JP5138854B2

JP5138854B2 - 光学距離測定

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Publication number: JP5138854B2
Application number: JP2001555831A
Authority: JP
Inventors: モルコム，ジョン
Original assignee: インストロプレシジョンリミテッド
Priority date: 2000-01-26
Filing date: 2000-12-21
Publication date: 2013-02-06
Anticipated expiration: 2020-12-21
Also published as: JP2003521692A; EP1252535B1; EP1252535A1; US20030048430A1; AU2001222082A1; US6753950B2; ATE263380T1; DE60009565D1; DE60009565T2; WO2001055746A1; TR200400946T4

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、距離の測定に関し、特に、光学距離測定システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
遠方の物体までの距離を測定する１つの共通の方法は、測定システムから遠方の物体までの間を往復する光パルスの移動時間を測定し、光速を利用して遠方の物体までの距離を計算するものである。この方法を使用するシステムは、一般に光パルスを生成するレーザを使用し、「レーザ距離計（ＬＲＦ）」、すなわち「光検出及び照準（ＬｉＤＡＲ）システム」として周知である。典型的な用途は、シビルエンジニアリング及び計測学での測量用途に対する、高度や目標距離の測定である。ＬＲＦは、スタンドアローンの携帯ユニットとして作られたり、または大きなシステムに組み込まれたりする。
【０００３】
周知のＬＲＦを図１に示す。ＬＲＦは、レーザ１と、送信光学系２と、受信光学系３と、光検出器４と、パルス検出回路５と、タイミング計算及び表示機器６とからなる。
【０００４】
動作時には、ユーザは、入力部７を使用して距離の測定を開始する。これによって、レーザ発射パルスが、レーザ１に送られ、レーザは、プロット１０によって表されるように時刻Ｔ０でパルス光を発する。このパルスは、送信光学系２によって集光され、遠隔の物体８まで進んでいき、ここで反射される。受信光学系３は、プロット１２で示す反射光パルスの一部を集め、そのエネルギを光検出器４に集束させる。検出器４は、受光した光パルスを電気信号に変換し、パルス検出器５は、光検出器によって生成された電気ノイズを識別して、時刻Ｔ１での入射光検出信号からクリーンな論理レベルパルスを形成する。
【０００５】
このパルスは、タイミング計算及び表示機器６に送られる。タイミング計算及び表示機器６は、レーザパルスの走行時間（Ｔ１−Ｔ０）及び介在する媒体での光速（ｃ）を利用して、遠隔の物体までの距離を表示する。
【０００６】
光パルスの光路に存在する多数の様々な物体（例えば、植生）からの反射や、介在する環境の屈折率の変動により、検出器４によって検出される反射信号に、多数のパルスが現れることが頻繁にある。ＬｉＤＡＲシステムは、単一パルス識別システム５を使用する代わりに、検出器４による信号出力にさらなる信号処理及び解析を行って、これらの余分な反射の位置及び強度を計算することで、介在する物体や環境の様々な特性を調査できる。
【０００７】
価格を低減するために、ＬＲＦ装置は、単一の光学系を使用し、送信パルスと反射パルスとを分離するための光ビームスプリッタを備えている。
【０００８】
