JP5115347B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、ｄｃ−ｄｃコンバータ、およびｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路、ＤＣ−ＤＣコンバータ、およびＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法に関し、特に、出力電圧を安定化することが可能なＤＣ−ＤＣコンバータ等に関するものである。

従来方式の電流モード降圧ＤＣ−ＤＣコンバータでは、コイル電流を電流検出し電圧に変換したコイル電流波形と、誤差増幅器の出力信号とを比較することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作周期内に対するメインスイッチング素子のオン期間の割合であるオンデューティを決めている。このような制御の場合、オンデューティ５０％以上となる入出力関係では、低調波発振を防止するためのスロープ補償をコイル電流波形に対して行うことが一般的である。

尚、上記の関連技術として特許文献１が開示されている。
特開2004-173353号公報

オンデューティ５０％以上となる入出力関係で入力電圧が変化した場合には、スロープ補償によりコイル電流波形が変調されるため、誤差増幅器の出力信号の値が変化する。そして誤差増幅器の出力信号が変化すると、ＤＣ−ＤＣコンバータは誤差増幅器の出力信号を基準として出力電圧を制御するため、出力電圧が不安定になるため問題である。

本発明は前記背景技術の課題を解消するためになされたものであり、出力電圧を安定化することが可能なＤＣ−ＤＣコンバータ等を提供することを提案する。

前記目的を達成するために、開示のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路では、コイルを介して出力される出力電圧と基準電圧とに応じた誤差出力を出力する誤差増幅器と、誤差出力とコイルに流れるコイル電流とを比較して、コイル電流の電流経路に含まれるメインスイッチング素子の動作周期中のオン期間を決める第１制御回路と、オン期間が所定期間を超える範囲において、コイル電流の増加傾きにスロープ補償による増加傾きを加えるスロープ補償回路と、オン期間の所定期間からの超過時間に応じて小さくなるオフセットをコイル電流に付与するオフセット回路とを備えることを特徴とする。

また開示のＤＣ−ＤＣコンバータでは、コイルを介して出力される出力電圧と基準電圧とに応じた誤差出力を出力する誤差増幅器と、誤差出力とコイルに流れるコイル電流とを比較して、コイル電流の電流経路に含まれるメインスイッチング素子の動作周期中のオン期間を決める第１制御回路と、オン期間が所定期間を超える範囲において、コイル電流波形の増加傾きにスロープ補償による増加傾きを加えるスロープ補償回路と、オン期間の所定期間からの超過時間に応じて小さくなるオフセットをコイル電流波形に付与するオフセット回路とを備えることを特徴とする。

また開示のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法では、コイルを介して出力される出力電圧と基準電圧とに応じた誤差出力を出力し、誤差出力とコイルに流れるコイル電流とを比較して、コイル電流の電流経路に含まれるメインスイッチング素子の動作周期中のオン期間を決定し、オン期間が所定期間を超える範囲において、コイル電流波形の増加傾きにスロープ補償による増加傾きを加え、オン期間の所定期間からの超過時間に応じて小さくなるオフセットをコイル電流波形に付与することを特徴とする。

入力電圧の変化により、オン期間が所定期間を超えると、スロープ補償回路によりコイル電流波形の増加傾きにスロープ補償による増加傾きが加えられる。すると、オン期間が所定期間を超える範囲では、スロープ補償による増加傾きが加えられた分、誤差増幅器の誤差出力が収束するレベルが大きくなる。このスロープ補償によるコイル電流波形の増加量は、オン期間の所定期間からの超過時間が大きくなることに応じて、大きくなる。すると、電流波形の増加量が大きくなる事に応じて、誤差増幅器の誤差出力が収束するレベルも大きくなる。すなわち、オン期間が所定期間を超える場合においては、オン期間の所定期間からの超過時間に応じて、誤差増幅器の誤差出力の値が大きくなるように変化する。すると、ＤＣ−ＤＣコンバータは誤差出力を基準として出力電圧を制御しているため、誤差出力のレベルが変化すると、出力電圧が不安定になる。

しかし、本制御回路等の一観点によれば、コイル電流波形にオフセットが付与される。そしてオフセットの値は、オン期間の所定期間からの超過時間が大きくなることに応じて小さくされる。これにより、オン期間が所定期間を超える範囲においては、スロープ補償によるコイル電流の電流増加の影響が、オフセットの減少により相殺される。よって、コイル電流の電流増加量が大きくなる事に応じて、コイル電流波形のピーク値が大きくなることが低減されるため、誤差増幅器の誤差出力の値の変化が小さくされる。これにより、誤差出力の値の変動を抑えることができるため、出力電圧を安定化することが可能となる。

開示のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路、ＤＣ−ＤＣコンバータ、およびＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法によれば、出力電圧を安定化することが可能なＤＣ−ＤＣコンバータ等を提供することが可能となる。

第１実施形態に係る電流モードの降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路図を、図１に示す。降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、チョークコイルＬ１、スイッチＳＷ１およびＳＷ２、出力コンデンサＣ１、センス抵抗Ｒｓ１および制御回路１１を備える。スイッチＳＷ１の一端には、センス抵抗Ｒｓ１を介して入力端子Ｔｉｎが接続される。センス抵抗Ｒｓ１の両端は、制御回路１１の端子ＴＳ１およびＴＳ２に接続される。入力端子Ｔｉｎには、入力電圧Ｖｉｎが入力される。スイッチＳＷ１の他端は、チョークコイルＬ１の端子Ｔｘ、およびスイッチＳＷ２の一端に接続される。スイッチＳＷ２の他端は、基準電位に接続される。スイッチＳＷ１、ＳＷ２のコントロール端子は、制御回路１１の出力端子ＤＨ１、ＤＬ１に各々接続されている。

チョークコイルＬ１の端子Ｔｙは、出力端子Ｔｏｕｔに接続される。出力端子Ｔｏｕｔからは、入力電圧Ｖｉｎを降圧して得られた出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。出力端子Ｔｏｕｔには、チョークコイルＬ１を介して供給される電力を蓄積しておくために、基準電位との間に出力コンデンサＣ１が接続されている。また出力端子Ｔｏｕｔは、制御回路１１の入力端子ＦＢに接続されると共に、負荷５が接続される。負荷５には出力電流Ｉｏが供給される。

