JP5117401B2

JP5117401B2 - チャネルインパルス応答の長さの推定

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Publication number: JP5117401B2
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Inventors: コンスタントピーエムジェイバッヒェン; スリエイヒューセンス; アレッシオフィリッピ
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Description

本発明は、通信システムにおけるOFDM符合化デジタル信号を処理する方法及び対応する信号処理器に関する。

本発明はまた、OFDM符号化信号を受信するように構成された受信機及びOFDM符号化信号を受信するように構成されたモバイル装置に関する。最後に、本発明は、そのようなモバイル装置を含む遠距離通信システムに関する。

本方法は、OFDM変調を用いたシステム（例えば地上ビデオ放送システムDVB-T又はDVB-H）において、改善されたチャネル推定を得て、最終的にはデータ推定を改善するために用いられることができる。本発明によるモバイル装置は、例えば、携帯型テレビ受像機、携帯電話、パーソナル携帯情報機器（PDA）若しくはラップトップのような携帯型コンピュータ、又はそれらの任意の組み合わせであることができる。

OFDM通信システムにおいて、伝送されるデータは、異なる周波数を持つ複数の副搬送波信号上に変調される。そして受信機は、送信されたデータをこれらの副搬送波信号から復調しなければならない。受信信号は送信機から受信機までの無線チャネルの特性に影響を受け、したがって、この復調を実行することができるためには、受信機はチャネルの特性の推定を用いなければならない。

チャネルは時間と共に変化する可能性があり、したがって、チャネル推定は一定の間隔で実行されることを必要とする。さらに、チャネルは、送信信号の異なる副搬送波周波数間で異なる可能性がある。副搬送波のサブセット上のチャネル周波数応答の推定に基づいてき、他の副搬送波上のチャネル周波数応答の推定を行うことが可能である。

US6,654,429は、パイロット支援チャネル推定の方法を開示し、パイロットシンボル（すなわち既知の値を持つシンボル）は、時間-周波数空間中の予め定められた位置を占有するように、既知の位置において各々の送信データパケットに挿入される。すなわち、特定の時刻において、パイロットシンボルは、いくつかの副搬送波周波数で送信されることができる。他の時刻において、パイロットシンボルは、他の副搬送波周波数で送信されることができる。パイロットシンボルが送信されたそれらの時刻及び周波数で受信されるシンボルを調べることによって、実用的に十分正確に、それらの時刻及び周波数におけるチャネル周波数応答を推定することが可能である。

未公開の特許出願番号PCT/IB2005/051667は、OFDM符合化デジタル信号を処理するための方法を説明し、当該方法において、OFDM符号化デジタル信号は、既知の値を持つパイロット副搬送波である副搬送波のサブセットと共に、いくつかの周波数チャネル中のデータシンボル副搬送波として送信され、当該方法は、パイロット副搬送波においてチャネル周波数応答の第１の推定を行い、及びクリーニングフィルタを用いてパイロット副搬送波における推定されたチャネル周波数応答をきれいにする。

他の副搬送波のチャネル周波数応答は、パイロット副搬送波で得られるチャネル周波数応答間の補間によって得られることが知られている。この補間は、補間フィルタを使用して実行される。補間フィルタの設計は、チャネルインパルス応答の有限の長さ及び特定のチャネル周波数応答相関を仮定する。

チャネルインパルス応答の長さが知られている場合、正しいクリーニングフィルタ及び補間フィルタが選択されることができ、したがって、より良く補間されたチャネル周波数応答を得ることができる。

受信機内の他の目的のためにも、チャネルインパルス応答の長さの良い推定があることは有益である。

文献"OFDM Timing Synchronization Under Multi-path Channels", Chen, et al, Vehicular Technology Conference, 2003; VTC 2003-Spring; 57th IEEE Semiannual Volume 1, 22-25 April 2003, pages 378 - 382.は、パイロット副搬送波におけるチャネル周波数応答を推定するためにパイロット情報を使用し、この推定されたチャネル周波数応答に逆フーリエ変換を実行することにより、チャネルインパルス応答中の第１の経路を推定することを提案する。