ＬＲＦやＬｉＤＡＲシステムによって測定できる最大距離は、ＬＲＦが、熱的に生成された暗電流やショットノイズなど、バックグランド照射や光検出器における固有な影響と入射する反射パルスとを識別できなくなる点によって決められる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
送信及び反射での損失のために、２、３キロメータ以上の測定距離を得るためには、比較的高価なＮｄ：ＹＡＧ、またはエルビウムガラスなどのレーザ技術が必要である。低価格システムは、固体レーザダイオードを使用して組み立てられているが、しかし、各送信パルスにおけるエネルギが比較的低いので、測定距離は、数百メートルに限られている。
【００１０】
多数（Ｎ＝数百、または数千）のパルスを送り、反射信号を加算して相関のない検出器ノイズに対する識別能力を向上させることによって、測定距離を延長するシステムもある。この技術を使用して、固体レーザダイオードを使用するＬＲＦは、最大２〜４ｋｍの測定距離を得られた。しかし、このプロセスは、識別能力に最も良い状態で
【外１】

の改善をもたらすのみである。さらに、曖昧さを排除するために、前のパルスの反射が検出されるまでは次のパルスを送ることができないので、長距離では、パルスの反復レートが制限される。例えば、５ｋｍのところに位置する遠隔の物体に対するパルスの送受信は、約３０μ秒かかり、故に、１０００サンプルを収集するためには、０．０３秒かかる。実際には、この期間での照準線や遠隔物体の僅かな動きによって、受信パルスを加算する効果が減少することが分かっている。
【００１１】
測定距離と、使用される光学系の光送信及び集光能力との間にトレードオフも存在する。広開口光学系は、測定距離を改善させるが、同時に大きさ及び価格も増大させる。
【００１２】
上記システムの問題点を解決するために、別の方法が開発されている。
【００１３】
一例が、ドイツ国特許第１５８５０５４号に記載されたシステムである。このシステムにおいて、二酸化炭素レーザの出力は、音響光学変調器を通過して出力される。受信された赤外線信号が検出され、表面弾性波装置を使用する電子回路が設けられて、目標の距離と速度とを測定できる。
【００１４】
この技術の特に有効な実施例は、最長系列として周知の信号を使用して実現される。これは、疑似ランダムノイズバイナリ信号（ＰＲＢＳ）の一種であり、適切なフィードバックタップから入力が生成されるディジタルシフトレジスタを使用して大抵は生成される。かかる系列の使用は、ドイツ国特許第１５８５０５４号に記載されている。
【００１５】
最長系列は、ｒ段のシフトレジスタによって生成される最長周期を有する疑似ランダムノイズ系列である。最長系列は、長さ（Ｎ＝２^ｒ−１）のシフトレジスタクロック周期を有する。さらに、音響相関関数は、２つの値、すなわち相関点で１．０のピーク、または（−１／Ｎ）のいずれかの値のみを有するので、優れた自動相関特性を有する。
【００１６】
図２は、４段シフトレジスタ２０によって生成される最長系列の一例を示す。別の最長系列を、適切なフィードバックタップによってより多段のシフトレジスタを使用して生成しても良い。
【００１７】
この方法は、信号対ノイズ比とこれによって得られる距離を改善するための平均化法と組み合わせても良い。
【００１８】
同様な方法を記載した別の文献は、距離計を記載したドイツ国特許第１９９４８８０３号である。最長系列（ＭＬＳ）は、送信されて受信された反射信号と相関が取られる。ＭＬＳは、優れた選択である。何となれば、この２進性によって、レーザダイオードの有効な変調が可能になるからである。さらに、信号は、（＋１）及び（−１）の値を取るのみであるから、相互相関は、乗算を必要とせず、加算と減算とによって簡単に計算できる。
【００１９】
