JP5095827B2 - 交流−交流直接変換型電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流−交流直接変換型電力変換装置に関し、特に、電源高調波の抑制に関する。

交流−交流直接変換型電力変換装置、いわゆるマトリックスコンバータは、非特許文献１に開示されているように、三相交流入力を双方向スイッチによって高速でオン、オフして、所望の周波数の交流出力に直接に変換する。三相交流電源とマトリックスコンバータとの間には、スイッチング成分（キャリアリップル）の電源への影響を制限するために、ＬＣフィルタが設けられている。また、マトリックスコンバータの入力側及び出力側にそれぞれダイオードブリッジを設け、これらダイオードブリッジの間にコンデンサを接続してある。これは、マトリックスコンバータの負荷が誘導性負荷の場合であって、マトリックスコンバータを構成する双方向スイッチを全て遮断したときに、誘導性負荷に蓄積されるエネルギを吸収するためである。

マトリックスコンバータの技術動向とその実験システム マイウェイ技研株式会社 伊東洋一著（http://www.myway-labs.co.jp/technical/koza/08Matorixver1.5.pdf）

このようなマトリックスコンバータは、発電機のような可変周波数の交流電源に接続され、モータを駆動することがある。この場合、マトリックスコンバータのスイッチング周波数が一定であるとしても、交流電源のインピーダンス（例えば、発電機の同期リアクタンス）やモータの状況に応じてＬＣフィルタの共振条件が変動することがある。特に、ＬＣフィルタでは、電源周波数が大幅に変動するような場合、周波数が高くなれば、フィルタのリアクトルのインピーダンスが大きくなって、負荷出力電圧を低下させる。このような問題が生じることを考慮して、リアクトルの値を小さく選択すると、ＬＣフィルタを設けた本来の目的であるキャリアリップルの削減の効果が低減する。

本発明は、周波数が大幅に変動するような交流電源に接続した場合でも、電源への高調波成分の低減に着目せずに電源インピーダンスなどと共振しない値にＬＣフィルタのインダクタンスを設定しても、電源高調波をアクティブに低減することができる交流−交流直接変換型電力変換装置を、提供することを目的とする。

本発明の一態様の交流−交流直接変換型電力変換装置は、電力変換器を有している。この電力変換器は、多相交流電源、例えば三相交流電源からの交流出力が入力側に供給され、前記交流出力を別の交流出力に直接に変換して出力側から出力する。この電力変換器は、例えば入力側と出力側との間に双方向スイッチング素子によって構成されたブリッジを有し、これらスイッチング素子が、ＰＷＭ制御信号によってオン、オフされることによって、交流入力を所望の交流出力に直接に変換する。この電力変換器の入力側と前記交流電源との間にＬＣフィルタが接続されている。前記電力変換器の出力側にダイオードブリッジ整流器の入力側が接続されている。このダイオードブリッジ整流器の出力側にブリッジ変換器の入力側が接続され、ブリッジ変換器の出力側が前記ＬＣフィルタの入力側に接続されている。ブリッジ変換器は、複数のスイッチング素子で構成されている。前記ダイオードブリッジ整流器の出力側と前記ブリッジ変換器の入力側との間にクランプが接続されている。クランプは、例えばダイオードブリッジ出力側の２つの端子間に接続されたクランプコンデンサを含んでいる。さらに、電流源は、例えば、ダイオードブリッジの一方の出力側、例えば正極側と、ブリッジ変換手段の２つの出力側の一方、例えば正極側との間に直列に接続されたリアクトルからなる。なお、このリアクトルはクランプコンデンサとの接続位置よりも、ブリッジ変換器側に接続されている。前記交流電源の相電流を検出する複数の電流検出器が設けられている。これら電流検出器の検出信号から前記交流電源の電源周波数成分を複数の電源周波数成分除去器が除去する。これら電源周波数成分除去器の出力信号と、前記電流源のリアクトルを流れる電流とを複数の比較器がそれぞれ比較する。前記各電源周波数成分除去器の出力信号のうち最大または最小のものを判別器が判別する。制御器が、この判別器の判別結果に対応する比較器、例えば最大または最小の出力信号を発生している電源周波数成分除去器の出力信号が供給されている比較器の出力信号を選択する。さらに、制御器は、前記判別器の判別結果に従って、前記ブリッジ変換器のスイッチング素子を選択し、例えば最大または最小の相電流が流れるスイッチング素子を選択し、選択されたスイッチング素子を比較器の出力信号に基づいて制御する。なお、制御器による制御は、ＰＷＭ制御信号の周期と同期することが望ましい。

