JP5115347B2 - Dc−dcコンバータの制御回路、dc−dcコンバータ、およびdc−dcコンバータの制御方法 - Google Patents
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Description
トランジスタMn3には電流I2が流れる。また、定電流源CC2からは定電流I1が供給される。そして定電流I1と電流I2との差分がオフセット電流Ioffsetとされる。なお、分圧回路22、23の分圧比は、入力電圧Vinの値が出力電圧Voutと等しいとき(オンデューティが100%のとき)にトランジスタMp2側に定電流I1が全て流れ、入力電圧Vinの値が出力電圧Voutの2倍と等しいとき(オンデューティが50%のとき)にトランジスタMp1側に定電流I1が全て流れるように、適宜決められる。
Ioffset=I1−I2=(Vcon/Rs2)−{m2×(Vout/Vin−0.5)×T}/Rs2 …式(1)
ここでI1は定電流、I2はトランジスタMn3(図2)を流れる電流、Vconは最大オフセット電圧、m2はスロープ補償による増加傾き、Tは動作周期である。ここで、スロープ補償による増加傾きm2は、下式(2)で表される。
m2=Vout×Rsense/2L …式(2)
ここでLはチョークコイルL1のインダクタンス値、Rsenseは電流−電圧変換部VICの有する抵抗値である。また最大オフセット電圧Vconは、オンデューティが50%以下のときのオフセット電圧Voffsetの値であり、下式(3)で表される一定値となる。
Vcon=m2×0.5×T=T×Vout×Rsense/4L …式(3)
Voffset=Ioffset×Rs2=Vcon−m2×(Vout/Vin−0.5)×T …式(4)
領域R2では、入力電圧in1が低くなってくるため、トランジスタMp2側に電流が流れる状態とされる。よって、定電流I1から電流I2が減じられた電流が、オフセット電流Ioffsetとして出力される。そしてオンデューティ100%(入力電圧Vin=出力電圧Vout)のときに、トランジスタMp2側に電流が全て流れる状態とされる。よって電流I2=定電流I1となるため、オフセット電流Ioffsetはゼロとなる。よってオフセット電流Ioffsetは、オンデューティが50%より小さいときには定電流I1とされる。またオフセット電流Ioffsetは、オンデューティが50%より大きくなることに従って、定電流I1から傾きg1でリニアに減少していく。
m1=Rsense×(Vin−Vout)/L …式(5)
式(5)より、オンデューティが大きくなるほど(すなわち出力電圧Voutが大きくなるほど)、増加傾きm1は小さくなることが分かる。これにより、オンデューティの増加の影響と、増加傾きm1の減少との影響とが相殺するため、図4(A)(B)に示すように、オンデューティが変化しても、コイル電流波形Vsenseのピーク値は一定値Vpcとなる。
CV1=m2×(Vout/Vin−0.5)×T …式(6)
式(6)より、補償値CV1は、オン期間Tonの動作周期Tの1/2からの超過時間に応じてリニアに増加することが分かる。なおスロープ補償を行う方法については、一般的な方法でよいため、ここでは詳細な説明は省略する。
VDoff=Vcon−Voffset=m2×(Vout/Vin−0.5)×T …式(7)
Ioffset2=Ipeak+Islp …式(8)
オフセット電流Ioffset2は、オフセット電流Ipeakとオフセット電流Islpとを足し合わせたものとなる。ここでオフセット電流Ipeak(図6点線)は、コイル電流Ilxのピーク値の変動の影響を緩和するためのオフセット電流である。昇圧DC−DCコンバータは、原理上、オンデューティが大きくなるとコイル電流Ilxのピーク値Ipが高くなるように変化する。このピーク値の変動の影響が、オフセット電流Ipeakにより緩和される。
Ipeak=ΔIpeak×Rsense/Rs2 …式(9)
ここでピーク差ΔIpeakは、入力電圧が入力電圧Vin1からVin2へ変化したときのピーク電流の変化分である。入力電圧Vin1のときと入力電圧Vin2のときでのピーク差ΔIpeakは、下式(10)で表される。
ΔIpeak=Ipeak1−Ipeak2 …式(10)
ここでピーク値Ipeak1は、入力電圧Vin1のときのコイル電流Ilxのピーク値であり、下式(11)で表される。
Ipeak1=Io×Vout/Vin1+Vin1×T(Vout−Vin1)/(2L×Vout) …式(11)
同様に、ピーク値Ipeak2は、入力電圧Vin2のときのコイル電流Ilxのピーク値であり、下式(12)で表される。
Ipeak2=Io×Vout/Vin2+Vin2×T(Vout−Vin2)/(2L×Vout) …式(12)
Islp=(T×Vout×Rsense/4L)/Rs2−m2×{0.5−(Vin/Vout))×T/Rs2 …式(13)
ΔVpeak=|Vpeak2−Vpeak1| …式(14)