文献"A Novel Channel Estimation Method for OFDM Mobile Communication Systems Based on Pilot Signals and Transform-Domain Processing", Zhao, et al, Proc. IEEE 47th Vehicular Technology Conf., Phoenix, USA, May 1997, pp. 2089-2093は、チャネル伝達関数を推定するためにパイロット情報を使用し、そこからチャネルインパルス応答の長さを導出することができるチャネル伝達関数の変換領域表現を形成することによって、チャネルインパルス応答の長さを推定する方法を提案する。

これらの方法は、パイロット副搬送波で伝達される情報を用いることによって、エリアジングのために特定の長さより長いチャネルインパルス応答が決定されることができないことを理由として、受信データを事実上アンダーサンプリングするという欠点を持つ。

本発明の目的は、チャネルインパルス応答が比較的長い場合でも、チャネルインパルス応答の長さの良い推定を得るための、OFDM符号化デジタル信号を処理する方法を提供することである。

本発明の第１の態様によれば、OFDM符号化信号を処理する方法が提供され、前記OFDM符号化デジタル信号は、複数の副搬送波周波数チャネルにおいて送信され、当該方法は、
各々の前記副搬送波中にシンボルを有するOFDM符号化信号を受信し、少なくともいくつかの前記副搬送波はユーザデータシンボルを含み、
前記副搬送波において受信されるユーザデータシンボルの大きさからチャネル周波数応答の初期推定を形成し、
チャネル周波数応答の前記初期推定に逆フーリエ変換を実行することによってチャネルインパルス応答の相関関数を推定し、及び
チャネルインパルス応答の推定された相関関数中のピークを調べることによって、チャネルインパルス応答の長さを推定する。

これは、パイロット信号によって伝達されるいかなる情報も用いずに、チャネルインパルス応答の長さの正確な推定を得ることができるという利点を持つ。その結果、受信データをアンダーサンプリングするという問題がなく、より長いチャネルインパルス応答が決定されることができる。

本発明の実施の形態によって、ノイズ、シンボル間干渉及びドップラー分散が存在しても、チャネル長がOFDMシンボル中に挿入されるガードインターバルよりも長い場合でさえも、チャネルインパルス応答の長さを容認できる程度に正確に推定することができる。

本発明の第２の態様によれば、チャネル推定器を含む受信機が提供され、当該チャネル推定器は、本発明の第１の態様による方法を用いてチャネルの長さを推定する。

本発明の更なる目的、特徴及び利点は、以下の説明を読むことにより明白になり、図面が一例として参照される。

本発明は、図1に示す通信システムを参照して説明され、DVB-T（Digital Video Broadcasting - Terrestrial）信号が送信機10から放送される。図1は、放送信号を受信することができる１つの受信機20を示すが、いうまでもなく、実際的なシステムでは、放送信号を受信することができる多数のそのような受信機が存在することが予想される。

本発明は、図1で示す通信システムを参照してさらに説明され、受信機20は、送信機10の周囲の領域中で移動する間、放送信号を受信することができる携帯型装置である。そのようなシステムは、DVB-H（Digital Video Broadcasting - Handheld）システムと呼ばれる。

周知のように、DVBシステムは直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexed：OFDM）通信システムであり、送信されるデータは、異なる周波数を持つ複数（この場合はN個）の副搬送波信号上へ変調され、Nは、2048、4196（DVB-Hの場合）、又は8192として選択されることができる。そして、受信機は、これらの副搬送波信号から送信データを復調しなければならない。受信信号は、送信機から受信機までの無線チャネルの特性によって影響を受け、したがって、この復調を実行することができるために、受信機はチャネル特性の推定を用いなければならない。

図2は、本発明の理解のために重要である送信機10及び受信機20のコンポーネントを更に詳細に示すブロック略図である。送信機10及び受信機20が、図2に示されておらず本明細書において更に詳細には説明されない多くの他の特徴及びコンポーネントを持つことが当然認識される。

本発明のこの示された実施の形態において、送信機10は放送送信機という形をとり、信号は、潜在的に信号を受信することができる多数の受信機に放送される。しかしながら、いうまでもなく、本発明は、送信機10が別々の信号をそれぞれの受信機に送信する状況に同様に適用できる。