制御回路１１の構成を説明する。制御回路１１は、電流−電圧変換部ＶＩＣ、オフセット回路ＩＦ１、スロープ補償回路ＳＣ、誤差増幅器ＥＲＡ、ゲート制御回路ＧＣ、発振器ＯＳＣ、コンパレータＣＯＭＰおよびＰＣＯＭＰ、フリップフロップＦＦ２、抵抗素子Ｒ１およびＲ２、ドライバＤＲ１およびＤＲ２を備える。

電流−電圧変換部ＶＩＣは、電流センス部ＩＳ、抵抗素子Ｒｓ２、スイッチＳＷｓを備える。センス抵抗Ｒｓ１の両端は、制御回路１１の端子ＴＳ１およびＴＳ２を介して、電流センス部ＩＳに接続される。電流センス部ＩＳの出力端子は、スイッチＳＷｓを介してノードＮＤ３へ接続される。電流センス部ＩＳからは、コイル電流Ｉｌｘを所定の減少比率で減少させたセンス電流Ｉｓｅｎｓｅが出力される。またノードＮＤ３は、抵抗素子Ｒｓ２を介して基準電位に接続される。ノードＮＤ３からは、コイル電流波形Ｖｓｅｎｓｅが出力され、スロープ補償回路ＳＣに入力される。

ここで電流−電圧変換部ＶＩＣの有する抵抗値を抵抗Ｒｓｅｎｓｅと定義する。抵抗Ｒｓｅｎｓｅはコイル電流Ｉｌｘをコイル電流波形Ｖｓｅｎｓｅに変換する抵抗であり、抵抗素子Ｒｓ２の抵抗値を電流センス部ＩＳでの減少比率で減少させた抵抗値を有する。例えば、抵抗素子Ｒｓ２の抵抗値が１（ｋΩ）、減少比率が１／１０００の場合には、抵抗Ｒｓｅｎｓｅは１（Ω）となる。

入力端子ＦＢは、抵抗素子Ｒ２を介して基準電位に接続されている抵抗素子Ｒ１の一端子に接続されている。誤差増幅器ＥＲＡの反転入力端子には、抵抗素子Ｒ１とＲ２との接続点が接続される。また誤差増幅器ＥＲＡの非反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆが印加される。誤差増幅器ＥＲＡからは出力信号ｅｒｒ＿ｏｕｔが出力される。また誤差増幅器ＥＲＡの出力端子と反転入力端子との間には、発振防止用のコンデンサＣ２が備えられる。コンパレータＣＯＭＰの非反転入力端子には、スロープ補償回路ＳＣから出力される電流波形ｓｌｐ＿ｏｕｔが入力される。またコンパレータＣＯＭＰの反転入力端子には、出力信号ｅｒｒ＿ｏｕｔが入力される。発振器ＯＳＣからは、クロック信号ＣＬＫが出力される。フリップフロップＦＦ２のＲ端子にはコンパレータＣＯＭＰの出力端子が接続され、Ｓ端子には発振器ＯＳＣの出力端子が接続される。コンパレータＰＣＯＭＰの非反転入力端子にはしきい値電圧Ｖｔｈが入力され、反転入力端子には出力信号ｅｒｒ＿ｏｕｔが入力され、出力端子からは信号ＳＳ１が出力される。ゲート制御回路ＧＣの入力端子には、フリップフロップＦＦ２の出力端子およびコンパレータＰＣＯＭＰの出力端子が接続される。

ゲート制御回路ＧＣの出力端子Ｑ１は、ドライバＤＲ１を介して出力端子ＤＨ１に接続されると共に、スイッチＳＷｓのコントロール端子に接続される。また出力端子＊Ｑ１は、ドライバＤＲ２を介して出力端子ＤＬ１に接続される。出力端子Ｑ１、＊Ｑ１からは、それぞれ、制御信号ＶＱ１、＊ＶＱ１が出力される。そしてゲート制御回路ＧＣは、信号ＳＳ１がハイレベルの期間では、制御信号ＶＱ１をマスクする動作を行う。

図２に、オフセット回路ＩＦ１の回路図を示す。オフセット回路ＩＦ１は、差動増幅回路２１、分圧回路２２および２３、減算部２４を備える。分圧回路２２は、出力電圧Ｖｏｕｔと基準電位との間に直列接続された抵抗素子Ｒｏ１およびＲｏ２を備える。また、分圧回路２３は、入力電圧Ｖｉｎと基準電位との間に直列接続された抵抗素子Ｒｉ１およびＲｉ２を備える。差動増幅回路２１のトランジスタＭｐ１およびＭｐ２のソース端子は、定電流源ＣＣ１の出力端子に共通接続される。定電流源ＣＣ１からは定電流Ｉ１が供給される。トランジスタＭｐ１のゲート端子には、分圧回路２２から入力電圧ｉｎ１が入力される。同様に、トランジスタＭｐ２のゲート端子には、分圧回路２３から入力電圧ｉｎ２が入力される。

トランジスタＭｎ１のソース端子は基準電位に接続され、ドレイン端子はトランジスタＭｐ１のドレイン端子およびトランジスタＭｎ１のゲート端子に接続される。また、トランジスタＭｎ２のソース端子は基準電位に接続される。トランジスタＭｎ２のドレイン端子は、トランジスタＭｐ２のドレイン端子およびトランジスタＭｎ１、Ｍｎ３のゲート端子に接続される。減算部２４のトランジスタＭｎ３のソース端子は基準電位に接続され、ドレイン端子は定電流源ＣＣ２の出力端子に接続される。
トランジスタＭｎ３には電流Ｉ２が流れる。また、定電流源ＣＣ２からは定電流Ｉ１が供給される。そして定電流Ｉ１と電流Ｉ２との差分がオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔとされる。なお、分圧回路２２、２３の分圧比は、入力電圧Ｖｉｎの値が出力電圧Ｖｏｕｔと等しいとき（オンデューティが１００％のとき）にトランジスタＭｐ２側に定電流Ｉ１が全て流れ、入力電圧Ｖｉｎの値が出力電圧Ｖｏｕｔの２倍と等しいとき（オンデューティが５０％のとき）にトランジスタＭｐ１側に定電流Ｉ１が全て流れるように、適宜決められる。

