JP5090272B2

JP5090272B2 - Active vibration noise control device

Info

Publication number: JP5090272B2
Application number: JP2008172100A
Authority: JP
Inventors: 浩介坂本; 敏郎井上; 高橋　　彰; 康統小林
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2008-07-01
Filing date: 2008-07-01
Publication date: 2012-12-05
Anticipated expiration: 2028-07-01
Also published as: JP2010012813A

Description

この発明は、打消対象の振動騒音と、該振動騒音を相殺するための相殺音とを干渉させて、評価点における振動騒音を打ち消す能動型振動騒音制御装置に関する。 The present invention relates to an active vibration noise control apparatus for canceling vibration noise at an evaluation point by causing interference between vibration noise to be canceled and a canceling sound for canceling the vibration noise.

車両のエンジンの作動に関連するエンジンクランク、トランスミッションのメインシャフト、カウンタシャフト、プロペラシャフト等の各種回転体の回転に起因して、前記車両の動作時に、車室内に前記回転体の回転周波数に係わる振動騒音が発生する。 Due to the rotation of various rotating bodies such as engine crank, transmission main shaft, counter shaft, propeller shaft, etc. related to the operation of the engine of the vehicle, the rotational frequency of the rotating body is related to the rotational frequency in the vehicle compartment during the operation of the vehicle. Vibration noise is generated.

特許文献１には、スピーカ（相殺音発生器）からエンジンこもり音を相殺するための相殺音を発生し、マイクロフォン（誤差信号検出器）が配置される評価点（受聴点）において、前記エンジンこもり音と前記相殺音との干渉により該エンジンこもり音を打ち消す能動型振動騒音制御装置が提案されている。この場合、前記マイクロフォンは、前記エンジンこもり音と前記相殺音との差に基づく前記評価点での残留騒音を誤差信号として検出する。前記能動型振動騒音制御装置は、前記誤差信号及び前記エンジンこもり音の周波数に応じた基準信号に基づいてフィルタ係数を逐次更新し、更新した該フィルタ係数を用いて前記エンジンこもり音を相殺するための相殺信号を生成する。前記スピーカは、前記相殺信号を前記相殺音として出力する。 In Patent Document 1, a canceling sound for canceling an engine-covered sound is generated from a speaker (cancelling sound generator), and at the evaluation point (listening point) at which a microphone (error signal detector) is arranged, the engine-covering is described. There has been proposed an active vibration noise control apparatus that cancels the engine noise due to interference between the sound and the canceling sound. In this case, the microphone detects residual noise at the evaluation point based on a difference between the engine booming sound and the canceling sound as an error signal. The active vibration noise control apparatus sequentially updates a filter coefficient based on the error signal and a reference signal corresponding to the frequency of the engine booming noise, and cancels the engine booming noise using the updated filter coefficient. The cancellation signal is generated. The speaker outputs the canceling signal as the canceling sound.

ところで、エンジンこもり音は、回転体の回転に起因した周期的な振動騒音であり、実数成分及び虚数成分から構成される。また、評価点における残留騒音も、実数成分及び虚数成分から構成されることになる。しかしながら、マイクロフォンは、前記残留騒音に応じた誤差信号の実数成分しか検出することができないので、特許文献１の能動型振動騒音制御装置は、前記虚数成分を無視し、前記実数成分と参照信号とに基づいてフィルタ係数の更新演算を行う。この結果、該能動型振動騒音制御装置では、前記相殺信号を精度よく生成することができない。 By the way, the engine noise is periodic vibration noise caused by the rotation of the rotating body, and is composed of a real component and an imaginary component. The residual noise at the evaluation point is also composed of a real component and an imaginary component. However, since the microphone can detect only the real number component of the error signal corresponding to the residual noise, the active vibration noise control device of Patent Document 1 ignores the imaginary number component, and the real number component and the reference signal. Based on the above, the filter coefficient update calculation is performed. As a result, the active vibration noise control device cannot generate the cancellation signal with high accuracy.

そこで、特許文献２には、マイクロフォンで検出した誤差信号の実数成分より虚数成分を推定し、前記実数成分と、推定した前記虚数成分と、基準信号とを用いて適応ノッチフィルタのフィルタ係数を更新することが提案されている。 Therefore, Patent Document 2 estimates the imaginary component from the real component of the error signal detected by the microphone, and updates the filter coefficient of the adaptive notch filter using the real component, the estimated imaginary component, and the reference signal. It has been proposed to do.

特許第２８２７３７４号公報Japanese Patent No. 2827374 特開２００７−２６９２４４号公報JP 2007-269244 A

ところで、評価点において、エンジンこもり音と相殺音とを干渉させて該エンジンこもり音を消音する際に、マイクロフォンは、エンジンこもり音と相殺音との差に基づく打消対象周波数の残留騒音に加え、該残留騒音以外の音（例えば、ロードノイズや楽音）も検出する。従って、単純に、前記マイクロフォンにて検出された誤差信号の実数成分から虚数成分を推定した場合、推定した虚数成分には、前記残留騒音に応じた虚数成分に加え、該残留騒音以外の音に応じたノイズも含まれることになるので、前記虚数成分の推定精度が低下するおそれがある。 By the way, in the evaluation point, when the engine noise is canceled by causing the engine noise and the canceling sound to interfere, the microphone adds to the residual noise of the cancellation target frequency based on the difference between the engine noise and the cancellation noise, Sounds other than the residual noise (for example, road noise and musical sound) are also detected. Therefore, when the imaginary component is simply estimated from the real component of the error signal detected by the microphone, the estimated imaginary component is added to the sound other than the residual noise in addition to the imaginary component corresponding to the residual noise. Since the corresponding noise is also included, the estimation accuracy of the imaginary component may be reduced.

この発明は、このような課題を考慮してなされたものであり、誤差信号の実数成分から、打消対象の振動騒音の周波数における実数成分及び虚数成分を生成して、該虚数成分の推定精度を向上することにより、前記振動騒音を確実に低減することを可能とする能動型振動騒音制御装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in consideration of such problems, and generates a real component and an imaginary component at the frequency of the vibration noise to be canceled from the real component of the error signal, and increases the estimation accuracy of the imaginary component. It is an object of the present invention to provide an active vibration noise control device that can reliably reduce the vibration noise by improving.

この発明に係る能動型振動騒音制御装置は、
打消対象の振動騒音の周波数に基づく基準信号を生成する基準信号生成器と、
前記基準信号に基づいて前記振動騒音を相殺するための相殺信号を出力する適応ノッチフィルタと、
前記適応ノッチフィルタから出力される前記相殺信号に基づいて相殺音を発生する相殺音発生器と、
前記振動騒音と前記相殺音との差に基づく誤差信号の実数成分を検出する誤差信号検出器と、
前記相殺音発生器から前記誤差信号検出器に至る信号伝達特性に対応する補正値に基づき、前記基準信号を補正して補正信号を生成する補正信号生成器と、
前記誤差信号の実数成分から、前記振動騒音の周波数における前記誤差信号の振幅及び位相を表現できる位相・振幅係数を抽出する位相・振幅係数抽出器と、
前記基準信号と前記位相・振幅係数とに基づいて、前記誤差信号の実数成分及び虚数成分を生成する誤差信号生成器と、
前記補正信号と前記誤差信号の実数成分及び虚数成分とに基づいて、前記誤差信号が最小となるように前記適応ノッチフィルタのフィルタ係数を適応演算を用いて逐次更新するフィルタ係数更新器と、
を有することを特徴としている。 An active vibration and noise control device according to the present invention includes:
A reference signal generator for generating a reference signal based on the frequency of vibration noise to be canceled;
An adaptive notch filter that outputs a canceling signal for canceling the vibration noise based on the reference signal;
A canceling sound generator for generating a canceling sound based on the canceling signal output from the adaptive notch filter;
An error signal detector for detecting a real component of an error signal based on a difference between the vibration noise and the canceling sound;
A correction signal generator that corrects the reference signal to generate a correction signal based on a correction value corresponding to a signal transfer characteristic from the canceling sound generator to the error signal detector;
A phase / amplitude coefficient extractor that extracts a phase / amplitude coefficient capable of expressing the amplitude and phase of the error signal at the vibration noise frequency from the real number component of the error signal;
An error signal generator for generating a real component and an imaginary component of the error signal based on the reference signal and the phase and amplitude coefficients;
A filter coefficient updater that sequentially updates a filter coefficient of the adaptive notch filter using adaptive computation so that the error signal is minimized based on the correction signal and the real and imaginary components of the error signal;
It is characterized by having.

この発明によれば、前記誤差信号の実数成分から前記位相・振幅係数を抽出し、抽出した前記位相・振幅係数及び前記基準信号に基づいて、前記誤差信号の実数成分及び虚数成分を生成するので、前記虚数成分の推定精度が良くなり、この結果、前記振動騒音を確実に低減することが可能となる。 According to the present invention, the phase / amplitude coefficient is extracted from the real number component of the error signal, and the real number component and the imaginary number component of the error signal are generated based on the extracted phase / amplitude coefficient and the reference signal. The estimation accuracy of the imaginary component is improved, and as a result, the vibration noise can be surely reduced.