送信機10内で、各々のOFDMシンボル期間中にN個の副搬送波上で送信するためのデータシンボルa₀, a₁, ..., a_N-1は、時間領域に変換するために、逆デジタルフーリエ変換（IDFT）ブロック12に渡される。周知のように、１つの従来のシステムにおいて、各々の副搬送波は、ユーザデータ、パイロット情報又はヌルのいずれかを伝達することができる。N= 8192のDVB-Hシステムにおいて、ユーザデータ又はパイロット情報を含む6817個の副搬送波があり、周波数帯域の２つの端における残りは、空の副搬送波である。ユーザデータを含む副搬送波は、データ副搬送波と呼ばれる。

結果として生じる信号は、ガードインターバル（Guard Interval：GI）挿入ブロック14に渡され、そこで、ガードインターバルは、例えば、予め定められた数のサンプルを繰り返すことによって形成され、プレフィックスとして追加される。サンプルの予め定められた数は、Nの割合として設定される。データは、また、パラレルからシリアルに変換される。

結果として生じる信号は、無線インタフェース上で送信するために送信アンテナ16に渡される。

上に述べたように、受信機20は、例えば、携帯型テレビ受像機、携帯電話、パーソナル携帯情報機器（PDA）、若しくはラップトップのような携帯型コンピュータ、又はそれらの任意の組み合わせであることができるモバイル装置の形をとる。

モバイル装置20は、信号を受信するためのアンテナ22を持ち、そして適切なアナログ受信機回路（図示せず）及びアナログディジタル変換に適用した後、受信信号は、例えばガードインターバルの除去及び選択されたサンプルのシリアルからパラレルへのその後の変換によって必要な数（N）のサンプルを選択するために、GI除去ブロック24に渡される。

結果として生じる時間領域のデータサンプルは、周波数領域の受信シンボルy₀, y₁, ..., y_N-1へ変換するために、離散フーリエ変換（Discrete Fourier Transform：DFT）ブロック26に渡される。

当業者ならば周知のように、受信信号ベクトルY（YはN×1のベクトルy₀, y₁, ..., y_N-1（Nは副搬送波の数又はFFTのサイズ））は、送信されたOFDMシンボルA（Aは送信データシンボルa₀, a₁, ..., a_N-1を構成するN×1のベクトル）上のチャネルの効果を示し、付加されたノイズWを含む。すなわち、

であり、Hはチャネル周波数応答を表すN×N行列である。

チャネルが時不変である場合には、行列Hは、その主対角線上にのみ非ゼロ要素を持つ。チャネルが１つのシンボル期間の間に時間変動する場合、その時間変動は、チャネル行列Hの主対角線から外れた非ゼロ要素によって表される。チャネルが変化しているので、チャネル行列は、１つのシンボル期間から次の期間にかけて変化する。以下では、チャネル行列が１つのOFDMシンボルから次のシンボルにかけて変化する可能性があることを強調するために、特にn番目のOFDMシンボルに対するチャネル行列HをH(n)として参照する。

したがって、受信されたシンボルから送信されたシンボルの値を決定することができるために、H(n)の値、時間変動チャネル周波数応答を用いることが必要である。したがって、周波数領域の受信シンボルy₀, y₁, ..., y_N-1は、チャネル推定を形成するチャネル推定ブロック28に渡される。

周知のように、受信シンボル及びチャネル推定ブロック28によって形成されるチャネル推定は、送信OFDMシンボルを構成するシンボルの必要な推定を形成するために用いられる。

容認できる程度に正確なチャネルの推定をチャネル推定ブロック28が行うことを可能にするために、パイロットシンボル（すなわち既知の値を持つシンボル）が、上で述べたように、送信機10から送信される信号中に含まれる。

図3は、DVB-H OFDM通信システムにおける時間-周波数平面のわずかな部分の模式的な表現である。すなわち、図3に示される平面中の異なる垂直位置の円は、異なる時刻で送信されるシンボルを表し、図3に示される平面中の異なる水平位置の円は、異なる副搬送波周波数で送信されるシンボルを表す。

図3において、黒く塗られた円は、送信機20から放送されるパイロットシンボルを表し、白抜きの円は、送信機20から放送されるデータ副搬送波を表す。

したがって、この示された例において、任意の１つのOFDMシンボル期間の間に、１２に１つの副搬送波がパイロットシンボルを含む。言い換えると、４に１つのOFDMシンボル期間の間、３に１つの副搬送波がパイロットシンボルを含み、他の２つの副搬送波は、パイロットシンボルを含むように用いられない。パイロット副搬送波上のチャネル周波数応答は、周囲の副搬送波上のチャネル周波数応答を推定するために用いられることができる。各々のOFDMシンボル期間の間にパイロットシンボルを含む他の（図3に図示されていない）副搬送波があることにも留意すべきである。