降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作を説明する。誤差増幅器ＥＲＡからは出力信号ｅｒｒ＿ｏｕｔが出力される。コンパレータＣＯＭＰでは、出力信号ｅｒｒ＿ｏｕｔと電流波形ｓｌｐ＿ｏｕｔとの比較結果に基づいて、出力信号Ｖｃを出力する。フリップフロップＦＦ２からは、制御信号ＶＱ１が出力され、ゲート制御回路ＧＣに入力される。

コンパレータＰＣＯＭＰは、重負荷状態では、出力信号ｅｒｒ＿ｏｕｔがしきい値電圧Ｖｔｈよりも大きくなるため、ローレベルの信号ＳＳ１を出力する。またコンパレータＰＣＯＭＰは、軽負荷状態では、出力信号ｅｒｒ＿ｏｕｔがしきい値電圧Ｖｔｈよりも小さくなるため、ハイレベルの信号ＳＳ１を出力する。ゲート制御回路ＧＣは、信号ＳＳ１がローレベルの期間においては、互いに相補な制御信号ＶＱ１および＊ＶＱ１を出力することで、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１は動作状態とされる。また信号ＳＳ１がハイレベルの期間においては、制御信号ＶＱ１をマスクする動作を行うことで、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１は停止状態とされる。

次に、オフセット回路ＩＦ１の動作を説明する。オフセット回路ＩＦ１は、オンデューティに応じたオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔを出力する回路である。図３は、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータにおける、入力電圧Ｖｉｎとオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔとの相関を示すグラフである。Ｖｉｎ＞２Ｖｏｕｔの範囲（図３、領域Ｒ１）は、オンデューティが５０％より小さい範囲である。またＶｏｕｔ＜Ｖｉｎ＜２Ｖｏｕｔの範囲（図３、領域Ｒ２）は、オンデューティが５０％より大きい範囲である。そしてＶｉｎ＝Ｖｏｕｔのときに、オンデューティは１００％となる。領域Ｒ１では、オフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔの値は定電流Ｉ１となる。また領域Ｒ２でのオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔの値は、Ｖｉｎ＝２Ｖｏｕｔのときは定電流Ｉ１となり、Ｖｉｎ＝Ｖｏｕｔのときは０（Ａ）となり、その間は線形に変化する。

ここで、オフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔは、下式（１）で表される。
Ｉｏｆｆｓｅｔ＝Ｉ１−Ｉ２＝（Ｖｃｏｎ／Ｒｓ２）−｛ｍ２×（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ−０．５）×Ｔ｝／Ｒｓ２ …式（１）
ここでＩ１は定電流、Ｉ２はトランジスタＭｎ３（図２）を流れる電流、Ｖｃｏｎは最大オフセット電圧、ｍ２はスロープ補償による増加傾き、Ｔは動作周期である。ここで、スロープ補償による増加傾きｍ２は、下式（２）で表される。
ｍ２＝Ｖｏｕｔ×Ｒｓｅｎｓｅ／２Ｌ …式（２）
ここでＬはチョークコイルＬ１のインダクタンス値、Ｒｓｅｎｓｅは電流−電圧変換部ＶＩＣの有する抵抗値である。また最大オフセット電圧Ｖｃｏｎは、オンデューティが５０％以下のときのオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔの値であり、下式（３）で表される一定値となる。
Ｖｃｏｎ＝ｍ２×０．５×Ｔ＝Ｔ×Ｖｏｕｔ×Ｒｓｅｎｓｅ／４Ｌ …式（３）

そしてオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、オフセット回路ＩＦ１から出力されるオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔが、抵抗素子Ｒｓ２によって電圧に変換されることで得られる。よって、下式（４）で表される。
Ｖｏｆｆｓｅｔ＝Ｉｏｆｆｓｅｔ×Ｒｓ２＝Ｖｃｏｎ−ｍ２×（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ−０．５）×Ｔ …式（４）

式（１）を実現するための、オフセット回路ＩＦ１の動作を、図２および図３を用いて説明する。オンデューティが５０％より小さいのときは、図３の領域Ｒ１の範囲である。領域Ｒ１では、入力電圧ｉｎ２が入力電圧ｉｎ１よりも十分高くされることで、トランジスタＭｐ２側には電流が流れない状態とされる。よって電流Ｉ２＝０となるため、定電流Ｉ１がそのままオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔとして出力される。これにより、オンデューティが５０％より小さいときのオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、一定値の最大オフセット電圧Ｖｃｏｎ（＝Ｉ１×Ｒｓ２）とされる。

一方、オンデューティが５０より大きいときは、図３の領域Ｒ２の範囲である。
領域Ｒ２では、入力電圧ｉｎ１が低くなってくるため、トランジスタＭｐ２側に電流が流れる状態とされる。よって、定電流Ｉ１から電流Ｉ２が減じられた電流が、オフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔとして出力される。そしてオンデューティ１００％（入力電圧Ｖｉｎ＝出力電圧Ｖｏｕｔ）のときに、トランジスタＭｐ２側に電流が全て流れる状態とされる。よって電流Ｉ２＝定電流Ｉ１となるため、オフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔはゼロとなる。よってオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔは、オンデューティが５０％より小さいときには定電流Ｉ１とされる。またオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔは、オンデューティが５０％より大きくなることに従って、定電流Ｉ１から傾きｇ１でリニアに減少していく。

次に、電流波形ｓｌｐ＿ｏｕｔの求め方を、図４（Ａ）オンデューティ５０％以下のときの波形図、図４（Ｂ）オンデューティ５０％以上のときの波形図を用いて説明する。電流波形ｓｌｐ＿ｏｕｔは、コイル電流波形Ｖｓｅｎｓｅに、スロープ補償回路ＳＣによるスロープ補償による電圧増加分と、オフセット回路ＩＦ１によるオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとを付与することで得られる。

まず、コイル電流波形Ｖｓｅｎｓｅの求め方を説明する。制御信号ＶＱ１がハイレベルのオン期間Ｔｏｎにおいて、スイッチＳＷ１がオン状態とされる。スイッチＳＷ１がオン状態のときのコイル電流Ｉｌｘが、電流センス部ＩＳで検出され、所定の減少比率（例えば１／１０００）で低減されたセンス電流Ｉｓｅｎｓｅが出力される。センス電流Ｉｓｅｎｓｅが抵抗素子Ｒｓ２で電圧に変換されることで、コイル電流波形Ｖｓｅｎｓｅが得られる。