VDoff2=Ioffset22×Rs2−Ioffset21×Rs2=Voffset22−Voffset21=Vpeak2−Vpeak1…式(15)
Ioffset3=Ipeak+Islp2 …式(16)
オフセット電流Ioffset3は、オフセット電流Ipeak(図9点線)とオフセット電流Islp2(図9点線)とを足し合わせたものとなる。
Ipeak1=Io×(Vout+Vin1)/Vin1+Vin1×Vout×T/{2L×(Vin1+Vout)} …式(17)
同様に、入力電圧Vin2のときのコイル電流Ilxのピーク値Ipeak2は、下式(18)で表される。
Ipeak2=Io×(Vout+Vin2)/Vin2+Vin2×Vout×T/{2L×(Vin2+Vout)} …式(18)
Islp2=(T×Vout×Rsense/4L)/Rs2−m2×{Vout/(Vin+Vout)−0.5)×T/Rs2 …式(19)
なお、その他の数式は第2実施形態に係る昇圧DC−DCコンバータ1aと同様であるため、ここでは詳細な説明は省略する。
以下に本発明の諸態様を付記としてまとめる。
(付記1)
DC−DCコンバータの制御回路であって、
コイルを介して出力される出力電圧と基準電圧とに応じた誤差出力を出力する誤差増幅器と、
前記誤差出力と前記コイルに流れるコイル電流とを比較して、前記コイル電流の電流経路に含まれるメインスイッチング素子の動作周期中のオン期間を決める第1制御回路と、
前記オン期間が所定期間を超える範囲において、前記コイル電流の増加傾きにスロープ補償による増加傾きを加えるスロープ補償回路と、
前記オン期間の前記所定期間からの超過時間に応じて小さくなるオフセットを前記コイル電流に付与するオフセット回路と
を備えることを特徴とするDC−DCコンバータの制御回路。
(付記2)
前記DC−DCコンバータは降圧DC−DCコンバータであり、
前記オフセット回路は、前記オン期間が前記所定期間を超えない範囲では、前記オフセットを、
(前記スロープ補償による増加傾き)×(前記動作周期/2)
の一定値にすることを特徴とする付記1に記載のDC−DCコンバータの制御回路。
(付記3)
前記DC−DCコンバータは降圧DC−DCコンバータであり、
前記オフセット回路は、前記オン期間が所定期間を超える範囲では、前記スロープ補償による増加傾きと絶対値が等しくされる第1の減少傾きで、前記オフセットを減少させることを特徴とする付記1に記載のDC−DCコンバータの制御回路。
(付記4)
前記DC−DCコンバータは昇圧DC−DCコンバータまたは昇降圧DC−DCコンバータであり、
前記オフセット回路は、前記オン期間が前記所定期間を超えない範囲では、前記オン期間の増加に対して第2の減少傾きで前記オフセットを減少させることを特徴とする付記1に記載のDC−DCコンバータの制御回路。
(付記5)
前記DC−DCコンバータは昇圧DC−DCコンバータまたは昇降圧DC−DCコンバータであり、
前記オフセット回路は、前記オン期間が所定期間を超える範囲では、前記第2の減少傾きに、前記スロープ補償による増加傾きと絶対値が等しくされる第1の減少傾きを加えた傾きを有して、前記オフセットを減少させることを特徴とする付記4に記載のDC−DCコンバータの制御回路。
(付記6)
前記誤差出力と予め定められたしきい値とが入力され、前記誤差出力が前記しきい値よりも小さい場合に、前記メインスイッチング素子の動作を停止する第2制御回路
をさらに備えることを特徴とする付記1に記載のDC−DCコンバータの制御回路。
(付記7)
DC−DCコンバータであって、
コイルを介して出力される出力電圧と基準電圧とに応じた誤差出力を出力する誤差増幅器と、
前記誤差出力と前記コイルに流れるコイル電流とを比較して、前記コイル電流の電流経路に含まれるメインスイッチング素子の動作周期中のオン期間を決める第1制御回路と、
前記オン期間が所定期間を超える範囲において、前記コイル電流波形の増加傾きにスロープ補償による増加傾きを加えるスロープ補償回路と、
前記オン期間の前記所定期間からの超過時間に応じて小さくなるオフセットを前記コイル電流波形に付与するオフセット回路と
を備えることを特徴とするDC−DCコンバータ。
(付記8)
前記誤差出力と予め定められたしきい値とが入力され、前記誤差出力が前記しきい値よりも小さい場合に、前記メインスイッチング素子の動作を停止する第2制御回路
をさらに備えることを特徴とする付記7に記載のDC−DCコンバータ。
(付記9)
DC−DCコンバータの制御方法であって、
コイルを介して出力される出力電圧と基準電圧とに応じた誤差出力を出力し、前記誤差出力と前記コイルに流れるコイル電流とを比較して、前記コイル電流の電流経路に含まれるメインスイッチング素子の動作周期中のオン期間を決定し、
前記オン期間が所定期間を超える範囲において、前記コイル電流波形の増加傾きにスロープ補償による増加傾きを加え、
前記オン期間の前記所定期間からの超過時間に応じて小さくなるオフセットを前記コイル電流波形に付与することを特徴とするDC−DCコンバータの制御方法。
(付記10)
