reduction circuit 13 is provided on the control power supply side with respect to the point f in the second branch line 202. However, the present invention is not limited to this. It may be provided on the connection line 206 with the section 8 or may be provided on the third branch line 203.

《実施形態６の変形例》
図１１及び図１２には、実施形態６の変形例を示す。この変形例では、タイミング制御部９は、位置検出部８からの回転位置信号を基に、モータ１の回転子が回転状態にあるか否かを判断して、モータ１が回転状態から停止状態に切換わった時には、回転停止信号Ｖｒとしてクロック信号ＤＣＬＫを出力するように構成されている。 << Modification of Embodiment 6 >>
11 and 12 show a modification of the sixth embodiment. In this modification, the timing control unit 9 determines whether or not the rotor of the motor 1 is in a rotating state based on the rotational position signal from the position detecting unit 8, and the motor 1 is stopped from the rotating state. When switching to, the clock signal DCLK is output as the rotation stop signal Vr.

待機電流低減回路１３は、速度指令電圧Ｖｓｐと、上記タイミング制御部９から出力される回転停止信号Ｖｒ（クロック信号ＤＣＬＫ）とを基に、第２分岐ライン２０２を導通状態と遮断状態とに切り換えるように構成されている。 The standby current reduction circuit 13 switches the second branch line 202 between the conductive state and the cut-off state based on the speed command voltage Vsp and the rotation stop signal Vr (clock signal D CLK ) output from the timing control unit 9. It is configured to switch.

具体的には、本変形例では、待機電流低減回路１３は、制御用電圧Ｖｃｃが入力される主回路５０と、速度指令電圧Ｖｓｐが入力される第１付加回路６０と、速度指令電圧Ｖｓｐ及び上記回転停止信号Ｖｒが入力される第２付加回路６１と、を備えている。   Specifically, in this modification, the standby current reduction circuit 13 includes the main circuit 50 to which the control voltage Vcc is input, the first additional circuit 60 to which the speed command voltage Vsp is input, the speed command voltage Vsp and And a second additional circuit 61 to which the rotation stop signal Vr is input.

上記主回路５０及び第１付加回路６０はそれぞれ、実施形態３に係るモータ１の主回路５０及び付加回路６０と同じ構成であるため、これらの詳細な説明は省略する。   Since the main circuit 50 and the first additional circuit 60 have the same configurations as the main circuit 50 and the additional circuit 60 of the motor 1 according to the third embodiment, detailed descriptions thereof will be omitted.

第２付加回路６１は、Ｎチャンネル型のＭＯＳトランジスタ７０と、Ｄ型フリップフロップ回路７１とを備えている。   The second additional circuit 61 includes an N-channel type MOS transistor 70 and a D-type flip-flop circuit 71.

上記ＭＯＳトランジスタ７０は、そのゲート端子がＤ型フリップフロップ回路７１の出力端子に接続されている。ＭＯＳトランジスタ７０のソース端子は、Ｖｓｐ入力端子４１に接続され、ＭＯＳトランジスタ７０のドレイン端子は接地されている。   The gate terminal of the MOS transistor 70 is connected to the output terminal of the D-type flip-flop circuit 71. The source terminal of the MOS transistor 70 is connected to the Vsp input terminal 41, and the drain terminal of the MOS transistor 70 is grounded.

Ｄ型フリップフロップ回路７１の出力端子は、上述の如くＭＯＳトランジスタ７０に接続されている。Ｄ型フリップフロップ回路７１の一方の入力端子は、シュミットトリガ７２の出力端子に接続され、他方の入力端子は、上記タイミング制御部９に接続されている。シュミットトリガ７２の入力端子は、Ｖｓｐ入力端子４１に接続されている。   The output terminal of the D-type flip-flop circuit 71 is connected to the MOS transistor 70 as described above. One input terminal of the D-type flip-flop circuit 71 is connected to the output terminal of the Schmitt trigger 72, and the other input terminal is connected to the timing control unit 9. An input terminal of the Schmitt trigger 72 is connected to the Vsp input terminal 41.