電流モードのＤＣ−ＤＣコンバータでは、オン期間Ｔｏｎでのコイル電流Ｉｌｘの増加傾きＩｍ１は、Ｉｍ１＝（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）／Ｌで表される。よってコイル電流波形Ｖｓｅｎｓｅの増加傾きｍ１は下式（５）で表される。
ｍ１＝Ｒｓｅｎｓｅ×（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）／Ｌ …式（５）
式（５）より、オンデューティが大きくなるほど（すなわち出力電圧Ｖｏｕｔが大きくなるほど）、増加傾きｍ１は小さくなることが分かる。これにより、オンデューティの増加の影響と、増加傾きｍ１の減少との影響とが相殺するため、図４（Ａ）（Ｂ）に示すように、オンデューティが変化しても、コイル電流波形Ｖｓｅｎｓｅのピーク値は一定値Ｖｐｃとなる。

次に、スロープ補償回路ＳＣの動作を説明する。オンデューティ５０％以下のとき（図４（Ａ））では、スロープ補償回路ＳＣではスロープ補償が行われない。これは、オンデューティ５０％以下では低調波発振が発生しないためである。

一方、オンデューティが５０％以上のとき（図４（Ｂ））では、低調波発振を防止するため、スロープ補償回路ＳＣによって、スロープ補償が行われる。具体的には、図４（Ｂ）に示すように、オン期間Ｔｏｎが動作周期Ｔの１／２を超える範囲において、コイル電流波形Ｖｓｅｎｓｅの増加傾きｍ１に、増加傾きｍ２（式（２））を加えることで、増加傾きｍ３となる。よって、スロープ補償がない場合の電流波形ｓｌｐ＿ｏｕｔのピーク値Ｐ１に比して、スロープ補償がある場合の電流波形ｓｌｐ＿ｏｕｔのピーク値Ｐ２は、補償値ＣＶ１の分だけ大きくなる。ここで補償値ＣＶ１は下式（６）により求められる。
ＣＶ１＝ｍ２×（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ−０．５）×Ｔ …式（６）
式（６）より、補償値ＣＶ１は、オン期間Ｔｏｎの動作周期Ｔの１／２からの超過時間に応じてリニアに増加することが分かる。なおスロープ補償を行う方法については、一般的な方法でよいため、ここでは詳細な説明は省略する。

また、オフセット回路ＩＦ１の動作を説明する。オンデューティが５０％以下のときは、図３の領域Ｒ１の範囲となり、オフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔは定電流Ｉ１とされる。よって図４（Ａ）に示すように、電流波形ｓｌｐ＿ｏｕｔには、一定値の最大オフセット電圧Ｖｃｏｎが付与される。

一方、オンデューティが５０％以上のときは、図３の領域Ｒ２の範囲となる。よって図４（Ｂ）に示すように、電流波形ｓｌｐ＿ｏｕｔには、「オン期間Ｔｏｎの動作周期Ｔの１／２からの超過時間に応じた減少量ＶＤｏｆｆ」を、「最大オフセット電圧Ｖｃｏｎ」から減じて得られたオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが付与される。そして、減少量ＶＤｏｆｆは、式（４）を用いて、下式（７）のように表される。
ＶＤｏｆｆ＝Ｖｃｏｎ−Ｖｏｆｆｓｅｔ＝ｍ２×（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ−０．５）×Ｔ …式（７）

以上より、オンデューティが５０％以下のときは、コイル電流波形Ｖｓｅｎｓｅに一定値の最大オフセット電圧Ｖｃｏｎが付加される。また、オンデューティが５０％以上のときは、スロープ補償回路ＳＣによりコイル電流波形Ｖｓｅｎｓｅのピーク値が補償値ＣＶ１（式（６））分増加されることに応じて、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが減少量ＶＤｏｆｆ（式（７））分減少されるようにオフセット回路ＩＦ１により制御が行われる。そして式（６）および式（７）より、補償値ＣＶ１と減少量ＶＤｏｆｆとが等しいことから、オンデューティが５０％を超える場合には、補償値ＣＶ１の影響が減少量ＶＤｏｆｆにより相殺される事が分かる。これにより、出力信号ｅｒｒ＿ｏｕｔの収束ポイントは、オンデューティの値に関わらず、一定値ＥＲ１に維持される。

第１実施形態に係る降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１の効果を説明する。オフセット回路ＩＦ１によるオフセットをかけない場合には、オンデューティ５０％以上の入出力関係においてはスロープ補償により電流波形ｓｌｐ＿ｏｕｔのピーク値が変調されるため、出力信号ｅｒｒ＿ｏｕｔが収束するレベルが変わる。このため、オンデューティが５０％をまたぐように変化する際には、出力信号ｅｒｒ＿ｏｕｔのレベルの変化に応じて出力電圧Ｖｏｕｔにゆらぎが発生する問題がある。また、出力信号ｅｒｒ＿ｏｕｔのレベルが変化することにより、コンパレータＰＣＯＭＰが降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１を動作状態と停止状態とに切り換えるしきい値となる負荷レベルも変化してしまう問題がある。

しかし、第１実施形態に係る降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１の一観点によれば、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔの値を、スロープ補償によるコイル電流波形の電流変化を補正するように制御することで、出力信号ｅｒｒ＿ｏｕｔのレベルをオンデューティに関わらず一定値ＥＲ１に維持することができる。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔにゆらぎが発生する事態や、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１を動作状態と停止状態とに切り換えるしきい値となる負荷レベルが変化する事態を防止することができる。

第２実施形態に係る昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａの回路図を、図５に示す。チョークコイルＬ１の端子Ｔｘには、センス抵抗Ｒｓ１を介して入力電圧Ｖｉｎが入力される。スイッチＳＷ１の一端は基準電位に接続され、他端はチョークコイルＬ１の端子Ｔｙに接続される。また、スイッチＳＷ２の一端はチョークコイルＬ１の端子Ｔｙに接続され、他端は出力端子Ｔｏｕｔに接続される。なお、その他の構成は第１実施形態に係る降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１と同様であるため、ここでは詳細な説明は省略する。

動作を説明する。まずオフセット回路ＩＦ１の動作を説明する。図６は、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータにおける、入力電圧Ｖｉｎとオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔ２との相関を示すグラフである。Ｖｉｎ＞Ｖｏｕｔ／２（図６、領域Ｒ１ａ）のときにオンデューティは５０％より小さくなり、Ｖｉｎ＜Ｖｏｕｔ／２（図６、領域Ｒ２ａ）のときにオンデューティは５０％より大きくなる。そしてＶｉｎ＝０（Ｖ）のときに、オンデューティは１００％となる。