このように構成すると、最大または最小の相電流と電流源手段のリアクトルを流れる電流との比較結果に基づいて、例えば両者の差を零にする方向にブリッジ変換器のスイッチング素子が制御され、ＬＣフィルタから電源側へ流れる高調波成分を抑制することができる。従って、ＬＣフィルタは、電源への高調波成分の低減に着目することなく、交流電源がその周波数が変化するものであっても、電源インピーダンスなどと共振しにくい値に設定することができる。

前記クランプのコンデンサの電圧を監視する電圧監視器を設けることができる。この場合、前記制御器は、前記電圧監視器によって監視された前記コンデンサの電圧が予め定めた基準値よりも低いとき、前記ブリッジ変換器を停止させる。

このように構成すると、クランプのコンデンサの電圧が予め定めた基準値よりも低いとき、例えば電力変換器に交流電源が接続された不安定な初期状態において、ブリッジ変換器が動作することを阻止できる。

前記クランプの前記コンデンサを、初期充電する充電器を備えることもできる。電力変換器への電源投入時には、クランプのコンデンサに突入電流が流れる。この突入電流の値は、電流源のリアクトルによって或る程度抑制できるが、リアクトルの値は、上述した高調波成分の抑圧を優先して設定するので、充分に突入電流を抑圧できないこともある。そこで、突入電流を抑圧するために、初期充電器を設けてある。

前記電流源のリアクトルに直列に第１のダイオードを接続し、第１のダイオードは前記ブリッジ変換器の入力側に電流が流れる方向に接続されている。コンデンサに直列回路が接続されている。この直列回路は、別のリアクトルと、この別のリアクトルと直列に接続された第２のダイオードとを有し、第２のダイオードは前記クランプのコンデンサに電流が流れる方向に接続されている。直列回路によってコンデンサが初期充電される。

本発明の他の態様の交流−交流直接変換型電力変換装置は、上述した態様の交流−交流直接変換型電力変換装置と同様に、電力変換器と、ＬＣフィルタと、ダイオードブリッジ整流器と、ブリッジ変換器と、クランプと、電流源とを、有している。この電流源のリアクトルと共に、チョッパを構成するように、チョッパ用スイッチング素子が設けられている。このチョッパ用スイッチング素子を流れる電流をチョッパ電流検出器が検出する。前記交流電源の少なくとも２相電流を複数の電源電流検出器が検出する。これら電源電流検出器の検出信号から前記交流電源の電源周波数成分を複数の電源周波数成分除去器が除去する。制御器が、これら電源周波数成分除去器の出力信号から目標値を算出し、この目標値と前記チョッパ電流検出器のチョッパ電流とを比較し、この比較結果に応じて前記ブリッジ変換器のスイッチング素子を、制御する。制御器は、例えばチョッパ用スイッチング素子のオン、オフによって、ＬＣリアクトルにコンデンサのエネルギを蓄積し、リアクトルの電流が目標値以上となると、ブリッジ変換器を介してＬＣフィルタの入力側に供給する。これによって、電源電流の高調波成分が抑圧される。

前記クランプのコンデンサの両端間にダイオードブリッジの入力側を接続し、ダイオードブリッジの出力側を前記ＬＣフィルタの入力側に接続することもできる。このように構成すると、ダイオードブリッジを介してクランプからＬＣフィルタの入力側に電流を供給した上で、電源電流の高調波成分を抑圧することができる。

前記ブリッジ変換器の前記各スイッチング素子にそれぞれ直列にダイオードを接続し、クランプとして作動させることもできる。更に、前記ブリッジ変換器の前記各スイッチング素子をＭＯＳＦＥＴによって構成することもできる。