この場合、前記位相・振幅係数抽出器は、前記基準信号に基づいて制御信号を出力する第２の適応ノッチフィルタと、前記誤差信号の実数成分と前記制御信号とに基づいて補正誤差信号を生成する補正誤差信号生成器と、前記基準信号と前記補正誤差信号とに基づいて前記補正誤差信号が最小となるように前記第２の適応ノッチフィルタの第２のフィルタ係数を適応演算を用いて逐次更新し、更新した前記第２のフィルタ係数を前記位相・振幅係数として抽出する第２のフィルタ係数更新器とを備えている。 In this case, the phase / amplitude coefficient extractor generates a correction error signal based on the second adaptive notch filter that outputs a control signal based on the reference signal, the real number component of the error signal, and the control signal. The second filter coefficient of the second adaptive notch filter is sequentially calculated using adaptive calculation so that the correction error signal is minimized based on the correction error signal generator and the reference signal and the correction error signal. And a second filter coefficient updater that extracts the updated second filter coefficient as the phase / amplitude coefficient.

これにより、前記位相・振幅係数を確実に抽出することができるので、前記虚数成分を精度よく生成することが可能となる。 As a result, the phase / amplitude coefficient can be reliably extracted, so that the imaginary number component can be generated with high accuracy.

この発明によれば、誤差信号の実数成分から前記位相・振幅係数を抽出し、抽出した前記位相・振幅係数及び基準信号に基づいて、前記誤差信号の実数成分及び虚数成分を生成するので、前記虚数成分の推定精度が良くなり、この結果、振動騒音を確実に低減することが可能となる。 According to the present invention, the phase / amplitude coefficient is extracted from the real number component of the error signal, and the real number component and the imaginary number component of the error signal are generated based on the extracted phase / amplitude coefficient and the reference signal. The estimation accuracy of the imaginary component is improved, and as a result, vibration noise can be reliably reduced.

以下、この発明の実施形態について図面を参照して説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

図１は、この発明の一実施形態に係る能動型振動騒音制御装置１０の構成を示すブロック図である。 FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an active vibration noise control apparatus 10 according to an embodiment of the present invention.

能動型振動騒音制御装置１０は、基本的には、車室内空間１２に配置され、エンジンこもり音（振動騒音）を相殺するための制御信号（相殺信号）Ｓｃ２を相殺音として出力（発生）するスピーカ（相殺音発生器）１４と、車室内空間１２の所定の評価点（評価位置、受聴点）におけるエンジンこもり音と相殺音との差（干渉）である残留騒音に基づく誤差信号ｅの実数成分Ｒｅを検出するマイクロフォン（誤差信号検出器）１６と、マイクロフォン１６から誤差信号ｅの実数成分Ｒｅが入力され且つ制御信号Ｓｃ２をスピーカ１４に出力するコントローラ１８とから構成される。 The active vibration noise control device 10 is basically disposed in the vehicle interior space 12 and outputs (generates) a control signal (cancellation signal) Sc2 for canceling engine noise (vibration noise) as a canceling sound. Real number of error signal e based on residual noise, which is the difference (interference) between engine noise and canceling sound at speaker (cancellation sound generator) 14 and predetermined evaluation points (evaluation position, listening point) in vehicle interior space 12 A microphone (error signal detector) 16 that detects the component Re and a controller 18 that receives the real component Re of the error signal e from the microphone 16 and outputs the control signal Sc2 to the speaker 14 are configured.

マイクロフォン１６は、車室内空間１２の乗員の耳位置近傍、例えば車両の前座席のヘッドレスト近傍に配置される。また、複数のスピーカ１４は、５ｃｈサウンドのサラウンド効果を高めるために、例えば、車両前席側の左右キックパネル部、インストルメントルパネル中央下部、車両後席側のＣピラー下部の左右ボディ部等に配置される。なお、０．１ｃｈ分のウーハは方向性をほとんど持たないので任意の位置に配置される。 The microphone 16 is disposed in the vicinity of the passenger's ear position in the vehicle interior space 12, for example, in the vicinity of the headrest of the front seat of the vehicle. Further, in order to enhance the surround effect of the 5ch sound, the plurality of speakers 14 are provided, for example, on the left and right kick panel portions on the front seat side of the vehicle, the lower center portion of the instrument panel, the left and right body portions on the lower portion of the C pillar on the rear seat side Be placed. Note that the 0.1ch woofers have almost no directionality and are therefore arranged at arbitrary positions.

コントローラ１８は、コンピュータを含んで構成され、ＣＰＵが各種入力に基づきＲＯＭ等のメモリに記憶されているプログラムを実行することで各種の機能を実現する機能実現手段として動作する。 The controller 18 is configured to include a computer, and the CPU operates as a function realizing unit that realizes various functions by executing a program stored in a memory such as a ROM based on various inputs.

この場合、コントローラ１８は、図示しない燃料噴射ＥＣＵ（ＦＩＥＣＵ）から供給されるエンジン回転信号（エンジンパルス）よりエンジンクランク（回転体）の回転周波数ｆｅを検出する周波数カウンタとしての周波数検出器２０と、打消対象の前記エンジンこもり音の周波数である前記回転周波数ｆｅの基準信号ｘを生成する基準信号生成器２２と、基準信号ｘ及び誤差信号ｅの実数成分Ｒｅに基づいて回転周波数ｆｅにおける誤差信号ｅの振幅及び位相を表現できるフィルタ係数Ｗ１（第２のフィルタ係数、位相・振幅係数）を抽出する第１制御器（位相・振幅係数抽出器）２４と、基準信号ｘ及びフィルタ係数Ｗ１に基づいて誤差信号ｅ２（誤差信号ｅ）を生成し、生成した誤差信号ｅ２、基準信号ｘ及び補正信号ｒに基づいて制御信号Ｓｃ２を生成する第２制御器２６と、デジタル信号の制御信号Ｓｃ２をアナログ信号に変換してスピーカ１４に供給するＤ／Ａ変換器２８と、アナログ信号の誤差信号ｅをデジタル信号に変換して第１制御器２４に供給するＡ／Ｄ変換器３０とから構成される。 In this case, the controller 18 includes a frequency detector 20 as a frequency counter that detects the rotational frequency fe of the engine crank (rotary body) from an engine rotation signal (engine pulse) supplied from a fuel injection ECU (FIECU) (not shown), A reference signal generator 22 that generates a reference signal x of the rotational frequency fe that is the frequency of the engine booming sound to be canceled, and an error signal e at the rotational frequency fe based on the reference signal x and the real component Re of the error signal e. A first controller (phase / amplitude coefficient extractor) 24 for extracting a filter coefficient W1 (second filter coefficient, phase / amplitude coefficient) that can express the amplitude and phase of the signal, and the reference signal x and the filter coefficient W1 An error signal e2 (error signal e) is generated and controlled based on the generated error signal e2, reference signal x, and correction signal r. A second controller 26 for generating the signal Sc2, a D / A converter 28 for converting the control signal Sc2 of the digital signal into an analog signal and supplying the analog signal to the speaker 14, and an error signal e of the analog signal converted into a digital signal. The A / D converter 30 is supplied to the first controller 24.

図２は、基準信号生成器２２、第１制御器２４及び第２制御器２６の詳細な構成を示すブロック図である。 FIG. 2 is a block diagram showing a detailed configuration of the reference signal generator 22, the first controller 24, and the second controller 26.

基準信号生成器２２は、回転周波数ｆｅに基づき基準信号ｘとしての余弦波信号Ｒｘ｛Ｒｘ＝ｃｏｓ（２πｆｅｔ）｝を生成する余弦波発生器５０と、回転周波数ｆｅに基づき基準信号ｘとしての正弦波信号Ｉｘ｛Ｉｘ＝ｓｉｎ（２πｆｅｔ）｝を生成する正弦波発生器５２とを備える。 The reference signal generator 22 generates a cosine wave signal Rx {Rx = cos (2πfet)} as a reference signal x based on the rotation frequency fe, and a sine as the reference signal x based on the rotation frequency fe. And a sine wave generator 52 for generating a wave signal Ix {Ix = sin (2πfet)}.

第１制御器２４は、適応型フィルタである適応ノッチフィルタ（第２の適応ノッチフィルタ）３２（適応ノッチフィルタ５４、５６及び減算器５８）、加算器（補正誤差信号生成器）３４、１サンプル時間遅延器（Ｚ^-1）３６及びフィルタ係数更新器（第２のフィルタ係数更新器）３８（フィルタ係数更新器６０、６２）を備える。 The first controller 24 includes an adaptive notch filter (second adaptive notch filter) 32 (adaptive notch filters 54 and 56 and a subtractor 58), an adder (correction error signal generator) 34, and one sample, which are adaptive filters. A time delay unit (Z ⁻¹ ) 36 and a filter coefficient updater (second filter coefficient updater) 38 (filter coefficient updaters 60 and 62) are provided.