ここで、オフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔ２は、下式（８）で表される。
Ｉｏｆｆｓｅｔ２＝Ｉｐｅａｋ＋Ｉｓｌｐ …式（８）
オフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔ２は、オフセット電流Ｉｐｅａｋとオフセット電流Ｉｓｌｐとを足し合わせたものとなる。ここでオフセット電流Ｉｐｅａｋ（図６点線）は、コイル電流Ｉｌｘのピーク値の変動の影響を緩和するためのオフセット電流である。昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータは、原理上、オンデューティが大きくなるとコイル電流Ｉｌｘのピーク値Ｉｐが高くなるように変化する。このピーク値の変動の影響が、オフセット電流Ｉｐｅａｋにより緩和される。

また、オフセット電流Ｉｓｌｐ（図６点線）は、スロープ補償によるコイル電流波形Ｖｓｅｎｓｅの変動の影響を緩和するためのオフセット電流である。オンデューティが５０％より大きいときにスロープ補償が行われることは、第１実施形態で説明した降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１と同様である。オフセット電流Ｉｓｌｐは、オンデューティが５０％より小さい範囲では一定値となり、５０％より大きい範囲では５０％を超えたオンデューティの量に応じてリニアに減少する。

ここでオフセット電流Ｉｐｅａｋは、下式（９）で表される。
Ｉｐｅａｋ＝ΔＩｐｅａｋ×Ｒｓｅｎｓｅ／Ｒｓ２ …式（９）
ここでピーク差ΔＩｐｅａｋは、入力電圧が入力電圧Ｖｉｎ１からＶｉｎ２へ変化したときのピーク電流の変化分である。入力電圧Ｖｉｎ１のときと入力電圧Ｖｉｎ２のときでのピーク差ΔＩｐｅａｋは、下式（１０）で表される。
ΔＩｐｅａｋ＝Ｉｐｅａｋ１−Ｉｐｅａｋ２ …式（１０）
ここでピーク値Ｉｐｅａｋ１は、入力電圧Ｖｉｎ１のときのコイル電流Ｉｌｘのピーク値であり、下式（１１）で表される。
Ｉｐｅａｋ１＝Ｉｏ×Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ１＋Ｖｉｎ１×Ｔ（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ１）／（２Ｌ×Ｖｏｕｔ） …式（１１）
同様に、ピーク値Ｉｐｅａｋ２は、入力電圧Ｖｉｎ２のときのコイル電流Ｉｌｘのピーク値であり、下式（１２）で表される。
Ｉｐｅａｋ２＝Ｉｏ×Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ２＋Ｖｉｎ２×Ｔ（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ２）／（２Ｌ×Ｖｏｕｔ） …式（１２）

また、オフセット電流Ｉｓｌｐは、下式（１３）で表される。
Ｉｓｌｐ＝（Ｔ×Ｖｏｕｔ×Ｒｓｅｎｓｅ／４Ｌ）／Ｒｓ２−ｍ２×｛０．５−（Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔ））×Ｔ／Ｒｓ２ …式（１３）

なお、式（８）を実現するためのオフセット回路ＩＦ１の具体的な回路については、第１実施形態と同様であるため、ここでは詳細な説明は省略する。

図５に示す昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａの動作を説明する。まず、オンデューティが５０％より小さいとき（図６、領域Ｒ１ａ）の動作を説明する。例として、図７（Ａ）のオンデューティが２５％のときの波形図と、図７（Ｂ）のオンデューティが５０％のときの波形図とを用いて説明する。この領域では、スロープ補償は行われないため、オフセット電流Ｉｓｌｐは定電流Ｉ１とされる。またこの領域では、オンデューティが大きくなることに従ってコイル電流波形Ｖｓｅｎｓｅのピーク値が高くなるため、オフセット電流Ｉｐｅａｋは、オンデューティが大きくなることに従って、傾きｇ２でリニアに減少する。よってオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔ２も、オンデューティが大きくなることに従って、傾きｇ２でリニアに減少する。

コイル電流波形Ｖｓｅｎｓｅのピーク値変動を説明する。コイル電流Ｉｌｘのピーク値は、オンデューティが２５％から５０％へ上昇することに応じて、ピーク値Ｉｐｅａｋ１からＩｐｅａｋ２へ上昇する。このピーク値の変動は、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータの原理上、発生するものである。すなわち、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータでは、オフ期間Ｔｏｆｆ時に斜線部の面積のエネルギーが出力端子Ｔｏｕｔ側へ放出される。そしてオンデューティが大きくなると、オフ期間Ｔｏｆｆが小さくなるため、出力端子Ｔｏｕｔ側へ放出されるエネルギー量（斜線部の面積）を保つために、ピーク値が上昇する。

コイル電流Ｉｌｘのピーク値の変動に伴い、コイル電流波形Ｖｓｅｎｓｅのピーク値も、ピーク値Ｖｐｅａｋ１からＶｐｅａｋ２へ上昇する。ここでピーク差ΔＶｐｅａｋは、下式（１４）で表される。
ΔＶｐｅａｋ＝｜Ｖｐｅａｋ２−Ｖｐｅａｋ１｜ …式（１４）

次に、オフセット電圧の制御を説明する。図６の領域Ｒ１ａに示すように、オフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔ２は、オンデューティが大きくなるにつれてリニアに減少する。ここで、オンデューティが２５％のときのオフセット電流およびオフセット電圧を、それぞれオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔ２１およびオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２１とする。また、オンデューティが５０％のときのオフセット電流およびオフセット電圧を、それぞれオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔ２２、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２２とする。すると、オンデューティが２５％から５０％へ上昇するときのオフセット電圧の減少量ＶＤｏｆｆ２（図７）は、式（８）を用いて、下式（１５）のように表される。
ＶＤｏｆｆ２＝Ｉｏｆｆｓｅｔ２２×Ｒｓ２−Ｉｏｆｆｓｅｔ２１×Ｒｓ２＝Ｖｏｆｆｓｅｔ２２−Ｖｏｆｆｓｅｔ２１＝Ｖｐｅａｋ２−Ｖｐｅａｋ１…式（１５）