以上のように、本発明によれば、 周波数が大幅に変動するような交流電源に接続した場合でも、電源への高調波成分の低減に着目することなく、電源インピーダンスなどと共振しない値に設定することを重視してＬＣフィルタのインダクタンスを選定しても、電源高調波を打ち消すことができる。

図１は本発明の第１の実施形態の交流−交流直接変換型電力変換装置のブロック図である。 図２ａは図２ｂで使用するＰＷＭコンバータ部のＩＧＢに付した符号の説明図である。 図２ｂは、図１の交流−交流直接変換型電力変換装置のＰＷＭコンバータ部の動作説明図である。 図３ａ乃至図３ｆは、図１の交流−交流直接変換型電力変換装置のＰＷＭコンバータ部での電流の流れの説明図である。 図４ａ乃至図４ｃは、図１の交流−交流直接変換型電力変換装置の波形図である。 図１の交流−交流直接変換型電力変換装置の変形例の一部を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態の交流−交流直接変換型電力変換装置のブロック図である。 図７ａ乃至図７ｃは、図６の交流−交流直接変換型電力変換装置のＰＷＭコンバータの動作説明図である。 図８ａ及び図８ｂは、図６の交流−交流直接変換型電力変換装置のチョッパの波形図である。 図６の交流−交流直接変換型電力変換装置のリップル補償の説明図である。 本発明の第３の実施形態の交流−交流直接変換型電力変換装置のブロック図である。 図１０の交流−交流直接変換型電力変換装置のＰＷＭコンバータ部の動作説明図である。 図１０の交流−交流直接変換型電力変換装置のＰＷＭコンバータ部の変形例の一部を示すブロック図である。

本発明の第１実施形態の交流−交流直接変換型電力変換装置は、図１に示すように、電力変換器、例えばマトリックスコンバータ主回路２を有している。マトリックスコンバータ主回路２の入力側は、多相交流電源、例えば三相交流電源４にＬＣフィルタ６を介して接続されている。三相交流電源４は、例えば発電機のような周波数可変のものである。ＬＣフィルタ６は、三相交流の各相に対して直列に接続されたインダクタ６Ｌと、各相間にスター接続されたコンデンサ６Ｃとから構成されている。マトリックスコンバータ主回路２の出力側は、負荷８に接続されている。負荷８としては、例えば三相モータを使用することができる。

マトリックスコンバータ主回路２は、公知のように複数、例えば９個の双方向スイッチング素子によってＬＣフィルタ６の３つの出力側と、負荷８の３つの入力側とを全て接続しており、これら双方向スイッチング素子をＰＷＭ信号によりオン、オフすることによって、負荷８に所望の周波数の交流出力を供給する。マトリックスコンバータ主回路２を制御するために、電圧センサ１０、電流検出回路１２、マトリックスコンバータゲート信号発生器１４、ゲートブロック部１６、ゲートドライバ１８、ＰＷＭキャリアクロック発生器２０等が設けられている。これらの構成は、本発明の要旨に直接関係しないので、これ以上の説明は省略する。

マトリックスコンバータ主回路２の３つの出力側には、ダイオードブリッジ整流器、例えばダイオード整流回路２２の３つの入力側が接続されている。ダイオード整流回路２２は、例えば６つのダイオードをブリッジ接続した公知のもので、２つの出力側を有している。

ダイオード整流回路２２の正負２つの出力側には、クランプ回路２４が接続されている。クランプ回路２４は、ダイオード整流回路２２の２つの出力側間に接続されたクランプコンデンサ２６を有している。クランプコンデンサ２６に逆並列に環流ダイオード２８が接続されている。さらに、環流ダイオード２８に並列に直列回路３０が接続されている。この直列回路３０は、放電抵抗器３２と、スイッチング素子、例えば放電用ＩＧＢＴスイッチ３４とによって構成されている。ダイオード整流回路２２の正の出力側と、ダイオード整流回路２２の負の出力側とが、クランプ回路２４の正の出力側と負の出力側を構成している。更にクランプ回路２４の正の出力側には、電流源、例えばリアクトル３６の一端が接続されている。