適応ノッチフィルタ５４は、余弦波信号Ｒｘにフィルタ係数Ｒｗ１（第２のフィルタ係数）をかけて出力し、適応ノッチフィルタ５６は、正弦波信号Ｉｘにフィルタ係数Ｉｗ１（第２のフィルタ係数）をかけて出力し、減算器５８は、Ｒｗ１・Ｒｘ−Ｉｗ１・Ｉｘの減算信号を制御信号Ｓｃ１として加算器３４に出力する。 The adaptive notch filter 54 outputs the cosine wave signal Rx multiplied by the filter coefficient Rw1 (second filter coefficient), and the adaptive notch filter 56 multiplies the sine wave signal Ix by the filter coefficient Iw1 (second filter coefficient). The subtractor 58 outputs a subtraction signal of Rw1, Rx-Iw1, and Ix to the adder 34 as a control signal Sc1.

加算器３４は、誤差信号ｅの実数成分Ｒｅと制御信号Ｓｃ１とを加算して補正誤差信号ｅ１を生成し、次回のサンプリング時にフィルタ係数更新器（アルゴリズム演算器）３８が補正誤差信号ｅ１を用いることができるように、１サンプル時間遅延器（Ｚ^-1）３６に該補正誤差信号ｅ１を供給する。 The adder 34 adds the real component Re of the error signal e and the control signal Sc1 to generate a correction error signal e1, and the filter coefficient updater (algorithm calculator) 38 uses the correction error signal e1 at the next sampling. The correction error signal e1 is supplied to the one sample time delay unit (Z ⁻¹ ) 36 so that it can be used.

フィルタ係数更新器６０の乗算部１５０は、余弦波信号Ｒｘと補正誤差信号ｅ１とを乗算して出力し、更新部１５２は、Ｒｘ・ｅ１の乗算信号に基づいて、補正誤差信号ｅ１が最小値となるように適応制御アルゴリズム、例えば、最急降下法の一種であるＬＭＳ（ＬｅａｓｔＭｅａｎＳｑｕａｒｅ）アルゴリズムに基づいて適応ノッチフィルタ５４のフィルタ係数Ｒｗ１を逐次更新する。また、フィルタ係数更新器６２の乗算部１５４は、正弦波信号Ｉｘと補正誤差信号ｅ１とを乗算して出力し、更新部１５６は、Ｉｘ・ｅ１の乗算信号に基づいて、補正誤差信号ｅ１が最小値となるように適応制御アルゴリズム（ＬＭＳアルゴリズム）に基づいて適応ノッチフィルタ５６のフィルタ係数Ｉｗ１を逐次更新する。 The multiplication unit 150 of the filter coefficient updater 60 multiplies the cosine wave signal Rx and the correction error signal e1 and outputs the result. The update unit 152 sets the correction error signal e1 to the minimum value based on the multiplication signal of Rx · e1. The filter coefficient Rw1 of the adaptive notch filter 54 is sequentially updated based on an adaptive control algorithm, for example, an LMS (Least Mean Square) algorithm which is a kind of steepest descent method. The multiplication unit 154 of the filter coefficient updater 62 multiplies the sine wave signal Ix and the correction error signal e1 and outputs the result. The update unit 156 generates a correction error signal e1 based on the multiplication signal of Ix · e1. The filter coefficient Iw1 of the adaptive notch filter 56 is sequentially updated based on the adaptive control algorithm (LMS algorithm) so as to be the minimum value.

なお、第１制御器２４は、１サンプル時間遅延器３６に入力される信号である補正誤差信号ｅ１が最小値になるように適応ノッチフィルタ５４、５６の各フィルタ係数Ｒｗ１、Ｉｗ１を決定する動作（適応演算）を行なうことから、加算器３４には、誤差信号ｅの実数成分Ｒｅと比較して同振幅・同位相の制御信号Ｓｃ１が入力される。 The first controller 24 determines the filter coefficients Rw1 and Iw1 of the adaptive notch filters 54 and 56 so that the correction error signal e1 that is a signal input to the one sample time delay unit 36 has a minimum value. Since (adaptive calculation) is performed, the control signal Sc1 having the same amplitude and phase as compared with the real component Re of the error signal e is input to the adder 34.

ここで、フィルタ係数更新器３８内において、補正誤差信号ｅ１及び回転周波数ｆｅの余弦波信号Ｒｘに基づき逐次更新されるフィルタ係数Ｒｗ１は、回転周波数ｆｅにおける誤差信号ｅの実数成分Ｒｅを表現できるフィルタ係数であり、一方で、補正誤差信号ｅ１及び回転周波数ｆｅの正弦波信号Ｉｘに基づき逐次更新されるフィルタ係数Ｉｗ１は、回転周波数ｆｅにおける誤差信号ｅの虚数成分Ｉｅを表現できるフィルタ係数である。そして、第１制御器２４は、これらのフィルタ係数Ｒｗ１、Ｉｗ１を第２制御器２６の誤差信号生成器４２にコピーする。すなわち、第１制御器２４は、誤差信号ｅの実数成分Ｒｅから、回転周波数ｆｅにおける誤差信号ｅの実数成分Ｒｅ及び虚数成分Ｉｅ｛誤差信号生成器４２にて生成される誤差信号ｅ２の実数成分Ｒｅ２（Ｒｅ２＝Ｒｅ）及び虚数成分Ｉｅ２（Ｉｅ２＝Ｉｅ）｝を表現できるフィルタ係数Ｒｗ１、Ｉｗ１を抽出するバンドパスフィルタとして機能する。 Here, the filter coefficient Rw1 that is sequentially updated based on the correction error signal e1 and the cosine wave signal Rx of the rotation frequency fe in the filter coefficient updater 38 is a filter that can represent the real component Re of the error signal e at the rotation frequency fe. On the other hand, the filter coefficient Iw1 that is sequentially updated based on the correction error signal e1 and the sine wave signal Ix of the rotation frequency fe is a filter coefficient that can express the imaginary component Ie of the error signal e at the rotation frequency fe. Then, the first controller 24 copies these filter coefficients Rw1 and Iw1 to the error signal generator 42 of the second controller 26. That is, the first controller 24 uses the real component Re and the imaginary component Ie of the error signal e at the rotation frequency fe from the real component Re of the error signal e {the real component of the error signal e2 generated by the error signal generator 42. It functions as a band-pass filter that extracts filter coefficients Rw1 and Iw1 that can represent Re2 (Re2 = Re) and imaginary component Ie2 (Ie2 = Ie)}.

このように、逐次更新されるフィルタ係数Ｒｗ１、Ｉｗ１が、回転周波数ｆｅにおける誤差信号ｅ（ｅ２）の実数成分Ｒｅ（Ｒｅ２）及び虚数成分Ｉｅ（Ｉｅ２）を表現できる理由については後述する。 The reason why the sequentially updated filter coefficients Rw1 and Iw1 can express the real component Re (Re2) and the imaginary component Ie (Ie2) of the error signal e (e2) at the rotation frequency fe will be described later.

一方、第２制御器２６は、フィードフォワード型のｆｉｌｔｅｒｄ−ＸＬＭＳアルゴリズムを利用した回路であり、適応型フィルタである適応ノッチフィルタ４０（適応ノッチフィルタ６４、６６及び減算器６８）、補正信号生成器４４（補正フィルタ７４、７６、７８、８０、１６０、１６２、１６６、１６８、減算部７７、１７０及び加算部８１、１６４）、誤差信号生成器４２（フィルタ７０、７２、１７２、１７４、減算部７３及び加算部１７６）及びフィルタ係数更新器４６（フィルタ係数更新器８２、８４）を備える。 On the other hand, the second controller 26 is a circuit using a feed-forward type filtered-X LMS algorithm. The second controller 26 is an adaptive notch filter 40 (adaptive notch filters 64 and 66 and a subtractor 68) that is an adaptive filter, and generates a correction signal. 44 (correction filters 74, 76, 78, 80, 160, 162, 166, 168, subtraction units 77, 170 and addition units 81, 164), error signal generator 42 (filters 70, 72, 172, 174, subtraction) Unit 73 and addition unit 176) and filter coefficient updater 46 (filter coefficient updaters 82 and 84).

適応ノッチフィルタ６４は、余弦波信号Ｒｘにフィルタ係数Ｒｗ２をかけて出力し、適応ノッチフィルタ６６は、正弦波信号Ｉｘにフィルタ係数Ｉｗ２をかけて出力し、減算器６８は、Ｒｗ２・Ｒｘ−Ｉｗ２・Ｉｘの減算信号を制御信号Ｓｃ２としてＤ／Ａ変換器２８（図１参照）に出力する。 The adaptive notch filter 64 outputs the cosine wave signal Rx multiplied by the filter coefficient Rw2, the adaptive notch filter 66 outputs the sine wave signal Ix multiplied by the filter coefficient Iw2, and the subtractor 68 outputs Rw2 · Rx−Iw2. Outputs the subtraction signal of Ix to the D / A converter 28 (see FIG. 1) as the control signal Sc2.

