JP5058974B2 - 無線伝送システム及び無線伝送方法、並びにそれらに用いられる無線局及び送信局 - Google Patents

Description

本発明は、耐マルチパス性を有する伝送方式を用いて、複数の無線伝送装置が信号を送受信する無線伝送システム、及び無線伝送方法、並びにそれらに用いられる無線局及び送信局に関する。

無線通信の分野において、マルチパスへの耐性のある変復調方式を用いて、複数の送信局から同時に送信することによって複数の信号経路を人為的に形成し、受信側で複数の受信到来波を合成することでパスダイバーシチ（又は送信ダイバーシチとも呼ばれる）による効果を得て、伝送特性の改善を図る手法がある。

マルチパスへの耐性のある変復調方式には、例えば、スペクトル拡散方式や、広い周波数に渡って配置された多数のサブキャリアに情報を分散させて伝送する直交周波数分割多重方式（OFDM; Orthogonal Frequency Division Multiplexing）、伝送シンボル内に位相や振幅の冗長を加えることで耐マルチパス性を発揮させる耐マルチパス変調方式、凸状の位相冗長を加えたＰＳＫ−ＶＰ（Phase Shift Keying with Varied Phase）方式（非特許文献１）、振幅冗長を加えたＰＳＫ−ＲＺ（Return to Zero Phase Shift Keying ）方式（非特許文献２）等の変調方式に工夫が施されたものや、変調方式は通常であるが受信側で等化器を用いることで耐マルチパス性を発揮させる方式、等がある。

スペクトル拡散方式には、例えば、元の信号より広い帯域の拡散信号を掛け合わせる直接拡散方式（DSSS; Direct Sequence Spread Spectrum ）、周波数を広い帯域に渡ってホップさせる周波数ホッピング方式（FHSS; Frequency Hopping Spread Spectrum ）、帯域の広いインパルスで拡散するタイムホッピング方式（THSS; Time Hopping Spread Spectrum）がある。

このような、耐マルチパス性を有する変復調方式を用いてパスダイバーシチによる積極的な効果を発揮するためには、信号の到来時間差の上限と下限について、以下のような条件がある。ここでは、パスダイバーシチによる効果を発揮することができる到来時間差の下限を遅延分解能と、上限を遅延上限とする。遅延分解能及び遅延上限は、用いられる変復調方式の原理から定まる場合もあり、また変復調方式のパラメータや実装上の制約から定まる場合もある。

例えば、ＤＳＳＳ方式では、遅延分解能は拡散符号の１チップ長に相当し、遅延上限は拡散符号長未満に相当する。従って、ＤＳＳＳ方式を用いて通信する場合、到来時間差が１チップ長以上であり、拡散符号長未満であれば、受信側で受信信号を遅延波成分に分離して合成（ＲＡＫＥ受信）し、パスダイバーシチ効果を得ることができる。

また、ＯＦＤＭ方式の場合、信号に設定したガード区間で遅延波成分を吸収するために、遅延上限はガード区間の時間長に相当する。遅延波の到来時間差がガード区間以内であればシンボル間干渉が生じない。また、通常、複数のサブキャリアにまたがって誤り訂正処理を施すので、一部のサブキャリアがマルチパス歪みで誤りを生じても情報を再現することができる。一方、遅延分解能は、周波数帯域幅の逆数程度に相当する。このように、ＯＦＤＭ方式を用いる場合、ガード区間による効果と、広い周波数帯に渡って情報を散在させて回収することによる周波数ダイバーシチ効果とによってパスダイバーシチによる効果を得ることができる。

また、耐マルチパス変調方式のＰＳＫ−ＶＰ方式やＰＳＫ−ＲＺ方式を用いる場合、遅延分解能は、シンボル長の数分の１程度の時間に相当し、遅延上限は、１シンボル長未満程度の時間に相当する。ＰＳＫ方式、ＱＡＭ方式等の通常のシングルキャリア方式で送信し、受信側でタップ付遅延線を用いて復調する場合、遅延分解能はシンボル長に相当し、遅延上限はタップ数で決まる時間長に相当する。

そして、このような耐マルチパス性能を有する変復調方式を用い、パスダイバーシチによる効果を人為的に生じさせて伝送特性を改善させる無線伝送システムの例を、以下に示す。

特許文献１は、耐マルチパス性を有する変復調方式を用いて通信する従来の無線伝送システムについて記載している。図５１は、特許文献１に記載された無線伝送システムのブロック図である。図５１では、信号が基地局３１０から移動局３３０に送信される下り系のみが示されている。図５１において、基地局３１０は、通信エリア（無線ゾーン）３００を形成し、エリア内の移動局３３０とＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access ）方式を用いて通信する。

基地局３１０において、無線機３１１から出力される信号は、送信アンテナ３１２を介して、中継装置３２０及び移動局３３０に送信される。中継装置３２０において、受信アンテナ３２２によって受信された信号Ｓ１は、遅延器３２４によって遅延されて合成器３２３に入力される。また、アンテナ３２１によって受信された信号Ｓ２は、合成器３２３に直接入力される。合成器３２３は、信号Ｓ１及びＳ２を合成する。合成器３２３によって合成された信号は、増幅器３２５によって増幅され、送信アンテナ３２６を介して移動局３３０に送信される。

移動局３３０は、ＲＡＫＥ受信機であって、中継装置が遅延を与えた信号、与えなかった信号、及び送信局が送信した信号の３つの信号を受信する。中継装置３２０において、遅延器３２４は、拡散符号系列の符号時間（チップ長）以上の遅延を信号Ｓ１に与えるため、複数信号の間にはチップ長以上の遅延が生じる。そして、受信側ではＲＡＫＥ受信を行ってパスダイバーシチ効果を得て伝送特性の改善を図る仕組みとなっている。この従来の無線伝送システムでは、以上のようにして、別の伝送パス・遅延波を人為的に加えることで、パスダイバーシチによる効果を高めて伝送特性の改善を行うことを狙っている。

また、シンボル波形（シンボル内の位相波形）に着目した特許文献２に記載された伝送方法の変調方式は、シンボル波形の位相についてシンボル周期Ｔに同期させた凸型の位相遷移を有し、遅延検波によって検波出力を得る方法で、マルチパスによって検波出力が消失してしまう状況を回避し、逆にパスの合成効果を得て伝送特性を改善することができる。この改善効果は、原理的に遅延波の遅延量τが所定の範囲（０＜τ＜Ｔ）において効果を発揮する。

図５２は、特許文献２に記載されたシンボル波形の位相遷移を示す概略図である。図５２において、この位相遷移は、１シンボルの時間長（シンボル長）Ｔでの遷移幅を最大位相遷移量φ_MAXで規定し、下記式（１）に示す関数に基づいて放物線状に位相を変化させる。

図５３は、特許文献２に記載された伝送信号生成回路７００の構成を示す図である。図５３に示すように、伝送信号生成回路７００は、差動符号化回路７０１と、波形発生回路７０２と、直交変調器７０４と、発振器７０３とを備える。そして、伝送信号生成回路７００は、送信データを差動符号化回路７０１で差動符号化し、波形発生回路７０２で凸型の位相冗長性を有するシンボル波形を用いて変調し、直交変調器７０４で搬送波周波数帯の信号に変換する。

次に、このような凸型の位相冗長性を持たせたシンボル波形を用いる場合の到来信号間の位相関係について示す。
図５４は、凸型の位相冗長性を持たせたシンボル波形を用いる場合における２つの到来信号Ａ及びＢの位相関係を示す概略図である。図５４において、位相差αを１８０度とすると、到来信号間に遅延が生じる場合でも位相が凸状に遷移するので、有効区間内で打ち消し合って受信波が消失する区間（図５４のｂ点）があっても、打ち消し合わずに受信波が残存する区間（図５４のａ点及びｃ点）がある。この到来信号Ａ及びＢを遅延検波と低域通過フィルタとの組み合わせによって処理することで、有効な検波出力を得ることができる、よって、結果的にパスダイバーシチ効果を得て伝送特性が改善される。

図５５は、特許文献２に記載される変調方式による送信ダイバーシチを用いた従来の無線伝送システムの構成を示す模式図である。図５５に示すように、伝送信号生成回路７００と第１及び第２空中線９０４及び９０５との間に遅延器９０１を設け、第１及び第２空中線９０４及び９０５から送信する信号間に、遅延を挿入する。このとき、パスダイバーシチ効果が良好に発揮される遅延量に設定して送信することで、伝送特性の改善が図られる。
特許第２７６４１５０号明細書 特許第２５０６７４８号明細書 エッチ．タカイ、「ビーイーアール・パフォーマンス・オブ・アンチマルチパス・モジュレーション・スキーム・ピーエスケー−ブイピー・アンド・イッツ・オプティマム・フェーズ−ウェーブフォーム」、アイトリプルイー・トランス・ブイイーエイチ．テクノロジー（H. Takai, "BER Performance of Anti-Multipath Modulation Scheme PSK-VP and its Optimum Phase-Waveform"，IEEE, Trans. Veh. Technol.), Vol. VT-42、１９９３年１１月、ｐ６２５−６４０ エス．アリヤビスタクル、エス．ヨシダ、エフ．イケガミ、ケイ．タナカ、ティー．タケウチ、「ア・パワーエフィシェント・リニア・ディジタル・モジュレータ・アンド・イッツ・アプリケーション・トゥー・アン・アンチマルチパス・モジュレーション・ピーエスケー−アールゼット・スキーム」、プロシーディングズ・オブ・アイトリプルイー・ビークラー・テクノロジー・カンファレンス（S. Ariyavisitakul, S. Yoshida, F. Ikegami, K. Tanaka, T. Takeuchi, "A Power-efficient linear digital modulator and its application to an anti-multipath modulation PSK-RZ scheme)」, Proceedings of IEEE Vehicular Technology Conference）、１９８７年６月、ｐ６６−７１

上述したマルチパスへの耐性のある変復調方式では、パスダイバーシチ効果に寄与する独立なブランチについて、有効となる最大のブランチ数（以下、最大有効ブランチ数）が少数に限られる場合がある。パスダイバーシチ効果に寄与する最大有効ブランチ数は、遅延上限を遅延分解能で除算した値以下になるが、遅延上限が遅延分解能に近接すると、これがごく小さな値になるためである。

例えば、最大有効ブランチ数が２つの場合、遅延分解能だけ離れた到来遅延を有する２波に、さらに３波目が間の到来遅延に加わると、３波目は元の２波の両方に重畳され、受信機でのパス分解後も共通して残留することとなって、パスダイバーシチにおけるブランチ（枝）間の相関を増し、劣化が生じてしまう。このように、遅延上限が遅延分解能に近接し、パスダイバーシチによる効果に寄与する最大有効ブランチ数が少数に限られるような場合においては、遅延を有するパスを付け加えさえすれば良いというわけにはいかないが、特許文献１及び２を含め、この問題を解決する方法は未だに提案されていない。

遅延上限が遅延分解能に近接し、パスダイバーシチによる効果に寄与する最大有効ブランチ数が少数に限られるような場合について、各々の変復調方式に対して、さらに詳述すると以下のようになる。

ＤＳＳＳ方式を用いる場合、遅延上限は拡散符号長未満に相当するため、拡散符号長が短くなり、遅延分解能に相当する拡散チップ長に近づくと、最大有効ブランチ数が少数になる。例えば、拡散符号長が４チップ長であって、拡散率が４倍、すなわち、１シンボルが４チップの拡散符号で拡散されている場合、遅延分解能は１チップ長、遅延上限は３チップ長となるため、ブランチ数は高々４つ程度になる。ＦＨＳＳ方式を用いる場合、遅延分解能は拡散帯域幅に相当し、遅延上限は、ホップシーケンス長によって定まる。従って、拡散帯域幅が狭く、ホップシーケンス長が短い場合、最大有効ブランチ数が少数に限られる。

また、ＴＨＳＳ方式を用いる場合、遅延分解能はパルス幅に相当し、遅延上限はパルスシーケンス長によって定まる。従って、パルス幅が広く、パルスシーケンス長が短い場合、ブランチ数が少数に限られる。同様に、ＯＦＤＭ方式では、遅延分解能はサブキャリアが分散配置された周波数帯域幅に相当し、遅延上限はガード区間長によって定まる。従って、周波数帯域幅が狭く、ガード区間が短い場合、最大有効ブランチ数が少数に限られる。ＰＳＫ−ＶＰ方式やＰＳＫ−ＲＺ方式を用いる場合、原理的に、遅延上限がシンボル長を越えられないため、元々、遅延分解能と遅延上限が近接している。

また、等化器を用いる場合、遅延分解能はシンボル長、遅延上限は等化フィルタのタップ長で決まる。従って、シンボル長に比べ、フィルタタップの時間長が短い場合、同様のケースとなる。なお、等化器においては、タップ数は回路規模を大きく左右するため、回路規模の制約から遅延上限が制限される場合が多い。

一方、特許文献２に記載されたシンボルに同期した位相遷移を有する変調方式を遅延の挿入なしで送信ダイバーシチに適用した伝送方法では、遅延分散性が無視できる伝搬路の場合、たとえ複数の送信アンテナからの到来波のレベルが確保されても、２つの到来信号間の位相関係が逆相になると打ち消し合ってパスダイバーシチ効果が発揮されない。

図５６は、特許文献２に記載された変調方式において到来信号の位相関係が逆相の場合を示した模式図である。図５６に示すように、たとえ位相遷移が凸状であっても２つの到来信号間に遅延がない場合、逆相になってしまうと検波出力が無くなってしまい、改善効果を失ってしまう。

図５７は、２波到来モデルにおいて、特許文献２に記載された伝送方式のビット誤り率と遅延量τとの関係を模式的に示したものである。図５７において、横軸は２波到来モデルの到来信号間の遅延量、縦軸はビット誤り率を示す。到来波間の遅延量τが少ないと、図５６で述べたように、２波の位相が逆相で到来した場合に改善効果が失われて、誤り率が劣化する。遅延量τが相対的に大きくなるにつれて改善され、シンボル長Ｔに近づくにつれて有効区間が短くなり、最終的には消滅して再度誤り率は劣化する。

次に、ＰＳＫ−ＶＰ方式を例に、特性評価結果を基に具体的に説明する。
図５８は、４相ＰＳＫ−ＶＰ方式（以下、ＱＰＳＫ−ＶＰ方式）の２波ライスモデルにおける、２波の到来時間差に対する実際のビット誤り率特性を示す図である。横軸は到来時間差をシンボル長Ｔで規格化した値を示し、縦軸はビット誤り率を示している。なお、伝送路はＥｂ／Ｎｏ＝２５ｄＢの２波ライスフェージング環境である。図５８より、到来時間差が０．３シンボル長から０．７シンボル長の範囲でパスダイバーシチ効果による積極的な改善が行われて、１Ｅ−５以下の良好なビット誤り率になる。つまり、パスダイバーシチによる積極的な改善効果が得られる遅延分解能は０．３シンボル長程度、遅延上限は０．７シンボル長程度である。

特許文献２には、送信信号に意図的な所定遅延を挿入することで、送信ダイバーシチを構成する方法が記載されている（図５５）。遅延器９０１で挿入する遅延量は、給電線を含め伝搬路での行路差、加えて各々行路内での遅延分散が相加することを想定して、例えば、図５７のτ_Sで示すように、誤り率特性曲線の底（良好な誤り率の区間）の中央に設定することになる。しかし、この従来の送信ダイバーシチだと、伝搬路で生じる遅延分散に対する耐性（遅延耐性）の観点で見るならば、「良好な誤り率の区間」で示された本来の方式の能力に対して、送信側で比較的大きな遅延τ_Sを予め挿入しなければならないために、耐遅延量は大幅に目減りしてしまう問題があった。

以上のような耐遅延量への制約下において、図５９は、ＱＰＳＫ−ＶＰ方式における受信波が２波（受信タイミングが２つ）と３波（受信タイミングが３つ）の場合のビット誤り率特性を示す図であり、図６０は、図５９における２波と３波の時間関係を示している。なお、各受信波はライスフェージング波で、３波は、２波の場合にさらに中間の時間位置に３波目を挿入した伝送路モデルである。図５９に示すように、受信波が２波である場合に比べ、２波の間に３波目が挿入された場合のビット誤り率が劣化していることがわかる。これは、３波の場合、３波目は、両側の２波に対して分離されず、同じ干渉を与える、あるいは、相関を高めることとなって、劣化を招くことが確認できる。つまり、図５５のように２つまでの遅延を持たせた送信波では良いが、さらに３つ目の送信波を加えると逆に特性が劣化してしまう問題があった。