このクランプ回路２４の負の出力側と、リアクトル３６の他端に、ブリッジ変換器、例えばＰＷＭコンバータ部３８の２つの入力側が接続されている。ＰＷＭコンバータ部３８は、その２つの入力側間に、３つの並列回路を有し、各並列回路は、それぞれ直列に接続されたスイッチング素子、例えばＩＧＢＴ４０からなる。各並列回路におけるＩＧＢＴ４０の相互接続点が、ＰＷＭコンバータ部３８の３つの出力側３８Ｒ、３８Ｓ、３８Ｔとされ、それぞれＬＣフィルタ６の３つの入力側Ｒ、Ｓ、Ｔの対応するものに接続されている。

ＰＷＭコンバータ部３８を制御するために、三相交流電源４の各相には電流センサ４２Ｒ、４２Ｓ、４２Ｔが設けられている。これら電流センサ４２Ｒ、４２Ｓ、４２Ｔは、電流検出器（ＣＤ）４４Ｒ、４４Ｓ、４４Ｔに接続され、三相交流電源４の各相の電流が、これら電流検出器４４Ｒ、４４Ｓ、４４Ｔによって検出される。これら電流検出器４４Ｒ、４４Ｓ、４４Ｔの検出信号は、電源周波数成分除去器（ＰＦＲ）４６Ｒ、４６Ｓ、４６Ｔに供給される。これら除去器４６Ｒ、４６Ｓ、４６Ｔによって、これら検出信号に含まれる電源周波数成分が除去され、リップル成分が出力される。すなわち、リップル成分が含まれる検出信号からリップル成分以外の電源周波数成分が取り除かれて、リップル成分のみが取り出される。

また、ＰＷＭコンバータ部３８を制御するために、リアクトル３６を流れる電流を検出するクランプ電流検出器４８が設けられている。このクランプ電流検出器４８で検出されたクランプ電流が、コンパレータ（ＣＭＰ）５０Ｒ、５０Ｓ、５０Ｔにおいて、電源周波数成分除去器４６Ｒ、４６Ｓ、４６Ｔの検出信号とそれぞれ比較される。これらコンパレータ５０Ｒ、５０Ｓ、５０Ｔの出力信号のうち１つが、選択器、例えば切換スイッチ５２によって選択される。この切換スイッチ５２の切換は、ＰＷＭキャリアクロック発生器２０からのＰＷＭキャリアクロックに同期して、行われる。切換の制御は、電源周波数成分除去器４６Ｒ、４６Ｓ、４６Ｔの検出信号を入力し、ＰＷＭキャリアクロックに同期して、これら検出信号のうち最大のものまたは最小のもの、即ち絶対値が最大のものを表している判別器、例えば電流比較器（ＣＣＭＰ）５４の比較結果によって行われる。例えば、電源周波数成分除去器４６Ｒの検出信号が最大または最小であると、コンパレータ５０Ｒの出力信号が切換スイッチ５２によって選択され、電源周波数成分除去器４６Ｓの検出信号が最大または最小であると、コンパレータ５０Ｓの出力信号が切換スイッチ５２によって選択され、電源周波数成分除去器４６Ｔの検出信号が最大または最小であると、コンパレータ５０Ｔの出力信号が切換スイッチ５２によって選択される。

選択されたコンパレータ５０Ｒ、５０Ｓまたは５０Ｔの出力信号は、ゲート信号分配器５６に供給される。ゲート信号分配器５６には、電流比較器５４での比較結果（電源周波数成分除去器４６Ｒ、４６Ｓ、４６Ｔの検出信号をのうち最大のものまたは最小のものを表したもの）も供給されている。ゲート信号分配器５６は、これらに基づいて、ＰＷＭコンバータ部３８のいずれのＩＧＢＴ４０を導通させるかを決定する。