さらなる問題点は、距離の精度が、アナログ・ディジタルコンバータのサンプルレートによって制限されることである。例えば、サンプルレートが３３ＭＨｚの場合、測定可能な最小時間増分は、約５ｍの距離精度に等しい約３０ｎ秒である。これは、多くの用途には不十分である。この問題を解決するために、サンプルレートを増加させるが、しかし、これはシステム価格も増加させる。何故ならば、より高価な部品とより複雑な回路とが必要になるからである。
【００２０】
ドイツ国特許第１９９４８８０３号の装置には、制御可能な遅延ラインが、送信信号と相互相関器との間に設けられ、遅延ラインによって導入された遅延の長さは、タイミング機器によって制御される。動作時には、連続したＭＬＳ信号が送信され、遅延ラインは、相関ピークが最大になるまで小ステップで調整される。全移動時間は、相関ピークが最大になった遅延ラインによって加えられた小遅延が足されたＭＬＳクロック周期の総数から計算される。ドイツ国特許第１９９４９８０３号において、遅延ステップサイズは、ＭＬＳクロックサンプル周波数の５分の１に等しく設定されている。故に、時間及び距離測定の精度は、５倍に増加する。この方法の主たる欠点は、全測定時間が、相関ピークを見いだすのに必要なステップ数によって増加することである。これは、多くの用途において以下のことを問題にしている。
【００２１】
ａ）低電力の携帯の使用では、より多くのＭＬＳ信号を送信すると、電力を消費し、電源の寿命を短くする。
ｂ）秘密の使用では、送信されるＭＬＳ周期の数は、探知の確率を増加させる。
ｃ）リアルタイム測定の使用では、ＭＬＳ周期の数が増加すると、ある時間に行われる距離測定の回数を減らす。
【００２２】
さらなるポイントは、相互相関係数を完全に計算するために、かなりのレベルの計算が必要になると考えられることである。例えば、次数１０のＭＬＳ信号は、変調の相互相関を完全に計算するために１０２３クロック周期からなり、受信信号は、１０２３^２、すなわち１０４６５２９回の演算が必要になる。
【００２３】
この問題点を克服するために、ドイツ国特許第１９９４９８０３号に記載された構成は、補償器を使用して受信信号を単一ビット信号に変換する。これによって、相互相関関数は、排他的なＯＲゲートとシフトレジスタとを組み合わせて使用することによって計算できる。しかし、これは、相互相関の計算を容易にするが、特に、反射信号の大きさが検出器や周辺からのノイズ以下の場合は、１ビットディジタル化によって生じた信号情報の実質的な損失によって、この方法の有効性はかなり減る。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記問題点を解決する。
【００２５】
本発明により、次の光学距離測定装置が提供される。この光学距離測定装置は、
変調信号を供給する信号源と、
前記信号源に接続されて前記変調信号によって変調された送信光信号を送信する送信系と、
前記送信信号の反射及び遅延バージョンである受信光信号を受信する受信系と、
相互相関器と、を有し、
前記相互相関器は、
粗解像度で、時間遅延変調信号と受信信号との相関を大きくするために必要な前記変調信号の時間遅延を測定する行程と、
前記粗解像度よりも高い解像度で、測定された時間遅延近傍の時間遅延範囲内で受信信号に対する前記変調信号の時間遅延の関数として、前記変調信号と前記受信信号との間の相関を測定する行程と、
時間遅延変調信号と前記受信信号との相関を大きくするのに必要な前記変調信号の時間遅延から計算された距離の測定値を出力する行程と、
を実行するように配置されている。
【００２６】
以下に詳細を説明するように、時間遅延の概算値を測定し、この概算値を使用してより正確に時間遅延を計算すると、必要な計算の数を減らすことができる。
【００２７】
さらに、優れた精度が、反復ＭＬＳ信号を送信することを必要とせずに得られる。
【００２８】
出力測定値は、適切なユニットでは距離そのものであり、または、計算された時間遅延などの距離の測定値であり、または、距離に基づいた面積や体積などの他の測定値である。
【００２９】