以上のように構成された待機電流低減回路１３の作動例について、図１３のタイムチャートを参照しながら説明する。   An operation example of the standby current reduction circuit 13 configured as described above will be described with reference to the time chart of FIG.

ユーザの操作により速度指令電圧Ｖｓｐ（図１３（ｂ）参照）が上昇して、時刻ｔ１で、速度指令電圧Ｖｓｐが予め設定されたＶｃｃオン電圧（本実施形態では、上記所定電圧Ｅｓに等しい）に達すると、上記制御電源の制御用電圧Ｖｃｃが第二電源電圧Ｅ２から第一電源電圧Ｅ１に切り換わる（図１３（ａ）参照）。これと同時に、モータ１が、停止状態から回転状態に切り換わるとともに（図１３（ｄ）参照）、シュミットトリガ７２からは、Ｄ型フリップフロップ回路７１に対してＨレベル信号（ＤＶＳＰ信号）が出力される（図１３（ｃ）参照）。そして、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの一定期間、モータ１が回転状態を維持した後、ユーザの操作により速度指令電圧Ｖｓｐが低下し始めて、時刻ｔ４で、速度指令電圧Ｖｓｐが所定電圧Ｅｓ（＝Ｖｃｃオン電圧）を下回ると、モータ１が回転状態から停止状態に切り換わる（図１３（ｄ）参照）。速度指令電圧Ｖｓｐが所定電圧Ｅｓを下回った後も、シュミットトリガ７２の出力信号はそのヒステリシス特性によりＨレベルに維持される。そして、時刻ｔ４で、モータ１が停止するのと同時に、タイミング制御部９からクロック信号ＤＣＬＫが出力される（図１３（ｅ）参照）。時刻ｔ５では、速度指令電圧ＶｓｐがＶｃｃオフ電圧に達することにより、制御用電圧Ｖｃｃが第二電源電圧Ｅ２に切り換わるとともに、Ｄ型フリップフロップ回路７１によって、タイミング制御部９からのクロック信号ＤＣＬＫと、直前の入力信号ＤＶＳＰとを基に、所定信号Ｑ（Ｈレベル信号）を生成して上記ＭＯＳトランジスタ７０のゲート端子に印加する（図１３（ｆ）参照）。 The speed command voltage Vsp (see FIG. 13B) is increased by the user's operation, and at time t1, the speed command voltage Vsp is a preset Vcc ON voltage (in the present embodiment, equal to the predetermined voltage Es). The control voltage Vcc of the control power source is switched from the second power source voltage E2 to the first power source voltage E1 (see FIG. 13A). At the same time, the motor 1 switches from the stopped state to the rotating state (see FIG. 13D), and the Schmitt trigger 72 outputs an H level signal (D VSP signal) to the D flip-flop circuit 71. Is output (see FIG. 13C). Then, after the motor 1 maintains the rotation state for a certain period from time t2 to time t3, the speed command voltage Vsp starts to decrease by the user's operation, and at time t4, the speed command voltage Vsp becomes the predetermined voltage Es (= Vcc When the voltage is lower than the ON voltage, the motor 1 is switched from the rotating state to the stopped state (see FIG. 13D). Even after the speed command voltage Vsp falls below the predetermined voltage Es, the output signal of the Schmitt trigger 72 is maintained at the H level due to its hysteresis characteristics. Then, at the time t4, the motor 1 stops, and at the same time, the clock signal D CLK is output from the timing control unit 9 (see FIG. 13 (e)). At time t5, when the speed command voltage Vsp reaches the Vcc off voltage, the control voltage Vcc is switched to the second power supply voltage E2, and the D-type flip-flop circuit 71 causes the clock signal D CLK from the timing control unit 9 to be switched. Then, based on the previous input signal DVSP , a predetermined signal Q (H level signal) is generated and applied to the gate terminal of the MOS transistor 70 (see FIG. 13F).