図4は、チャネルインパルス応答の長さを推定する方法を示すフローチャートである。このプロセスは、本方法の結果が送信機10から受信機20までの無線チャネルの特性を推定するプロセスの一部において用いられることができるように、チャネル推定ブロックにおいて実行されることができる。

例えば、チャネル推定プロセスは、データ副搬送波におけるチャネルの特性の推定を得るために、パイロットシンボルを用いて測定されるチャネル特性の間を補間するステップを含むことができる。そのような補間は補間フィルタを用いて実行されることができ、最も適切な補間フィルタの選択は、チャネルインパルス応答の長さに依存する。

本方法は、送信データシンボルが周波数領域において独立して変調され、等しい平均電力を持つので、それらが、チャネルインパルス応答の長さを決定するための共鳴信号（sounding signal）として用いられることができるという認識に由来する。

この原理は、ユーザデータを伝達する受信シンボルの大きさを調べることによって、チャネルインパルス応答の長さを推定することに用いられることができる。しかしながら、本発明のこの実施の形態において、パイロット副搬送波も周波数領域において独立して変調されるが、それらがデータ副搬送波よりも大きな平均電力を持つことによって複雑である。したがって、この影響を除去するためのステップが行われることができる。

図4に示される手順のステップ40において、シンボルは周波数領域で受信される。すなわち、システムは、各々の周波数副搬送波中のシンボルに対する値を受信する。図3を参照して上で述べたように、いくつかのこれらの副搬送波は、特定のシンボル期間の間はパイロット副搬送波であることが知られており、他の副搬送波はデータ副搬送波である。

それから手順はステップ42に進み、ここで、チャネル周波数応答の推定が、各々の副搬送波において形成される。

上に述べたように、パイロット副搬送波は、平均すると、データ副搬送波よりも大きな電力を持つことが知られている。したがって、本発明のこの実施の形態において、パイロット副搬送波を引き下げる（de-boost）ことによって、受信信号を白色化する、すなわち全ての副搬送波に対して平均電力を等しくするステップが行われる。本発明の好ましい実施の形態において、パイロット副搬送波の振幅は、平均すると、データ副搬送波の振幅よりも4/3倍大きいことが知られている。したがって、受信信号を白色化するために、パイロット副搬送波の振幅は3/4倍される。

信号は、送信されるデータに依存して、１つの副搬送波から隣の副搬送波にかけて振幅が変化するが、そのような変化は事実上ランダムである。したがって、周波数による副搬送波の振幅の変化は、チャネル周波数応答に対する第１近似として考えられる。

最初に、１つのOFDMシンボル期間の間の各々の受信されたシンボルy_k = y₀, y₁, ..., y_N-1に対して、二乗絶対値|y_k|²が算出され、空の副搬送波に対しては、|y_k|²= 0である。

そして、各々の副搬送波のチャネル周波数応答の推定は、

として形成され、H_kは、特定のOFDMシンボルの行列Hの（k, k）要素であり、I_null、I_data及びI_pilotはそれぞれ、その特定のOFDMシンボル期間の間の、空の副搬送波インデックス、データ副搬送波インデックス及びパイロット副搬送波インデックスの集合である。

そして手順はステップ46に進み、チャネル周波数応答のこの初期推定は、チャネルインパルス応答の相関の推定を形成するために用いられる。

特に、チャネルインパルス応答の相関がR_hh(τ)によって表示され、この相関の離散時間でサンプリングされたバージョンがR_hh(i)によって表示される場合、g(i)は、R_hh(i)の近似とみなされることができ、g(i)は、

に逆離散フーリエ変換（IDFT）を実行することによって得られる。すなわち、

である。

このステップのために、複素数のIDFTではなく実数のIDFT演算のみを実行する必要があり、それによって、必要とされる計算数が削減されることに留意すべきである。さらに、|y_k|²が実信号であるので、g(i)はエルミート関数であり、したがって、g(i)のN個全ての値ではなく、N/2個の値だけを算出する必要がある。