このように、遅延波成分を分離できる遅延分解能と遅延上限とが有意に接近するような場合、パスダイバーシチによる効果に寄与する最大有効ブランチ数が少数に限られるため、不用意に遅延を有するパスを付け加えると、伝送特性の劣化を招いてしまうことが課題となる。

それ故に、本発明の目的は、パスダイバーシチによる効果に寄与する最大有効ブランチ数を増加させ、また、それが少数に限られる場合であっても、パスダイバーシチによる効果を最大限に発揮することができる無線伝送システム及び無線伝送方法、並びにそれらに用いられる無線局及び送信局を提供することである。

本発明は、複数の無線局、受信局、及びこれらの局間に形成されるマルチパス伝送路によってパスダイバーシチを構成し、複数の無線局が信号を受信局へ送信する無線伝送システム、このシステムに用いられる無線局及び送信局また方法に向けられている。そして、本発明では、上記目的を達成するために次の構成を用いている。

複数の無線局は、それぞれ、相互に異なる複数のシンボル波形の候補から１つを選択する波形選択制御部と、波形選択制御部で選択されたシンボル波形に基づいて送信データから送信信号を生成する変調部と、送信信号を送信する基準となる基準タイミングから所定の遅延量だけ遅延させたタイミングを、送信信号の送信を開始する送信開始タイミングとして決定する送信タイミング制御部と、送信タイミング制御部によって決定された送信開始タイミングで、送信信号を送信する送信部とを備える。受信局は、送信部から送信される送信信号を受信する受信部を備える。受信部によって送信信号が受信される受信タイミングの数が、異なるシンボル波形毎に複数かつ所定数以下に設定され、受信タイミングの差が、所定の遅延分解能以上であり、受信タイミングの最大値及び最小値の差が、所定の遅延上限以下となる大きさとなるように、所定の遅延量が設定される。なお、受信局は、遅延検波によって検波信号を得ることが望ましい。

好ましくは、所定の遅延分解能及び所定の遅延上限は、それぞれ、複数の遅延波をパスダイバーシチ受信することができる値に設定されている。また、複数の無線局が持ち合わせる基準タイミングは、予め定められた同一のタイミングである。

この無線伝送システムは、受信局へ送信すべき信号を複数の無線局に送信する送信局をさらに構成に含んでもよい。この場合、複数の無線局は、それぞれ、送信局から送信された信号を受信し、受信タイミングを検出するタイミング検出部をさらに備え、送信タイミング制御部は、タイミング検出部によって検出されたタイミングを基準タイミングとして決定し、送信部は、受信された信号を受信局へ中継送信すればよい。タイミング検出部は、信号に含まれるユニークワードを検出することが好ましい。

又は、無線伝送システムは、受信局へ送信すべき信号を複数の無線局に送信する送信局をさらに構成に含み、送信局が、複数の無線局へ信号を送信する送信開始タイミングを決定し、かつ基準タイミングから所定の遅延量だけ遅延させたタイミングを、受信局へ信号を送信する再送信開始タイミングとして決定する送信タイミング制御部と、送信開始タイミングで複数の無線局へ信号を送信し、再送信開始タイミングで受信局へ信号を送信する送信部とを備えてもよい。この場合、複数の無線局は、それぞれ、送信局から送信された信号を受信し、受信タイミングを検出するタイミング検出部をさらに備え、送信タイミング制御部は、タイミング検出部によって検出されたタイミングを基準タイミングとして、送信部は、タイミング検出部によって受信された信号を受信局へ中継送信すればよい。

あるいは、無線伝送システムは、受信局へ送信すべき信号を複数の無線局に送信する送信局をさらに構成に含み、送信局が、複数の無線局が送信する信号にそれぞれ与えるべき遅延量、及び複数の無線局が送信信号の生成に用いるシンボル波形を、複数の候補値からそれぞれ１つずつ選択する遅延量・シンボル波形決定部と、遅延量・シンボル波形決定部によって選択された遅延量及びシンボル波形の情報を、信号に付加する遅延量・シンボル波形付加部と、遅延量・シンボル波形付加部によって遅延量及びシンボル波形の情報が付加された信号を、複数の無線局に送信する送信部とを備えてもよい。この場合、複数の無線局は、それぞれ、送信局から送信された信号を受信し、当該信号に付加されている遅延量及びシンボル波形情報を抽出する遅延量・シンボル波形抽出部をさらに備え、送信タイミング制御部は、基準タイミングから遅延量・シンボル波形抽出部で抽出された遅延量だけ遅延させたタイミングを、送信開始タイミングとして決定し、変調部は、遅延量・シンボル波形抽出部 で抽出されたシンボル波形情報に基づいて送信データから送信信号を生成すればよい。

ここで、複数の無線局は、所定の距離内で互いに隣接する無線局の通信範囲が一部重複するように配置され、遅延量・シンボル波形決定部は、隣接する無線局から送信される信号が異なるタイミングで受信局で受信され、かつ、同一の遅延量が設定された無線局から送信される信号が同じタイミングで受信局で受信されるように、遅延量を調整することが好ましい。また、複数の無線局が、線状に配置されることが望ましい。さらに、線状に配置された２以上の無線局の組が複数あり、この複数の組が互いに平行に配置されていることが望ましい。

また、複数の無線局毎に、複数の候補値から予め定められた遅延量を選択するか、複数の候補値からランダムに遅延量を選択する遅延量設定部をさらに備えてもよい。また、波形選択制御部は、複数の無線局毎に、複数の候補からランダムにシンボル波形を選択してもよい。

好ましくは、複数の無線局は、所定のシンボル数だけ離れた任意の２つのシンボルのシンボル波形が、送信データにかかわらず同一であり、かつ、当該任意の２つのシンボルの位相差が、送信データに基づいて決定される送信信号を生成する。所定のシンボル数を１とし、位相差に２πを２の累乗の数で均等に分割した角度のいずれかを用いる。

また、複数の無線局は、１シンボル期間において、位相が時間方向に増加し、かつ位相の時間変化の２次微係数が常時ゼロではない位相遷移を有する第１シンボル波形と、位相が時間方向に減少し、かつ位相の時間変化の２次微係数が常時ゼロではない位相遷移を有する第２シンボル波形とを、又は１シンボル期間の所定点までは位相の時間変化量が減少し、かつ当該所定点以降は位相の時間変化量が増加する位相遷移を有する、第１シンボル波形及び第２シンボル波形を、又は１シンボル期間の所定点までは位相の時間変化量が増加し、かつ当該所定点以降は位相の時間変化量が減少する位相遷移を有する、第１シンボル波形及び第２シンボル波形を、又は１シンボル期間の全てで位相の時間変化量が減少する位相遷移を有する第１シンボル波形及び第２シンボル波形を、又は１シンボル期間において、位相が時間方向に増加した後減少に転じ、かつ位相の時間変化の２次微係数が常時ゼロではない位相遷移を有する第１シンボル波形と、位相が時間方向に減少した後増加に転じ、かつ位相の時間変化の２次微係数が常時ゼロではない位相遷移を有する第２シンボル波形とを、又は１シンボル期間の所定点までは位相の時間変化量が減少し、かつ当該所定点以降は位相の時間変化量が増加する位相遷移を有する、第１シンボル波形及び第２シンボル波形を、あるいは所定点を１シンボル期間の中心点とし、中心点以前の位相と中心点以後の位相とが対称的に変化する位相遷移を有する、第１シンボル波形及び第２シンボル波形を、少なくともシンボル波形の所定の数の候補に含むことが好ましい。

本発明によれば、パスダイバーシチによる効果を得ることができるブランチの数が少数に限られる場合であっても、複数の送信タイミングと複数のシンボル波形との組み合わせで最大限のパスダイバーシチ効果を発揮することができる。従って、無線伝送システムの伝送特性を改善することができる。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る無線伝送システムの構成を示す図である。図１に示す無線伝送システムは、複数の無線局１１と受信局１２とを備える。複数の無線局１１と受信局１２とは、無線で接続されている。図１では、無線局１１の数が４つである例を示しているが、無線局の数は任意に設定可能である。以後、この４つの無線局１１については、区別する必要がある場合はそれぞれ無線局Ａ〜Ｄと表記し、区別する必要がない場合は無線局１１と表記する。

各無線局１１は、受信局１２に送信するための送信データと、送信データを送信するための基準となるタイミング（以下、基準タイミングと記す）を示す基準タイミング信号とを保持している。各無線局１１が保持する送信データ及び基準タイミング信号は、全ての無線局１１に共通のものである。

また、無線局Ａ〜Ｄは、それぞれ遅延量ｔＡ〜ｔＤを保持している。この遅延量ｔＡ〜ｔＤは、遅延量候補値（例えば、Ｔ１又はＴ２）のいずれかの値をとる。加えて、無線局Ａ〜Ｄは、シンボル波形候補波形（例えば、Ｗ１又はＷ２）のいずれかの波形に基づいて送信信号を生成し、基準タイミング信号が示す基準タイミングに遅延量ｔＡ〜ｔＤを与えてデータを送信する。
受信局１２は、無線局Ａ〜Ｄから送信されてきた４つの信号を受信する。

図２は、図１に示す無線局１１の詳細な構成例を示すブロック図である。図３は、図２に示す変調部２１の詳細な構成例を示すブロック図である。無線局１１は、変調部２１と、データ保持部２２と、送信タイミング制御部２３と、ＲＦ部２４と、アンテナ２５と、波形選択制御部２６とを備える。変調部２１は、読み出し制御部４１と、波形記憶部４２と、Ｄ／Ａ変換部４３とを備える。ＲＦ部２４及びアンテナ２５は、送信部を形成する。

送信タイミング制御部２３は、基準タイミング信号と予め定められた遅延量とに基づいて、受信局１２に送信する信号の送信タイミングを制御する。具体的には、送信タイミング制御部２３は、基準タイミング信号が示す基準タイミングから遅延量だけ遅延させたタイミングを、送信開始タイミングとする。そして、送信タイミング制御部２３は、送信開始タイミングになると、送信開始を指示するための送信開始信号を生成して変調部２１に渡す。変調部２１は、送信開始信号を受け取ると、データ保持部２２に送信データを要求し、要求に応じて取得した送信データに所定の変調を施す。データ保持部２２は、変調部２１の要求に応じて、予め保持している送信データを読み出して変調部２１に渡す。ＲＦ部２４は、変調部２１で変調された信号をＲＦ帯の信号に周波数変換し、アンテナ２５から送信する。波形選択制御部２６は、対応するシンボル波形が波形テーブルから読み出されるための波形バンク選択信号を、波形選択信号に基づいて生成し変調部２１に渡す。

読み出し制御部４１は、ベースクロックで動作するカウンタで構成されており、送信開始信号の受信時にカウンタ値に基づいて、送信データを読み出すためのデータ読み出しクロックと、シンボル波形のデータを波形メモリから読み出すためのアドレス信号とを生成する。データ読み出しクロックは、データ保持部２２に出力され、アドレス信号は、波形記憶部４２に出力される。データ保持部２２は、データ読み出しクロックに同期して、差動符号化形式の送信データを読み出し制御部４１に渡す。波形記憶部４２は、アドレス信号に基づいて、送信データに応じたシンボル波形のデータを波形メモリから読み出す。Ｄ／Ａ変換部４３は、波形記憶部４２が読み出したディジタルデータをアナログ信号に変換し、変調ベースバンド信号として出力する。

これにより、変調ベースバンド信号を出力するタイミングは、送信開始信号を受け取ったタイミングに応じてベースクロック単位で変化する。また、ベースクロックは、通常、シンボル周波数（シンボル長の逆数）の数倍から十数倍の周波数が用いられることが多い。従って、シンボル長の数分の１から十数分の１の単位で、変調ベースバンド信号を出力するタイミングを調整することができる。

図４及び図５を用いて、本発明の無線伝送システムが用いる送信信号、及びその生成方法、並びに具体的な構成例についてさらに詳しく説明する。図４は、本発明の第１の実施形態に係る無線伝送システムの差動符号化規則の一例及び信号空間ダイアグラムを示す図である。図５は、図３に示す変調部２１の各ブロックの内部構成例を示した図である。この変調部２１では、所定のシンボル波形を記憶しており、差動符号化信号１２１に応じたベースバンド変調信号１２２及び１２３を出力する。

データ保持部２２では、入力される送信データについて、シリアルパラレル変換によって入力ビット系列がシンボル形式に変換され、かつ、差動符号化が施されて、各シンボルの同相軸信号Ｉ及び直交軸信号Ｑ（差動符号化信号１２１）が求められる。一般には、２のべき乗の位相数によって差動符号化を行うことが可能である。さらには、隣接シンボル毎に一定量右回りか左回りにさらにシフト（いわゆる対称配置）する方式であってもよく、送信データに応じて振幅方向にも情報を載せる差動振幅位相変調（ＤＡＰＳＫ）を用いてもよい。以下、４相（非対称配置）で差動符号化を行う場合を一例に挙げて、本発明を説明する。この場合、具体的には、第ｋシンボル（ｋは０以上の整数）の同相軸信号Ｉ_k及び直交軸信号Ｑ_kを、Ｍシンボル前（Ｍは１以上の整数）である第ｋ−Ｍシンボルの同相軸信号Ｉ_k-Mと直交軸信号Ｑ_k-Mとを用いて、下記式（２）に従って求める。なお、Δθ_kは位相回転量である。

まず、図４の（ａ）に従って、送信データの連続する２ビットの組（シンボル形式）Ｘ₁（ｋ）及びＸ₂（ｋ）の位相回転量Δθ_kが決まる。次に、第ｋシンボルの信号点Ｓ_k（Ｉ_k、Ｑ_k）の信号ダイアグラムは、初期値Ｓ₀（Ｉ₀、Ｑ₀）が決まれば式（２）によって決まるが、図示すると図４の（ｂ）のように表せる。そして、図４の（ｂ）の信号点Ｓ_k（１、０）、Ｓ_k（０、１）、Ｓ_k（−１、０）及びＳ_k（０、−１）から、図４の（ｃ）に従って差動符号化信号（Ｄ₁（ｋ）、Ｄ₂（ｋ））を求める。

図５において、変調部２１は、ベースクロック発振器１８０１と、Ｌ分周器１８０２、Ｌカウンタ１８０３、Ｍカウンタ１８０４、シフトレジスタ１８０５及び１８０６で構成される読み出し制御部４１と、波形記憶部４２と、Ｄ／Ａ変換器１８０８及び１８０９、及び低域通過フィルタ１８１０及び１８１１で構成されるＤ／Ａ変換部４３とを備える。

図６は、変調部２１が生成するベースバンド変調信号１２２及び１２３の基本となる、シンボル波形の位相遷移の様々な例を示したものである。シンボル波形の条件としては、その変化の２次微係数がシンボル内において常時ゼロ「０」でないことである。そして、異なる無線局の変復調部が用いるシンボル波形が、例えば、図６の（ａ）において、第１シンボル波形が実線で示される位相遷移を有し、第２シンボル波形が点線で示される位相遷移を有する場合のように異なる変化の組み合わせであれば、後述する特有のダイバーシチ効果が現れる。なお、図６の（ａ）〜（ｅ）は、位相遷移の一例に過ぎず、上記条件を満足すれば他の位相遷移であっても構わない。また、第１シンボル波形の位相遷移と第２シンボルの位相遷移とが対称的である必要は必ずしもなく、図６の（ａ）〜（ｅ）において実線と点線との全ての組み合わせや、実線同士や点線同士の組み合わせであってもよい。

また、シンボル波形は、１つの無線局の送信信号について最大Ｍ種類のシンボル波形を周期的に用いることができる。このＭ種類のシンボル波形の中には、同じものが繰り返し含まれても良く、また、Ｍ＝１の場合は１種類のシンボル波形の繰り返しとなる。ただし、後述する特有のダイバーシチ効果を得るには、異なる無線局の同じ送信データに対応するシンボルで用いるシンボル波形は、互いに異ならせる必要がある。複数の無線局でシンボル波形を使い分ける場合、シンボル波形Ｗ１、Ｗ２、…と記述することがあるが、Ｍ＝１の場合はシンボル波形は１つなのでそのものを表し、Ｍ＞１の場合はＭ個のシンボル波形系列がＷ１、Ｗ２、…として読み替えれば同様の動作効果となる。よって、以降では、シンボル波形系列も含む意味でシンボル波形Ｗ１、Ｗ２、…と記述説明することとする。