ＭＯＳトランジスタ７０のゲート端子に所定信号Ｑが入力されると、ＭＯＳトランジスタ７０が導通して、Ｖｓｐ入力端子４１→ＭＯＳトランジスタ７０→グランドの経路で電流が流れるため、第１付加回路６０を構成するＭＯＳトランジスタ２７が作動することはなく、したがって、主回路５０を構成するＭＯＳトランジスタ２２が作動することもない。   When a predetermined signal Q is input to the gate terminal of the MOS transistor 70, the MOS transistor 70 becomes conductive, and a current flows through the path of the Vsp input terminal 41 → the MOS transistor 70 → the ground. The MOS transistor 27 does not operate, and therefore the MOS transistor 22 constituting the main circuit 50 does not operate.

このように、本変形例では、待機電流低減回路１３は、速度指令電圧Ｖｓｐと回転停止信号Ｖｒとの双方に基づいて、主回路５０（延いては第２分岐ライン２０２）を導通状態と遮断状態とに切り換えるように構成されている。これにより、待機電流低減回路１３の作動確実性を向上させることができる。   Thus, in this modification, the standby current reduction circuit 13 disconnects the main circuit 50 (and hence the second branch line 202) from the conductive state based on both the speed command voltage Vsp and the rotation stop signal Vr. It is comprised so that it may switch to a state. Thereby, the operational reliability of the standby current reduction circuit 13 can be improved.

《他の実施形態》
本発明の構成は、上記各実施形態に限定されるものではなく、それ以外の種々の構成を包含するものである。 << Other embodiments >>
The configuration of the present invention is not limited to the above embodiments, but includes various other configurations.

すなわち、上記実施形態３及び実施形態４ではそれぞれ、待機電流低減回路１３の入力電圧として２種類の電圧を使用して、この入力された２種類の電圧値に応じて、制御電源と制御回路５との間の電流供給経路を遮断するようにしているが、これに限ったものではなく、モータ電圧Ｖｍと制御用電圧Ｖｃｃと速度指令電圧Ｖｓｐとの３種類の電圧を入力として使用するようにしてもよい。   That is, in the third embodiment and the fourth embodiment, two types of voltages are used as the input voltages of the standby current reduction circuit 13, and the control power source and the control circuit 5 are used according to the two types of input voltage values. However, the present invention is not limited to this, and three types of voltages, that is, the motor voltage Vm, the control voltage Vcc, and the speed command voltage Vsp are used as inputs. May be.

また、上記実施形態３及び実施形態４に示した例に限らず、例えば上記２種類の電圧として、速度指令電圧Ｖｓｐとモータ電圧Ｖｍとを採用するようにしてもよい。   In addition to the examples shown in the third and fourth embodiments, for example, the speed command voltage Vsp and the motor voltage Vm may be adopted as the two kinds of voltages.

また、上記実施形態１、上記実施形態３〜実施形態５において、ツェナダイオード２３を設けずに、抵抗Ｒ２をＭＯＳトランジスタ２７のソース端子に直接、接続するようにしてもよい。この場合でも、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２の分圧比や、ＭＯＳトランジスタ２２の閾値電圧Ｖｔｈを調整することで、上述した該各実施形態と同様の回路動作を実現することができる。   In the first embodiment and the third to fifth embodiments, the resistor R2 may be directly connected to the source terminal of the MOS transistor 27 without providing the Zener diode 23. Even in this case, by adjusting the voltage dividing ratio of the resistors R1 and R2 and the threshold voltage Vth of the MOS transistor 22, the same circuit operation as that of each of the above-described embodiments can be realized.

また、上記各実施形態では、制御電源と制御回路５との間の電流供給経路に設けるスイッチング素子として、ＭＯＳトランジスタを採用するようにしているが、これに限ったものではなく、例えば、接合型トランジスタを採用するようにしてもよい。   In each of the above embodiments, a MOS transistor is employed as the switching element provided in the current supply path between the control power supply and the control circuit 5; however, the present invention is not limited to this. A transistor may be employed.