図5は、チャネルインパルス応答の相関関数のこの推定がチャネルインパルス応答の長さの推定を形成するためにどのように用いられるかを示すための、16-QAM（Quadrature Amplitude Modulation）が用いられるある特定の場合における、結果として生じるiに対するg(i)の値の絶対値のプロットである。特に、このプロットは、i=0において大きなピーク51を示し、この場合i=±512において２つの他の大きなピーク52, 53を示す。このパターンは、実質的に等しい電力の２つの経路を持つチャネルに特徴的である。より多くの経路を有するチャネルの場合、g(i)のプロット中により多くのピークが存在する。

参照番号54によって一般に示されるiの他の値において、g(i)の値は、非常に低い値をとり、異なる副搬送波上の信号の値の間の偶然の一致による相関から生じる。

iの他の値におけるg(i)の値のレベルは、プロット中で草に似ているので、「草」レベルと呼ばれる。

図6は、結果として生じるiに対するg(i)の値の絶対値のプロットであり、パイロット副搬送波におけるシンボルの値を引き下げるステップを実行せずに得られる結果を示す比較を目的として提供される。図6から分かるように、i=0における大きなピーク51及び２つの他の大きなピーク52, 53と同様に、パイロット副搬送波がデータ副搬送波よりも大きな平均電力を持つことから生じる他のiの値における他の小さなピーク55が存在する。この示された例において、大きなピーク52, 53を小さなピーク55から区別することはまだ比較的容易であり、この方法は引き下げるステップ無しでまだ機能するが、他の状況においては、小さなピーク55の存在が、チャネルインパルス応答の長さを決定するために重要なピークを特定することを難しくする。

各々のピークの位置は、チャネルインパルス応答相関において２つの経路間の一致が存在する時間シフトを示し、したがって、チャネルインパルス応答の長さを決定するために、プロット中の最後の非ゼロ値を捜し出す必要がある。しかしながら、相関関数中のピークは潜在的に受信信号中のエコーの結果であるが、値の偶然の相関から生じる草の存在によって、厳密には非ゼロ値は存在しない。

したがって、図5に示されるプロットからチャネルインパルス応答の長さの推定を得るために、草が存在する状況において、チャネルインパルス応答の長さの推定を形成する場合にどのピークが考慮されるべきか、及びどの小さなピークが無視されるべきかを決定するために、g(i)の各々の値を閾値g_thと比較する必要がある。そして、チャネルインパルス応答の長さは、g(i)の大きさがその閾値を上回るiの最も大きな値として得ることができる。すなわち、

である。

図4に示される手順のステップ48において、必要な閾値が形成される。本発明のこの実施の形態において、閾値g_thは、一定の倍数因子cと草の平均レベルg_grassとの積として形成される。すなわち、

である。

草の平均レベルの値g_grassは、各々のOFDMシンボルにおいて算出されることができ、又は予め算出された一定の値が用いられることができる。予め算出された一定の値が用いられる場合、それは、理論的に算出されることができ、又は平均算出処理によって取得されることができる。特に、チャネルインパルス応答長さが特定の値Lmaxより長くないと仮定することができ、したがって、この平均算出処理は、多くのチャネル及びシンボル認識上で、Lmaxより大きなiの値に対する|g(i)|の平均値を形成することができる。ガードインターバル又はサイクリックプレフィックス（Cyclic Prefix）の長さがチャネルインパルス応答の長さ未満であるように選択されるので、平均算出は、N×CP_ratio < i < N/2であるいくつかの又は全てのiの値に対して実行されることができる。ここで、CP_ratioはOFDMシンボルの有益な部分の長さの割合としてのサイクリックプレフィックスの長さであり、したがって、N × CP_ratioはサイクリックプレフィックスの長さである。

あるいは、（好ましいことだが）草の平均レベルg_grassが各々のOFDMシンボルにおいて算出されることになっている場合、これは再び、例えば上記記載のようにN×CP_ratio < i < N/2であるような比較的大きなiの値に対して、草の一部であると知られているg(i)の値を調べることによって実行されなければならない。すなわち、

である。

上記したように、必要な閾値g_thは、倍数因子c及び草の平均レベルg_grassの積として形成される。倍数因子cは、例えば4又は5であることができるが、チャネルエコーの自己相関の一部であるg(i)のプロット中の比較的低いピークとそうでないピークとを区別するために、他の値が特定の状況において用いられることができることが、実験的に決定されることができる。