第１の無線局の変調部２１が生成するベースバンド変調信号のｍ番目（１≦ｍ≦Ｍ）のシンボル波形の位相遷移Φ^A _m(t)、及び第１の無線局とは異なる第２の無線局の変調部２１が生成するベースバンド変調信号のｍ番目のシンボル波形の位相遷移Φ^B _m(t)は、シンボル長Ｔにおけるシンボル内（０＜ｔ＜Ｔ）では、図６の（ａ）のような波形の組み合わせを選んだ場合、例えば下記式（３）及び式（４）のように表される。

ここで、差動符号化を介した送信データを表す位相θ(t)は、第ｑシンボル（ｑは整数）について図４の（ｂ）における信号点の位相をθ_qとすると、ステップ関数Ｕ(t)を用いて下記式（５）のように表される。

位相遷移Φ^A _m(t)が０＜ｔ＜Ｔでのみ定義され、これ以外の区間では０とすると、ベースバンド変調信号の位相遷移Ψ^A(t)は、下記式（６）で表される。

従って、ベースバンド変調信号の位相遷移Ψ^A(t)から、同相変調信号Ｙ^A _I(t)及び直交変調信号Ｙ^A _Q(t)は、下記式（７）で表される。

基本的には、これらの信号で搬送波を直交変調することでＲＦ帯域の変調信号が得られる。なお、このままでは信号が広帯域になるので、帯域制限フィルタで帯域制限を行ってもよい。この場合、帯域制限フィルタのインパルス応答をｈ(t)として、帯域制限後の同相変調信号Ｙ^A _I(t)と直交変調信号Ｙ^A _Q(t)は、上記式（７）ではなく下記式（８）を用いて表される。

また、同様に、第２の無線局の変調部２１についても、図６の（ａ）に示すシンボル波形の位相遷移Φ^B _m(t)に基づいて、ベースバンド変調信号の位相遷移Ψ^B(t)は、下記式（９）で表される。

そして、同相変調信号Ｙ^A _I(t)及び直交変調信号Ｙ^A _Q(t)は、下記式（１０）で表される。

なお、上記式（８）及び式（１０）の積分範囲−ｔ₀〜ｔ₀は、インパルス応答ｈ(t)の広がりの範囲である。また、帯域制限フィルタは、低域通過型であればよく、様々な特性（コサインロールオフ、ルートナイキスト、ガウス等）及びパラメータ（カットオフ、ロールオフ率等）を用いることができる。ここでは、一例として、カットオフ角周波数ω₀、ロールオフ係数γのコサインロールオフフィルタのインパルス応答ｈ(t)を、下記式（１１）に示す。

さて、波形記憶部４２には、上記式（８）に従って、同相変調信号Ｙ^A _I(t)及び直交変調信号Ｙ^A _Q(t)が記憶される。図５に示す変調部２１では、一例として、帯域制限フィルタのインパルス応答ｈ(t)の広がりの範囲−ｔ₀〜ｔ₀を前後１シンボルとした場合で説明している。この場合、波形記憶部４２には、現在及び前後１シンボルの全ての送信データパタン分について計算して、各々変調信号の素片が記憶されている。入力された差動符号化信号１２１は、シフトレジスタ１８０５又は１８０６で遅延され、第ｋシンボルを中心に前後の第ｋ−１シンボル及び第ｋ＋１シンボルを含めて、変調信号の素片の選択信号として波形記憶部４２に入力される。

ベースクロック発振器１８０１は、シンボル周波数Ｆｓのクロック信号を発振し、各シフトレジスタ１８０５又は１８０６に動作クロックとして入力される。Ｍカウンタ１８０４は、シンボル周波数Ｆｓで動作して、Ｍ通りの波形選択信号１８２３を波形記憶部４２に入力する。これにより、波形記憶部４２は、Ｍシンボルを１周期として複数のシンボル波形の選択が可能となる。波形記憶部４２は、シンボル毎の変調信号素片の波形テーブルを記憶したメモリであるが、その各変調信号素片は１シンボル当たりＬサンプルで記憶されている。Ｌ分周器１８０２が出力する周波数Ｌ・Ｆｓのクロックを読み出しクロックとし、カウンタ信号１８２２を読み出しアドレスとして、シンボル内の信号点を順次読み出し動作する。両軸の変調信号は、それぞれＤ／Ａ変換器１８０８及び１８０９でアナログ値に変換され、低域通過フィルタ１８１０及び１８１１で折り返し成分が除去されて、ベースバンド変調信号１２２及び１２３として出力される。第２の無線局の変調部２１も、記憶されている波形は異なるものの、構成動作は全く同じである。

なお、上記式（７）で示したように、帯域制限を行わない場合は、シフトレジスタ１８０５及び１８０６は不要であり、差動符号化信号１２１は、波形記憶部４２に直接入力される。また、１シンボル遅延の差動符号化が行われる場合（Ｍ＝１）又はシンボル波形が１種類の場合は、Ｍカウンタ１８０４は不要である。

図７は、図１に示す受信局１２の詳細な構成例を示すブロック図である。図７において、受信局１２は、アンテナ３１と、ＲＦ部３２と、復調部３３とを有する。ＲＦ部３２及びアンテナ３１は、受信部を形成する。ＲＦ部３２は、アンテナ３１が受信したＲＦ帯の受信信号を受信ベースバンド信号に変換する。復調部３３は、ＲＦ部３２によって変換された受信ベースバンド信号を復調し、受信データを得る。

図８は、図７に示す復調部３３の詳細な構成例を示すブロック図である。復調部３３は、Ｍシンボル遅延器１６０１と、乗算器１６０２及び１６０３と、−４５度移相器１６０４と、＋４５度移相器１６０５と、低域通過フィルタ１６０６及び１６０７とを備える。Ｍシンボル遅延器１６０１は、受信信号をＭシンボル長だけ遅延させる。低域通過フィルタ１６０６及び１６０７は、乗算器１６０２及び１６０３で生じる搬送波の２倍の周波数成分を除去するだけでなく、後述する複数の検波出力を合成する役割も果たす。なお、図８において、復調部３３は、前段のＲＦ部３２でベースバンド帯域に変換された受信信号１３１を処理するが、ＲＦ帯受信信号が直接入力されて処理するものであってもよい。

次に、上記構成による本第１の実施形態に係る無線伝送システムで行われる伝送方法が、特有のダイバーシチ効果を発揮する原理を説明する。ここでは、図１に示した２つの無線局Ａ及びＢが、各々第１シンボル波形（又はＭ長のシンボル波形系列）Ｗ１及び第２シンボル波形（又はＭ長のシンボル波形系列）Ｗ２に基づいて送信信号を生成かつ送信し、受信局１２がこれらの送信信号を受信する場合を例に挙げて説明する。

はじめに、伝搬路の遅延分散が無視できる場合を説明する。具体的には、無線局Ａ及びＢからそれぞれ送信される信号が、伝搬路でそれぞれのマルチパス（多重経路伝搬）が発生するものの、それらのマルチパス波間の相対的な遅延がシンボル長に対して無視できる場合である。無線局Ａからの到来信号Ａと無線局Ｂからの到来信号Ｂとがそれぞれ独立なレイリー変動をする場合等がこれに相当し、これは伝送帯域内での伝搬路周波数特性が一様なフラットフェージングと呼ばれる。そして、位相差αは、無線局Ａ及びＢと受信局１２との距離関係にも依存するパラメータである。

図９は、受信局１２での到来信号Ａ及びＢの位相を、シンボル毎に示した模式図である。図９は、第ｋ−Ｍシンボル、第ｋ−Ｍ＋１シンボル、第ｋシンボル、及び第ｋ＋１シンボルの位相を示す。なお、送信データに応じた信号点の位相をθ_kと、無線局Ａの送信信号Ａ（到来信号Ａ）の第ｍシンボル波形の位相遷移をΦ^A _m(t)と、無線局Ｂの送信信号Ｂ（到来信号Ｂ）の第ｍシンボル波形の位相遷移をΦ^B _m(t)とする。

到来信号Ａは、第ｋシンボルにおいて、シンボル内で一定の位相θ_kを起点に、シンボル波形の位相遷移Φ^A _m(t)が加わる。同様に、到来信号Ｂは、第ｋシンボルにおける信号点の位相θ_kと到来信号間の位相関係αとの合成位相を起点に、シンボル波形の位相遷移Φ^B _m(t)が加わる。第ｋシンボルよりＭシンボル前の第ｋ−Ｍシンボルには、信号点の位相θ_k-Mを起点に、第ｋシンボルと同じシンボル波形の位相遷移Φ^A _m(t)あるいはΦ^B _m(t)が加わる。そして、復調部３３では、第ｋシンボルと第ｋ−Ｍシンボルとで遅延検波が行われる。

図１０は、到来信号Ａと到来信号Ｂとの位相関係及びシンボル間の位相関係を模式的に示した位相遷移図である。なお、この例では、送信信号Ａ（到来信号Ａ）及び送信信号Ｂ（到来信号Ｂ）のシンボル波形が、図６の（ａ）に示した位相遷移する場合を示す。
図１０において、第ｋ−Ｍシンボルにおける到来信号Ａの位相は、位相遷移ａ１のように変化し、到来信号Ｂの位相は、位相遷移ａ１の起点に対して位相差αだけシフトした位相値を起点に位相遷移ｂ１のように変化する。そして、第ｋシンボルにおいて、到来信号Ａの位相は第ｋ−Ｍシンボルの位相遷移ａ１の起点より差動符号化による位相Δθ_kだけシフトした位相値を起点に位相遷移ａ２のように変化し、到来信号Ｂの位相は位相遷移ａ２の起点に対して位相差αだけシフトした位相値を起点に位相遷移ｂ２のように変化する。よって、第ｋ−Ｍシンボルの位相遷移ａ１及びｂ１と第ｋシンボルの位相遷移ａ２及びｂ２との関係は、差動符号化による位相Δθ_kだけシフトしたものとなる。従って、第ｋシンボルを第ｋ−Ｍシンボルで遅延検波すれば、差動符号化による位相Δθ_kが得られるので、データを復調できる。

さらに、到来信号Ａと到来信号Ｂとの間の位相関係をベクトル図で説明する。
今、図１１に示すように、到来信号Ａの信号レベルを１、到来信号Ｂの信号レベルをρとし、到来信号間の位相差がαであるとする。

この場合、図１２に示すように、第ｋ−Ｍシンボルでは、到来信号ＢのベクトルＳ_1Bは、到来信号ＡのベクトルＳ_1Aに対してαだけ位相が異なる。到来信号Ａは、ベクトルＳ_1Aを起点に時間と共にΦ^A _m(t)に応じて位相が変化し、任意の時刻ｔにおいてベクトルＳ_1A'であるとする。到来信号Ｂは、ベクトルＳ_1Bを起点に時間と共にΦ^B _m(t)に応じて位相が変化し、時刻ｔにおいてベクトルＳ_1B'であるとする。このとき、時刻ｔにおける受信波のベクトルはＶ_k-Mとなる。
同様に、第ｋシンボルでは、到来信号ＡのベクトルＳ_2Aは、ベクトルＳ_1Aに対してΔθ_kだけ位相が異なり（ここでは、検波対象とするシンボル間の位相差Δθ_kがπとなる場合を示している）、到来信号ＢのベクトルＳ_2Bは、ベクトルＳ_2Aに対してαだけ位相が異なる。到来信号Ａは、ベクトルＳ_2Aを起点に時間と共にΦ^A _m(t)に応じて位相が変化し、任意の時刻ｔにおいてベクトルＳ_2A'であるとする。到来信号Ｂは、ベクトルＳ_2Bを起点に時間と共にΦ^B _m(t)に応じて位相が変化し、ある時刻ｔにおいてベクトルＳ_2B'であるとする。このとき、時刻ｔにおける受信波ベクトルはＶ_kとなる。

このように、到来信号Ａ及び到来信号Ｂについて、第ｋ−Ｍシンボルと第ｋシンボルとは、それぞれシンボル内で同じように位相が遷移するので、２つの受信波ベクトルＶ_kとＶ_k-Mとの位相関係も任意の時刻ｔにおいて常にΔθ_kとなる。

次に、検波出力が有効に得られるシンボル波形の位相遷移について説明する。
図１２から、任意の時刻ｔにおける受信波ベクトルＶ_k-M(t)とＶ_k(t)とは、第ｋ−Ｍ及び第ｋシンボルにおける信号点をそれぞれＳ_k-M及びＳ_kとすると、下記式（１２）で表される。

従って、遅延検波による検波出力Ｄ_k(t)は、下記式（１３）で表される。なお、^*は複素共役を示す。

ここで、Φ^A _m(t)＝ｕ及びΦ^B _m(t)＋α＝ｖとおくと、上記式（１２）は、下記式（１４）のように表される。

従って、Ｄ_k(t)は、下記式（１５）のように表現される。

この式（１５）において、[１＋ρ²＋２ρ・COS(Φ^A _m(t)−Φ^B _m(t)−α)]及び|Ｓ_k|²の項は常に非負であり、exp（j・Δθ_k）項は送信データを担う位相Δθ_kに対応する検波信号を示しており、常に正しい検波出力が得られることを示している。式（１５）がゼロになるのは、第３項がゼロになる時であるが、それは、ρ＝１、かつ、cosの項が−１になる時の瞬間に限られる。２つのシンボル波形の位相差Φ^A _m(t)−Φ^B _m(t)が、時間間隔０＜ｔ＜Ｔにおいて変化する限りにおいて、任意のρ、αについて、決して常にゼロにならず、到来信号Ａと到来信号Ｂとが合成された検波出力が完全に消失することはなく、ダイバーシチ効果が得られることを意味する。なお、変化量が大きくなるほど、シンボル内の０＜ｔ＜Ｔにおいて有効な検波出力が複数得られ、より高いパスダイバーシチ効果が得られるが、好ましくは２π以上に変化すれば、ｃｏｓ（Φ^A _m(t)−Φ^B _m(t)−α）｝が必ず１になり、検波出力が最大になるｔが必ず存在することになる。

従って、本実施形態に係る無線伝送システムにおける、無線局Ａの変調部２１と無線局Ｂの変調部２１とが記憶する各々のシンボル波形（又はＭ長のシンボル波形系列の各々対応するシンボル波形）としては、例えば図６の（ａ）に示した位相遷移Φ^A及びΦ^Bのような、同じ時間領域で位相遷移の増減方向が互いに異なるようなものにすれば、受信側で高いパスダイバーシチ効果が得られる。

次に、受信局１２における到来信号Ａと到来信号Ｂとの位相関係によって、検波信号が変化する様子を説明する。
図１３は、伝搬路の遅延分散性が無視できる場合に受信局１２で受信された到来信号Ａ及びＢの位相関係を示した模式図である。図１３の（ａ）〜（ｄ）は、それぞれα＝０度、９０度、１８０度及び２７０度の場合における到来信号Ａ及びＢのシンボル波形の位相関係を示す。図１３の縦軸は、図１０における第ｋシンボルの位相を、到来信号Ａの位相遷移ａ２の起点を０度として０〜３６０度の範囲で示したもので、上記式（３）及び式（４）においてφ_MAX＝７２０度とした場合である。また、到来信号Ａと到来信号Ｂとの位相が逆相になる逆相点を×印で示し、同相になる同相点を○印で示している。

図１３の（ａ）に示すように、伝搬路に遅延がない場合、到来信号Ａと到来信号Ｂとがベクトル合成された受信波の振幅が打ち消し合ってゼロになる逆相点は、αの大きさにかかわらず１シンボル内で一瞬である。よって、この到来信号Ａ及びＢを遅延検波することで、検波振幅は受信波の２乗に比例し、ほぼ同様の形となる。この様子を図示したものが、図１４の実線で示した曲線である。図１４の実線に示すように、極性（図１４では正極性となる例）が送信データに対して常に正しい有効な検波出力が得られる。また、図１４の点線は、低域通過フィルタ１８１０及び１８１１通過後の検波出力を示している。低域通過フィルタ１８１０及び１８１１を通すことで、一瞬ゼロとなって欠損したとしても、シンボル内で複数の時間位置で得られる有効な出力を合成した検波出力が得られて、ダイバーシチ効果が発揮される。