例えば、ＰＷＭコンバータ部３８のＩＧＢＴ４０を図２ａに示すようにそれぞれＱｒ、Ｑｓ、Ｑｔ、Ｑ−ｒ、Ｑ−ｓ、Ｑ−ｔと名付けると、図２ｂの欄１に示すように、交流電源４のＲ相の値が最大で、極性が正の場合、Ｑｓ、Ｑｔ、Ｑ−ｒを導通させる。図２ｂの欄２に示すように交流電源４のＳ相の値が最大で、極性が正の場合、Ｑｒ、Ｑｔ、Ｑ−ｓを導通させる。図２ｂの欄３に示すように交流電源４のＴ相の値が最大で、極性が正の場合、Ｑｒ、Ｑｓ、Ｑ−ｔを導通させる。図２ｂの欄４に示すように、交流電源４のＲ相の値が最大で、極性が負の場合、Ｑｒ、Ｑ−ｓ、Ｑ−ｔを導通させる。図２ｂの欄５に示すように、交流電源４のＳ相の値が最大で、極性が負の場合、Ｑｓ、Ｑ−ｒ、Ｑ−ｔを導通させる。図２ｂの欄６に示すように、交流電源４のＴ相の値が最大で、極性が負の場合、Ｑｔ、Ｑ−ｒ、Ｑ−ｓを導通させる。

これによって、図３ａ乃至図３ｆに示すように、クランプコンデンサ２６から放電された高調波成分と逆極性の電流がＬＣクランプフィルタ６の入力側に流れ、高調波成分を低減することができる。この実施形態では、ＰＷＭキャリアクロックにＰＷＭコンバータ部３８のスイッチング周波数を同期させているので、一度に電流補償することができる相は１相だけであり、３相のうち１相から他の相に流れる電流で電流補償できる。実際には、３相の高調波電流の総和は零であり、最も高調波電流の絶対値が大きい相から他の２相に補償電流を流せば、リップル成分のピーク値を抑制して結果的に高調波成分を低減できる。

図４ａは、Ｌ（リアクトル３６のインダクタンス）＝１ｍＨ、Ｃ（クランプコンデンサ２６の容量）＝２．２μＦ、Ｒ（放電抵抗器３２の抵抗値）＝１０Ωでシミュレーションした場合の交流電源４の各相高調波成分と、３相の高調波成分の総和波形を示している。図４ａでは、電源電流波形にリップルが重畳していることが分かる。図４ｂは図４ａの時間軸を拡大したもので、図４ｃは更に時間軸を拡大した波形と、各相の高調波成分の総和を示している。これから明らかなように、各相の高調波電流の総和は、３相交流の原理と同様に零になる。例えば、高調波電流はＲ相からＳ、Ｔ相に流れることになる。従って、キャリア周波数の周期内であれば、３相のうち１相から他の２相へ電流を流せば、電流補償を行うことができる。

従って、ゲート信号分配器５６によって決定されたいずれのＩＧＢＴ４０を導通させるかに従って、ゲートドライバ５８が決定されたＩＧＢＴをキャリア周期ごとに導通させる。

なお、ゲートドライバ５８は、交流電源４から過電流が流れていることを過電流検出器（ＯＣＤ）６０が検出したときには、全てのＩＧＢＴ４０をブロックする。このとき、同時にマトリックスコンバータ主回路２の動作も、過電流検出器６０によって停止させられる。このとき、放電タイミングゲートドライバ（ＯＴＧＤ）６１からの信号に基づいて放電用ＩＧＢＴスイッチ３４がオンして、クランプコンデンサ２６の電荷を放電させる。これによって、全てのＩＧＢＴ４０がブロックされたり、マトリックスコンバータ主回路２が動作停止されたりしたことにより、発生したサージをクランプコンデンサ２６が効果的に吸収する。

また、クランプコンデンサ２６の充電電圧が予め定めた基準電圧よりも低い場合にも、ゲートドライバ５８は、全てのＩＧＢＴ４０をブロックする。そのため、クランプコンデンサ２６に並列に電圧検出器（ＶＤ）６２が設けられ、この電圧検出器６２での検出電圧が比較器（ＣＭＰ）６４において基準電圧設定器として使用されている可変抵抗器６６からの基準電圧と比較されている。比較器６４は、基準電圧よりもクランプコンデンサ２６の電圧が低いとき、ゲートドライバ５８に、信号を供給し、ゲートドライバ５８は、ＩＧＢＴ４０をブロックする。