図7は、図5に示されるプロットに追加された閾値

を示す。図4に示される手順のステップ50によって、チャネルインパルス応答の長さの値が推定される。特に、閾値

を越えるg(i)のプロット中の各々のピークが調べられる。

上に述べたように、図5及び7において、g(i)のプロット中に２つの重要なピーク52, 53がある。この場合において、i = 0での大きなピーク51からの各々のこれらのピークの距離、すなわちそのピークが発生するiの値は、送信機から受信機への直接の経路の長さに対する、そのピークを生じさせているエコーの長さの測度である。さらに一般的には、最も大きなピークからの最後のピークの距離は、チャネルの長さの測度であり、したがって、チャネルインパルス応答の全長L_CIRは、閾値を上回るピークの全てから、iの最も大きな値において生じるピークを調べることによって取得される。すなわち、上述したように、

である。

したがって、図7に示される場合において、i =±512に現れた２つの大きなピーク52, 53があり、閾値を上回る他のピークがないので、チャネルインパルス応答の長さは、512 OFDM時間サンプルであると推定される。

したがって、チャネルインパルス応答の長さの推定を形成するための方法が説明される。

本発明の更なる実施の形態において、図4の手順中のステップ42を参照して上に説明され、そして図4の手順中のステップ46を参照して上に説明したようにチャネルインパルスの相関関数の推定の形成において用いられるチャネル周波数応答の推定は、ただ１つのOFDMシンボル期間ではなく、複数のOFDMシンボル期間にわたって実行される。

特に、チャネル周波数応答の推定を形成するために|y_k|²（１つのシンボル期間中のデータ副搬送波の二乗絶対値）を用いる代わりに、手順は、M個のOFDMシンボル期間にわたる|y_k|²の平均を用いる。好ましくは、M = 4又は4の倍数である。

複数のOFDMシンボル期間にわたって平均すると、g(i)のプロット中の「草」のレベルが減少し、したがって、最後のピークが小さい振幅を持つ場合に、正しくチャネル長を推定することがより容易であるという利点がある。

さらに、M = 4又は4の倍数の場合、この例示された例において、パイロット副搬送波の引き下げがより容易になる。特に、図3に示すように、この示された実施の形態において、副搬送波の３分の１は、４つの連続したOFDMシンボル期間のブロックごとに１つのパイロットシンボルを含み、それらの４つのOFDMシンボル期間のどれが、パイロットシンボルが送信されるシンボル期間かを知る必要がない。

したがって、

（f_sは副搬送波間隔）について、全ての副搬送波に対する、

によって上で示されたチャネル周波数応答|H(f)|²の推定は、M個のOFDMシンボル期間にわたる|y_k|²の平均から算出される（M=4又は4の倍数）。

この場合には、パイロット引き下げの効果は、どの副搬送波が実際に任意の特定のOFDMシンボル期間の間のパイロット副搬送波であるかを知ることを必要とせずに、この段階において補正を実行することによって達成されることができる。示された例において、上で述べたように、常に空である副搬送波インデックスI_null、常にデータを含む副搬送波インデックスI_{all_data}、常にパイロットを含む副搬送波インデックスI_{all_pilot}、及びシンボルの４分の１にパイロットを含む副搬送波インデックスI_{some_pilot}がある。パイロットの電力が9/16倍に引き下げられる必要があるために、パイロットの振幅は、3/4倍に引き下げられることを必要とする。したがって、チャネル周波数応答の引き下げられた推定

は、

として得ることができる。

パイロット副搬送波の配置が異なり、又はパイロット副搬送波の電力が異なる係数によってデータ副搬送波の電力と異なるシステムに対して、当業者にとって明らかであるように、異なる重みづけが適用されることができる。

実際上、図4に示される手順のステップ46を参照して上で説明されるように、g(i)のプロットは、チャネル周波数応答のこの推定

を用いて得ることができる。したがって、

である。

前の通り、このg(i)のプロットは、チャネルインパルス応答の長さの推定を形成するために用いられることができる。

そして、チャネルインパルス応答の長さの推定を形成するために受信信号を処理するための更なる方法が説明される。

説明された方法の更なる修正が、本発明の範囲内で行われることができる。

例えば、上に述べた方法を実行する際に、空の副搬送波から生じるサイドローブがチャネルインパルス応答の長さを推定する際に考慮しなければならないピークであると誤って決定されるように、閾値g_thの形成に用いられる倍数因子cが選択される可能性がある。