簡単な計算によって、アナログ・ディジタルコンバータの使用が可能になり、受信信号をディジタル化してアナログ・ディジタルコンバータの各クロック周期に対してマルチプルビット出力を出力できる。一方、ドイツ国特許第１９９４９８０３号では、信号は、コンパレータ、より効果的には１ビットディジタル・アナログコンバータを使用してディジタル化される。ドイツ国特許第１９９４９８０３号の構成では、マルチプルビット精度を使用して相互相関を計算することは困難である。何故ならば、使用される計算の数がたいへん多いからである。本発明において粗相互相関器及び微相互相関器を使用することによって、計算の負担が低減され、故に、受信信号のより解像度の高い表示の使用が可能になる。
【００３０】
時間遅延出力は、粗測定及び微測定のいずれかにおいて使用された時間の解像度よりも高い解像度で測定される。これは、ピーク時間シフトの前の時間シフト期間において、時間遅延の関数として微相互相関器による相関出力に対する最適合直線のパラメータを計算し、ピーク時間シフトの後の時間シフト期間において、時間遅延の関数として微相互相関器による相関出力に対する最適合直線のパラメータを計算し、最適合直線の一致したパラメータからピーク時間シフトを計算する手段を設けることによって行われる。
【００３１】
実施例において、光学距離測定装置は、時間遅延変調信号と受信信号との相関を大きくするために必要な前記変調信号の時間遅延を粗く測定する粗相互相関器と、変調信号と受信信号との相関を、前記粗相互相関器によって測定された時間シフト近傍の時間遅延範囲内で受信信号に対する変調信号の時間遅延の関数として計算する微相互相関器と、を有する。
【００３２】
または、粗計算及び微計算は、単一ディジタル信号プロセッサにおいて実行され、プロセッサをコードプログラムして順次時間遅延粗測定及び時間遅延微測定を行う。
【００３３】
粗相互相関器は、第１周波数で同期がとられて粗い解像度を測定し、微相互相関器は、第１周波数よりも高い第２周波数で同期がとられる。
【００３４】
粗相互相関は、高速で計算されるので、粗相関は、平均化メモリ（５２）に記憶された信号に対して周期的に計算できる。適切な信号対ノイズ比が得られたことを粗相関が示す場合、微相関が実施されて最終の正確な距離結果が得られる。このように、特定の距離を測定するために必要なレーザエネルギは、常時最大に維持される。これは、バッテリ給電の用途に対しては有効であり、いずれの用途においても目に対する安全性を大きくする。
【００３５】
信号源は、第１クロック周波数とは異なる、第２周波数の約数となる周波数で同期をとることができる。これは、信号対ノイズ比が低い場合に、粗時間遅延の検出を向上させる。第１、第２、信号源クロック周波数は、様々な用途に対する性能の適応最適化を可能とするように調整できる。
【００３６】
信号源は、相互相関器へのクロック入力のものよりも低い周波数で同期がとられたディジタル変調信号を生成しても良い。ディジタル変調信号は、最長系列でも良い。かかる系列によって、ピークが三角形となる有効且つ周知の相互相関関数が得られる。
【００３７】
アナログ・ディジタルコンバータは、時間遅延の最初の測定に対して使用される第２周波数で同期をとることができる。
【００３８】
他の概念では、本発明は、距離を光学的に測定する方法に関する。かかる方法は、
変調信号を供給する行程と、
前記変調信号によって変調された送信光信号を送信する行程と、
前記送信信号の反射及び遅延バージョンである受信光信号を受信する行程と、
時間遅延変調信号と受信信号との相関を大きくするために必要な変調信号の時間遅延を粗く測定する行程と、
前記粗相互相関器によって測定された時間シフト近傍の時間遅延範囲において受信信号に対する変調信号の時間遅延の関数として、前記変調信号と前記受信信号との相関をより高い解像度で計算して距離の測定値を得る行程と、
を含む。
【００３９】