次に、伝搬路の遅延分散が無視できない場合を説明する。
ここでは、説明を容易にするために、図１５に示すような２つの無線局Ａ及びＢからの到来信号が各々２波となる２波到来モデルで考える。まず、送信信号Ａの直接波と遅延波とが受信される場合、及び送信信号Ｂの直接波と遅延波とが受信される場合をそれぞれ考察し、その後に全ての４つの到来波が受信される状況を考察する。

図１６Ａは、送信信号Ａの直接波と遅延波との位相の変化をシンボル毎に示した模式図である。ここで、直接波と遅延波との各々の搬送波同士の受信点における位相差をβ_Aとする。遅延波の位相は、第ｋ番目のシンボルでは、送信データに応じた信号点の位相θ_kと信号間の位相差β_Aとの合成位相を起点に、直接波に対してτだけ遅延した送信信号Ａのシンボル波形の位相遷移Φ^A _m(t-τ)が加わる。同様に、遅延波の位相は、第ｋ−Ｍシンボルにおいては、信号点の位相θ_k-Mを起点に、第ｋシンボルと同じ送信信号Ａの位相遷移Φ^A _m(t-τ)が加わる。
従って、第ｋシンボルと第ｋ−Ｍシンボルとで遅延検波を行う際に、正しい検波極性が得られてかつ正しい復調データが得られる有効区間は、第ｋシンボルにおける領域(ii)又は第ｋ−Ｍシンボルにおける領域(ii)'である。その前後の領域(i)、(iii)、(i)'及び(iii)'は、隣接シンボルの異なるデータ信号が混入するためにシンボル間干渉が生じ、必ずしも正しい復調データが得られない領域である。

図１６Ｂは、送信信号Ｂの直接波と遅延波との位相の変化をシンボル毎に示した模式図である。送信信号Ｂについては、上記の説明中、直接波と遅延波との各々の搬送波同士の受信点における位相差をβ_Bと、直接波に対してτだけ遅延した送信信号Ｂのシンボル波形の位相遷移をΦ^B _m(t-τ)と置き換えることで、原理は全く同じである。なお、ここでは、送信信号Ａに関する直接波と遅延波との遅延差と、送信信号Ｂに関する直接波と遅延波との遅延差とを、共に同じτとしているが、これらは異なっていても同様の改善効果が得られる。

図１７は、送信信号Ａ及びＢの直接波及び遅延波について、各々の搬送波の受信点での位相関係を示した図である。上述のβ_A及びβ_Bに加えて、送信信号Ａの直接波と送信信号Ｂの直接波との各々搬送波間の位相差をα'としている。また、送信信号Ａ及びＢの各直接波に対する遅延波の振幅をρ_A及びρ_Bとした。直接波同士の振幅については、この後の動作・改善効果の説明には差は無いので、ここでは簡単のために同じとしている。

図１８Ａは、送信信号Ａの直接波と遅延波との位相関係及びシンボル間の位相関係を模式的に示した位相遷移図である。なお、送信信号Ａのシンボル波形として図６の（ａ）に示すΦ^Aを用いた場合を示す。図１８Ａにおいて、第ｋ−Ｍシンボルにおける直接波の位相は、位相遷移ａ１のように変化し、遅延波の位相は、位相遷移ａ１の起点に対してβ_Aだけシフトした位相値を起点に位相遷移ｃ１のように遷移する。そして、第ｋシンボルにおいて、直接波の位相は第ｋ−Ｍシンボルの位相遷移ａ１の起点より差動符号化によるΔθ_kだけシフトした位相値を起点に位相遷移ａ２のように遷移し、遅延波の位相は、位相遷移ａ２の起点に対してβ_Aだけシフトした位相値を起点に位相遷移ｃ２のように遷移する。よって、第ｋ−Ｍシンボルの位相遷移ａ１及びｃ１と第ｋシンボルの位相遷移ａ２及びｃ２との関係は、差動符号化によるΔθ_kだけシフトしたものとなる。従って、第ｋシンボルを第ｋ−Ｍシンボルで遅延検波すれば、差動符号化によるΔθ_kが得られるので、データを復調できる。この関係は、図１８Ｂに示す、送信信号Ｂの直接波と遅延波との位相関係及びシンボル間の位相関係を模式的に示した位相遷移図でも同様である。

次に、送信信号Ａの直接波と遅延波との間の位相関係をベクトル図で説明する。
図１９Ａは、送信信号Ａの直接波と遅延波との位相遷移をベクトルで表した模式図である。ここでは、図１６Ａにおける有効区間(ii)又は(ii)'についてのみ考える。図１９Ａは、送信データを表し、検波対象となるＭシンボルだけ離れた２つのシンボル間の位相差Δθ_kがπとなる場合を一例として示しており、第ｋ−Ｍシンボルの信号点をＳ_1Aと、第ｋシンボルの信号点をＳ_2Aとする。

第ｋ−Ｍシンボルでは、直接波のベクトルＳ_1Aに対し、遅延波のベクトルＳ_1Adはβ_Aだけ位相が異なる。直接波は、ベクトルＳ_1Aを起点に時間と共にΦ^A _m(t)に応じて位相が変化し、任意の時刻ｔにおいてベクトルＳ_1A’で表される。遅延波は、ベクトルＳ_1Adを起点に時間と共にΦ^A _m(t-τ)に応じて位相が変化し、時刻ｔにおいてベクトルＳ_1Ad’で表される。このとき、時刻ｔにおける受信波のベクトルはＶ^A _k-Mとなる。
同様に、第ｋシンボルについて、直接波のベクトルＳ_2AはベクトルＳ_1Aに対してΔθ_kだけ異なり、遅延波のベクトルＳ_2AdはベクトルＳ_2Aに対してβ_Aだけ位相が異なる。そして、直接波はベクトルＳ_2Aを起点に時間と共にΦ^A _m(t)に応じて位相が変化し、任意の時刻ｔにおいてベクトルＳ_2A’で表される。遅延波は、ベクトルＳ_2Adを起点に時間と共に、Φ^A _m(t-τ)に応じて位相が変化し、ある時刻ｔにおいてベクトルＳ_2Ad’で表される。このとき、時刻ｔにおける受信波ベクトルはＶ^A _kとなる。

このように、送信信号Ａの直接波及び遅延波について、第ｋ−Ｍシンボルと第ｋシンボルとは、それぞれシンボル内で同じように位相が遷移するので、２つの受信波ベクトルＶ^A _kとＶ^A _k-Mとの位相関係も任意の時刻ｔにおいて常にΔθ_kとなる。

図１９Ｂは、送信信号Ｂの直接波と遅延波との位相遷移をベクトルで表した模式図である。ここでも、図１６Ｂにおける有効区間(ii)又は(ii)'についてのみ考える。図１９Ｂも、送信データを表し、検波対象となるＭシンボルだけ離れたシンボル間の位相差Δθ_kがπとなる場合を一例として示している。送信信号Ａの第ｋ−Ｍシンボルの信号点Ｓ_1Aから位相差α’だけ回った所に、送信信号Ｂの信号点Ｓ_1Bがあり、さらに、Δθ_kだけ回転した所に、第ｋシンボルの信号点Ｓ_2Bがある。

第ｋ−Ｍシンボルでは、直接波のベクトルＳ_1Bに対し、遅延波のベクトルＳ_1Bdはβ_Bだけ位相が異なる。直接波は、ベクトルＳ_1Bを起点に時間と共にΦ^B _m(t)に応じて位相が変化し、任意の時刻ｔにおいてベクトルＳ_1B'で表される。遅延波は、ベクトルＳ_1Bdを起点に時間と共にΦ^B _m(t-τ)に応じて位相が変化し、時刻ｔにおいてベクトルＳ_1Bd'で表される。このとき、時刻ｔにおける受信波のベクトルはＶ^B _k-Mとなる。
同様に第ｋシンボルについて、直接波のベクトルＳ_2BはベクトルＳ_1Bに対してΔθ_kだけ異なり、遅延波のベクトルＳ _2Bd はベクトルＳ_2Bに対してβ_Bだけ位相が異なる。そして、直接波はベクトルＳ_2Bを起点に時間と共にΦ^B _m(t)に応じて位相が変化し、任意の時刻ｔにおいてベクトルＳ_2B'で表される。遅延波は、ベクトルＳ_2Bdを起点に時間と共に、Φ^B _m(t-τ)に応じて位相が変化し、ある時刻ｔにおいてベクトルＳ_2Bd'で表される。このとき、時刻ｔにおける受信波ベクトルはＶ^B _kとなる。このように、送信信号Ｂの直接波と遅延波について、第ｋ−Ｍシンボルと第ｋシンボルとは、それぞれシンボル内で同じように位相が遷移するので、２つの受信波ベクトルＶ^B _kとＶ^B _k-Mとの位相関係も任意の時刻ｔにおいて常にΔθ_kとなる。

結局、図１５に示す４つ全ての到来波がある場合、図２０に示すように、第ｋ−ＭシンボルではＶ^A _k-MとＶ^B _k-Mとのベクトル和Ｖ^AB _k-Mが、第ｋシンボルではＶ^A _kとＶ^B _kのベクトル和Ｖ^AB _kが、結局受信されることになるが、両者の位相差は、やはり有効区間内の任意の時刻ｔにおいて常にΔθ_kとなる。このことは、この受信信号から遅延検波した検波出力は、両ベクトルＶ^A _kとＶ^B _k（又はＶ^A _k-MとＶ^B _k-M）が打ち消し合うか、２つのアンテナからの各々直接波と遅延波が同時に打ち消し合って両ベクトルＶ^A _kとＶ^B _k（又はＶ^A _k-MとＶ^B _k-M）とが同時に消失するかしない限り、つまり一瞬消失するようなことがあったとしても、その他では、送信データに対応した、常に正しい極性の出力が得られることを意味する。つまり、図１３及び図１４で説明した通り、一瞬はゼロになる場合があったとしてもそれ以外ではゼロにはならない検波出力が得られ、さらに低域通過フィルタを通すことで、一部がゼロとなって欠損したとしてもシンボル内の有効区間内で複数の時間位置で得られる有効な出力を合成した検波出力が得られて、パスダイバーシチ効果が発揮される。

以上のように、本発明の第１の実施形態に係る無線伝送システムは、複数の無線局１１において、同じ送信データを差動符号化して互いに異なるシンボル波形で各々変調して送信し、受信局１２において、遅延検波によって検波する。これにより、より広い遅延範囲（到来タイミングの差異）でも、特有のパスダイバーシチ効果による誤り率の改善効果が得られる。これに伴って、帯域制限等の具体的な変調パラメータ等にも左右されるが、他が同じ条件であれば、シンボル波形を異ならせることで、遅延許容範囲が増大することに従って最大有効ブランチ数も増加する。

図２１は、図５７と同様に、本発明の伝送方法によるビット誤り率と遅延量τとの関係を模式的に示した図である。遅延量τがシンボル長Ｔ（又は−Ｔ）に近づくにつれて有効区間が短くなり、最終的には消滅して誤り率が劣化する所は同じだが、遅延量τが０付近でも誤り率が改善される所が異なる。従って、本発明の伝送方法では、特許文献１のように、到来信号間に意図的な所定遅延を挿入することは必ずしも必要でなく、むしろ到来タイミングが同じであっても特有のダイバーシチ効果性が得られる。図２１には、この様子を図示しているが、図５７と比べると、大きく遅延耐性範囲が改善される。

以上のように、異なるシンボル波形と到来タイミング（遅延差）とを組み合わせることにより、さらなるパスダイバーシチの効果を引き出す（最大有効ブランチ数を増加させる）ことができる。

ここで、無線伝送システムにおいて、異なるシンボル波形を用いることで増加させた最大有効ブランチ数を最大限に活用してパスダイバーシチ効果を発揮させるために必要となるシンボル波形と到来タイミングの条件について説明する。以下では、無線伝送システム内で異なるシンボル波形（又はシンボル波形系列）がＷ１及びＷ２の２種類で、かつ、シンボル波形毎に最大有効ブランチ数に相当する到来タイミングがＴ１及びＴ２である場合を想定して説明する。

タイミングＴ１及びＴ２と許容遅延量（良好な誤り率の区間）との関係は、図２１内に示した設定が好ましい。つまり、Ｔ２＞Ｔ１とすると、３種類の到来時間差Ｔ１−Ｔ２、０（Ｔ１−Ｔ１又はＴ２−Ｔ２）、及びＴ２−Ｔ１を生じるが、これらが許容遅延量内にある必要がある。また、到来時間差がＴ１−Ｔ２及びＴ２−Ｔ１においては、同一シンボル波形同士でもパスダイバーシチ効果を生じるが（図５７を参照）、到来時間差０においては、異なるシンボル波形を用いた信号同士である必要がある。
この場合、異なるシンボル波形を用いることで増加させた最大有効ブランチ数は４つで、シンボル波形と到来タイミングの組は、Ｗ１Ｔ１、Ｗ１Ｔ２、Ｗ２Ｔ１、及びＷ２Ｔ２の４種類の中から選ばれる必要がある。つまり、同時送信する無線局の数が最大有効ブランチ数（この場合は４つ）以下の場合、各無線局はこれら４つの組の中から互いに異なる組を用いて送信を行う必要がある。また、同時送信する無線局の数が最大有効ブランチ数を超える場合でも、これら４つの組以外の組み合わせを作らず、各無線局のうち４つの無線局は４つの組の中から互いに異なる組を用いて送信を行い、残りの無線局はこれら４つの組のいずれかを選んで送信を行う必要がある。

図２２は、上述した特有のパスダイバーシチ効果を活かして構成される無線伝送システムにおける無線局１１の動作を示すフローチャートである。
まず、データ保持部２２は、送信データを保存する（ステップＳ５０１）。送信タイミング制御部２３は、基準タイミングから所定の遅延量だけ遅延させたタイミングを、送信開始タイミングとして決定する（ステップＳ５０２）。そして、送信タイミング制御部２３は、送信開始タイミングになると（ステップＳ５０３、Ｙｅｓ）、送信開始信号を生成して変調部２１に渡す。変調部２１は、送信開始信号に応じて、波形選択信号が示すシンボル波形で送信データを変調して出力する。変調された送信データは、ＲＦ部２４及びアンテナ２５を経由して受信局１２に送信される（ステップＳ５０４）。

図２３は、無線局Ａ〜Ｄが信号を送信するタイミングを示す図である。無線局Ａ〜Ｄが保持する遅延量ｔＡ〜ｔＤは、Ｔ１又はＴ２の２種類とする。図２３に示すように、４つの無線局Ａ〜Ｄは、基準タイミングＴ０に遅延量Ｔ１又はＴ２を与えたタイミング、つまり（Ｔ１＋Ｔ０）又は（Ｔ２＋Ｔ０）のいずれかのタイミングで信号を送信する。無線局Ａ〜Ｄが信号に与える遅延量ｔＡ〜ｔＤは、例えばｔＡ＝ｔＣ＝Ｔ１及びｔＢ＝ｔＤ＝Ｔ２となるように設定される。ここで、無線局Ａ及びＤはシンボル波形Ｗ１で送信し、無線局ＢとＣはシンボル波形Ｗ２で送信する。なお、無線局Ａ〜Ｄと受信局１２との間の伝搬時間ａＡ〜ａＤは、無視できるほどに小さいか又は全て同じＧであるものとする。

受信局１２は、タイミング（Ｔ１＋Ｇ＋Ｔ０）とタイミング（Ｔ２＋Ｇ＋Ｔ０）との２つのタイミングで、無線局Ａ〜Ｄから送信されてくる信号を受信する。この２つのタイミングは、（Ｔ２−Ｔ１）の時間差がある。従って、同じシンボル波形ではあるが、無線局Ａと無線局Ｄとの間、及び無線局Ｂと無線局Ｃとの間は、信号の到来に適度な時間差があるので、パスダイバーシチによる効果を発揮して伝送特性を改善することができる。しかも、信号の到来が同じ時間になる、無線局Ａと無線局Ｃとの間、及び無線局Ｂと無線局Ｄとの間でも、シンボル波形が異なるので、パスダイバーシチ効果を発生させることができる。結局、無線伝送システム全体では、異なるシンボル波形を用いることで増加させた最大有効ブランチ数に等しい４パスのダイバーシチ効果を得ることができる。