また、上記各実施形態では、３相の巻線によってモータ１を構成しているが、これに限ったものではなく、例えば単相又は４相の巻線によってモータ１を構成するようにしてもよい。   In each of the above embodiments, the motor 1 is configured by three-phase windings. However, the present invention is not limited to this. For example, the motor 1 may be configured by single-phase or four-phase windings. Good.

また、上記各実施形態では、モータ１の制御方式としてＰＷＭ制御を採用するようにしているが、例えばＰＡＭ制御を採用するようにしてもよい。   In each of the above embodiments, PWM control is employed as the control method of the motor 1, but PAM control may be employed, for example.

また、上記各実施形態では、制御回路５が位置検出部８を有するモータ１の例を示したが、例えば、位置検出部８を有さないセンサレス方式のモータ１であってもよい。   In each of the above embodiments, an example of the motor 1 in which the control circuit 5 includes the position detection unit 8 has been described. However, for example, a sensorless motor 1 that does not include the position detection unit 8 may be used.

本発明は、インバータ回路とその制御回路とを備えたモータに有用であり、特に、モータ本体とその駆動回路とを一体化した回路一体型のモータに有用である。   The present invention is useful for a motor including an inverter circuit and its control circuit, and is particularly useful for a circuit-integrated motor in which a motor body and its drive circuit are integrated.

１ ブラシレスＤＣモータ
２ モータ本体
４ インバータ回路
５ 制御回路
６ スイッチング素子
８ 位置検出部（位置検出回路）
９ タイミング制御部（駆動信号形成回路）
１０ 上アーム駆動回路
１１ 下アーム駆動回路
１４ 通電信号形成部（駆動信号形成回路）
１３ 待機電流低減回路（電流遮断回路）
２２ ＭＯＳトランジスタ（スイッチング素子）
２０５ レギュレータ（レギュレータ回路）
Ｖｃｃ 制御電源の電圧
Ｖｍ モータ電源の電圧
Ｖｓｐ 速度指令電圧
Ｖｒ 回転信号 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Brushless DC motor 2 Motor body 4 Inverter circuit 5 Control circuit 6 Switching element 8 Position detection part (position detection circuit)
9 Timing controller (drive signal formation circuit)
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Upper arm drive circuit 11 Lower arm drive circuit 14 Energization signal formation part (drive signal formation circuit)
13 Standby current reduction circuit (current cutoff circuit)
22 MOS transistor (switching element)
205 Regulator (Regulator circuit)
Vcc Control power supply voltage Vm Motor power supply voltage Vsp Speed command voltage Vr Rotation signal

Claims (3)