時間遅延を粗く測定する行程は、第１周波数で実行され、相関を計算する行程は、第１周波数よりも高い第２周波数で実行しても良い。
【００４０】
信号源は、第１クロック周波数とは異なる、第２周波数の約数となる周波数で同期がとられる。変調信号は、第１周波数で同期がとられたディジタル変調信号を生成しても良い。ディジタル変調信号は、最長系列でも良い。
【００４１】
受信信号は、マルチプルビット解像度である。
【００４２】
アナログ・ディジタルコンバータを、第２周波数で同期をとることもできる。
【００４３】
精度を上げるために、本発明の方法は、
ピーク時間シフトの前の時間シフト期間において時間遅延の関数として微相互相関器による相関出力に対する最適合直線のパラメータを計算する行程と、
ピーク時間シフトの後の時間シフト期間において時間遅延の関数として微相互相関器による相関出力に対する最適合直線のパラメータを計算する行程と、
前記最適合直線のパラメータからピーク時間シフトを計算する行程と、
をさらに有する。
【００４４】
粗相互相関器の入力は、ローパスフィルタによってフィルタ処理がなされても良い。
【００４５】
【発明の実施の形態】
本発明の実施例を、添付図面を参照しながら説明する。
【００４６】
図３に、本発明を使用するＭＬＳ法に基づいた光学距離測定装置の改良の一例を示す。
【００４７】
動作時において、ユーザは、入力３２によって距離の測定を開始し、これによって、ＭＬＳ発生器３４は、ＭＬＳ信号を発生する。ＭＬＳ発生器クロック信号は、除算器３８によってシステムマスタクロックＦｍｃｋ３６から導出され、故に、ＭＬＳクロック周波数Ｆｍｌｓは、マスタクロック信号のＭの約数である。実際には、ＭＬＳは、因数Ｍによって時間で伸長される。「伸長」ＭＬＳ信号によって、レーザ１は、符号４０で示すように、時刻Ｔ０で始まる光伸長ＭＬＳ信号を発する。この光信号は、送信光学系２によって集束されて、遠隔の物体８まで届き、この物体８によって反射される。受信光学系３は、反射された光信号の一部を収集して、このエネルギを光検出器４に集束させる。この検出器は、集束された光信号を電気信号に変換する。この電気信号は、アナログ・ディジタルコンバータ４２によってディジタル化され、粗相互相関器４４及び微相互相関器４６に送られる。ディジタル・アナログコンバータのサンプルクロックは、システムマスタクロック周波数に等しく設定されている。
【００４８】
粗相互相関ユニット４４は、ＭＬＳクロック周波数Ｆｍｌｓで同期がとられ、故に、ディジタルの反射ＭＬＳ信号のサンプルをサンプリングしたバージョンと最初の伸長ＭＬＳ送信信号と相関させる。この相互相関ユニットからの出力は、パルス検出器４８によって検出されるピークであり、反射信号の粗時間遅延Ｔｃｌを表すピークである。
【００４９】
次に、制御機器５０によって、微相互相関器４６は、時間遅延Ｔｃｌの領域内でのみ送信信号と反射信号の相互相関を計算する。大抵は、微相互相関関数は、Ｔｃｌの前後で２Ｍのサンプルに対して計算される。微相互相関器の出力は、図４に示すような、ピーク領域での送信信号と反射信号との相互相関関数である。なお、図４では、Ｍ＝４である。
【００５０】
ＭＬＳ等のＰＲＢＳ信号に対する相関ピークの形状は、三角パルスであることが知られている。これは、Ｎ個の同一パルスのシーケンスの合計としてＭＬＳを捉えることによって理解される。なお、各パルスは、幅がＴ＝１／Ｆｍｌｓであり、適切に遅延され、一緒に加算される。相互相関演算は、ＭＬＳをそのものの遅延バージョンと畳み込み、次に相互相関器のクロック周波数と等しい周波数で結果をサンプリングすることと同様であるとして考えられている。故に、相互相関ユニットによる相関ピーク出力の形状は、幅Ｔの２つの同一なパルスの畳み込み関数によって与えられる。なお、このパルスは、パルス幅２Ｔ＝２／Ｆｍｓｌの三角パルスであり、相互相関クロック周波数によってサンプリングされる。また、このパルスは、微相互相関器に対しては、Ｆｍｃｋ＝Ｍ×Ｆｍｌｓである。故に、微相互相関器４６によって出力される相互相関関数出力は、図４に示す形状を取る。