なお、最大有効ブランチ数を超える無線局（例えば無線局Ｅ）を有する無線伝送システムであっても、到来タイミングが（Ｔ１＋Ｇ＋Ｔ０）か（Ｔ２＋Ｇ＋Ｔ０）のどちらかになるように、無線局Ｅからデータ送信されるように設定すれば（シンボル波形は重なるのでＷ１又はＷ２のどちらでもよい）、特性を最大限に発揮させることができる。

以上のように、本発明の第１の実施形態によれば、無線局の数が、受信局が利用可能な最大有効ブランチ数以上であっても、パスダイバーシチによる効果に寄与する最大有効ブランチ数の制限下において、パスダイバーシチによる効果を最大限に得ることができる。

また、第１の実施形態では、４つの無線局Ａ〜Ｄは、予め遅延量Ｔ１又はＴ２のいずれかを保持していた。ここで、各無線局Ａ〜Ｄは、遅延量Ｔ１及びＴ２の双方を保持していることにしてもよい。このとき、選択される遅延量は、常に同一であってもランダムであってもよい。また、各無線局Ａ〜Ｄが共有する基準タイミング信号は、無線局以外の局（例えば、親局や送信局）から受信するビーコン信号に基づくタイミングであってもよいし、ＧＰＳ（Global Positioning System）信号に含まれる時間情報や、電波時計から得られる時間タイミング等であってもよい。

なお、第１の実施形態では、基準タイミングを所定の遅延量だけ遅延させたタイミングを用いることで、各無線局からの送信タイミングに所望の遅延を付加していたが、遅延を付加する方法はこれに限らない。例えば、変調部が出力する変調ベースバンド信号に遅延を付加してもよい。図２４は、変調部が出力する変調ベースバンド信号に遅延を与える場合における無線局２０の構成を示すブロック図である。この無線局２０は、図２に示す無線局１１から送信タイミング制御部２３及び波形選択制御部２６を除いた構成となる。図２５は、図２４に示す変調部２１ｃの構成を示すブロック図である。この変調部２１ｃは、遅延付加部４４をさらに備える点で、図３に示す変調部２１と異なる。

遅延付加部４４は、シフトレジスタで構成されており、所定の遅延量だけ入力信号を遅延させ、Ｄ／Ａ変換部４３へ出力する。これにより、波形記憶部４２から得られる信号を所定の遅延量だけ遅延させることができる。
なお、図２５では、ディジタル信号上で遅延処理を行う場合を説明したが、Ｄ／Ａ変換部４３の後段に遅延付加部４４を設けてアナログ信号上で遅延処理を行ってもよい。また、遅延付加部４４を読み出し制御部４１と波形記憶部４２との間に設けて、予め定められた遅延量に従ってアドレス信号を遅延させてもよい（図２６）。

これにより、変調ベースバンド信号に所定の遅延を付加することができる。また、複数の無線局が基準タイミングから所定の遅延量を付加してデータを送信する方法であれば、以上説明した例に限らない。
以下、本発明に係る無線伝送システムを、様々な伝送形態で示す。

（第２の実施形態）
図２７は、本発明の第２の実施形態に係る無線伝送システムの構成を示す図である。図２７に示す無線伝送システムは、送信局１３と、複数の無線局１４と、受信局１２とを備える。送信局１３と複数の無線局１４と、及び複数の無線局１４と受信局１２とは、無線で接続されている。第２の実施形態に係る無線伝送システムは、受信局１２へ送信すべき信号を複数の無線局１４に送信する送信局１３をさらに備える点で、上記第１の実施形態に係る無線伝送システムと相違する。以下、この相違する部分を中心に第２の実施形態を説明する。

この送信局１３の構成は、図２に示す無線局１１の構成から送信タイミング制御部２３及び波形選択制御部２６を除いた構成である。受信局１２の構成は、図１に示す構成と同様である。図２７では、無線局１４の数が４つである例を示している。以後、この４つの無線局１４については、区別する必要がある場合はそれぞれ無線局Ａ１〜Ｄ１と表記し、区別する必要がない場合は無線局１４と表記する。

図２８は、送信局１３及び無線局１４の送信信号に用いられるフレームの構成を示す図である。図２８において、フレームは、プリアンブル（以下、ＰＲと呼ぶ）と、ユニークワード（以下、ＵＷと呼ぶ）と、情報データとから構成される。ＰＲは、利得制御、シンボル同期、及び周波数同期等のために用いられる。ＵＷは、フレーム種別の判定やフレーム同期に用いられる。情報データは、送信側が送信しようとするデータを含む。

図２９は、図２７に示す無線局１４の詳細な構成例を示すブロック図である。図２９に示す無線局１４は、図１に示す第１の実施形態に係る無線局１１の構成に、復調部２９、ＵＷ検出部２７、遅延量設定部２８、及び波形設定部３０をさらに含む構成である。

送信局１３が送信した信号は、無線局１４のアンテナ２５で受信され、ＲＦ部２４で周波数変換された後、復調部２９に入力される。復調部２９は、入力された信号を復調して送信データを得る。ＵＷ検出部２７は、復調部２９から出力される送信データに含まれるＵＷを検出すると、ＵＷ検出信号を生成して送信タイミング制御部２３に渡す。遅延量設定部２８は、複数の遅延量の候補値（この例では、Ｔ１及びＴ２）から１つを選択し、送信タイミング制御部２３に渡す。なお、選択する遅延量は、無線局毎に予め設定されている。波形設定部３０は、複数のシンボル波形（又はＭ長のシンボル波形系列）の候補（この例では、Ｗ１及びＷ２）から１つを選択し、変調部２１へ渡す。なお、選択するシンボル波形は、無線局毎に予め設定されている。送信タイミング制御部２３は、ＵＷ検出信号を受け取ったタイミングを基準タイミングとする。なお、ＵＷ検出信号を受け取ってから所定の時間が経過したタイミングを基準タイミングとしてもよい。送信タイミング制御部２３は、基準タイミングと、遅延量設定部２８によって設定された遅延量とに基づいて、第１の実施形態と同様の手法で変調信号の送信タイミングを決定する。

図３０は、上記構成による無線局１４の動作を示すフローチャートである。
まず、送信局１３からの送信信号を受信すると（ステップＳ６０１、Ｙｅｓ）、復調部２９は、ＲＦ部２４から出力される信号を復調して復調データを生成する。データ保持部２２は、この復調データを送信データとして保存する（ステップＳ６０２）。また、ＵＷ検出部２７は、この復調データからＵＷを検出し、ＵＷ検出信号を生成して送信タイミング制御部２３に渡す。送信タイミング制御部２３は、ＵＷ検出信号を受け取ったタイミングを基準タイミングとし（ステップＳ６０３）、当該基準タイミングと遅延量とに基づいて、送信開始タイミングを決定する（ステップＳ６０４）。そして、送信タイミング制御部２３は、送信開始タイミングになると（ステップＳ６０５、Ｙｅｓ）、変調部２１に送信開始信号を渡す。変調部２１は、送信開始信号に応じて、波形バンク選択信号の示すシンボル波形で送信データを変調する。変調された送信データは、ＲＦ部２４及びアンテナ２５を経由して受信局１２に送信される（ステップＳ６０６）。

図３１は、無線局Ａ１〜Ｄ１が信号Ａ１〜Ｄ１を送信するタイミングを示す図である。まず、送信局１３は、所定のタイミングＴｓに周辺の無線局Ａ１〜Ｄ１に信号を送信する。無線局Ａ１〜Ｄ１が送信局１３からの信号を受信するタイミングは、
無線局Ａ１：Ｔｓ＋ａ１Ａ
無線局Ｂ１：Ｔｓ＋ａ１Ｂ
無線局Ｃ１：Ｔｓ＋ａ１Ｃ
無線局Ｄ１：Ｔｓ＋ａ１Ｄ
である。

なお、送信局１３と無線局Ａ１〜Ｄ１との間の伝搬時間ａ１Ａ〜ａ１Ｄは、無視できるほどに小さいか、又は全て同じであるものとして説明する。また、伝搬時間ａ１Ａ〜ａ１Ｄと、無線局Ａ１〜Ｄ１においてＵＷ検出信号が出力されるまでの時間とを合わせて、Ｇ１とおく。従って、ＵＷ検出信号が発生するタイミングは、無線局Ａ１〜Ｄ１において全て等しいタイミング（Ｔｓ＋Ｇ１）となる。

次に、無線局Ａ１〜Ｄ１は、ＵＷ検出信号が示すＵＷ検出タイミング（Ｔｓ＋Ｇ１）を基準タイミングｔ０とする。そして、無線局Ａ１〜Ｄ１は、基準タイミングｔ０に対して、遅延量ｔＡ〜ｔＤを信号に与えて送信する。例えば、無線局Ａ１は、基準タイミングｔ０からｔＡ時間後に信号を送信する。ここで、無線局Ａ１〜Ｄ１の送信タイミングを２つに分散させるために、第１の実施形態と同様に、遅延量ｔＡ〜ｔＤは遅延量の候補値Ｔ１又はＴ２から選択される。

ここでは、一例として、ｔＡ＝ｔＣ＝Ｔ１及びｔＢ＝ｔＤ＝Ｔ２である場合について説明する。無線局Ａ１〜Ｄ１は、タイミング（Ｔ１＋Ｇ１＋Ｔｓ）又はタイミング（Ｔ２＋Ｇ１＋Ｔｓ）のいずれかのタイミングで信号を送信する。第１の実施形態と同様、無線局Ａ１と無線局Ｄ１とは、シンボル波形Ｗ１で信号を送信し、無線局Ｂ１と無線局Ｃ１とはシンボル波形Ｗ２で信号を送信する。

受信局１２は、無線局Ａ１〜Ｄ１から送信されてくる信号Ａ１〜Ｄ１を受信する。ここで、無線局Ａ１〜Ｄ１と受信局１２との間の伝搬時間ａ２Ａ〜ａ２Ｄは、無視できるほどに小さいか、全て同じであるとし、これをＧ２とおく。従って、受信局１２が信号Ａ１〜Ｄ１を受信するタイミングは、タイミング（Ｔ１＋Ｇ２＋Ｇ１＋Ｔｓ）とタイミング（Ｔ２＋Ｇ２＋Ｇ１＋Ｔｓ）となる。また、この２つのタイミングは、（Ｔ２−Ｔ１）の時間差がある。従って、同じシンボル波形ではあるが、無線局Ａ１と無線局Ｄ１との間、及び無線局Ｂ１と無線局Ｃ１との間は、信号の到来に適度な時間差があるので、パスダイバーシチによる効果を発揮して伝送特性を改善することができる。しかも、信号の到来が同じ時間になる、無線局Ａ１と無線局Ｃ１との間、及び無線局Ｂ１と無線局Ｄ１との間も、シンボル波形が異なるので、パスダイバーシチ効果を発生させることができる。結局、無線伝送システム全体では、異なるシンボル波形を用いることで増加させた最大有効ブランチ数に等しい４パスのダイバーシチ効果を得ることができる。なお、無線局がこれ以上増える場合でも、到来タイミングが（Ｔ１＋Ｇ２＋Ｇ１＋Ｔｓ）か（Ｔ２＋Ｇ２＋Ｇ１＋Ｔｓ）のどちらかになるように無線局が送信すれば（シンボル波形は重なるのでＷ１又はＷ２のどちらでもよい）、特性を最大限に発揮させることができる。

以上のように、本発明の第２の実施形態によれば、送信局から送信された信号が、複数の無線局を経由して受信局へ送信される際に、無線局において所定の遅延量が与えられる。これにより、受信局が到来波を受信する受信タイミングとシンボル波形との組の数を、異なるシンボル波形を用いることで増加させた最大有効ブランチ数に等しい数とすることができる。また、無線局は、ＵＷを検出したタイミングを基準タイミングとする。これにより、予め基準タイミング信号を保持しておく必要がない。

なお、本第２の実施形態では、基準タイミング信号にＵＷ検出信号を用いたが、送信局から信号を受信したことを示す信号であれば、フレームの受信を完了したタイミング信号等を用いてもよい。例えば、送信データが正しく受信されたかを調べるためのＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）符号がフレームの最後尾に付加される場合は、この符号による判定出力信号を用いてもよい。これによれば、送信局からの信号が無線局で受信誤りと判定された場合は、受信局へ信号を送信しないようにすることができるため、結果として、受信局は正しい送信データの信号のみを受信することができる。

（第３の実施形態）
図３２は、本発明の第３の実施形態に係る無線伝送システムの構成を示す図である。この第３の実施形態に係る無線伝送システムは、無線局１４（無線局Ａ１〜Ｄ１）及び受信局１２の構成、送信局１５及び無線局１４が送信する信号のフレーム構成、及び無線局１４及び受信局１２の動作は、第２の実施形態と同様であるが、送信局１５が保持している送信データを２回送信する点で、第２の実施形態と相違する。以下、この相違する部分を中心に第３の実施形態を説明する。

送信局１５は、無線局１４に向けて１回目の信号送信を行い、受信局１２に向けて２回目の信号送信を行う。ここで、送信局１５は、２回目の送信信号が受信局１２に到達するタイミングが、いずれかの無線局１４の送信信号が受信局１２に到達するタイミングと等しくなるように、信号に所定の遅延量を与えて送信する。

図３３は、図３２に示す送信局１５の詳細な構成例を示すブロック図である。図３３において、送信局１５は、送信タイミング制御部１５１と、変調部２１と、ＲＦ部２４と、アンテナ２５と、遅延量設定部２８と、データ保持部２２と、波形設定部３０とを含む。送信タイミング制御部１５１以外の構成は、図２４又は図２９に示す構成と同様である。

送信タイミング制御部１５１は、上記第２の実施形態と同様に１回目の信号送信を実施した後、２回目の信号送信（再送信）のタイミングを制御する。送信タイミング制御部１５１は、基準タイミング信号が示す基準タイミングと、遅延量設定部２８から受け取った遅延量とに基づいて、再送信開始タイミングを決定する。このとき、送信局１５と無線局１４との間の伝搬時間が無視できる程度に小さい場合は、遅延量だけを基準タイミングに加算し、同伝搬時間が大きい場合は、遅延量と伝搬時間とを基準タイミングに加算して、再送信開始タイミングを決定すればよい。そして、送信タイミング制御部１５１は、再送信開始タイミングになると、再送信開始信号を生成して変調部２１に渡す。

図３４は、上記構成による送信局１５の動作を示すフローチャートである。
まず、送信局１５は、データを変調して無線局１４に送信する（ステップＳ７０１）。次に、送信タイミング制御部１５１は、基準タイミングと遅延量とに基づいて再送信開始タイミングを決定する（ステップＳ７０２）。次に、送信タイミング制御部１５１は、再送信開始タイミングになると（ステップＳ７０３）、再送信開始信号を生成して変調部２１に渡す。変調部２１は、再送信開始信号に応じて、波形バンク選択信号の示すシンボル波形で送信データを変調する。変調された送信データは、ＲＦ部２４及びアンテナ２５を経由して受信局１２に送信される（ステップＳ７０４）。

図３５は、送信局１５及び無線局Ａ１〜Ｄ１が信号を送信するタイミングを示す図である。図３５は、図３２に示す無線局Ａ１〜Ｄ１が送信する変調信号のタイミングに加え、送信局１５が送信する信号のタイミングが示されている。

１回目の送信によって、無線局Ａ１〜Ｄ１が送信局１５からの信号を受信するタイミングは、すでに説明したように以下の通りである。
無線局Ａ１：Ｔｓ＋ａ１Ａ
無線局Ｂ１：Ｔｓ＋ａ１Ｂ
無線局Ｃ１：Ｔｓ＋ａ１Ｃ
無線局Ｄ１：Ｔｓ＋ａ１Ｄ

次に、送信局１５は、基準タイミングＴｓに基づいて、遅延量の候補値Ｔ１又はＴ２から選択した遅延量ｔ０を与えて、２回目の送信を行う。図３５では、送信局１５は、遅延量の候補値からＴ１を選択し、ｔ０＝Ｔ１の遅延量を与えて信号を受信局１２に送信している例を示している。送信局１５が用いるシンボル波形は、Ｗ１又はＷ２のどちらでもよい。なお、多くの無線局が存在する場合に特性を最大限に発揮させるための条件は、すでに述べた通りである。