以上より、オンデューティが５０％より小さいときは、コイル電流波形Ｖｓｅｎｓｅのピーク値がピーク差ΔＶｐｅａｋ（式（１４））分高くされることに応じて、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２２の値が減少量ＶＤｏｆｆ２（式（１５））分減少されるように、オフセット電圧の制御が行われる。そして式（１４）および式（１５）より、ピーク差ΔＶｐｅａｋと減少量ＶＤｏｆｆ２とが等しいことから、ピーク差ΔＶｐｅａｋの影響が減少量ＶＤｏｆｆ２により相殺される事が分かる。すなわち、オンデューティが５０％より小さい範囲では、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータの原理上発生するコイル電流波形の電流変化を補正するように、オフセット電圧の値を制御する。これにより、出力信号ｅｒｒ＿ｏｕｔの値を、一定値ＥＲ２に維持することができる。

なお、オンデューティが５０％より大きい範囲（図６、領域Ｒ２ａ）では、スロープ補償が行われる。このため、コイル電流波形Ｖｓｅｎｓｅのピーク値は、オンデューティの増加に伴い、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータの原理に起因するピーク値上昇をすると共に、スロープ補償に起因するピーク値上昇をする。よってこの領域では、オフセット電流Ｉｐｅａｋのオンデューティ増加に対する減少傾きｇ２に、オフセット電流Ｉｓｌｐのオンデューティ増加に対する減少傾きｇ３を加えて得られる傾きｇ４を、オフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔ２が有することになる。これにより、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータの原理上発生するコイル電流波形の電流変化の補正に加えて、スロープ補償によるコイル電流波形の電流変化を補正するように、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２の値を制御することができる。なお、スロープ補償によるコイル電流波形の電流変化の補正については、第１実施形態と同様であるため、ここでは詳細な説明は省略する。

以上より、第２実施形態に係る昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａでは、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２により、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータの原理に起因するコイル電流波形のピーク値の変化、およびスロープ補償回路ＳＣに起因するコイル電流波形のピーク値の変化の影響を緩和することができるため、出力信号ｅｒｒ＿ｏｕｔのレベルをオンデューティに関わらず一定値ＥＲ２に維持することができる。よって、出力電圧Ｖｏｕｔにゆらぎが発生する事態や、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａを動作状態と停止状態とに切り換えるしきい値となる負荷レベルが変化する事態を防止することができる。

第３実施形態に係る昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｂの回路図を、図８に示す。昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｂは、いわゆるＨブリッジ型スイッチングレギュレータの構成を有しており、チョークコイルＬ１、スイッチＳＷ１ないしＳＷ４、出力コンデンサＣ１、および制御回路１１を備える。昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｂは、第２実施形態に係る昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａと同様に、オンデューティの変化に応じて原理的にピーク電流値が変化するＤＣ−ＤＣコンバータである。

スイッチＳＷ４の一端は出力端子Ｔｏｕｔに接続されている。また、スイッチＳＷ４の他端は、チョークコイルＬ１の端子ＴｙおよびスイッチＳＷ３の一端に接続される。スイッチＳＷ３の他端は、基準電位に接続される。スイッチＳＷ３、ＳＷ４のコントロール端子は、制御回路１１の出力端子ＤＬ２、ＤＨ２に各々接続されている。なお、その他の構成は第１実施形態に係る降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１と同様であるため、ここでは詳細な説明は省略する。

動作を説明する。まずオフセット回路ＩＦ１の動作を説明する。図９は、昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｂにおける、入力電圧Ｖｉｎとオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔ３との相関を示すグラフである。Ｖｉｎ＞Ｖｏｕｔ（図９、領域Ｒ１ｂ）のときにオンデューティは５０％より小さくなり、Ｖｉｎ＜Ｖｏｕｔ（図９、領域Ｒ２ｂ）のときにオンデューティは５０％より大きくなる。

ここで、オフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔ３は、下式（１６）で表される。
Ｉｏｆｆｓｅｔ３＝Ｉｐｅａｋ＋Ｉｓｌｐ２ …式（１６）
オフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔ３は、オフセット電流Ｉｐｅａｋ（図９点線）とオフセット電流Ｉｓｌｐ２（図９点線）とを足し合わせたものとなる。

ここでオフセット電流Ｉｐｅａｋは、前述の式（９）、式（１０）で求められる。そして昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｂでは、入力電圧Ｖｉｎ１のときのコイル電流Ｉｌｘのピーク値Ｉｐｅａｋ１は、下式（１７）で表される。
Ｉｐｅａｋ１＝Ｉｏ×（Ｖｏｕｔ＋Ｖｉｎ１）／Ｖｉｎ１＋Ｖｉｎ１×Ｖｏｕｔ×Ｔ／｛２Ｌ×（Ｖｉｎ１＋Ｖｏｕｔ）｝ …式（１７）
同様に、入力電圧Ｖｉｎ２のときのコイル電流Ｉｌｘのピーク値Ｉｐｅａｋ２は、下式（１８）で表される。
Ｉｐｅａｋ２＝Ｉｏ×（Ｖｏｕｔ＋Ｖｉｎ２）／Ｖｉｎ２＋Ｖｉｎ２×Ｖｏｕｔ×Ｔ／｛２Ｌ×（Ｖｉｎ２＋Ｖｏｕｔ）｝ …式（１８）

また、オフセット電流Ｉｓｌｐ２は、下式（１９）で表される。
Ｉｓｌｐ２＝（Ｔ×Ｖｏｕｔ×Ｒｓｅｎｓｅ／４Ｌ）／Ｒｓ２−ｍ２×｛Ｖｏｕｔ／（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）−０．５）×Ｔ／Ｒｓ２ …式（１９）
なお、その他の数式は第２実施形態に係る昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａと同様であるため、ここでは詳細な説明は省略する。

昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｂの動作を説明する。制御信号ＶＱ１がハイレベル、＊ＶＱ１がローレベルの期間では、スイッチＳＷ１およびＳＷ３が導通状態、スイッチＳＷ２およびＳＷ４が非導通状態とされる。また制御信号ＶＱ１がローレベル、＊ＶＱ１がハイレベルの期間では、スイッチＳＷ１およびＳＷ３が非導通状態、スイッチＳＷ２およびＳＷ４が導通状態とされる。