【００５１】
この信号は、タイミング計算及び制御装置に入る。タイミング計算及び制御装置は、周知の標準技術を使用して、信号のピークの前のＭ個のサンプルを通過する最適ラインＳ_１（Ｔ）を求めるために係数ｍ_１及びｋ_１を計算する。なお、Ｓ_１（Ｔ）は、次式で表される。
【数１】

また、タイミング計算及び制御装置は、信号のピーク後のＭ／２個のサンプルを通過する最適ラインＳ_２（Ｔ）を求めるために係数ｍ_２及びｋ_２を計算する。なお、Ｓ_２（Ｔ）は、次式で表される。
【数２】

これらのラインを図６に示す。次に、タイミング、計算及び表示機器は、以下の式から２つの最適ラインの交点Ｔ_０を計算する。
【数３】

但し、Ｔ_０は、送信信号と反射信号との間の時間遅延に等しい信号のピーク時間の推定値である。
【００５２】
次に、物体までの距離は、測定された時間Ｔ_０から計算される。これは、所要時間に光速を掛けた値の半分である。
【００５３】
本発明の効果は、１つの相関器のみを使用するＭＬＳと比較すると分かる。かかるシステムが、次数１０のＭＬＳを使用して構成されていると仮定すると、３０ｎ秒のマスタクロック周期と遅延ステップサイズとは、ＭＬＳクロックサンプル周波数の５分の１に等しい。上述のように、１つのＭＬＳ信号に対する完全相互相関を計算するために必要な計算の総数は、１０２３^２、すなわち１０４６５２９回の演算である。このように、１つのマスタクロック周期（すなわち５ｍ）内に相互相関ピークの位置を決めることは、１０４６５２９回の演算である。精度をさらに改善するために、また、信号対ノイズ比が十分であると仮定すると、最大５回の反復が、相関ピークの正確な位置を見つけるための遅延を実行するために必要であり、故に、最悪で、５×１０２３^２の計算が最良の精度を得るために必要である。これは、マスタクロック周期の５分の１、すなわち６ｎ秒であり、１ｍの最適距離精度を与える。
【００５４】
図３の提案されたＭＬＳシステムと比較する。これが同一のマスタクロック周期で動作し、且つＭＬＳ周波数に対するマスタクロック周波数の比Ｍ＝８とし、ＭＬＳは次数７であると仮定する。これによってＭＬＳの継続時間は（２^７−１）＝１２７となり、これは、Ｍ＝８倍に伸長されて１０１６のマスタクロック周期になる（図４のシステムへの持続時間に匹敵する）。
【００５５】
粗相関器４４は、ＭＬＳ周波数で同期がとられ、故に、粗相関を計算するのに必要な計算の総数は、１２７^２、すなわち１６１２９回の演算になる。微相関器は、粗ピークの領域内で畳み込みピークを計算するために必要となるだけである。Ｍ＝８では、１６の完全長相関計算が必要であり、全体で１６×１０１６＝１６２５６回の演算が必要になる。この点に関し、相関ピークの位置は、１つのマスタクロック周期内で分かっているが、１６１２９＋１６２５６＝３２３８５回の演算が、周知のシステムに対する１０２３^２、すなわち１０４６５２９回の演算よりも、これを見つけるために必要である。このように、伸長ＭＬＳを使用すると、２ステップアプローチを、反射パルスの相互相関関数を計算するために採用できる。これは、計算の要件を相当減らし、本実施例では３２分の１になる。故に、本発明は、より簡単に且つ低価格のハードウエアを使用して実行できる。
【００５６】
さらに、本発明は、ＭＬＳ相互相関関数の三角形の以前の情報を、ＭＬＳの伸長フォームと組み合わせて使用して、相互相関関数のピークの時刻Ｔ_０を、上記のアプローチを使用して、１つのマスタクロック周期の持続時間よりも高い精度で推定できる。実際には、Ｍ＝８のシステムに対して、相互相関ピークの位置は、マスタクロック周期の４分の１以上の精度で推定できることが分かっており、さらなるＭＬＳ周期を送信することを必要とせずに、既知のシステムにたいへん類似した距離精度を与える。
【００５７】