この可能性を低減するために、g(i)中のピーク周辺のサイドローブのg(i)の値を抑制するため、非矩形の窓関数を逆離散フーリエ変換（IDFT）の入力に適用することが有益である。チャネル周波数応答の推定がパイロットシンボルの効果に対処するために引き下げられたか否かにかかわらず、これは適用できるが、以下では、窓関数が引き下げられ且つ平均されたチャネル周波数応答の推定

に適用される場合について説明される。したがって、チャネル周波数応答の窓が掛けられた推定は、整数nについて、

であり、そして、窓関数は好ましくは三角形の窓、

又はハン窓、

であり、（K_max + 1）はデータ副搬送波の数である。

上記の説明において、|g(i)|の関数が、チャネルインパルス応答の長さの推定を形成するために用いられ、|g(i)|は

に逆離散フーリエ変換(IDFT）を実行することによって得られた。しかしながら、その代わりに、|g(i)|²の関数がチャネルインパルス応答の長さの推定を形成するために用いられる場合、これがより直接的にIDFT演算から取得されることができるので、簡略化された計算が用いられることができる。

この場合、

であり、閾値は、

として形成されることができ、ここで、

である。

|g(i)|²が用いられる場合、平均を算出する演算及び窓を掛ける演算は、やはり上述と同様に実行されることができる。

上記した方法の更なる変形例において、チャネルインパルス応答の長さの推定は、２つの閾値との比較によって、|g(i)|²又は|g(i)|から形成されることができる。

特に、一実施例において、閾値がデータのランダム性に基づいて算出される第１の閾値処理方法が、閾値がチャネル相関自体の特性に基づいて算出される第２の閾値処理方法に組み合わせられる。

第１の閾値処理方法は、（第２の閾値処理方法も適用されるか否かにかかわらず）次のように一般化されることができる。

f₁(g(i))は、例えば、|g(i)|若しくは|g(i)|²であることができ、又は|g(i)|若しくは|g(i)|²の任意の他の関数であることができる。g_{t, 1}は、

から決定される第１の閾値である。ここで、I_gは、草のみの領域に対応するインデックスの集合である。この第１の閾値は、草中のピークを検出してしまい、それによって大きすぎるチャネル長の値をもしかすると取得してしまう確率を最小にすることを目的とする。

関数f₂は、f₁のL-ノルム、例えばL1ノルム又はL2ノルム、

又は

であることができる。

第２の閾値処理方法も適用され、これは、

のような一般化された形式で記述されることができる。f₃(g(i))は、f₁(g(i))と同じであることができ、又は異なることができる。例えば、f₃(g(i))は、|g(i)|/|g(0)|であることができる。

第２の閾値g_{t, 2}は、サイドローブを検出する確率を最小にするように、又は、チャネルの全エネルギーの99%（若しくは99.9%のような他のいくばくかの割合）を含むチャネル長を検出すなわち推定する確率を最大にするように、決定される。第１の閾値に関して上で論じられるように、第２の閾値は、（例えば実験的に決定された）一定の閾値であることができ、又はオンザフライ（on-the-fly）で算出されることができる。

両方の閾値処理方法が適用された場合、チャネルインパルス応答の長さの最終的な推定は、

から得られることができる。

f₃(g(i))がf₁(g(i))と同じである場合、閾値処理は異なる態様で実行されることができる。チャネルインパルス応答の長さの２つの値を決定してこれらの２つの値からより小さいものを採用するのではなく、２つの閾値のうちの最大値を見つけることができ、そしてチャネルインパルス応答の長さはこの最大の閾値から見つけることができる。すなわち、

及び

である。

したがって、チャネル長が利用可能なガードインターバルより長い場合であっても、正確な推定を提供するチャネルインパルス応答長さの推定方法が説明される。

本発明による通信システムの模式的な図。本発明による通信システムをより詳細に示すブロック略図。モバイル通信システムにおける有益なデータ間のパイロットシンボルの送信を示す図。本発明の態様による方法を示すフローチャート。図4の方法のステップの結果を示すプロット。図4の方法のステップの結果をさらに示すプロット。図4の方法の更なるステップの結果を示すプロット。