オンデューティが５０％より小さい範囲（図９、領域Ｒ１ｂ）での昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｂの動作を説明する。この領域では、スロープ補償は行われないため、オフセット電流Ｉｓｌｐ２は定電流Ｉ１とされる。そしてオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ３に対して、第２実施形態に係る昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａの場合と同様の制御を行うことにより、昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの原理に起因するコイル電流波形Ｖｓｅｎｓｅのピーク値の変動による影響を緩和することができる。

また、オンデューティが５０％より大きい範囲（図９、領域Ｒ２ｂ）では、スロープ補償が行われる。この場合、第２実施形態に係る昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａと同様にして、昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの原理上発生するコイル電流波形の電流変化の補正に加えて、スロープ補償によるコイル電流波形の電流変化を補正するように、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ３の値が制御される。なお、詳細な動作については第２実施形態に係る昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａと同様であるため、ここでは詳細な説明は省略する。

以上より、第３実施形態に係る昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｂにおいても、オンデューティにかかわらず、出力信号ｅｒｒ＿ｏｕｔの値を一定値に維持することが可能とされる。よって、出力電圧Ｖｏｕｔにゆらぎが発生する事態や、昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｂを動作状態と停止状態とに切り換えるしきい値となる負荷レベルが変化する事態を防止することができる。

尚、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変形が可能であることは言うまでもない。本実施形態で説明したＤＣ−ＤＣコンバータは、様々なシステムに適用出来ることは言うまでもない。例えば、図１０に示すように、ポータブル機器システム２０に搭載されるとしても良い。ポータブル機器システム２０の例としては、パソコン、携帯電話、ゲーム機器、デジカメ等が挙げられる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１には、ＡＣアダプタ２１や、リチウムイオン電池２２から、入力電圧Ｖｉｎが供給される。ここでＡＣアダプタ２１の例としては、ノートパソコン等で使用する変換器以降の電源（ＡＣ電源をＤＣ変換および変圧した電源）が挙げられる。またリチウムイオン電池２２の例としては、携帯電話等のモバイル機器の電池（直流電池、リチウム電池など）が挙げられる。そしてＤＣ−ＤＣコンバータ１からは、出力電圧Ｖｏｕｔが負荷５に出力される。ここで負荷５の例としては、電子機器の内部回路（ＡＳＩＣ２４、メモリ２５、ＣＰＵ２６、液晶表示装置２７など）が挙げられる。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ１のみならず、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａおよび昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｂを適用しても良いことは言うまでもない。

また本実施形態では、オンデューティ５０％が、スロープ補償を行うか否かのしきい値とされる場合を説明したが、この形態に限られない。動作マージンの確保のため、５０％以下のオンデューティをしきい値としてもよいことは言うまでもない。このとき、十分な出力電流を得るためには、好ましくはしきい値をオンデューティ４０％以上の値とすることがよい。

また本実施形態では、補償値ＣＶ１と減少量ＶＤｏｆｆとが等しい場合を説明したが、この形態に限られない。コイル電流の電流増加の影響と、オフセットの減少の影響とが相殺する関係にあればよいことは言うまでもない。これにより、出力信号ｅｒｒ＿ｏｕｔのレベル変動を緩和する効果が得られる。

また本実施形態の制御回路１１は、単一または複数の半導体チップなどにより構成してもよい。またＤＣ−ＤＣコンバータ１を単一または複数の半導体チップにより構成してもよく、またモジュールとして構成してもよいことは言うまでもない。

また本実施形態では、同期整流素子としてスイッチＳＷ２およびＳＷ４を用いるとしたが、この形態に限られず、ダイオード素子を用いて整流する形態であってもよい。例えば、スイッチＳＷ２およびＳＷ４の少なくとも一方をダイオードに置き換えた構成や、スイッチＳＷ２およびＳＷ４の少なくとも一方に並列にダイオードを備える構成であってもよいことは言うまでもない。

なお、出力信号ｅｒｒ＿ｏｕｔは誤差出力の一例、スイッチＳＷ１はメインスイッチング素子の一例、傾きｇ１は第１の減少傾きの一例、傾きｇ２は第２の減少傾きの一例、コンパレータＣＯＭＰは第１制御回路の一例、コンパレータＰＣＯＭＰおよびゲート制御回路ＧＣは第２制御回路のそれぞれ一例である。
以下に本発明の諸態様を付記としてまとめる。
（付記１）
ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路であって、
コイルを介して出力される出力電圧と基準電圧とに応じた誤差出力を出力する誤差増幅器と、
前記誤差出力と前記コイルに流れるコイル電流とを比較して、前記コイル電流の電流経路に含まれるメインスイッチング素子の動作周期中のオン期間を決める第１制御回路と、
前記オン期間が所定期間を超える範囲において、前記コイル電流の増加傾きにスロープ補償による増加傾きを加えるスロープ補償回路と、
前記オン期間の前記所定期間からの超過時間に応じて小さくなるオフセットを前記コイル電流に付与するオフセット回路と
を備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
（付記２）
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは降圧ＤＣ−ＤＣコンバータであり、
前記オフセット回路は、前記オン期間が前記所定期間を超えない範囲では、前記オフセットを、
（前記スロープ補償による増加傾き）×（前記動作周期／２）
の一定値にすることを特徴とする付記１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
（付記３）
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは降圧ＤＣ−ＤＣコンバータであり、
前記オフセット回路は、前記オン期間が所定期間を超える範囲では、前記スロープ補償による増加傾きと絶対値が等しくされる第１の減少傾きで、前記オフセットを減少させることを特徴とする付記１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
（付記４）
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータまたは昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータであり、
前記オフセット回路は、前記オン期間が前記所定期間を超えない範囲では、前記オン期間の増加に対して第２の減少傾きで前記オフセットを減少させることを特徴とする付記１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
（付記５）
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータまたは昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータであり、
前記オフセット回路は、前記オン期間が所定期間を超える範囲では、前記第２の減少傾きに、前記スロープ補償による増加傾きと絶対値が等しくされる第１の減少傾きを加えた傾きを有して、前記オフセットを減少させることを特徴とする付記４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
（付記６）
前記誤差出力と予め定められたしきい値とが入力され、前記誤差出力が前記しきい値よりも小さい場合に、前記メインスイッチング素子の動作を停止する第２制御回路
をさらに備えることを特徴とする付記１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
（付記７）
ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
コイルを介して出力される出力電圧と基準電圧とに応じた誤差出力を出力する誤差増幅器と、
前記誤差出力と前記コイルに流れるコイル電流とを比較して、前記コイル電流の電流経路に含まれるメインスイッチング素子の動作周期中のオン期間を決める第１制御回路と、
前記オン期間が所定期間を超える範囲において、前記コイル電流波形の増加傾きにスロープ補償による増加傾きを加えるスロープ補償回路と、
前記オン期間の前記所定期間からの超過時間に応じて小さくなるオフセットを前記コイル電流波形に付与するオフセット回路と
を備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
（付記８）
前記誤差出力と予め定められたしきい値とが入力され、前記誤差出力が前記しきい値よりも小さい場合に、前記メインスイッチング素子の動作を停止する第２制御回路
をさらに備えることを特徴とする付記７に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
（付記９）
ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法であって、
コイルを介して出力される出力電圧と基準電圧とに応じた誤差出力を出力し、前記誤差出力と前記コイルに流れるコイル電流とを比較して、前記コイル電流の電流経路に含まれるメインスイッチング素子の動作周期中のオン期間を決定し、
前記オン期間が所定期間を超える範囲において、前記コイル電流波形の増加傾きにスロープ補償による増加傾きを加え、
前記オン期間の前記所定期間からの超過時間に応じて小さくなるオフセットを前記コイル電流波形に付与することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
（付記１０）
前記誤差出力と予め定められたしきい値とが入力され、前記誤差出力が前記しきい値よりも小さい場合に、前記メインスイッチング素子の動作を停止する動作
をさらに行うことを特徴とする付記９に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
（付記１１）
前記所定期間は、前記動作周期の４０％以上の値であることを特徴とする付記１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。