補正フィルタ７４、７８、１６２、１６６には、スピーカ１４からマイクロフォン１６までの車室内空間１２での回転周波数ｆｅの音の伝達特性（信号伝達特性）を模擬した模擬伝達関数Ｃ＾の実数成分Ｒｃが設定され、補正フィルタ７６、８０、１６０、１６８には、該模擬伝達関数Ｃ＾の虚数成分Ｉｃが設定されている。 The correction filters 74, 78, 162, and 166 include real components Rc of the simulated transfer function C ^ simulating the sound transfer characteristic (signal transfer characteristic) of the rotational frequency fe in the vehicle interior space 12 from the speaker 14 to the microphone 16. Is set, and the imaginary component Ic of the simulated transfer function C ^ is set in the correction filters 76, 80, 160, and 168.

従って、補正フィルタ７４、１６６は、余弦波信号Ｒｘに実数成分Ｒｃをそれぞれ作用させ（をそれぞれ補正し）、補正フィルタ７６、１６８は、正弦波信号Ｉｘに虚数成分Ｉｃをそれぞれ作用させ（をそれぞれ補正し）、補正フィルタ７８、１６２は、正弦波信号Ｉｘに実数成分Ｒｃをそれぞれ作用させ（をそれぞれ補正し）、補正フィルタ８０、１６０は、余弦波信号Ｒｘに虚数成分Ｉｃをそれぞれ作用させる（をそれぞれ補正する）。 Therefore, the correction filters 74 and 166 cause the real component Rc to act on the cosine wave signal Rx (corrects each), and the correction filters 76 and 168 cause the imaginary component Ic to act on the sine wave signal Ix (respectively). Correction filters 78 and 162 cause the real component Rc to act on the sine wave signal Ix (corrects each), and the correction filters 80 and 160 cause the imaginary component Ic to act on the cosine wave signal Rx, respectively (correction). Respectively).

減算器７７は、作用後の減算信号Ｒｃ・Ｒｘ−Ｉｃ・Ｉｘを、模擬余弦波信号である補正信号ｒｃｒとして生成する。加算器８１は、作用後の加算信号Ｒｃ・Ｉｘ＋Ｉｃ・Ｒｘを、模擬正弦波信号である補正信号ｒｓｒとして生成する。加算器１６４は、作用後の加算信号Ｒｃ・Ｉｘ＋Ｉｃ・Ｒｘを、模擬正弦波信号である補正信号ｒｓｉとして生成する。減算器１７０は、作用後の減算信号−Ｒｃ・Ｒｘ＋Ｉｃ・Ｉｘを、模擬余弦波信号である補正信号ｒｃｉとして生成する。 The subtractor 77 generates the subtraction signal Rc · Rx−Ic · Ix after the action as a correction signal rcr that is a simulated cosine wave signal. The adder 81 generates the post-action addition signal Rc · Ix + Ic · Rx as a correction signal rsr that is a simulated sine wave signal. The adder 164 generates the added signal Rc · Ix + Ic · Rx after the action as a correction signal rsi that is a simulated sine wave signal. The subtracter 170 generates a subtraction signal −Rc · Rx + Ic · Ix after the action as a correction signal rci that is a simulated cosine wave signal.

誤差信号生成器４２のフィルタ７０は、余弦波信号Ｒｘにフィルタ係数−Ｒｗ１をかけて出力し、フィルタ７２は、正弦波信号Ｉｘにフィルタ係数−Ｉｗ１をかけて出力し、減算部７３は、−Ｒｗ１・Ｒｘ−（−Ｉｗ１・Ｉｘ）＝−Ｒｗ１・Ｒｘ＋Ｉｗ１・Ｉｘの減算信号を誤差信号ｅ２の実数成分Ｒｅ２として生成する。一方、フィルタ１７２は、余弦波信号Ｒｘにフィルタ係数−Ｉｗ１をかけて出力し、フィルタ１７４は、正弦波信号Ｉｘにフィルタ係数−Ｒｗ１をかけて出力し、加算部１７６は、−Ｉｗ１・Ｒｘ−Ｒｗ１・Ｉｘの加算信号を誤差信号ｅ２の虚数成分Ｉｅ２として生成する。この場合、誤差信号生成器４２は、後述するように、マイクロフォン１６の位置における残留騒音に基づく誤差信号ｅの実数成分Ｒｅを実数成分Ｒｅ２（Ｒｅ２＝Ｒｅ）として生成すると共に、虚数成分Ｉｅを虚数成分Ｉｅ２（Ｉｅ２＝Ｉｅ）として生成する。すなわち、誤差信号生成器４２は、誤差信号ｅを推定した誤差信号ｅ２を生成する。 The filter 70 of the error signal generator 42 outputs the cosine wave signal Rx multiplied by the filter coefficient −Rw1, the filter 72 outputs the sine wave signal Ix multiplied by the filter coefficient −Iw1, and the subtractor 73 outputs − Rw1 · Rx − (− Iw1 · Ix) = − Rw1 · Rx + Iw1 · Ix is generated as a real component Re2 of the error signal e2. On the other hand, the filter 172 outputs the cosine wave signal Rx multiplied by the filter coefficient −Iw1, the filter 174 outputs the sine wave signal Ix multiplied by the filter coefficient −Rw1, and the adder 176 outputs −Iw1 · Rx−. An addition signal of Rw1 · Ix is generated as an imaginary component Ie2 of the error signal e2. In this case, as will be described later, the error signal generator 42 generates a real component Re of the error signal e based on residual noise at the position of the microphone 16 as a real component Re2 (Re2 = Re), and an imaginary component Ie as an imaginary number. Generated as component Ie2 (Ie2 = Ie). That is, the error signal generator 42 generates an error signal e2 obtained by estimating the error signal e.

フィルタ係数更新器８２の乗算部１７８は、補正信号ｒｃｒと誤差信号ｅ２の実数成分Ｒｅ２とを乗算して出力し、乗算部１８０は、補正信号ｒｓｒと誤差信号ｅ２の虚数成分Ｉｅ２とを乗算して出力し、加算部１８２は、ｒｃｒ・Ｒｅ２の乗算信号とｒｓｒ・Ｉｅ２の乗算信号とを加算して更新部１８４に出力する。更新部１８４は、ｒｃｒ・Ｒｅ２＋ｒｓｒ・Ｉｅ２の加算信号に基づいて、実数成分Ｒｅ２及び虚数成分Ｉｅ２が最小値となるように適応制御アルゴリズム（ＬＭＳアルゴリズム）に基づいて適応ノッチフィルタ６４のフィルタ係数Ｒｗ２を逐次更新する。 The multiplier 178 of the filter coefficient updater 82 multiplies the correction signal rcr and the real component Re2 of the error signal e2 and outputs the result. The multiplier 180 multiplies the correction signal rsr and the imaginary component Ie2 of the error signal e2. The adder 182 adds the rcr · Re2 multiplied signal and the rsr · Ie2 multiplied signal and outputs the result to the updater 184. The updating unit 184 calculates the filter coefficient Rw2 of the adaptive notch filter 64 based on the adaptive control algorithm (LMS algorithm) based on the addition signal of rcr · Re2 + rsr · Ie2 so that the real component Re2 and the imaginary component Ie2 become the minimum values. Update sequentially.

一方、フィルタ係数更新器８４の乗算部１８６は、補正信号ｒｓｉと誤差信号ｅ２の実数成分Ｒｅ２とを乗算して出力し、乗算部１８８は、補正信号ｒｃｉと誤差信号ｅ２の虚数成分Ｉｅ２とを乗算して出力し、加算部１９０は、ｒｓｉ・Ｒｅ２の乗算信号とｒｃｉ・Ｉｅ２の乗算信号とを加算して更新部１９２に出力する。更新部１９２は、ｒｓｉ・Ｒｅ２＋ｒｃｉ・Ｉｅ２の加算信号に基づいて、実数成分Ｒｅ２及び虚数成分Ｉｅ２が最小値となるように適応制御アルゴリズム（ＬＭＳアルゴリズム）に基づいて適応ノッチフィルタ６６のフィルタ係数Ｉｗ２を逐次更新する。 On the other hand, the multiplication unit 186 of the filter coefficient updater 84 multiplies the correction signal rsi and the real number component Re2 of the error signal e2 and outputs the result. The multiplication unit 188 outputs the correction signal rci and the imaginary number component Ie2 of the error signal e2. The multiplication unit 190 adds the rsi · Re2 multiplication signal and the rci · Ie2 multiplication signal, and outputs the result to the update unit 192. The update unit 192 sets the filter coefficient Iw2 of the adaptive notch filter 66 based on the adaptive control algorithm (LMS algorithm) based on the addition signal of rsi · Re2 + rci · Ie2 so that the real component Re2 and the imaginary component Ie2 become minimum values. Update sequentially.

以上のように構成される能動型振動騒音制御装置１０の効果について、図３〜図６Ｃを参照しながら説明する。 The effect of the active vibration noise control apparatus 10 configured as described above will be described with reference to FIGS. 3 to 6C.