回転子と固定子巻線とを有するモータ本体と、
上記モータ本体の固定子巻線に駆動電流を供給するインバータ回路と、
上記インバータ回路を制御する制御回路と、
上記制御回路に電流を供給する制御電源と上記制御回路との間の電流供給経路を導通状態と遮断状態とに切換え可能に構成されたスイッチング素子を含む電流遮断回路と、を備え、
上記電流遮断回路は、
上記モータ本体を駆動するための信号がモータ外から入力され、
該信号の信号レベルが、上記モータ本体の停止状態に対応するモータ停止レベルにあるときには、上記スイッチング素子により上記電流供給経路を遮断状態にする一方、上記信号レベルが、上記モータ停止レベルにないときには上記スイッチング素子により上記電流供給経路を導通状態にし、
上記モータ本体を駆動するための信号は、上記制御電源の電圧信号と、上記インバータ回路に接続されるモータ電源の電圧信号又は上記制御回路に入力される速度指令電圧と、の二つの電圧信号からなり、
上記電流遮断回路は、上記二つの電圧信号の少なくとも一方の信号レベルが、それぞれに対して設定された上記モータ停止レベルにあるときには、上記電流供給経路を上記スイッチング素子により遮断状態にする一方、上記二つの電圧信号の信号レベルが共に上記モータ停止レベルにないときには、上記スイッチング素子により上記電流供給経路を導通状態にするモータ。
A motor body having a rotor and a stator winding;
An inverter circuit for supplying a drive current to the stator winding of the motor body;
A control circuit for controlling the inverter circuit;
A current cutoff circuit including a switching element configured to be able to switch a current supply path between a control power supply for supplying current to the control circuit and the control circuit between a conduction state and a cutoff state;
The current interrupt circuit is
A signal for driving the motor body is input from outside the motor ,
When the signal level of the signal is at a motor stop level corresponding to the stop state of the motor body, the current supply path is cut off by the switching element, while when the signal level is not at the motor stop level. The current supply path is made conductive by the switching element ,
The signal for driving the motor main body is derived from two voltage signals: a voltage signal of the control power supply and a voltage signal of the motor power supply connected to the inverter circuit or a speed command voltage input to the control circuit. Become
When the signal level of at least one of the two voltage signals is at the motor stop level set for each of the two voltage signals, the current cutoff circuit makes the current supply path cut off by the switching element, A motor that makes the current supply path conductive by the switching element when both signal levels of the two voltage signals are not at the motor stop level .
請求項１に記載のモータにおいて、
上記モータ本体は、上記回転子及び固定子巻線を収容するモータケーシングを備えており、
上記インバータ回路、上記制御回路、及び上記電流遮断回路は、上記モータケーシング内に収容されているモータ。
The motor according to claim 1 ,
The motor body includes a motor casing that houses the rotor and stator windings,
The inverter circuit, the control circuit, and the current interrupt circuit are motors housed in the motor casing.
請求項１又は２に記載のモータにおいて、
上記インバータ回路は、６つのスイッチング素子を有し、
上記制御回路は、
上記６つのスイッチング素子のうち上記固定子の上流側に位置する上流側スイッチング素子を駆動制御する上アーム駆動回路と、
上記６つのスイッチング素子のうち上記固定子の下流側に位置する下流側スイッチング素子を駆動する下アーム駆動回路と、
上記上アーム駆動回路及び上記下アーム駆動回路に対して駆動信号を出力する駆動信号形成回路と、
上記駆動信号形成回路への供給電圧を一定化するためのレギュレータ回路と、
上記回転子の回転位置を検出するための位置検出回路とを構成回路として含み、
上記制御電源は、上記制御回路の各構成回路にそれぞれ電流を供給可能に構成されており、
上記電流遮断回路は、上記各構成回路のうちの少なくとも一つと上記制御電源との間の電流供給経路を導通状態と遮断状態とに切換え可能に構成されたスイッチング素子を備えていて、上記信号レベルが、上記モータ本体の停止状態に対応するモータ停止レベルにあるときには、上記スイッチング素子により上記電流供給経路を遮断状態にする一方、上記信号レベルが、上記モータ停止レベルにないときには、上記スイッチング素子により上記電流供給経路を導通状態にするモータ。
The motor according to claim 1 or 2 ,
The inverter circuit has six switching elements,
The control circuit is
An upper arm drive circuit for driving and controlling an upstream switching element located upstream of the stator among the six switching elements;
A lower arm driving circuit for driving a downstream switching element located downstream of the stator among the six switching elements;
A drive signal forming circuit for outputting a drive signal to the upper arm drive circuit and the lower arm drive circuit;
A regulator circuit for making the supply voltage to the drive signal forming circuit constant;
Including a position detection circuit for detecting the rotational position of the rotor as a constituent circuit,
The control power source is configured to be able to supply current to each component circuit of the control circuit,
The current cutoff circuit includes a switching element configured to be able to switch a current supply path between at least one of the constituent circuits and the control power source between a conduction state and a cutoff state, and the signal level However, when the motor main body is at a motor stop level corresponding to the stop state, the current supply path is shut off by the switching element, while when the signal level is not at the motor stop level, the switching element motors for the current supply path to the conductive state.
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