なお、リアクトル３６のインダクタンスは、スイッチングキャリア周波数の周期でリップル電流を充分に補償できるように電流上昇率を考慮して、設定されている。このリアクトル３６は、マトリックスコンバータ主回路２の電源投入時にクランプコンデンサ２６の電荷が放電されているときの突入電流を抑制する機能も兼ねている。しかし、インダクタンスをリップル補償電流の設定を優先して決めるので、インダクタンスの値によっては、突入電流を充分に抑制できないこともある。そのような場合には、図５に示すように、別途設けたリアクトル６８と、クランプコンデンサ２６側に電流を流す方向性に接続されたダイオード７０との直列回路からなる充電器を、交流電源４の１相とクランプコンデンサ２６の正極との間に接続することもできる。リアクトル６８のインダクタンスを、突入電流を充分に抑制することができる値に設定して、クランプコンデンサ２６を初期充電する。この場合、リアクトル３６に直列に、ＰＷＭコンバータ部３８側にのみ電流を流す方向にダイオード７２を接続する。これらダイオード７０、７２は、それぞれ逆流防止用である。

本発明の第２の実施形態の交流−交流直接変換型電力変換装置を図６乃至図９に示す。第１の実施形態の交流−交流直接変換型電力変換装置は、クランプコンデンサ２６の電圧が電源電圧よりも高いことを前提としたもので、電源電圧がクランプコンデンサ２６の電圧に近い場合には充分な補償電流を流すことができない可能性がある。この点を改善したのが、第２の実施形態の交流−交流直接変換型電力変換装置である。

この実施形態では、図６に示すように、リアクトル３６のＰＷＭコンバータ部３８側の端部とクランプ回路２４の負の出力側との間にチョッパ用スイッチ、例えばチョッパ用ＩＧＢＴ７４を設け、さらにクランプコンデンサ２６に並列に逆流防止用ダイオード７６を介してフィルタ用コンデンサ７８を設けることによって、チョッパ回路を構成している。チョッパ用ＩＧＢＴ７４をオンさせたときに、クランプコンデンサ２６とリアクトル３６とを共振させ、電源電圧よりも高い電圧を発生させ、それに基づく電流を補償電流としてＰＷＭコンバータ部３８を介してＬＣフィルタ６の入力側に流すのが本来である。しかし、クランプコンデンサ２６は比較的容量が大きいので、キャリア周波数の周期内に、共振による電流が立ち上がらない可能性がある。そこで、容量の小さいフィルタ用コンデンサ７８を設け、これとリアクトル３６とを共振させるようにしている。

なお、リアクトル３６のＰＷＭコンバータ部３８側の端部は、逆流防止用ダイオード８０を介してＰＷＭコンバータ部３８の正の入力側に接続されている。また、この正の入力側には、環流用ダイオード８２のアノードが接続され、カソードがリアクトル３６のクランプコンデンサ２６側の端部に接続されている。

図７ａに示すようにチョッパ用ＩＧＢＴ７４をオンさせると、図示するように電流が流れ、フィルタ用コンデンサ７８の電荷エネルギがリアクトル３６に電流エネルギとして蓄積される。この状態で、チョッパ用ＩＧＢＴ７４をオフにすると、図７ｂに示すように、リアクトル３６から逆流防止用ダイオード８０からＰＷＭコンバータ部３８のオンされている正側の１つのＩＧＢＴ４０、同図ではＲ相のＩＧＢＴを介して補償電流ＩｐがＬＣフィルタ６のＲ相の入力側に流れ込み、ＬＣフィルタ６のＴ相からＰＷＭコンバータ部３８のオンされているＴ相のＩＧＢＴ４０、環流ダイオード２８を介してリアクトル３６に流れる。ＩＧＢＴ４０がオフにされた後には、図７ｃに示すように、リアクトル３６のエネルギは、逆流阻止用ダイオード８０、環流用ダイオード８２を環流するが、図示していない環流用ダイオード８２に直列に接続した抵抗器でエネルギが消費され急速に減衰する。

図８ａ乃至図８ｃはクランプコンデンサ２６の電流Ｉｃ、電圧Ｖｃ、リアクトル３６を流れる電流ＩＬ、補償電流Ｉｐを示したもので、図８ａはチョッパ用ＩＧＢＴ７４のオン時間が短い場合を示し、図８ｂはチョッパ用ＩＧＢＴ７４のオン時間が長い場合を示している。クランプコンデンサ２６の電流Ｉｃは、図８ａ、図８ｂに破線で示すように正弦波状に変化するが、そのピーク値まで放電すると、クランプコンデンサ２６の電圧の極性が反転する。そこで、ピーク値を超える前にチョッパ用ＩＧＢＴ７４をオフにして、補償電流Ｉｐの大きさを調整している。