図５は、本発明の第２の実施例を示し、メモリ５２がアナログ・ディジタルコンバータの出力部に接続されている。信号対ノイズ比が低い場合に、多数の伸長ＭＬＳ信号が送信され、受信信号は、メモリ５２において平均化されてから、粗及び微相互相関計算を実行する。検出器及び周囲のノイズは未相関であるから、これによって、ディジタル化信号の信号対ノイズ比は改善され、システムの最大測定範囲及び精度も改善される。
【００５８】
本実施例において、粗相互相関ユニットは、ＭＬＳクロック信号とは異なる周波数で受信及び伸長ＭＬＳ信号のサンプルをサンプリングする。この場合、粗相互相関器は、周波数ＦＣ_ｃｃで同期がとられる。ＦＣ_ｃｃは、マスタクロック信号のＮの別の約数であり、除算器５４によって得られる。これは、信号対ノイズ比が低いときに、相互相関関数の粗位置の検出を改善するには有効である。さらに、信号対ノイズ比が低いときに、粗相互相関ユニットの前に、ローパスフィルタを設けることによって、相互相関関数の粗位置の検出がさらに改善される。例えば、ローパスフィルタは、受信信号のＮ個の連続するサンプルを加算することによって簡単に実現される。
【００５９】
ＭＬＳクロック周波数に対するマスタクロック周波数の比（Ｍ＝Ｆｃ／Ｆｍｌｓ）と、粗相互相関クロック周波数に対するマスタクロック周波数の比（Ｎ＝Ｆｃ／Ｆｃｃ）とを様々に組み合わせると、距離、精度、計算時間において様々なレベルの改良を行うことが可能である。そして、この組み合わせは、様々な測定条件に対してＬＲＦの性能を最適にするために適宜選択される。粗相関器は、実行される微測定に対して信号対ノイズ比が十分であることが検出されるまで、メモリ５２に記憶された信号を周期的に計算する。次に、微測定が、微相互相関ユニットによって行われる。
【００６０】
本発明によって、観測者から離れた物体や背面までの光信号の走行時間を測定するという考えに基づいて動作する光学距離測定装置の性能が改善される。
【図面の簡単な説明】
【図１】周知のレーザ距離装置を示す。
【図２】最長系列を生成する回路を示す。
【図３】本発明の第１の実施例に基づいた時間遅延測定法を使用する光学距離測定装置の構成を示す。
【図４】図３に示す距離測定装置によって生成された信号を示す。
【図５】本発明の第２の実施例の構成を示す。
【符号の説明】
１，３送信系
３，４受信系
３６信号源
４４粗相互相関器
４６微相互相関器
５０タイミング、計算、制御、表示機器

Claims

変調信号を供給する信号源と、
前記信号源に接続されて前記変調信号によって変調された送信光信号を送信する送信系と、
前記送信光信号の反射及び遅延バージョンである受信光信号を受信する受信系と、
相互相関器と、を有し、
前記相互相関器は、
粗解像度で、時間遅延変調信号と受信信号との間の相関を大きくするために必要な前記変調信号の時間遅延を測定する粗相互相関器と、
前記粗解像度よりも高い解像度で、前記粗相互相関器により測定された時間遅延近傍の時間遅延範囲内で、前記受信信号に対する前記変調信号の時間遅延の関数として、前記変調信号と前記受信信号との間の相関を測定する微相互相関器と、
を備えて、前記時間遅延変調信号と前記受信信号との相関を大きくするのに必要な前記変調信号の時間遅延から計算された距離の測定値を出力し、
前記粗相互相関器は、第１クロック周波数で動作し、前記微相互相関器は、前記第１クロック周波数よりも高い第２クロック周波数で動作し、
前記第１クロック周波数は、前記第２クロック周波数の第１の約数となるクロック周波数であり、
前記信号源は、前記第１の約数とは異なる前記第２クロック周波数の第２の約数となるクロック周波数で動作することを特徴とする光学距離測定装置。
所定の信号対ノイズ比が得られるまで前記粗解像度で時間遅延を周期的に計算し、次に前記粗解像度よりも高い解像度で相関の測定を行うように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の光学距離測定装置。