図３は、比較例（特許文献２）に係る能動型振動騒音制御装置１００でのエンジンこもり音の消音制御を説明するための模式的ブロック図である。 FIG. 3 is a schematic block diagram for explaining the silencing control of the engine booming noise in the active vibration noise control apparatus 100 according to the comparative example (Patent Document 2).

能動型振動騒音制御装置１００において、適応ノッチフィルタ１０４は、基準信号ｘにフィルタ係数Ｗ２をかけて制御信号Ｗ２・ｘを生成し、車室内空間１２のスピーカ１４からマイクロフォン１６までを示すブロック１０６は、制御信号Ｗ２・ｘに模擬伝達関数Ｃ＾を作用させて、作用後の信号Ｃ＾・Ｗ２・ｘを評価点（マイクロフォン１６の位置）を示す加算器１０８に出力する。また、図示しないエンジンから前記評価点までの未知プラントを示すブロック１０２は、基準信号ｘに前記エンジンから前記評価点までの音の伝達特性（信号伝達特性）Ｐを作用させて、作用後の信号Ｐ・ｘを加算器１０８に出力する。マイクロフォン１６を示す加算器１０８は、加算信号Ｐ・ｘ＋Ｃ＾・Ｗ２・ｘを誤差信号ｅとしてフィルタ係数更新器１１２に出力する。さらに、補正信号生成器１１０は、基準信号ｘに模擬伝達関数Ｃ＾を作用させてフィルタ係数更新器１１２に出力する。フィルタ係数更新器１１２は、補正信号Ｃ＾・ｘ及び誤差信号ｅに基づいて、誤差信号ｅが最小値となるように適応制御アルゴリズム（ＬＭＳアルゴリズム）に基づいて適応ノッチフィルタ１０４のフィルタ係数Ｗ２を逐次更新する。 In the active vibration noise control apparatus 100, the adaptive notch filter 104 multiplies the reference signal x by the filter coefficient W 2 to generate the control signal W 2 · x, and a block 106 indicating the speaker 14 to the microphone 16 in the vehicle interior space 12 includes Then, the simulated transfer function C ^ is applied to the control signal W2 · x, and the signal C ^ · W2 · x after the action is output to the adder 108 indicating the evaluation point (the position of the microphone 16). A block 102 indicating an unknown plant from the engine to the evaluation point (not shown) causes the sound transfer characteristic (signal transfer characteristic) P from the engine to the evaluation point to act on the reference signal x, and the signal after the action P · x is output to the adder 108. The adder 108 indicating the microphone 16 outputs the addition signal P · x + C ＾ · W2 · x to the filter coefficient updater 112 as an error signal e. Further, the correction signal generator 110 applies the simulated transfer function C ^ to the reference signal x and outputs it to the filter coefficient updater 112. The filter coefficient updater 112 calculates the filter coefficient W2 of the adaptive notch filter 104 based on the adaptive control algorithm (LMS algorithm) based on the correction signal C ^ · x and the error signal e so that the error signal e becomes the minimum value. Update sequentially.

ここで、誤差信号ｅを下記の（１）式で表し、フィルタ係数Ｗ２、基準信号ｘ、伝達特性Ｐ及び模擬伝達関数Ｃ＾を下記の（２）式〜（５）式のように実数成分（Ｒｗ２、Ｒｘ、Ｒｐ及びＲｃ）及び虚数成分（Ｉｗ２、Ｉｘ、Ｉｐ及びＩｃ）で表わすと、誤差信号ｅの実数成分Ｒｅは、下記の（６）式で表わすことができ、一方で、誤差信号ｅの虚数成分Ｉｅは、下記の（７）式で表わすことができる。なお、ｉは、虚数単位を示す。
ｅ＝Ｐ・ｘ＋Ｃ＾・Ｗ２・ｘ
＝Ｒｅ＋ｉＩｅ（１）
Ｗ２＝Ｒｗ２＋ｉＩｗ２（２）
ｘ＝Ｒｘ＋ｉＩｘ（３）
Ｐ＝Ｒｐ＋ｉＩｐ（４）
Ｃ＾＝Ｒｃ＋ｉＩｃ（５）
Ｒｅ＝（Ｒｐ＋Ｒｃ・Ｒｗ２−Ｉｃ・Ｉｗ２）Ｒｘ
−（Ｉｐ＋Ｒｃ・Ｉｗ２＋Ｉｃ・Ｒｗ２）Ｉｘ（６）
Ｉｅ＝（Ｒｐ＋Ｒｃ・Ｒｗ２−Ｉｃ・Ｉｗ２）Ｉｘ
＋（Ｉｐ＋Ｒｃ・Ｉｗ２＋Ｉｃ・Ｒｗ２）Ｒｘ（７） Here, the error signal e is represented by the following equation (1), and the filter coefficient W2, the reference signal x, the transfer characteristic P, and the simulated transfer function C ^ are real components as in the following equations (2) to (5). When represented by (Rw2, Rx, Rp and Rc) and an imaginary component (Iw2, Ix, Ip and Ic), the real component Re of the error signal e can be represented by the following equation (6), while the error The imaginary component Ie of the signal e can be expressed by the following equation (7). Note that i represents an imaginary unit.
e = P · x + C ^ · W2 · x
= Re + iIe (1)
W2 = Rw2 + iIw2 (2)
x = Rx + iIx (3)
P = Rp + iIp (4)
C ^ = Rc + iIc (5)
Re = (Rp + Rc.Rw2-Ic.Iw2) Rx
− (Ip + Rc · Iw2 + Ic · Rw2) Ix (6)
Ie = (Rp + Rc.Rw2-Ic.Iw2) Ix
+ (Ip + Rc · Iw2 + Ic · Rw2) Rx (7)

また、今回(現在)のサンプリングｎにおけるフィルタ係数Ｗ２ｎを下記の（８）式で表した場合に、フィルタ係数更新器１１２においてフィルタ係数Ｗ２を更新する際の演算式は、下記の（９）式及び（１０）式で表わされる。ここで、μは、フィルタ係数Ｗ２の更新量に係るステップサイズパラメータであり、各式の右辺第１項目は、今回のサンプリングにおけるフィルタ係数Ｗ２の実数成分又は虚数成分であり、右辺第２項目がフィルタ係数Ｗ２（の実数成分及び虚数成分）の更新量である。
Ｗ２ｎ＝Ｒｗ２ｎ＋ｉＩｗ２ｎ（８）
Ｒｗ２_n+1＝Ｒｗ２ｎ−μ・Ｒｅ・（Ｒｃ・Ｒｘ−Ｉｃ・Ｉｘ）（９）
Ｉｗ２_n+1＝Ｉｗ２ｎ＋μ・Ｒｅ・（Ｉｃ・Ｒｘ＋Ｒｃ・Ｉｘ）（１０） Further, when the filter coefficient W2n in the current (current) sampling n is expressed by the following expression (8), an arithmetic expression for updating the filter coefficient W2 in the filter coefficient updater 112 is the following expression (9): And (10). Here, μ is a step size parameter related to the update amount of the filter coefficient W2, the first item on the right side of each equation is the real component or imaginary component of the filter coefficient W2 in the current sampling, and the second item on the right side is This is the update amount of the filter coefficient W2 (the real component and the imaginary component thereof).
W2n = Rw2n + iIw2n (8)
Rw2 _{n + 1} = Rw2n−μ · Re · (Rc · Rx−Ic · Ix) (9)
Iw2 _{n + 1} = Iw2n + μ · Re · (Ic · Rx + Rc · Ix) (10)

なお、上述した（１）〜（１０）式の導出方法等については、特許文献２に詳しく説明されているので、本明細書では、その詳細な説明を省略する。 In addition, since the derivation method of the above-described formulas (1) to (10) is described in detail in Patent Document 2, detailed description thereof is omitted in this specification.

上述した能動型振動騒音制御装置１００において、加算器１０８は、（１）式に示すように、信号Ｐ・ｘと信号Ｃ＾・Ｗ２・ｘとの加算信号を誤差信号ｅとしている。しかしながら、評価点においてエンジンこもり音と相殺音とを干渉させて該エンジンこもり音を消音させる際に、マイクロフォン１６は、前記加算信号を示す残留騒音に加え、該残留騒音以外の音（例えば、ロードノイズや楽音）も検出する。そのため、マイクロフォン１６は、前記残留騒音及び該残留騒音以外の音に応じたノイズに基づく誤差信号ｅの実数成分Ｒｅを検出する。すなわち、マイクロフォン１６は、誤差信号ｅの実数成分Ｒｅしか検出することができず、虚数成分Ｉｅを検出することはできない。従って、特許文献２では、このような実数成分Ｒｅより虚数成分Ｉｅを推定し、実数成分Ｒｅ、推定した虚数成分Ｉｅ及び基準信号ｘ（補正信号Ｃ＾・ｘ）を用いて適応ノッチフィルタ１０４のフィルタ係数Ｗ２を更新している。 In the active vibration noise control apparatus 100 described above, the adder 108 uses the addition signal of the signal P · x and the signal C ＾ · W2 · x as the error signal e as shown in the equation (1). However, when the engine muffled sound and the canceling sound are caused to interfere with each other at the evaluation point to mute the engine muffled sound, the microphone 16 adds a sound other than the residual noise (for example, a road noise) in addition to the residual noise indicating the added signal. Noise and music). Therefore, the microphone 16 detects the real number component Re of the error signal e based on the residual noise and noise corresponding to sound other than the residual noise. That is, the microphone 16 can detect only the real component Re of the error signal e, and cannot detect the imaginary component Ie. Therefore, in Patent Document 2, the imaginary component Ie is estimated from such a real component Re, and the adaptive notch filter 104 uses the real component Re, the estimated imaginary component Ie, and the reference signal x (correction signal C ^ x). The filter coefficient W2 is updated.