Claims

OFDM符号化信号の処理方法であって、前記OFDM符号化デジタル信号は、複数の副搬送波周波数チャネルにおいて送信され、前記方法は、
各々の前記副搬送波においてシンボルを含むOFDM符号化信号を受信し、少なくともいくつかの前記副搬送波はユーザデータシンボルを含み、
前記副搬送波において受信されるユーザデータシンボルの大きさからチャネル周波数応答の初期推定を形成し、
チャネル周波数応答の前記初期推定に逆フーリエ変換を実行することにより、チャネルインパルス応答の相関関数を推定し、及び
チャネルインパルス応答の前記推定された相関関数中のピークを調べることによって、チャネルインパルス応答の長さを推定する、方法。
少なくともいくつかの前記副搬送波がパイロットデータシンボルを含み、前記パイロットデータシンボルが、平均して、前記ユーザデータシンボルよりも大きな大きさを持ち、
当該方法は、
前記パイロットデータシンボルを引き下げることにより、受信信号を後に白色化し、並びに、
ユーザデータシンボルの大きさ及び引き下げられたパイロットデータシンボルの大きさから、チャネル周波数応答の前記初期推定を形成する、請求項１に記載の方法。
受信信号を後に白色化するステップは、前記パイロットデータシンボルに一定の係数を乗じることを含む、請求項２に記載の方法。
チャネルインパルス応答の長さを推定するステップは、チャネルインパルス応答の前記推定された相関関数を閾値と比較することによって、チャネルインパルス応答の前記推定された相関関数中のピークを検出することを含む、請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の方法。
エコーの影響が予期されないチャネルインパルス応答の前記相関関数の少なくとも一領域を選択し、
前記少なくとも一領域における前記相関関数の平均値を形成し、及び
前記平均値の倍数として前記閾値を形成する、
請求項４に記載の方法。
前記閾値が、いくつかのOFDMシンボルにわたる平均値として形成される、請求項５に記載の方法。
前記閾値が予め算出された閾値である請求項５に記載の方法。
チャネルインパルス応答の長さを推定するステップが、チャネルインパルス応答の前記推定された相関関数上において、前記推定された相関関数の値が前記閾値を上回り、
最長のエコーに対応する位置を選択することを含む、請求項４に記載の方法。
チャネルインパルス応答の前記相関関数を推定するステップが、
１つのシンボル期間において受信されたシンボルの絶対値の二乗を形成し、及び
当該二乗された絶対値に逆フーリエ変換を実行することを含む、請求項１から請求項８のいずれか一項に記載の方法。
チャネルインパルス応答の前記相関関数を推定するステップが、
複数のシンボル期間において受信されたシンボルの絶対値の二乗の平均を形成し、及び
当該平均化された二乗絶対値に逆フーリエ変換を実行することを含む、請求項１から請求項９のいずれか一項に記載の方法。
チャネルインパルス応答の長さを推定するステップが、
チャネルインパルス応答の前記推定された相関関数上の最長のエコーに対応し、前記推定された相関関数の値が前記閾値を上回る第１の位置を選択し、
チャネルインパルス応答の前記推定された相関関数上の最長のエコーに対応し、前記推定された相関関数の値が第２の閾値を上回る第２の位置を選択し、並びに
チャネルインパルス応答の長さの推定として、チャネルインパルス応答の前記推定された相関関数上の選択位置を選ぶことを含み、
前記選択位置は、第１の位置及び第２の位置のうち、より短いエコーに対応する位置である、請求項４に記載の方法。
前記閾値が、前記データのランダム性に基づいて算出され、前記第２の閾値が、前記チャネルの特性に基づいて算出される、請求項１１に記載の方法。
前記逆フーリエ変換を実行する前に、チャネル周波数応答の前記推定に窓関数を適用する、請求項１から請求項１２のいずれか一項に記載の方法。
前記窓関数が非矩形である、請求項１３に記載の方法。
前記窓関数が、三角形である請求項１４に記載の方法。
OFDM符号化信号を処理する受信機であって、前記OFDM符号化デジタル信号は複数の副搬送波周波数チャネルにおいて送信され、請求項１から請求項１５のいずれか一項に記載の方法に従って、チャネルインパルス応答の長さを推定するチャネル推定器を有する受信機。
請求項１６に記載の受信機を含む通信装置。