図９は、電源電流に含まれるリップルと補償したいリップルと、補償するために流す補償電流を示したもので、補償したいリップル成分に応じて後述するようにして定めたチョッパ電流目標値Ｉｃｐに応じて、キャリア周期の半周期の開始時からＰＷＭコンバータ部３８のＩＢＴ４０が導通を開始するまでの時間が決定され、その後、予め定めた時間だけＩＧＢＴ４０が導通させられる。この導通期間は、その後の半周期の終了時までにダイオード８０、８２等における環流時定数が充分にとれるように設定されている。

チョッパ電流目標値Ｉｃｐは、図６に示す電流センサ４２Ｒ、４２Ｔ、電流検出器４４Ｒ、４４Ｔ、電源周波数成分除去器４６Ｒ、４６Ｔによって検出されたＲ相及びＴ相の電源電流から電源周波数成分を除去したものに基づいて、電源チョッパ電流目標値演算器８４によって演算される。この演算は、キャリア周期ごとに必要であるので、ＰＷＭキャリアクロック発生器２０からのキャリア信号に同期して行われている。このチョッパ電流目標値Ｉｃｐと、チョッパ用ＩＧＢＴ７４に直列に接続されたチョッパ電流検出器８６によって検出されたチョッパ電流とが比較器（ＣＭＰ）８８によって比較され、チョッパ電流目標値Ｉｃｐにチョッパ電流が一致したとき、チョッパＩＧＢＴゲート信号発生器（ＧＳＧ）９０の信号がゲートドライバ９２に供給されて、チョッパ用ＩＧＢＴ７４がオフとされる。即ち、チョッパＩＧＢＴゲート信号発生器９０も、ＰＷＭキャリアクロック発生器２０からのキャリア信号に同期しており、キャリア周期の開始時点で、チョッパ用ＩＧＢＴ７４をオンしており、上述したように、チョッパ電流目標値Ｉｃｐにチョッパ電流が一致したとき、チョッパ用ＩＧＢＴ７４をオフしている。

電流センサ４２Ｒ、４２Ｔの出力信号は、２相３相変換器（２−３Ｃ）９４に供給されて、この２相３相変換器９４の出力信号に基づいてゲート信号分配器９６が、ＰＷＭコンバータ部３８のいずれの相のＩＧＢＴ４０を導通させるかを定め、ゲートドライバ５８に供給する。

第３の実施形態の交流−交流直接変換型電力変換装置を図１０、図１１に示す。この交流−交流直接変換型電力変換装置は、図１０に示すように、クランプ回路として動作させるためのダイオードブリッジ回路１００を設け、ＰＷＭコンバータ部３８は、１８０度導通型の電流型コンバータとして作動させるものである。第２の実施形態と同等部分には同一符号を付して、その説明を省略する。

ＰＷＭコンバータ部３８は、図１１に示す６つのパターンで、常に正極側及び負極側のＩＧＢＴ４０がオンするようにゲート信号分配器９６が決定する。なお、ＰＷＭコンバータ３８は、上述したように１８０度導通型の電流型コンバータとして作動するので、その出力側にはＡＣリアクトル１０２が挿入されている。

なお、図１２に示すようにＰＷＭコンバータ部３８ａのスイッチング素子をＭＯＳＦＥＴ４０ａによって構成することもできる。ＭＯＳＦＥＴ４０ａを使用することによって、高速スイッチングを行うことができる。

Claims (7)