受信局１２は、無線局１４及び送信局１５から送信されてきた信号を受信する。受信局１２がこれらの５つの信号を受信するタイミングは、タイミング（Ｔ１＋Ｇ２＋Ｇ１＋Ｔｓ）とタイミング（Ｔ２＋Ｇ２＋Ｇ１＋Ｔｓ）の２つである。この２つのタイミングは、（Ｔ２−Ｔ１）の時間差がある。従って、同じシンボル波形ではあるが、無線局Ａ１と無線局Ｄ１との間、及び無線局Ｂ１と無線局Ｃ１との間は、信号の到来に適度な時間差があるので、パスダイバーシチによる効果を発揮して伝送特性を改善することができる。しかも、信号の到来が同じ時間になる、無線局Ａ１と無線局Ｃ１との間、及び無線局Ｂ１と無線局Ｄ１との間も、シンボル波形が異なるので、パスダイバーシチ効果を発生させることができる。結局、無線伝送システム全体では、異なるシンボル波形を用いることで増加させた最大有効ブランチ数に等しい４パスのダイバーシチ効果を得ることができる。

以上のように、本発明の第３の実施形態によれば、送信局が無線局に信号を送信した後、同一の信号に所定の遅延量を与えて受信局へ送信する。これにより、受信局が受信する信号の数が増加するため、信号の受信レベルを安定させることができる。また、送信局が２回目に送信する信号は、複数の無線局１４が送信した信号のいずれかと、受信局１２に到達するタイミングが等しくなる。従って、受信タイミングとシンボル波形の組の数を最大有効ブランチ数以下にして、パスダイバーシチによる効果を最大限に発揮することができる。

なお、第２及び第３の実施形態において、送信局が、遅延量の候補値Ｔ１又はＴ２のいずれを選択するかは、予め定められていたが、各無線局が選択する遅延量は、複数の候補値からランダムに決定するようにしてもよい。また、各無線局の基準タイミングｔ０は、各無線局１４が送信局から信号を受信したタイミング以外にも、送信局と各無線局とが共有可能なＧＰＳ信号に含まれる時間情報や電波時計から得られる時間タイミングにしてもよい。

また、図３６に示すように、送信局１５と無線局Ａ１〜Ｄ１とが有線伝送路を介して接続されている構成でも、上記と同様に、受信局において最大限のパスダイバーシチの効果を得ることができる。

（第４の実施形態）
図３７は、本発明の第４の実施形態に係る無線伝送システムの構成を示す図である。図３７において、無線伝送システムは、送信局１６と、複数の無線局１７と、受信局１２とを備える。送信局１６と無線局１７とは、有線伝送路を介して接続され、無線局１７と受信局１２とは、無線を介して接続される。第４の実施形態に係る無線伝送システムは、送信局１６と複数の無線局１７とが有線伝送路を介して接続されており、かつ複数の無線局１７が用いる遅延量及びシンボル波形を送信局１６が制御する点で、第２の実施形態と相違する。以下、この相違する部分を中心に第４の実施形態を説明する。

図３７では、無線伝送システムが備える無線局１７の数が４つである例を示している。以後、この４つの無線局１７については、区別する必要がある場合はそれぞれ無線局Ａ２〜Ｄ２と表記し、区別する必要がない場合は無線局１７と表記する。受信局１２の構成は、第１の実施形態に係る受信局の構成と同様であるため、説明を省略する。

送信局１６は、無線局１７が用いる遅延量とシンボル波形（又はＭ長のシンボル波形系列）とを指示する。図３８は、送信局１６の詳細な構成例を示すブロック図である。図３８において、送信局１６は、遅延量・シンボル波形決定部１６１と、４つの遅延量・シンボル波形付加部１６２Ａ〜１６２Ｄとを含む。なお、図３８では、これまでに説明してきた変調部やＲＦ部やアンテナ部は省略している。

遅延量・シンボル波形決定部１６１は、無線局Ａ２〜Ｄ２に指示する遅延量ｔＡ〜ｔＤとシンボル波形とを、それぞれ複数の候補値（例えば、Ｔ１又はＴ２、Ｗ１又はＷ２）から選択して決定する。候補値の組の数は、無線伝送システムが許容する異なるシンボル波形を用いることで増加させた最大有効ブランチ数に等しい（これまでと同様に、最大有効ブランチ数が４つの場合を例として説明する）。遅延量・シンボル波形決定部１６１は、決定した遅延量ｔＡ〜ｔＤ及びシンボル波形ｗＡ〜ｗＤを、それぞれ遅延量・シンボル波形付加部１６２Ａ〜１６２Ｄに渡す。なお、遅延量・シンボル波形決定部１６１が、いずれの遅延量及びシンボル波形を選択するかは、予め定められていてもランダムに定めてもよい。なお、各無線局に割り当てられる遅延量及びシンボル波形の組は、均等に分散されることが望ましい。

遅延量・シンボル波形付加部１６２Ａ〜１６２Ｄは、図２８に示すフレーム化された送信データの後部に、決定された遅延量ｔＡ〜ｔＤを示す遅延量情報、及び決定されたシンボル波形ｗＡ〜ｗＤを示すシンボル波形情報を付加する。このように、送信局１６は、遅延量情報とシンボル波形情報とを信号に付加することによって、送信信号の遅延量及び変調に用いるシンボル波形を無線局１７へ通知する。

図３９は、無線局１７の詳細な構成例を示すブロック図である。図３９に示す無線局１７は、図２９に示す無線局１４と比べて、遅延量・シンボル波形抽出部１２９の構成だけが異なる。遅延量・シンボル波形抽出部１２９は、復調されたデータから遅延量情報を抽出して、送信タイミング制御部２３に渡し、また復調されたデータからシンボル波形情報を抽出して変調部２１へ渡すと共に、遅延量情報及びシンボル波形情報を除く送信データをデータ保持部２２に渡す。送信タイミング制御部２３は、第２の実施形態で説明したと同様に、基準タイミングに遅延量を加算して送信タイミングを決定する。

図４０は、上記構成による送信局１６及び無線局１７の動作を示すフローチャートである。
送信局１６において、遅延量・シンボル波形決定部１６１は、無線局Ａ２〜Ｄ２に指示する遅延量ｔＡ〜ｔＤ及びシンボル波形ｗＡ〜ｗＤを、複数の候補値の中からそれぞれ決定する（ステップＳ８０１）。遅延量・シンボル波形付加部１６２Ａ〜１６２Ｄは、決定された遅延量ｔＡ〜ｔＤ及びシンボル波形ｗＡ〜ｗＤを表す値をフレーム化された送信データの後部に付加し、変調部、ＲＦ部、及びアンテナを介して無線局Ａ２〜Ｄ２にそれぞれ送信する（ステップＳ８０２）。

無線局１７において、送信局１６から信号を正しく受信したと判断されると（ステップＳ８０３、Ｙｅｓ）、復調部２９は、ＲＦ部２４から出力される信号を復調して、復調データを生成する。遅延量・シンボル波形抽出部１２９は、復調データから遅延量及びシンボル波形の情報を抽出する（ステップＳ８０４）。次に、送信タイミング制御部２３は、基準タイミングに遅延量を加算して送信タイミングを決定する（ステップＳ８０５）。そして、送信タイミング制御部２３は、送信開始タイミングになると（ステップＳ８０６、Ｙｅｓ）、変調部２１に送信開始信号を渡す。変調部２１は、抽出した波形バンク選択信号の示すシンボル波形で、送信データを変調する。変調された送信データは、ＲＦ部２４及びアンテナ２５を経由して受信局１２に送信される（ステップＳ８０７）。

以上のように、本発明の第４の実施形態によれば、無線局が送信する信号のタイミング及び変調に用いるシンボル波形を、送信局が直接制御することができる。

なお、第４の実施形態では、遅延量及びシンボル波形を、送信局が無線局へ信号とは別に通知する例を説明した。しかし、送信局は、各無線局に送信する信号に所定の遅延量を与えて送信してもよい。図４１は、この場合に無線局が送信する信号のタイミングを示す図である。

送信局１６が、無線局Ａ２及びＣ２の送信信号に与える遅延量ｔＡ及びｔＣはＴ１であり、無線局Ｂ２及びＤ２の送信信号に与える遅延量ｔＢ及びｔＤはＴ２である。送信局１６は、所定のタイミングに対して、遅延量Ｔ１又はＴ２を与えて各無線局に信号を送信する。送信局１６と各無線局Ａ２〜Ｄ２との間の伝搬時間Ｇ１を用いると、無線局Ａ２及びＣ２が送信局１６からの信号を受信するタイミングは（Ｔ１＋Ｇ１）である。また、無線局Ｂ２及びＤ２が送信局１６からの信号を受信するタイミングは（Ｔ２＋Ｇ１）である。また、無線局Ａ２〜Ｄ２と受信局１２との間の伝搬時間Ｇ２を用いると、受信局１２は、タイミング（Ｔ１＋Ｇ１＋Ｇ２）又はタイミング（Ｔ２＋Ｇ１＋Ｇ２）のいずれかで信号Ａ２〜Ｄ２を受信することとなる。これにより、パスダイバーシチによる効果を発揮して伝送特性を改善することができる。

なお、上記第４の実施形態では、候補値の中から遅延量を選択することで各無線局が用いる遅延量を決定していたが、送信局と各無線局とを接続する有線伝送路の長さを調整することで、遅延量を決定してもよい。

（第５の実施形態）
第１〜第４の実施形態では、複数の無線局と受信局との間の距離は、無視できる程度に小さいか、又は全て同じである場合について説明した。以下の実施形態では、複数の無線局と受信局との距離の差が、無視できないほど大きい場合について説明する。

図４２は、本発明の第５の実施形態に係る無線伝送システムの構成を示す図である。第５の実施形態において、送信局１６、無線局１７、及び受信局１２の構成は、第４の実施形態と同様であるため、その説明を省略する。

送信局１６は、無線局Ａ２〜Ｄ２に送信すべき信号Ａ２〜Ｄ２に、それぞれ遅延量ｔＡ〜ｔＤを与えて送信する。ここで、送信局１６と無線局Ａ２〜Ｄ２とを接続する有線伝送路の長さはほぼ等しいものと仮定する。従って、送信局１６から無線局Ａ２〜Ｄ２までの信号Ａ２〜Ｄ２の伝搬時間ａ１Ａ〜ａ１Ｄは、全て同じＧ１としておく。

１つの無線局は１つの通信エリアを形成しており、複数の無線局Ａ２〜Ｄ２を、複数の通信エリアが連続するように配列する。例えば、複数の無線局Ａ２〜Ｄ２が、直線状に配置される。また、複数の通信エリアが重複する部分を複合エリアと呼び、特に無線局Ａ２、Ｂ２、及びＣ２の通信エリアが重複する部分を複合エリアＡと、無線局Ｂ２、Ｃ２、及びＤ２の通信エリアが重複する部分を複合エリアＢと呼ぶことにする。なお、複合エリアとして重複する通信エリアは３つに限られず、２つでも４つ以上でもよい。また、無線局Ａ２〜Ｄ２が送信する信号を区別する必要がある場合、それぞれ信号Ａ〜Ｄと呼ぶ。

受信局１２が複合エリアＡ内に位置する場合、受信局１２は信号Ａ〜Ｃを受信する。一方、受信局１２が複合エリアＢ内に位置する場合、受信局１２は信号Ｂ〜Ｄを受信する。このように、複合エリアＡ及びＢでは、３つの無線局１７からの信号が到来する。

図４３は、２つの無線局Ａ２及びＢ２と、受信局１２との位置関係を示す概略図である。ここで、受信局１２のアンテナの高さをＨｒ、無線局Ａ２及びＢ２のアンテナの高さをＨｔ、無線局Ａ２と無線局Ｂ２との距離をＬ、受信局１２と無線局Ａ２との距離をｘとすると、無線局Ａ２と受信局１２との行路長（伝搬距離）ｚＡ、及び無線局Ｂ２と受信局１２との行路長ｚＢは、次式（１６）及び式（１７）で表される。

よって、行路長ｚＢと行路長ｚＡとの差である行路長差Δｚは、次式（１８）で表される。

ここで、道路上を走行する車両が路側に設置された無線機と無線通信することを想定して、Ｌ＝６０ｍ、Ｈｔ＝１０ｍ、Ｈｒ＝１ｍと仮定する。

図４４は、行路長差Δｚと、受信局１２及び無線局の距離ｘとの関係を示す図である。図４４において、縦軸は行路長差Δｚを示し、横軸は受信局１２及び無線局１７の距離ｘを示す。
図４４に示すように、無線局Ａ２と受信局１２との距離が数ｍ以上程度離れていれば、行路長差Δｚを、無線局Ａ２及びＢ２のアンテナ間距離に近似することができる。よって、受信局１２の位置によらず、行路長差Δｚは、アンテナ間隔Ｌにほぼ等しく、次式（１９）で表される。
Δｚ＝ｚＢ−ｚＡ≒Ｌ …（１９）
従って、距離Ｌに相当する伝搬時間をＰとすれば、無線局Ａ２からの伝搬時間ｐＡと無線局Ｂ２からの伝搬時間ｐＢとの差Δｐは、次式（２０）となる。
Δｐ＝ｐＢ−ｐＡ≒Ｐ …（２０）

そして、無線局Ａ２にはタイミングｔＡで、無線局Ｂ２にはタイミングｔＢで、無線局Ｃ２にはタイミングｔＣで、及び無線局Ｄ２にはタイミングｔＤで送信する。ここで、ｔＡとｔＢの時間差をｔＡＢ＝ｔＢ−ｔＡとおく。他の遅延量についても同様に、この表記に従う。

次に、遅延量ｔＡ及びｔＣの設定方法と、受信局１２が複合エリアＡ（無線局Ａ２が最前）に位置する場合の受信タイミングについて説明する。
図４５は、受信局１２が複合エリアＡ内に位置する場合における信号のタイミングを示す図である。受信局１２は、常に手前から３局目までの無線局Ａ２〜Ｃ２からの信号を受信する。ここで、無線局Ａ２〜Ｃ２の伝搬時間をそれぞれｐＡＡ、ｐＢＡ、及びｐＣＡとする。これらは、式（２０）の近似から、複合エリアＡ内の受信局１２の位置に関わらず、次式（２１）とおける。
ｐＢＡ−ｐＡＡ＝Ｐ（＞０）、ｐＣＡ−ｐＡＡ＝２Ｐ …（２１）

各無線局Ａ２〜Ｃ２からの信号が受信局１２で受信されるタイミングは、以下になる。
無線局Ａ２からの信号Ａ２：ｔＡ＋α＋ｐＡＡ
無線局Ｂ２からの信号Ｂ２：ｔＢ＋α＋ｐＢＡ
無線局Ｃ２からの信号Ｃ２：ｔＣ＋α＋ｐＣＡ
また、信号Ａ２と信号Ｂ２との到来時間差τＡＢ、及び信号Ａ２と信号Ｃ２との到来時間差τＡＣは、それぞれ次式（２２）及び式（２３）で表される。
τＡＢ＝（ｔＢ−ｔＡ）＋（ｐＢＡ−ｐＡＡ）＝ｔＡＢ＋Ｐ …（２２）
τＡＣ＝（ｔＣ−ｔＡ）＋（ｐＣＡ−ｐＡＡ）＝ｔＡＣ＋２Ｐ …（２３）

ここで、ｔＡＣ＝−２Ｐ（＝ｔＣ−ｔＡ＜０）となるように遅延量ｔＣを設定すれば、τＡＣ＝０となる。従って、受信局１２は、信号Ａ２と信号Ｃ２とを同じタイミングで受信する。ここで、ｔＡＣが負であるということは、ｔＣの方がｔＡより早いタイミングであることを意味している。そして、受信局１２は、信号Ａ及び信号Ｃの受信タイミングから（ｔＡＢ＋Ｐ）経過後に信号Ｂを受信する。つまり、受信局１２は、３つの無線局から送信された信号を、２つのタイミングで受信することとなる。