前記信号源は、前記第２クロック周波数の前記第２の約数となるクロック周波数でディジタル変調信号を生成することを特徴とする請求項１に記載の光学距離測定装置。
前記ディジタル変調信号は、最長系列であることを特徴とする請求項３に記載の光学距離測定装置。
前記受信信号をディジタル化するマルチプルビットアナログ・ディジタルコンバータをさらに有し、前記マルチプルビットアナログ・ディジタルコンバータは、前記マルチプルビットアナログ・ディジタルコンバータのクロック周期毎にマルチプルビット出力を出力することを特徴とする請求項１に記載の光学距離測定装置。
請求項５に記載の光学距離測定装置であって、前記マルチプルビットアナログ・ディジタルコンバータは、前記第２クロック周波数で動作することを特徴とする光学距離測定装置。
ピーク時間シフトの前の時間シフト期間において時間遅延の関数として前記微相互相関器による相関出力に対する最適合直線のパラメータを計算し、前記ピーク時間シフトの後の時間シフト期間において時間遅延の関数として前記微相互相関器による相関出力に対する最適合直線のパラメータを計算し、前記最適合直線のパラメータからピーク時間シフトを計算する制御機器をさらに有することを特徴とする請求項１に記載の光学距離測定装置。
前記粗相互相関器の入力に接続されたローパスフィルタをさらに有することを特徴とする請求項１に記載の光学距離測定装置。
変調信号を供給する行程と、
前記変調信号によって変調された送信光信号を送信する行程と、
前記送信光信号の反射及び遅延バージョンである受信光信号を受信する行程と、
時間遅延変調信号と受信信号との相関を大きくするために必要な前記変調信号の時間遅延を粗く測定する行程と、
前記粗く測定された時間シフト近傍の時間遅延範囲において、前記受信信号に対する前記変調信号の時間遅延の関数として、前記変調信号と前記受信信号との相関をより高い解像度で計算して距離の測定値を得る行程と、
を含み、
前記時間遅延を粗く測定する行程は、第１クロック周波数で実行され、前記相関を計算する行程は、前記第１クロック周波数よりも高い第２クロック周波数で実行され、
前記第１クロック周波数は、前記第２クロック周波数の第１の約数となるクロック周波数であり、
前記変調信号を供給する行程は、前記第１の約数とは異なる前記第２クロック周波数の第２の約数となるクロック周波数で実行されることを特徴とする光学距離測定方法。
前記変調信号を供給する行程は、前記第２クロック周波数の前記第２の約数となるクロック周波数でディジタル変調信号を生成することを特徴とする請求項９記載の光学距離測定方法。
前記ディジタル変調信号は、最長系列であることを特徴とする請求項１０に記載の光学距離測定方法。
所定の信号対ノイズ比が得られるまで時間遅延を粗く測定することを周期的に行い、次により高い解像度で測定を行う行程を含むことを特徴とする請求項９に記載の光学距離測定方法。
前記受信信号をマルチプルビット解像度にディジタル化する行程をさらに含むことを特徴とする請求項９に記載の光学距離測定方法。
請求項１３に記載の光学距離測定方法であって、前記第２クロック周波数でアナログ・ディジタルコンバータを動作させる行程をさらに含むことを特徴とする光学距離測定方法。
ピーク時間シフトの前の時間シフト期間において時間遅延の関数として前記相関を計算する行程による相関出力に対する最適合直線のパラメータを計算する行程と、
前記ピーク時間シフトの後の時間シフト期間において時間遅延の関数として前記相関を計算する行程による相関出力に対する最適合直線のパラメータを計算する行程と、
前記最適合直線のパラメータからピーク時間シフトを計算する行程と、
をさらに有することを特徴とする請求項９に記載の光学距離測定方法。
前記時間遅延を粗く測定する行程の入力をローパスフィルタ処理する行程をさらに有することを特徴とする請求項９に記載の光学距離測定方法。