1. 多相交流電源からの交流出力が入力側に供給され、前記交流出力を直接に別の交流出力に変換して出力側から出力する電力変換器と、
   この電力変換器の入力側と前記交流電源との間に接続されたＬＣフィルタと、
   前記電力変換手器の出力側に入力側が接続されたダイオードブリッジ整流器と、
   このダイオードブリッジ整流器の出力側に入力側が接続され、出力側が前記ＬＣフィルタの入力側に接続され、複数のスイッチング素子で構成されているブリッジ変換器と、
   前記ダイオードブリッジ整流器の出力側と前記ブリッジ変換器の入力側との間に接続され、少なくともコンデンサを有するクランプと、
   前記ダイオードブリッジ整流器の出力側と前記ブリッジ変換器の入力側との間であって、前記クランプより前記ブリッジ変換器側に配置され、少なくともリアクトルを有する電流源と、
   前記交流電源の相電流を検出する複数の電流検出器と、
   これら電流検出器の検出信号から前記交流電源の電源周波数成分を除去する複数の電源周波数成分除去器と、
   これら電源周波数成分除去器の出力信号と、前記電流源のリアクトルを流れる電流とをそれぞれ比較する複数の比較器と、
   前記各電源周波数成分除去器の出力信号のうち最大または最小のものを判別する判別器と、
   この判別器の判別結果に対応する比較器の出力信号を選択し、かつ前記判別器の判別結果に従って、前記ブリッジ変換器のスイッチング素子を選択し、選択されたスイッチング素子を比較器の出力信号に基づいて制御する制御器とを、
   具備する交流−交流直接変換型電力変換装置。
2. 請求項１記載の交流−交流直接変換型電力変換装置において、
   前記クランプのコンデンサの電圧を監視する電圧監視器を設け、前記制御器は、前記電圧監視器によって監視された前記コンデンサの電圧が予め定めた基準値よりも低いとき、前記ブリッジ変換器を停止させる交流−交流直接変換型電力変換装置。
3. 請求項１または２記載の交流−交流直接変換型電力変換装置において、前記クランプの前記コンデンサを、初期充電する充電器を備えた交流−交流直接変換型電力変換装置。
4. 請求項１記載の交流−交流直接変換型電力変換装置において、前記電流源のリアクトルに直列に第１のダイオードが接続され、第１のダイオードは前記ブリッジ変換器の入力側に電流が流れる方向に接続され、前記クランプのコンデンサに直列回路が接続され、この直列回路は、別のリアクトルと、この別のリアクトルと直列に接続された第２のダイオードとを有し、第２のダイオードは前記クランプのコンデンサに電流が流れる方向に接続されている交流−交流直接変換型電力変換装置。
5. 多相交流電源からの交流出力が入力側に供給され、前記交流出力を直接に別の交流出力に変換して出力側から出力する電力変換器と、
   この電力変換器の入力側と前記交流電源との間に接続されたＬＣフィルタと、
   前記電力変換器の出力側に入力側が接続されたダイオードブリッジ整流器と、
   このダイオードブリッジ整流器の出力側に入力側が接続され、出力側が前記ＬＣフィルタの入力側に接続され、スイッチング素子で構成されたブリッジ変換器と、
   前記ダイオードブリッジ整流器の出力側と前記ブリッジ変換器の入力側との間に接続され、少なくともコンデンサを有するクランプと、
   前記ダイオードブリッジ整流器の出力側と前記ブリッジ変換器の入力側との間であって、前記クランプより前記ブリッジ変換器側に配置され、少なくともリアクトルを有する電流源と、
   この電流源のリアクトルと共に、チョッパを構成するチョッパ用スイッチング素子と、
   このチョッパ用スイッチング素子を流れる電流を検出するチョッパ電流検出器と、
   前記交流電源の少なくとも２相電流を検出する複数の電源電流検出器と、
   これら電源電流検出器の検出信号から前記交流電源の電源周波数成分を除去する複数の電源周波数成分除去器と、
   これら電源周波数成分除去器の出力信号から目標値を算出し、この目標値と前記チョッパ電流検出器のチョッパ電流とを比較し、この比較結果に応じて前記ブリッジ変換器のスイッチング素子を制御する制御器とを、具備する交流−交流直接変換型電力変換装置。
6. 請求項５記載の交流−交流直接変換型電力変換装置において、前記クランプのコンデンサの両端間に入力側が接続され、出力側が前記ＬＣフィルタの入力側に接続されたダイオードブリッジ回路が設けられた交流−交流直接変換型電力変換装置。
7. 請求項６記載の交流−交流直接変換型電力変換装置において、前記ブリッジ変換器の前記各スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴである交流−交流直接変換型電力変換装置。

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