前記誤差出力と予め定められたしきい値とが入力され、前記誤差出力が前記しきい値よりも小さい場合に、前記メインスイッチング素子の動作を停止する動作
をさらに行うことを特徴とする付記9に記載のDC−DCコンバータの制御方法。
(付記11)
前記所定期間は、前記動作周期の40%以上の値であることを特徴とする付記1に記載のDC−DCコンバータの制御回路。
Ilx コイル電流
SW1ないしSW4 スイッチ
T 動作周期
Ton オン期間
1 降圧DC−DCコンバータ
1a 昇圧DC−DCコンバータ
1b 昇降圧DC−DCコンバータ
Vsense コイル電流波形
m2 増加傾き
Voffset オフセット電圧
Ioffset オフセット電流
I1 定電流
SC スロープ補償回路
IF1 オフセット回路
g1ないしg4 傾き
Claims (10)
- DC−DCコンバータの制御回路であって、
コイルを介して出力される出力電圧と基準電圧とに応じた誤差出力を出力する誤差増幅器と、
前記誤差出力と前記コイルに流れるコイル電流とを比較して、前記コイル電流の電流経路に含まれるメインスイッチング素子の動作周期中のオン期間を決める第1制御回路と、
前記オン期間が所定期間を超える範囲において、前記コイル電流の増加傾きにスロープ補償による増加傾きを加えるスロープ補償回路と、
前記オン期間の前記所定期間からの超過時間に応じて小さくなるオフセットを前記コイル電流に付与するオフセット回路と
を備えることを特徴とするDC−DCコンバータの制御回路。 - 前記DC−DCコンバータは降圧DC−DCコンバータであり、
前記オフセット回路は、前記オン期間が前記所定期間を超えない範囲では、前記オフセットを、
(前記スロープ補償による増加傾き)×(前記動作周期/2)
の一定値にすることを特徴とする請求項1に記載のDC−DCコンバータの制御回路。 - 前記DC−DCコンバータは降圧DC−DCコンバータであり、
前記オフセット回路は、前記オン期間が所定期間を超える範囲では、前記スロープ補償による増加傾きと絶対値が等しくされる第1の減少傾きで、前記オフセットを減少させることを特徴とする請求項1に記載のDC−DCコンバータの制御回路。 - 前記DC−DCコンバータは昇圧DC−DCコンバータまたは昇降圧DC−DCコンバータであり、
前記オフセット回路は、前記オン期間が前記所定期間を超えない範囲では、前記オン期間の増加に対して第2の減少傾きで前記オフセットを減少させることを特徴とする請求項1に記載のDC−DCコンバータの制御回路。 - 前記DC−DCコンバータは昇圧DC−DCコンバータまたは昇降圧DC−DCコンバータであり、
前記オフセット回路は、前記オン期間が所定期間を超える範囲では、前記第2の減少傾きに、前記スロープ補償による増加傾きと絶対値が等しくされる第1の減少傾きを加えた傾きを有して、前記オフセットを減少させることを特徴とする請求項4に記載のDC−DCコンバータの制御回路。 - 前記誤差出力と予め定められたしきい値とが入力され、前記誤差出力が前記しきい値よりも小さい場合に、前記メインスイッチング素子の動作を停止する第2制御回路
をさらに備えることを特徴とする請求項1に記載のDC−DCコンバータの制御回路。 - DC−DCコンバータであって、
コイルを介して出力される出力電圧と基準電圧とに応じた誤差出力を出力する誤差増幅器と、
前記誤差出力と前記コイルに流れるコイル電流とを比較して、前記コイル電流の電流経路に含まれるメインスイッチング素子の動作周期中のオン期間を決める第1制御回路と、
前記オン期間が所定期間を超える範囲において、前記コイル電流波形の増加傾きにスロープ補償による増加傾きを加えるスロープ補償回路と、
前記オン期間の前記所定期間からの超過時間に応じて小さくなるオフセットを前記コイル電流波形に付与するオフセット回路と
を備えることを特徴とするDC−DCコンバータ。 - 前記誤差出力と予め定められたしきい値とが入力され、前記誤差出力が前記しきい値よりも小さい場合に、前記メインスイッチング素子の動作を停止する第2制御回路
をさらに備えることを特徴とする請求項7に記載のDC−DCコンバータ。 - DC−DCコンバータの制御方法であって、
コイルを介して出力される出力電圧と基準電圧とに応じた誤差出力を出力し、
前記誤差出力と前記コイルに流れるコイル電流とを比較して、前記コイル電流の電流経路に含まれるメインスイッチング素子の動作周期中のオン期間を決定し、
前記オン期間が所定期間を超える範囲において、前記コイル電流波形の増加傾きにスロープ補償による増加傾きを加え、
前記オン期間の前記所定期間からの超過時間に応じて小さくなるオフセットを前記コイル電流波形に付与することを特徴とするDC−DCコンバータの制御方法。 - 前記誤差出力と予め定められたしきい値とが入力され、前記誤差出力が前記しきい値よりも小さい場合に、前記メインスイッチング素子の動作を停止する動作
をさらに行うことを特徴とする請求項9に記載のDC−DCコンバータの制御方法。
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