一方、図４は、図３に対応させて、この実施形態に係る能動型振動騒音制御装置１０を表わした模式的ブロック図であり、図５は、図４中、破線で囲まれた部分を未知のプラントのブロック１２０（伝達特性Ｐ´）として表わした場合の模式的ブロック図である。 On the other hand, FIG. 4 is a schematic block diagram showing the active vibration noise control apparatus 10 according to this embodiment corresponding to FIG. 3, and FIG. 5 shows a portion surrounded by a broken line in FIG. It is a typical block diagram at the time of expressing as the block 120 (transfer characteristic P ') of an unknown plant.

ここで、上記の（１）式、図４及び図５より、誤差信号ｅは、伝達特性Ｐ´を用いて、下記の（１１）式で表わすことができる。
ｅ＝Ｐ・ｘ＋Ｃ＾・Ｗ２・ｘ
＝（Ｐ＋Ｃ＾・Ｗ２）・ｘ
＝Ｐ´・ｘ（１１） Here, from the above equation (1) and FIGS. 4 and 5, the error signal e can be expressed by the following equation (11) using the transfer characteristic P ′.
e = P · x + C ^ · W2 · x
= (P + C ^ · W2) · x
= P 'x (11)

従って、伝達特性Ｐ´は、その実数成分をＲｐ´、虚数成分をＩｐ´とすると、下記の（１２）式で表わすことができる。
Ｐ´＝Ｐ＋Ｃ＾・Ｗ２
＝Ｒｐ´＋ｉＩｐ´ （１２） Therefore, the transfer characteristic P ′ can be expressed by the following equation (12), where the real component is Rp ′ and the imaginary component is Ip ′.
P '= P + C ^ · W2
= Rp '+ iIp' (12)

また、加算器３４で生成される補正誤差信号ｅ１は、上記の（１１）式より、下記の（１３）式で表わすことができる。
ｅ１＝ｅ＋Ｗ１・ｘ
＝Ｐ´・ｘ＋Ｗ１・ｘ（１３） Further, the correction error signal e1 generated by the adder 34 can be expressed by the following equation (13) from the above equation (11).
e1 = e + W1 · x
= P'.x + W1.x (13)

前述したように、第１制御器２４は、補正誤差信号ｅ１が最小値となるようにフィルタ係数Ｗ１の更新演算を行うので、（１３）式でｅ１＝０とおくと、Ｐ´・ｘとＷ１・ｘとの関係は、下記の（１４）式で表わされる。
Ｐ´・ｘ＝−Ｗ１・ｘ（１４） As described above, the first controller 24 performs the update calculation of the filter coefficient W1 so that the correction error signal e1 becomes the minimum value. Therefore, if e1 = 0 in the equation (13), P ′ · x The relationship with W1 · x is expressed by the following equation (14).
P ′ · x = −W1 · x (14)

また、マイクロフォン１６は、誤差信号ｅの実数成分Ｒｅのみ検出するので、第１制御器２４の加算器３４には、実数成分Ｒｅのみ入力される（Ｉｅ＝０）。また、第１制御器２４においては、補正信号生成器４４、１１０が存在しないので、Ｃ＾＝１（Ｒｃ＝１、Ｉｃ＝０）となる。そのため、Ｗ１を下記の（１５）式で表わし、今回(現在)のサンプリングｎにおけるフィルタ係数Ｗ１ｎを下記の（１６）式で表わした場合に、フィルタ係数更新器３８においてフィルタ係数Ｗ１を更新する際の演算式は、下記の（１７）式及び（１８）式で表わされる。なお、（１７）式及び（１８）式の右辺第１項目は、今回のサンプリングｎにおけるフィルタ係数Ｗ１の実数成分又は虚数成分であり、右辺第２項目は、フィルタ係数Ｗ１（の実数成分及び虚数成分）の更新量となる。また、フィルタ係数Ｗ１の更新量に係るステップサイズパラメータについてもμとする。
Ｗ１＝Ｒｗ１＋ｉＩｗ１（１５）
Ｗ１ｎ＝Ｒｗ１ｎ＋ｉＩｗ１ｎ（１６）
Ｒｗ１_n+1＝Ｒｗ１ｎ−μ・Ｒｅ・Ｒｘ（１７）
Ｉｗ１_n+1＝Ｉｗ１ｎ＋μ・Ｒｅ・Ｉｘ（１８） Since the microphone 16 detects only the real component Re of the error signal e, only the real component Re is input to the adder 34 of the first controller 24 (Ie = 0). In the first controller 24, since the correction signal generators 44 and 110 do not exist, C ^ = 1 (Rc = 1, Ic = 0). Therefore, when W1 is expressed by the following equation (15) and the filter coefficient W1n at the current (current) sampling n is expressed by the following equation (16), the filter coefficient updater 38 updates the filter coefficient W1. Are expressed by the following equations (17) and (18). Note that the first item on the right side of the equations (17) and (18) is the real component or the imaginary component of the filter coefficient W1 at the current sampling n, and the second item on the right side is the filter component W1 (the real component and the imaginary number). Component). The step size parameter related to the update amount of the filter coefficient W1 is also μ.
W1 = Rw1 + iIw1 (15)
W1n = Rw1n + iIw1n (16)
Rw1 _{n + 1} = Rw1n-μ · Re · Rx (17)
Iw1 _{n + 1} = Iw1n + μ · Re · Ix (18)

ここで、（１１）式よりｅ＝Ｐ´・ｘであり、（１４）式よりＰ´・ｘ＝−Ｗ１・ｘであるため、誤差信号ｅは、（３）式、（１１）式、（１４）式及び（１５）式より、下記の（１９）式で表わされる。
ｅ＝Ｐ´・ｘ
＝−Ｗ１・ｘ
＝−（Ｒｗ１＋ｉＩｗ１）・（Ｒｘ＋ｉＩｘ）
＝−｛（Ｒｗ１・Ｒｘ−Ｉｗ１・Ｉｘ）
＋ｉ（Ｒｗ１・Ｉｘ＋Ｉｗ１・Ｒｘ）｝（１９） Here, e = P ′ · x from the equation (11) and P ′ · x = −W1 · x from the equation (14), so that the error signal e is expressed by the equations (3), (11), From the formulas (14) and (15), it is expressed by the following formula (19).
e = P '· x
= -W1 x
=-(Rw1 + iIw1). (Rx + iIx)
=-{(Rw1, Rx-Iw1, Ix)
+ I (Rw1 · Ix + Iw1 · Rx)} (19)

従って、（１９）式より、誤差信号ｅの実数成分Ｒｅと、虚数成分Ｉｅとは、下記の（２０）式及び（２１）式でそれぞれ表わされる。
Ｒｅ＝−（Ｒｗ１・Ｒｘ−Ｉｗ１・Ｉｘ）（２０）
Ｉｅ＝−（Ｒｗ１・Ｉｘ＋Ｉｗ１・Ｒｘ）（２１） Therefore, from equation (19), the real component Re and the imaginary component Ie of the error signal e are expressed by the following equations (20) and (21), respectively.
Re = − (Rw1 · Rx−Iw1 · Ix) (20)
Ie = − (Rw1 · Ix + Iw1 · Rx) (21)

（２０）式及び（２１）式に示すように、誤差信号ｅの実数成分Ｒｅ及び虚数成分Ｉｅには、フィルタ係数Ｗ１の実数成分であるフィルタ係数Ｒｗ１と、該フィルタ係数Ｗ１の虚数成分であるフィルタ係数Ｉｗ１とがそれぞれ含まれているので、フィルタ係数Ｒｗ１、Ｉｗ１は、誤差信号ｅの実数成分Ｒｅ及び虚数成分Ｉｗ１（誤差信号ｅの振幅及び位相）を表現できる係数（位相・振幅係数）であることが理解できる。 As shown in the equations (20) and (21), the real component Re and the imaginary component Ie of the error signal e are the filter coefficient Rw1 that is the real component of the filter coefficient W1 and the imaginary component of the filter coefficient W1. Since the filter coefficient Iw1 is included, the filter coefficients Rw1 and Iw1 are coefficients (phase / amplitude coefficients) that can represent the real component Re and the imaginary component Iw1 (the amplitude and phase of the error signal e) of the error signal e. I can understand.