同様に、遅延量ｔＢ及びｔＤの設定方法と、受信局１２が複合エリアＢ（無線局Ｂ２が最前）に位置する場合の受信タイミングについて説明する。
図４６は、受信局１２が複合エリアＢ内に位置する場合における無線伝送システムの構成を示す図であり、図４７は、受信局１２が複合エリアＢ内に位置する場合における信号のタイミングを示す図である。

受信局１２は、常に手前から３局目までの無線局Ｂ２〜Ｄ２からの信号を受信可能で、無線局Ｂ２〜Ｄ２の伝搬時間をそれぞれｐＢＢ、ｐＣＢ、及びｐＤＢとする。これらは、式（２０）の近似から、複合エリアＢ内の受信局１２の位置に関わらず、次式（２４）とおける。
ｐＣＢ−ｐＢＢ＝Ｐ（＞０）、ｐＤＢ−ｐＢＢ＝２Ｐ …（２４）

各無線局Ｂ２〜Ｄ２からの信号が受信局１２で受信されるタイミングは、以下になる。
無線局Ｂ２からの信号Ｂ２：ｔＢ＋α＋ｐＢＢ
無線局Ｃ２からの信号Ｃ２：ｔＣ＋α＋ｐＣＢ
無線局Ｄ２からの信号Ｄ２：ｔＤ＋α＋ｐＤＢ
また、信号Ｂ２と信号Ｃ２との到来時間差τＢＣ、及び信号Ｂ２と信号Ｄ２との到来時間差τＢＤは、それぞれ次式（２５）及び式（２６）で表される。
τＢＣ＝（ｔＣ−ｔＢ）＋（ｐＣＢ−ｐＢＢ）
＝（ｔＡＣ＋ｔＡ）−（ｔＡＢ＋ｔＡ）＋Ｐ
＝−２Ｐ−ｔＡＢ＋Ｐ＝−（ｔＡＢ＋Ｐ） （＜０） …（２５）
τＢＤ＝（ｔＤ−ｔＢ）＋（ｐＤＢ−ｐＢＢ）＝ｔＢＤ＋２Ｐ …（２６）

ここで、例えば、ｔＢＤ＝−２Ｐ（＝ｔＤ−ｔＢ＜０）となるように、遅延量ｔＢ及びｔＤを設定すれば、τＢＤ＝０となる。よって、受信局１２は、信号Ｂと信号Ｄとを同じタイミングで受信する。従って、受信局１２は、はじめに信号Ｃを受信し、その後（ｔＡＢ＋Ｐ）経過後に信号Ｂ及び信号Ｄを同じタイミングで受信する。つまり、受信局１２は、３つの無線局から送信された信号を、２つのタイミングで受信することとなる。

このように、複合エリアＡ及びＢにおいては、受信端では常に手前から３つの無線局１７からの信号が２つのタイミングで受信されることになる。そして、その２つのタイミングは、次隣接の無線局、本実施形態では無線局Ａ２及びＣ２の組と、無線局Ｂ２及びＤ２の組になる。このように、受信局１２がどの複合エリアに位置する場合であっても、隣接の無線局から送信される信号を異なるタイミングで受信することができる。

以上のように、本発明の第５の実施形態によれば、複数の無線局と受信局との伝搬時間差が無視できないほどに大きい場合であっても、受信局が受信する信号のタイミングの数が、パスダイバーシチによる効果に寄与するタイミング（ここでは２つ）になるように、送信局が各無線局に送信する信号に与える遅延量を調整する。そして、さらに、同じタイミングで届く無線局、ここでは、無線局Ｂ２と無線局Ｄ２のシンボル波形（又はＭ長のシンボル波形系列）を異なるものにすれば、これら２つの間でもパスダイバーシチ効果を生じさせることができる。図４７では、無線局Ｄ２はシンボル波形Ｗ２で送信し、無線局Ｂ２とＣ２はシンボル波形Ｗ１で送信した例を示している。これにより、受信局において、パスダイバーシチによる効果を最大限に得ることができる。

また、複合エリアＡで考えると、無線局Ａ２からの信号が無線局Ｂ２からの信号と同じタイミングで到達するように設定することで、タイミング２種類とシンボル波形２種類の組み合わせの４種類の最大有効ブランチ数に相当するパスダイバーシチ効果が得られる。

なお、本第５の実施形態では、４つの無線局を例に説明したが、設置する無線局の数をさらに増やし、エリアを拡張することもできる。この場合の到来タイミング（この例では、Ｔ１とＴ２）とシンボル波形（この例では、Ｗ１とＷ２）の無線局毎の割り当て例を図５０に示す。近傍隣接する無線局からの到来波に対し、それより遠方の無線局からの到来波のレベルは一般に低く、近傍隣接する２つの無線局からの到来波が伝送特性への影響が大きい。しかるに、到来タイミングとシンボル波形の４種類の組Ｔ１とＷ１、Ｔ１とＷ２、Ｔ２とＷ１、Ｔ２とＷ２は、隣接する無線局間で違う組が使われることが望ましい。図５０は、この条件を満たす代表的な１６種類の配置パタンを示しており、各々の配置の考え方を最右欄に記述している。

（第６の実施形態）
第６の実施形態は、第５の実施形態で示した連続的な線状連続エリアを横方向に配列することで、面状エリアを構成し、各複合エリアで２つのタイミングで信号を受信することを特徴とする。

図４８は、本発明の第６の実施形態に係る無線伝送システムの構成を示す図である。第６の実施形態において、送信局１６、無線局１７、及び受信局１２の構成は、第５の実施形態と同様であるため、説明を省略する。

第６の実施形態に係る無線伝送システムは、８つの無線局１７を備える。一列に並んだ４つの無線局１７を一組として、二組が面状の通信エリアを構成するように配置されている。なお、この８つの無線局１７を区別する必要がある場合、一方の組に含まれる無線局１７を順番に無線局Ａ２〜Ｄ２と呼び、他方の組に含まれる無線局１７を順番に無線局Ｂ３〜Ｅ３と呼ぶ。

また、無線局Ａ２〜Ｃ２が形成する複合エリアを複合エリアＡ１と、無線局Ｂ２〜Ｄ２が形成する複合エリアを複合エリアＢ１と呼び、無線局Ｂ３〜Ｄ３が形成する複合エリアを複合エリアＢ２と、無線局Ｃ３〜Ｅ３が形成する複合エリアを複合エリアＣ２と呼ぶ。基本的には、図５０に示す配置パタンの中から、２種類の配置パタンを用いることになる。第５の実施形態と同様に、近傍の無線局同士は、到来タイミング又はシンボル波形のいずれかが違う組が使われることが最大限にパスダイバーシチ効果を引き出す上で望ましい。例えば、図５０の配置パタン１及び配置パタン２を横に並べると、近傍のどの４つ（例えば点線四角で囲った）の無線局をとっても同じ組が存在せず、全ての組み合わせが隣接しており、最大限のパスダイバーシチ効果を期待することができる。図４８の実際的な配置図で言えば、複合エリアＡ１、Ｂ１、Ｂ２、Ｃ２、及びこれら４つの複合エリアの中央部も含め、最大限に得られたパスダイバーシチ効果により良好な伝送特性が得られる。

このように、本発明の第６の実施形態によれば、一列に配置した無線局の組を面状に配置することによって、パスダイバーシチによる効果を発揮しつつ、より広い通信エリアをカバーすることができる。また、受信局から遠い無線局からの信号が受信局に対して干渉を生じさせず、パスダイバーシチによる効果に寄与させることができる。
また、本実施形態では、４つの複合エリアを構成する８つの無線局を例に説明したが、さらにエリア数を増やすために、縦横連続的に無線局を並べて増やすこともできる。

図４９は、複数の無線局によって形成された複合エリアの配置の一例を示す図である。図４９に示す例は、図５０の配置パタン１及び配置パタン２を横に繰り返し並べたもので、隣接するどの４つの無線局をとっても（例えば点線四角内）、同じ組が存在せず、全ての組み合わせが隣接しており、最大限のパスダイバーシチ効果を期待することができる。

なお、上記第５及び第６の実施形態では、各無線局が等間隔に配列されており、隣接する無線局間での伝搬時間差は全て等しくＰとする場合を説明した。しかし、各伝搬時間に差がある場合でも、送信局が送信タイミングを調整することで、受信局１２がどのエリアにいても２つのタイミングで信号を受信できる。
また、受信局は、３つの無線局からの信号を受信する場合を説明した。しかし、２つの受信タイミングに集約されるように遅延量を設定しておけば、受信局が受信する無線局からの信号に制限はない。
また、遅延量ｔＡ、ｔＢ、ｔＣ、及びｔＤを信号に与える代わりに、送信局と各無線局とを接続する有線伝送路の長さを調整することによって、各無線局へ送信する信号に与える遅延量を決定してもよい。

なお、各実施形態で説明した遅延量・シンボル波形決定部や送信タイミング制御部等の無線局が備える各機能ブロックは、典型的には、集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部又は全てを含むように１チップ化されてもよい。

本発明の無線伝送システムは、無線局が中継送信時に同時送信する複局同時送信システムにおいて、特に、複数の無線局が近接してパスダイバーシチ効果が得られないほどに伝搬距離が短くなることが想定される家庭内で電化製品を無線接続するシステムや、通信エリアが局所的に限られて送受信間の伝搬時間を設計段階で意図的に調整できる狭域通信（DSRC：Dedicated Short Range Communication）システム・路車間通信システム等に利用できる。

本発明の第１の実施形態に係る無線伝送システムの構成を示す図 無線局１１の詳細な構成例を示すブロック図 変調部２１の詳細な構成例を示すブロック図 本発明の第１の実施形態に係る伝送システムの差動符号化規則の一例及び信号空間ダイアグラムを示す図 変調部２１の各ブロックの内部構成例を示した図 変調部２１が生成するシンボル波形の位相遷移の一例を示す模式図 受信局１２の詳細な構成例を示すブロック図 復調部３３の詳細な構成例を示すブロック図 受信局１２での到来信号Ａ及びＢの位相をシンボル毎に示した模式図 到来信号Ａと到来信号Ｂとの位相関係及びシンボル間の位相関係を模式的に示した位相遷移図 到来信号Ａと到来信号Ｂとの間の位相関係をベクトルで表した図 到来信号Ａと到来信号Ｂとの間の位相遷移をベクトルで表した図 伝搬路の遅延分散性が無視できる場合に受信局１２で受信された到来信号Ａ及びＢの位相関係を示した模式図 図１３に示す到来信号Ａ及びＢの低域通過フィルタ１８１０及び１８１１通過後の検波出力を示す図 ２つの無線局Ａ及びＢからの２波到来モデルの概念図 送信信号Ａの直接波と遅延波との位相の変化をシンボル毎に示した模式図 送信信号Ｂの直接波と遅延波との位相の変化をシンボル毎に示した模式図 送信信号Ａ及びＢの直接波及び遅延波について、各々の搬送波の受信点での位相関係を示した図 送信信号Ａの直接波と遅延波との位相関係及びシンボル間の位相関係を模式的に示した位相遷移図 送信信号Ｂの直接波と遅延波との位相関係及びシンボル間の位相関係を模式的に示した位相遷移図 送信信号Ａの直接波と遅延波との位相遷移をベクトルで表した模式図 送信信号Ｂの直接波と遅延波との位相遷移をベクトルで表した模式図 全ての到来波の位相遷移をベクトルで表した模式図 本発明の伝送方法によるビット誤り率と遅延量τとの関係を模式的に示した図 無線局１１の動作を示すフローチャート 無線局Ａ〜Ｄが信号を送信するタイミングを示す図 変調部が変調ベースバンド信号に遅延を与える場合における無線局２０の構成を示すブロック図 変調部２１ｃの詳細な構成例を示すブロック図 変調部２１ｃの他の詳細な構成例を示すブロック図 本発明の第２の実施形態に係る無線伝送システムの構成を示す図 送信局１３及び無線局１４が送信する信号に用いられるフレームの構成を示す図 無線局１４の詳細な構成例を示すブロック図 無線局１４の動作を示すフローチャート 無線局Ａ１〜Ｄ１が信号Ａ１〜Ｄ１を送信するタイミングを示す図 本発明の第３の実施形態に係る無線伝送システムの構成を示す図 送信局１５の詳細な構成例成を示すブロック図 送信局１５の動作を示すフローチャート 送信局１５及び無線局Ａ１〜Ｄ１が送信する信号のタイミングを示す図 本発明の第３の実施形態に係る無線伝送システムの他の構成を示す図 本発明の第４の実施形態に係る無線伝送システムの構成を示す図 送信局１６の詳細な構成例を示すブロック図 無線局１７の詳細な構成例を示すブロック図 送信局１６及び無線局１７の動作を示すフローチャート 無線局１７による信号の送信タイミング例を示す図 本発明の第５の実施形態に係る無線伝送システムの構成を示す図 ２つの無線局Ａ２及びＢ２と、受信局１２との位置関係を示す概略図 行路長差Δｚと、受信局１２及び無線局の距離ｘとの関係を示す図 受信局１２が複合エリアＡ内に位置する場合における信号のタイミングを示す図 受信局１２が複合エリアＢ内に位置する場合における無線伝送システムの構成を示す図 受信局１２が複合エリアＢ内に位置する場合における信号のタイミングを示す図 本発明の第６の実施形態に係る無線伝送システムの構成を示す図 複数の無線局によって形成された複合エリアの配置の一例を示す図 到来タイミング及びシンボル波形の無線局毎の割り当て例を示す図 従来の無線通信システムのブロック図 従来のシンボル波形の位相遷移を示す概略図 伝送信号生成回路７００の構成を示す図 遅延を伴う場合の到来信号Ａ及びＢの位相関係を示す概略図 従来の無線伝送システムの構成を示す模式図 従来の変調方式において到来信号の位相関係が逆相の場合を示した模式図 従来の伝送方法によるビット誤り率と遅延量τとの関係を模式的に示した図 ＱＰＳＫ−ＶＰ方式を用いた場合における２波の到来時間差に対するビット誤り率特性を示す図 ＱＰＳＫ−ＶＰ方式における受信波が２波と３波の場合のビット誤り率特性を示す図 図５９における２波と３波の時間関係を示す図

符号の説明

１１、１４、１７、２０ 無線局
１２ 受信局
１３、１５、１６ 送信局
２１、２１ｃ、１５２ 変調部
２２ データ保持部
２３、１５１ 送信タイミング制御部
２４、３２、１５３ ＲＦ部
２５、３１ アンテナ
２６ 波形選択制御部
２７ ＵＷ検出部
２８ 遅延量設定部
２９、３３ 復調部
３０ 波形設定部
４１ 読み出し制御部
４２ 波形記憶部
４３、１８０８、１８０９ Ｄ／Ａ変換器
４４ 遅延付加部
１２９ 遅延量・シンボル波形抽出部
１６１ 遅延量・シンボル波形決定部
１６２Ａ〜１６２Ｄ 遅延量・シンボル波形付加部
１６０１ 遅延器
１６０２、１６０３ 乗算器
１６０４、１６０５ 移相器
１６０６、１６０７、１８１０、１８１１ 低域通過フィルタ
１８０１ 発振器
１８０２ Ｌ分周器
１８０３、１８０４ カウンタ
１８０５、１８０６ シフトレジスタ

Claims (28)