第１実施形態における降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路図である。 オフセット回路ＩＦ１の一実施例における回路図である。 降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１の一実施例におけるオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔの特性グラフである。 降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１の一実施例における波形図である。 第２実施形態における昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａの回路図である。 昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａの一実施例におけるオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔ２の特性グラフである。 昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａの一実施例における波形図である。 第３実施形態における昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｂの回路図である。 昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｂの一実施例におけるオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔ３の特性グラフである。 本発明の一実施例におけるポータブル機器システム２０である。

符号の説明

ｅｒｒ＿ｏｕｔ 出力信号
Ｉｌｘ コイル電流
ＳＷ１ないしＳＷ４ スイッチ
Ｔ 動作周期
Ｔｏｎ オン期間
１ 降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ
１ａ 昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ
１ｂ 昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ
Ｖｓｅｎｓｅ コイル電流波形
ｍ２ 増加傾き
Ｖｏｆｆｓｅｔ オフセット電圧
Ｉｏｆｆｓｅｔ オフセット電流
Ｉ１ 定電流
ＳＣ スロープ補償回路
ＩＦ１ オフセット回路
ｇ１ないしｇ４ 傾き

Claims (10)

1. ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路であって、
   コイルを介して出力される出力電圧と基準電圧とに応じた誤差出力を出力する誤差増幅器と、
   前記誤差出力と前記コイルに流れるコイル電流とを比較して、前記コイル電流の電流経路に含まれるメインスイッチング素子の動作周期中のオン期間を決める第１制御回路と、
   前記オン期間が所定期間を超える範囲において、前記コイル電流の増加傾きにスロープ補償による増加傾きを加えるスロープ補償回路と、
   前記オン期間の前記所定期間からの超過時間に応じて小さくなるオフセットを前記コイル電流に付与するオフセット回路と
   を備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
2. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは降圧ＤＣ−ＤＣコンバータであり、
   前記オフセット回路は、前記オン期間が前記所定期間を超えない範囲では、前記オフセットを、
   （前記スロープ補償による増加傾き）×（前記動作周期／２）
   の一定値にすることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
3. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは降圧ＤＣ−ＤＣコンバータであり、
   前記オフセット回路は、前記オン期間が所定期間を超える範囲では、前記スロープ補償による増加傾きと絶対値が等しくされる第１の減少傾きで、前記オフセットを減少させることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
4. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータまたは昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータであり、
   前記オフセット回路は、前記オン期間が前記所定期間を超えない範囲では、前記オン期間の増加に対して第２の減少傾きで前記オフセットを減少させることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
5. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータまたは昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータであり、
   前記オフセット回路は、前記オン期間が所定期間を超える範囲では、前記第２の減少傾きに、前記スロープ補償による増加傾きと絶対値が等しくされる第１の減少傾きを加えた傾きを有して、前記オフセットを減少させることを特徴とする請求項４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
6. 前記誤差出力と予め定められたしきい値とが入力され、前記誤差出力が前記しきい値よりも小さい場合に、前記メインスイッチング素子の動作を停止する第２制御回路
   をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
7. ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   コイルを介して出力される出力電圧と基準電圧とに応じた誤差出力を出力する誤差増幅器と、
   前記誤差出力と前記コイルに流れるコイル電流とを比較して、前記コイル電流の電流経路に含まれるメインスイッチング素子の動作周期中のオン期間を決める第１制御回路と、
   前記オン期間が所定期間を超える範囲において、前記コイル電流波形の増加傾きにスロープ補償による増加傾きを加えるスロープ補償回路と、
   前記オン期間の前記所定期間からの超過時間に応じて小さくなるオフセットを前記コイル電流波形に付与するオフセット回路と
   を備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
8. 前記誤差出力と予め定められたしきい値とが入力され、前記誤差出力が前記しきい値よりも小さい場合に、前記メインスイッチング素子の動作を停止する第２制御回路
   をさらに備えることを特徴とする請求項７に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
9. ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法であって、
   コイルを介して出力される出力電圧と基準電圧とに応じた誤差出力を出力し、
   前記誤差出力と前記コイルに流れるコイル電流とを比較して、前記コイル電流の電流経路に含まれるメインスイッチング素子の動作周期中のオン期間を決定し、
   前記オン期間が所定期間を超える範囲において、前記コイル電流波形の増加傾きにスロープ補償による増加傾きを加え、
   前記オン期間の前記所定期間からの超過時間に応じて小さくなるオフセットを前記コイル電流波形に付与することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
10. 前記誤差出力と予め定められたしきい値とが入力され、前記誤差出力が前記しきい値よりも小さい場合に、前記メインスイッチング素子の動作を停止する動作
    をさらに行うことを特徴とする請求項９に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。

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