そこで、この実施形態に係る能動型振動騒音制御装置１０においては、図１及び図２に示すように、第１制御器２４は、補正誤差信号ｅ１及び回転周波数ｆｅの余弦波信号Ｒｘに基づいてフィルタ係数Ｒｗ１を逐次更新すると共に、補正誤差信号ｅ１及び回転周波数ｆｅの正弦波信号Ｉｘに基づいてフィルタ係数Ｉｗ１を逐次更新し、更新したフィルタ係数Ｒｗ１、Ｉｗ１を、第２制御器２６の誤差信号生成器４２にコピーする。 Therefore, in the active vibration noise control apparatus 10 according to this embodiment, as shown in FIGS. 1 and 2, the first controller 24 is based on the correction error signal e1 and the cosine wave signal Rx having the rotation frequency fe. The filter coefficient Rw1 is sequentially updated, the filter coefficient Iw1 is sequentially updated based on the correction error signal e1 and the sine wave signal Ix of the rotation frequency fe, and the updated filter coefficients Rw1 and Iw1 are used as error signals of the second controller 26. Copy to generator 42.

第２制御器２６の誤差信号生成器４２においては、フィルタ７０、７２及び減算部７３により（２０）式の演算処理を行うことで、誤差信号ｅの実数成分Ｒｅを示す実数成分Ｒｅ２（Ｒｅ２＝Ｒｅ）が生成され、一方で、フィルタ１７２、１７４及び加算部１７６により（２１）式の演算処理を行うことで、誤差信号ｅの虚数成分Ｉｅを示す虚数成分Ｉｅ２（Ｉｅ２＝Ｉｅ）が生成される。すなわち、誤差信号生成器４２は、エンジンこもり音の周波数（回転周波数ｆｅ）における誤差信号ｅ２（ｅ２＝ｅ）を生成していることになる。 In the error signal generator 42 of the second controller 26, the real number component Re2 (Re2 = Re2 = representing the real number component Re of the error signal e) is performed by the filters 70 and 72 and the subtracting unit 73. On the other hand, the filters 172 and 174 and the adder 176 perform the calculation process of the expression (21), thereby generating an imaginary number component Ie2 (Ie2 = Ie) indicating the imaginary number component Ie of the error signal e. The That is, the error signal generator 42 generates the error signal e2 (e2 = e) at the frequency of the engine booming sound (rotation frequency fe).

従って、この実施形態に係る能動型振動騒音制御装置１０によれば、エンジンこもり音の周波数（回転周波数ｆｅ）における誤差信号ｅ２の実数成分Ｒｅ２及び虚数成分Ｉｅ２を生成し、生成した実数成分Ｒｅ２及び虚数成分Ｉｅ２を用いて適応ノッチフィルタ４０のフィルタ係数Ｒｗ２、Ｉｗ２を逐次更新するので、基準信号ｘにフィルタ係数Ｒｗ２、Ｉｗ２をかけて生成される制御信号Ｓｃ２は、エンジンこもり音の周波数に応じた信号となり、この結果、スピーカ１４から制御信号Ｓｃ２を相殺音として出力することにより、評価点（マイクロフォン１６の位置）におけるエンジンこもり音を確実に低減することが可能となる。 Therefore, according to the active vibration noise control device 10 according to this embodiment, the real component Re2 and the imaginary component Ie2 of the error signal e2 at the frequency of the engine noise (rotation frequency fe) are generated, and the generated real component Re2 and Since the filter coefficients Rw2 and Iw2 of the adaptive notch filter 40 are sequentially updated using the imaginary number component Ie2, the control signal Sc2 generated by multiplying the reference signal x by the filter coefficients Rw2 and Iw2 corresponds to the frequency of engine noise. As a result, by outputting the control signal Sc2 as a canceling sound from the speaker 14, it is possible to reliably reduce engine noise at the evaluation point (the position of the microphone 16).

すなわち、第１制御器２４は、制御信号Ｓｃ１を生成する適応ノッチフィルタ３２と、誤差信号ｅの実数成分Ｒｅと制御信号Ｓｃ１とを加算して補正誤差信号ｅ１を生成する加算器３４と、基準信号ｘ及び補正誤差信号ｅ１に基づいて補正誤差信号ｅ１が最小となるようにフィルタ係数Ｗ１（Ｒｗ１、Ｉｗ１）を適応演算を用いて逐次更新し、更新したフィルタ係数Ｗ１を誤差信号ｅ（ｅ２）の振幅及び位相を表現できる位相・振幅係数（フィルタ係数Ｒｗ１、Ｉｗ１）として抽出するフィルタ係数更新器３８とを備えるので、第２制御器２６では、フィルタ係数Ｒｗ１、Ｉｗ１を用いて実数成分Ｒｅ２及び虚数成分Ｉｅ２を精度よく推定（生成）することにより、相殺音に応じた制御信号Ｓｃ２を精度よく生成することができる。 That is, the first controller 24 includes an adaptive notch filter 32 that generates the control signal Sc1, an adder 34 that generates the correction error signal e1 by adding the real component Re of the error signal e and the control signal Sc1, and a reference Based on the signal x and the correction error signal e1, the filter coefficient W1 (Rw1, Iw1) is sequentially updated using adaptive computation so that the correction error signal e1 is minimized, and the updated filter coefficient W1 is the error signal e (e2). And a filter coefficient updater 38 that extracts the phase and amplitude coefficients (filter coefficients Rw1 and Iw1) that can represent the amplitude and phase of the second component 26, the second controller 26 uses the filter coefficients Rw1 and Iw1 to generate real component Re2 and By accurately estimating (generating) the imaginary component Ie2, the control signal Sc2 corresponding to the canceling sound can be generated with high accuracy.

図６Ａは、誤差信号ｅの時間変化を示す特性図であり、図６Ｂは、誤差信号ｅ２の実数成分Ｒｅ２及び虚数成分Ｉｅ２を生成しない場合におけるフィルタ係数Ｗ２の更新量の時間変化を示す特性図であり、図６Ｃは、この実施形態に係る能動型振動騒音制御装置１０でのフィルタ係数Ｗ２の更新量の時間変化を示す特性図である。ここでは、時刻ｔ０で消音制御が開始されるものとする。 6A is a characteristic diagram showing a time change of the error signal e, and FIG. 6B is a characteristic diagram showing a time change of the update amount of the filter coefficient W2 when the real component Re2 and the imaginary component Ie2 of the error signal e2 are not generated. FIG. 6C is a characteristic diagram showing the change over time of the update amount of the filter coefficient W2 in the active vibration noise control apparatus 10 according to this embodiment. Here, it is assumed that mute control is started at time t0.

実数成分Ｒｅ２及び虚数成分Ｉｅ２を生成せずにフィルタ係数Ｗ２の適応演算を行った場合には、図６Ｂに示すように、誤差信号ｅのレベルが大きい時刻ではフィルタ係数Ｗ２の更新量が大きく、一方で、誤差信号ｅのレベルが小さい時刻ではフィルタ係数Ｗの更新量が小さくなる。すなわち、誤差信号ｅのレベルの時間変化に同期してフィルタ係数Ｗの更新量も変化しており、誤差信号ｅがゼロレベルに収束するまで長時間を要することになる。 When the adaptive calculation of the filter coefficient W2 is performed without generating the real number component Re2 and the imaginary number component Ie2, as shown in FIG. 6B, the update amount of the filter coefficient W2 is large at the time when the level of the error signal e is large. On the other hand, the update amount of the filter coefficient W is small at the time when the level of the error signal e is small. That is, the update amount of the filter coefficient W is changed in synchronization with the time change of the level of the error signal e, and it takes a long time for the error signal e to converge to the zero level.

これに対して、この実施形態に係る能動型振動騒音制御装置１０では、生成した実数成分Ｒｅ２及び虚数成分Ｉｅ２を用いてフィルタ係数Ｗ２の適応演算を行っている。すなわち、フィルタ係数Ｗ２の更新量に実数成分Ｒｅ２及び虚数成分Ｉｅ２を含ませることにより、前記更新量は、誤差信号ｅの複素平面上における振幅（実数成分Ｒｅ２及び虚数成分Ｉｅ２の２乗和の平方根）に比例することになる。従って、能動型振動騒音制御装置１０では、誤差信号ｅの複素平面上における振幅が大きい時刻（図６Ａ参照）ではフィルタ係数Ｗ２の更新量を大きくし（図６Ｃ参照）、誤差信号ｅの複素平面上における振幅が小さい時刻ではフィルタ係数Ｗ２の更新量を小さくする。なお、図６Ａ中の破線は、誤差信号ｅの複素平面上における振幅の大きさを示している。 On the other hand, in the active vibration noise control apparatus 10 according to this embodiment, the adaptive calculation of the filter coefficient W2 is performed using the generated real number component Re2 and imaginary number component Ie2. That is, by including the real number component Re2 and the imaginary number component Ie2 in the update amount of the filter coefficient W2, the update amount has the amplitude on the complex plane of the error signal e (the square root of the square sum of the real number component Re2 and the imaginary number component Ie2). ). Therefore, in the active vibration noise control device 10, the update amount of the filter coefficient W2 is increased (see FIG. 6C) at the time when the amplitude of the error signal e on the complex plane is large (see FIG. 6A), and the complex plane of the error signal e is obtained. The update amount of the filter coefficient W2 is reduced at the time when the amplitude is small. Note that the broken line in FIG. 6A indicates the magnitude of the amplitude of the error signal e on the complex plane.