1. 複数の無線局(11,14,17)、受信局(12)、及びこれらの局間に形成されるマルチパス伝送路によってパスダイバーシチを構成し、複数の無線局(11,14,17)が送信データを受信局(12)へ送信する無線伝送システムであって、
   前記複数の無線局(11,14,17)は、それぞれ
   前記複数の無線局(11,14,17)に共通の送信データと、当該送信データを送信するための前記複数の無線局(11,14,17)に共通の基準タイミング(TO)とを保持し、
   相互に異なる複数のシンボル波形(W1,W2)の候補から１つを選択する波形選択制御部(26)と、
   前記波形選択制御部(26)で選択されたシンボル波形に基づいて前記送信データから送信信号を生成する変調部(21)と、
   前記基準タイミング(T0)から所定の遅延量(T1,T2)だけ遅延させたタイミングを、前記送信信号の送信を開始する送信開始タイミングとして決定する送信タイミング制御部(23)と、
   前記送信タイミング制御部(23)によって決定された前記送信開始タイミングで、前記送信信号を送信する送信部(24,25)とを備え、
   前記複数の無線局(11,14,17)は、前記シンボル波形及び前記送信開始タイミングの少なくとも一方が相互に異なる送信信号を、前記受信局(12)にそれぞれ送信し、
   前記受信局(12)は、前記送信部(24,25)から送信される前記送信信号を受信する受信部(31,32)を備え、
   前記受信部(31,32)によって送信信号が受信される受信タイミングの数が、前記異なるシンボル波形毎に複数かつ所定数以下に設定され、前記受信タイミングの差が、所定の遅延分解能以上であり、前記受信タイミングの最大値及び最小値の差が、所定の遅延上限以下となる大きさとなるように、前記所定の遅延量が設定されることを特徴とする、無線伝送システム。
2. 前記所定の遅延分解能及び前記所定の遅延上限は、それぞれ、複数の遅延波をパスダイバーシチ受信することができる値に設定されていることを特徴とする、請求項１に記載の無線伝送システム。
3. 前記複数の無線局(11,14,17)が持ち合わせる前記基準タイミング(T0)は、予め定められた同一のタイミングであることを特徴とする、請求項１に記載の無線伝送システム。
4. 前記無線伝送システムは、前記受信局(12)へ送信すべき信号を前記複数の無線局(14)に送信する送信局(13)をさらに構成に含み、
   前記複数の無線局(14)は、それぞれ、前記送信局(13)から送信された信号を受信し、受信タイミングを検出するタイミング検出部(29,27)をさらに備え、
   前記送信タイミング制御部(23)は、前記タイミング検出部(29,27)によって検出されたタイミングを前記基準タイミングとして決定し、
   前記送信部(24,25)は、前記タイミング検出部(29,27)によって受信された信号を前記受信局へ送信する、請求項１に記載の無線伝送システム。
5. 前記タイミング検出部(29,27)は、前記信号に含まれるユニークワードを検出することを特徴とする、請求項４に記載の無線伝送システム。
6. 前記無線伝送システムは、前記受信局(12)へ送信すべき信号を前記複数の無線局(14)に送信する送信局(15)をさらに構成に含み、
   前記送信局(15)は、
   前記複数の無線局(14)へ信号を送信する送信開始タイミングを決定し、かつ前記基準タイミング(T0)から所定の遅延量(T1,T2)だけ遅延させたタイミングを、前記受信局(12)へ信号を送信する再送信開始タイミングとして決定する送信タイミング制御部(151)と、
   前記送信開始タイミングで前記複数の無線局(14)へ信号を送信し、前記再送信開始タイミングで前記受信局(12)へ信号を送信する送信部(24,25)とを備え、
   前記複数の無線局(14)は、それぞれ、
   前記送信局(15)から送信された信号を受信し、受信タイミングを検出するタイミング検出部(29,27)をさらに備え、
   前記送信タイミング制御部(23)は、前記タイミング検出部(29,27)によって検出されたタイミングを前記基準タイミングとして決定し、
   前記送信部(24,25)は、前記タイミング検出部(29,27)によって受信された信号を前記受信局へ送信する、請求項１に記載の無線伝送システム。
7. 前記無線伝送システムは、前記受信局(12)へ送信すべき信号を前記複数の無線局(17)に送信する送信局(16)をさらに構成に含み、
   前記送信局(16)は、
   前記複数の無線局(17)が送信する信号にそれぞれ与えるべき遅延量、及び前記複数の無線局(17)が送信信号の生成に用いるシンボル波形を、複数の候補値からそれぞれ１つずつ選択する遅延量・シンボル波形決定部(161)と、
   前記遅延量・シンボル波形決定部(161)によって選択された前記遅延量及び前記シンボル波形を、前記信号に付加する遅延量・シンボル波形付加部(162A-162D)と、
   前記遅延量・シンボル波形付加部(162A-162D)によって前記遅延量及び前記シンボル波形が付加された信号を、前記複数の無線局(17)に送信する送信部(24,25)とを備え、
   前記複数の無線局(17)は、それぞれ
   前記送信局(16)から送信された信号を受信し、当該信号に付加されている前記遅延量及び前記シンボル波形を抽出する遅延量・シンボル波形抽出部(129)をさらに備え、
   前記送信タイミング制御部(23)は、前記基準タイミング(T0)から前記遅延量・シンボル波形抽出部(129) で抽出された遅延量だけ遅延させたタイミングを、前記送信開始タイミングとして決定し、
   前記変調部(21)は、前記遅延量・シンボル波形抽出部(129) で抽出されたシンボル波形に基づいて前記送信データから送信信号を生成することを特徴とする、請求項１に記載の無線伝送システム。
8. 前記複数の無線局(17)は、所定の距離内で互いに隣接する無線局の通信範囲が一部重複するように配置され、
   前記遅延量・シンボル波形決定部(161)は、隣接する無線局から送信される信号が異なるタイミングで前記受信局(12)で受信され、かつ、同一の遅延量が設定された無線局から送信される信号が同じタイミングで前記受信局(12)で受信されるように、前記遅延量を調整することを特徴とする、請求項７に記載の無線伝送システム。
9. 前記複数の無線局(17)が、線状に配置されることを特徴とする、請求項８に記載の無線伝送システム。
10. 前記線状に配置された２以上の無線局(17)の組が複数あり、当該複数の組が互いに平行に配置されていることを特徴とする、請求項９に記載の無線伝送システム。
11. 前記複数の無線局(11,14,17)毎に、複数の候補値から予め定められた前記遅延量(T1,T2)を選択する遅延量設定部(28)をさらに備える、請求項１に記載の無線伝送システム。
12. 前記複数の無線局(11,14,17)毎に、複数の候補値からランダムに前記遅延量(T1,T2)を選択する遅延量設定部(28)をさらに備える、請求項１に記載の無線伝送システム。
13. 前記波形選択制御部(26)は、前記複数の無線局(11,14,17)毎に、複数の候補からランダムに前記シンボル波形(W1,W2)を選択することを特徴とする、請求項１に記載の無線伝送システム。
14. 前記複数の無線局(11,14,17)は、所定のシンボル数だけ離れた任意の２つのシンボルのシンボル波形が、送信データにかかわらず同一であり、かつ、当該任意の２つのシンボルの位相差が、送信データに基づいて決定される前記送信信号を生成することを特徴とする、請求項１に記載の無線伝送システム。
15. 前記複数の無線局(11,14,17)は、前記所定のシンボル数を１として、前記送信信号を生成することを特徴とする、請求項１４に記載の無線伝送システム。
16. 前記複数の無線局(11,14,17)は、前記位相差に、２πを２の累乗の数で均等に分割した角度のいずれかを用いることを特徴とする、請求項１４に記載の無線伝送システム。
17. 前記受信局(12)は、遅延検波によって前記検波信号を得ることを特徴とする、請求項１に記載の無線伝送システム。
18. 前記複数の無線局(11,14,17)は、１シンボル期間において、位相が時間方向に増加し、かつ位相の時間変化の２次微係数が常時ゼロではない位相遷移を有する第１シンボル波形と、位相が時間方向に減少し、かつ位相の時間変化の２次微係数が常時ゼロではない位相遷移を有する第２シンボル波形とを、少なくとも前記シンボル波形の所定の数の候補に含むことを特徴とする、請求項１に記載の無線伝送システム。
19. 前記複数の無線局(11,14,17)は、１シンボル期間の所定点までは位相の時間変化量が減少し、かつ当該所定点以降は位相の時間変化量が増加する位相遷移を有する、第１シンボル波形及び第２シンボル波形を、少なくとも前記シンボル波形の所定の数の候補に含むことを特徴とする、請求項１に記載の無線伝送システム。
20. 前記複数の無線局(11,14,17)は、１シンボル期間の所定点までは位相の時間変化量が増加し、かつ当該所定点以降は位相の時間変化量が減少する位相遷移を有する、第１シンボル波形及び第２シンボル波形を、少なくとも前記シンボル波形の所定の数の候補に含むことを特徴とする、請求項１に記載の無線伝送システム。
21. 前記複数の無線局(11,14,17)は、１シンボル期間の全てで位相の時間変化量が減少する位相遷移を有する第１シンボル波形及び第２シンボル波形を、少なくとも前記シンボル波形の所定の数の候補に含むことを特徴とする、請求項１に記載の無線伝送システム。
22. 前記複数の無線局(11,14,17)は、１シンボル期間において、位相が時間方向に増加した後減少に転じ、かつ位相の時間変化の２次微係数が常時ゼロではない位相遷移を有する第１シンボル波形と、位相が時間方向に減少した後増加に転じ、かつ位相の時間変化の２次微係数が常時ゼロではない位相遷移を有する第２シンボル波形とを、少なくとも前記シンボル波形の所定の数の候補に含むことを特徴とする、請求項１に記載の無線伝送システム。
23. 前記複数の無線局(11,14,17)は、１シンボル期間の所定点までは位相の時間変化量が減少し、かつ当該所定点以降は位相の時間変化量が増加する位相遷移を有する、第１シンボル波形及び第２シンボル波形を、少なくとも前記シンボル波形の所定の数の候補に含むことを特徴とする、請求項１に記載の無線伝送システム。
24. 前記複数の無線局(11,14,17)は、前記所定点を１シンボル期間の中心点とし、中心点以前の位相と中心点以後の位相とが対称的に変化する位相遷移を有する、第１シンボル波形及び第２シンボル波形を、少なくとも前記シンボル波形の所定の数の候補に含むことを特徴とする、請求項１に記載の無線伝送システム。
25. 複数の無線局(11,14,17)、受信局(12)、及びこれらの局間に形成されるマルチパス伝送路によってパスダイバーシチを構成し、複数の無線局(11,14,17)が送信データを受信局(12)へ送信する無線伝送システムに用いられる無線局(11,14,17)であって、
    前記複数の無線局(11,14,17)に共通の送信データと、当該送信データを送信するための前記複数の無線局(11,14,17)に共通の基準タイミング(TO)とを保持し、
    相互に異なる複数のシンボル波形(W1,W2)の候補から１つを選択する波形選択制御部(26)と、
    前記波形選択制御部(26)で選択されたシンボル波形に基づいて前記送信データから送信信号を生成する変調部(21)と、
    前記基準タイミング(T0)から所定の遅延量(T1,T2)だけ遅延させたタイミングを、前記送信信号の送信を開始する送信開始タイミングとして決定する送信タイミング制御部(23)と、
    前記送信タイミング制御部(23)によって決定された前記送信開始タイミングで、前記送信信号を送信する送信部(24,25)とを備え、
    前記シンボル波形及び前記送信開始タイミングの少なくとも一方が、前記複数の無線局(11,14,17)が送信する信号と相互に異なる送信信号を、前記受信局(12)に送信し、
    前記受信局(12)によって送信信号が受信される受信タイミングの数が、前記異なるシンボル波形毎に複数かつ所定数以下に設定され、前記受信タイミングの差が、所定の遅延分解能以上であり、前記受信タイミングの最大値及び最小値の差が、所定の遅延上限以下となる大きさとなるように、前記所定の遅延量が設定されることを特徴とする、無線局。
26. 送信局(13,16)、複数の無線局(11,14,17)、受信局(12)、及び複数の無線局(11,14,17)と受信局(12)との局間に形成されるマルチパス伝送路によってパスダイバーシチを構成し、送信局(13,16)が複数の無線局(11,14,17)を経由して送信データを受信局(12)へ送信する無線伝送システムに用いられる送信局(13,16)であって、
    前記複数の無線局(11,14,17)は、それぞれ前記複数の無線局(11,14,17)に共通の送信データと、当該送信データを送信するための前記複数の無線局(11,14,17)に共通の基準タイミング(TO)とを保持しており、
    前記複数の無線局(11,14,17)の各々について、相互に異なる複数のシンボル波形(W1,W2)の候補から１つを選択する波形選択制御部(26)と、
    前記波形選択制御部(26)で選択されたそれぞれのシンボル波形に基づいて、前記送信データから前記複数の無線局(11,14,17)向けの送信信号をそれぞれ生成する変調部(21)と、
    前記複数の無線局(11,14,17)の各々について、前記基準タイミング(T0)から所定の遅延量(T1,T2)だけ遅延させたタイミングを、前記送信信号の送信を開始する送信開始タイミングとして決定する送信タイミング制御部(23)と、
    前記送信タイミング制御部(23)によって決定された前記送信開始タイミングで、前記送信信号を前記複数の無線局(11,14,17)へそれぞれ送信する送信部(24,25)とを備え、
    前記複数の無線局(11,14,17)によって、前記シンボル波形及び前記送信開始タイミングの少なくとも一方が相互に異なる送信信号が、前記受信局(12)にそれぞれ送信され、
    前記受信局(12)によって送信信号が受信される受信タイミングの数が、前記異なるシンボル波形毎に複数かつ所定数以下に設定され、前記受信タイミングの差が、所定の遅延分解能以上であり、前記受信タイミングの最大値及び最小値の差が、所定の遅延上限以下となる大きさとなるように、前記所定の遅延量が設定されることを特徴とする、送信局。
27. 複数の無線局(11,14,17)、受信局(12)、及びこれらの局間に形成されるマルチパス伝送路によってパスダイバーシチを構成する無線伝送システムにおいて、複数の無線局(11,14,17)が送信データを受信局(12)へ送信する方法であって、
    前記複数の無線局(11,14,17)は、それぞれ前記複数の無線局(11,14,17)に共通の送信データと、当該送信データを送信するための前記複数の無線局(11,14,17)に共通の基準タイミング(TO)とを保持しており、
    相互に異なる複数のシンボル波形(W1,W2)の候補から１つを選択するステップと、
    前記選択するステップで選択されたシンボル波形に基づいて前記送信データから送信信号を生成するステップと、
    前記受信局(12)によって送信信号が受信される受信タイミングの数が、前記異なるシンボル波形毎に複数かつ所定数以下に設定され、前記受信タイミングの差が、所定の遅延分解能以上であり、前記受信タイミングの最大値及び最小値の差が、所定の遅延上限以下となる大きさとなるように、所定の遅延量(T1,T2)を設定するステップと、
    前記基準タイミング(T0)から所定の遅延量(T1,T2)だけ遅延させたタイミングを、前記送信信号の送信を開始する送信開始タイミングとして決定するステップと、
    前記決定するステップによって決定された前記送信開始タイミングで、前記送信信号を送信するステップとを備え、
    前記シンボル波形及び前記送信開始タイミングの少なくとも一方が相互に異なる送信信号が、前記複数の無線局(11,14,17)から前記受信局(12)にそれぞれ送信される、方法。
28. 送信局(13,16)、複数の無線局(11,14,17)、受信局(12)、及び複数の無線局(11,14,17)と受信局(12)との局間に形成されるマルチパス伝送路によってパスダイバーシチを構成する無線伝送システムにおいて、送信局(13,16)が複数の無線局(11,14,17)を経由して送信データを受信局(12)へ送信する方法であって、
    前記複数の無線局(11,14,17)は、それぞれ前記複数の無線局(11,14,17)に共通の送信データと、当該送信データを送信するための前記複数の無線局(11,14,17)に共通の基準タイミング(TO)とを保持しており、
    前記複数の無線局(11,14,17)の各々について、相互に異なる複数のシンボル波形(W1,W2)の候補から１つを選択するステップと、
    前記選択するステップで選択されたそれぞれのシンボル波形に基づいて、前記送信データから前記複数の無線局(11,14,17)向けの送信信号をそれぞれ生成するステップと、
    前記受信局(12)によって送信信号が受信される受信タイミングの数が、前記異なるシンボル波形毎に複数かつ所定数以下に設定され、前記受信タイミングの差が、所定の遅延分解能以上であり、前記受信タイミングの最大値及び最小値の差が、所定の遅延上限以下となる大きさとなるように、所定の遅延量(T1,T2)を設定するステップと、
    前記複数の無線局(11,14,17)の各々について、前記基準タイミング(T0)から所定の遅延量(T1,T2)だけ遅延させたタイミングを、前記送信信号の送信を開始する送信開始タイミングとして決定するステップと、
    前記決定するステップによって決定された前記送信開始タイミングで、前記送信信号を前記複数の無線局(11,14,17)へそれぞれ送信するステップとを備え、
    前記シンボル波形及び前記送信開始タイミングの少なくとも一方が相互に異なる送信信号が、前記複数の無線局(11,14,17)から前記受信局(12)にそれぞれ送信される、方法。

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