これにより、誤差信号ｅのレベルの変化に同期してフィルタ係数Ｗ２の更新量が変化しなくなるので、誤差信号ｅを短時間でゼロレベルにまで収束させることができる。すなわち、短時間でエンジンこもり音を低減することが可能となる。 As a result, the update amount of the filter coefficient W2 does not change in synchronization with the change in the level of the error signal e, so that the error signal e can be converged to the zero level in a short time. That is, it is possible to reduce engine noise in a short time.

また、特許文献２においては、サンプリング周期間で誤差信号ｅが大きく変動するおそれが少ないにも関わらず、誤差信号ｅの実数成分Ｒｅを微分することに基づいて虚数成分Ｉｅを推定している。 Further, in Patent Document 2, the imaginary component Ie is estimated based on differentiating the real component Re of the error signal e, although the error signal e is less likely to fluctuate greatly between sampling periods.

これに対して、この実施形態に係る能動型振動騒音制御装置１０では、前述したように、抽出したフィルタ係数Ｒｗ１、Ｉｗ１を用いて、誤差信号生成器４２が（２０）式及び（２１）式の演算処理を行うことにより、回転周波数ｆｅにおける誤差信号ｅ２の実数成分Ｒｅ２及び虚数成分Ｉｅ２を生成するので、実数成分Ｒｅ２及び虚数成分Ｉｅ２の推定精度が向上する。 On the other hand, in the active vibration noise control apparatus 10 according to this embodiment, as described above, the error signal generator 42 uses the extracted filter coefficients Rw1 and Iw1 to convert the error signal generator 42 into the expressions (20) and (21). Since the real number component Re2 and the imaginary number component Ie2 of the error signal e2 at the rotation frequency fe are generated by performing the calculation process of (2), the estimation accuracy of the real number component Re2 and the imaginary number component Ie2 is improved.

なお、この発明は、上述した実施形態に限らず、明細書及び図面の記載内容に基づき、種々の変更が可能であることは勿論である。 Of course, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications can be made based on the description in the specification and the drawings.

例えば、ロードノイズのように、振動騒音の周波数が予め分かっている場合には、周波数検出器２０を省略し、基準信号生成器２２において、前記周波数に応じた基準信号ｘを生成してもよい。 For example, when the frequency of vibration noise such as road noise is known in advance, the frequency detector 20 may be omitted, and the reference signal x corresponding to the frequency may be generated by the reference signal generator 22. .

この発明の一実施形態に係る能動型振動騒音制御装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the active vibration noise control apparatus which concerns on one Embodiment of this invention. 図１の基準信号発生器、第１制御器及び第２制御器の詳細な構成を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram illustrating detailed configurations of a reference signal generator, a first controller, and a second controller in FIG. 1. 比較例に係る能動型振動騒音制御装置でのエンジンこもり音の消音制御を説明するための模式的ブロック図である。It is a typical block diagram for demonstrating the silencing control of the engine booming sound in the active type vibration noise control apparatus which concerns on a comparative example. 図１及び図２の能動型振動騒音制御装置の模式的ブロック図である。FIG. 3 is a schematic block diagram of the active vibration noise control apparatus of FIGS. 1 and 2. 図４の能動型振動騒音制御装置をさらに模式化したブロック図である。FIG. 5 is a block diagram further illustrating the active vibration noise control device of FIG. 4. 図６Ａは、誤差信号の時間変化を示す特性図であり、図６Ｂは、誤差信号の実数成分及び虚数成分を生成しない場合でのフィルタ係数の更新量の時間変化を示す特性図であり、図６Ｃは、図１の能動型振動騒音制御装置でのフィルタ係数の更新量の時間変化を示す特性図である。6A is a characteristic diagram showing a time change of the error signal, and FIG. 6B is a characteristic diagram showing a time change of the update amount of the filter coefficient when the real component and the imaginary component of the error signal are not generated. FIG. 6C is a characteristic diagram illustrating a change over time in the update amount of the filter coefficient in the active vibration noise control apparatus of FIG. 1.

符号の説明Explanation of symbols

１０…能動型振動騒音制御装置１４…スピーカ
１６…マイクロフォン２２…基準信号生成器
２４…第１制御器２６…第２制御器
３２、４０、５４、５６、６４、６６…適応ノッチフィルタ
３４…加算器３６…１サンプル時間遅延器
３８、４６、６０、６２、８２、８４…フィルタ係数更新器
４２…誤差信号生成器４４…補正信号生成器
５０…余弦波発生器５２…正弦波発生器 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Active vibration noise control apparatus 14 ... Speaker 16 ... Microphone 22 ... Reference signal generator 24 ... 1st controller 26 ... 2nd controller 32, 40, 54, 56, 64, 66 ... Adaptive notch filter 34 ... Addition 36: 1 sample time delay unit 38, 46, 60, 62, 82, 84 ... Filter coefficient updater 42 ... Error signal generator 44 ... Correction signal generator 50 ... Cosine wave generator 52 ... Sine wave generator

Claims

打消対象の振動騒音の周波数に基づく基準信号を生成する基準信号生成器と、
前記基準信号に基づいて前記振動騒音を相殺するための相殺信号を出力する適応ノッチフィルタと、
前記適応ノッチフィルタから出力される前記相殺信号に基づいて相殺音を発生する相殺音発生器と、
前記振動騒音と前記相殺音との差に基づく誤差信号の実数成分を検出する誤差信号検出器と、
前記相殺音発生器から前記誤差信号検出器に至る信号伝達特性に対応する補正値に基づき、前記基準信号を補正して補正信号を生成する補正信号生成器と、
前記誤差信号の実数成分から、前記振動騒音の周波数における前記誤差信号の振幅と位相とを表現できる位相・振幅係数を抽出する位相・振幅係数抽出器と、
前記基準信号と前記位相・振幅係数とに基づいて、前記誤差信号の実数成分及び虚数成分を生成する誤差信号生成器と、
前記補正信号と前記誤差信号の実数成分及び虚数成分とに基づいて、前記誤差信号が最小となるように前記適応ノッチフィルタのフィルタ係数を適応演算を用いて逐次更新するフィルタ係数更新器と、
を有することを特徴とする能動型振動騒音制御装置。 A reference signal generator for generating a reference signal based on the frequency of vibration noise to be canceled;
An adaptive notch filter that outputs a canceling signal for canceling the vibration noise based on the reference signal;
A canceling sound generator for generating a canceling sound based on the canceling signal output from the adaptive notch filter;
An error signal detector for detecting a real component of an error signal based on a difference between the vibration noise and the canceling sound;
A correction signal generator that corrects the reference signal to generate a correction signal based on a correction value corresponding to a signal transfer characteristic from the canceling sound generator to the error signal detector;
A phase / amplitude coefficient extractor that extracts a phase / amplitude coefficient capable of expressing the amplitude and phase of the error signal at the frequency of the vibration noise from the real number component of the error signal;
An error signal generator for generating a real component and an imaginary component of the error signal based on the reference signal and the phase and amplitude coefficients;
A filter coefficient updater that sequentially updates a filter coefficient of the adaptive notch filter using adaptive computation so that the error signal is minimized based on the correction signal and the real and imaginary components of the error signal;
An active vibration noise control device comprising:

請求項１記載の能動型振動騒音制御装置において、
前記位相・振幅係数抽出器は、
前記基準信号に基づいて制御信号を出力する第２の適応ノッチフィルタと、
前記誤差信号の実数成分と前記制御信号とに基づいて補正誤差信号を生成する補正誤差信号生成器と、
前記基準信号と前記補正誤差信号とに基づいて、前記補正誤差信号が最小となるように前記第２の適応ノッチフィルタの第２のフィルタ係数を適応演算を用いて逐次更新し、更新した前記第２のフィルタ係数を前記位相・振幅係数として抽出する第２のフィルタ係数更新器と、
を備えることを特徴とする能動型振動騒音制御装置。 The active vibration noise control apparatus according to claim 1,
The phase / amplitude coefficient extractor is:
A second adaptive notch filter that outputs a control signal based on the reference signal;
A correction error signal generator that generates a correction error signal based on the real component of the error signal and the control signal;
Based on the reference signal and the correction error signal, the second filter coefficient of the second adaptive notch filter is sequentially updated using an adaptive operation so that the correction error signal is minimized, and the updated second filter coefficient is updated. A second filter coefficient updater for extracting two filter coefficients as the phase / amplitude coefficient;
An active vibration noise control apparatus comprising: