JP5052255B2 - 交流回転機 - Google Patents

Description

この発明は、電機子と、界磁巻線と、界磁指令に基づいて界磁巻線に流れる界磁電流を制御する回転機制御手段を備えた交流回転機に関するものである。

従来、界磁電流を制御する交流回転機にあっては、界磁回路は一つのダイオードと一つの半導体スイッチによって構成する降圧チョッパを用いていた。
これは界磁回路が出力する電圧は直流電圧源よりも低い直流電圧であり、一つのダイオードと一つの半導体スイッチによって降圧チョッパを構成することで部品点数を少なくすることができ、信頼性やコスト性に優れているからである。

一方、車両に搭載される内燃機関の燃費向上を図る上で、特に、アイドル時の燃費向上を図る上で、休筒可能な気筒を設定した多気筒エンジンがある。このエンジンは休筒気筒の爆発サイクルにおいて出力が無いことより、その間の負荷の影響が大きく働き、アイドル回転が落ち込み、アイドル回転の不安定化を招きやすい。同様に、アイドル時の燃費向上を図る上で、アイドル回転数を低く保とうとすると、アイドル回転の不安定化を招きやすい。このような、内燃機関に接続されたオルタネータのような、界磁電流を制御してトルクを制御する車載用の交流回転機では、休筒タイミングに合わせて界磁電流をカットできれば、アイドル回転の不安定化を防止することができる。

また、車載の内燃機関のクランク軸にプーリとベルトを介して交流回転機を接続する場合、内燃機関のクランク軸速度が低回転状態で交流回転機が回生トルクを発生すると、プーリとベルトの間にスリップが発生する。このようなベルトのスリップが生じると、ベルトの磨耗を助長してベルトの寿命を縮める問題があり、界磁電流を制御してトルクを制御することで、このスリップを抑制することができる。
しかしながら、オルタネータのような界磁電流を制御してトルクを制御する車載用の交流回転機は、発電効率を最適な状態に保持する必要上、界磁回路の電気的時定数は比較的大きな値になっている。このため、界磁電流の制御応答性が、エンジン休筒の周波数やプーリとベルトの間に発生するスリップの周波数に追従できないという問題があった。

また、界磁の巻回数を増やすと少ない電流で効率よく界磁磁束を得ることができるが、界磁電圧印加器が出力する直流電圧の最大値が制約となって、界磁の巻回数の上限が決まる。これは界磁の巻回数が増すと、界磁の抵抗やインダクタンスといったインピーダンスが増大することに起因する。従って、界磁回路が出力する直流電圧の最大値を高くすることによって界磁の巻回数を増やし、少ない電流で効率よく界磁磁束を得たい願望がある。

これらの問題を解決するため、例えば、特開平５−１３７２９４号公報（以下、特許文献１と称す。）で開示されている従来の車載用の交流回転機では、車載されるオルタネータの整流回路より発電電圧信号を電圧レベル検出端子で受けると共に、上記発電電圧信号が過充電判定電圧を上回ると上記オルタネータの界磁コイルへの界磁電流をスイッチ回路によって遮断する電圧レギュレータと、バッテリ電圧を所定量高圧化して出力する昇圧回路と、上記バッテリとの直結端子及び上記昇圧回路の昇圧端子を選択的に上記スイッチ回路の入力端子に接続するリレー回路と、車載される内燃機関のアイドル運転時に上記リレー回路を直結端子結合状態より昇圧端子結合状態に切り換えると共に、上記内燃機関の休筒時に界磁電流をスイッチ回路によって遮断制御する制御手段とを有し、制御手段が内燃機関のアイドル運転時にリレー回路を直結端子結合状態より昇圧端子結合状態に切り換え、昇圧回路がバッテリ電圧を所定量高圧化し、休筒サイクルにおいてオルタネータの界磁電流をカットすることで、休筒サイクルでの界磁電流を低減している。具体的には、バッテリの直流電圧を一旦交流化して高圧化した上で直流に戻すＤＣ／ＤＣコンバータを設けている。

また、特開２００３−１７４７９７号公報（以下、特許文献２と称す。）で開示されている従来の車載用の交流回転機では、第１の制御手段は、内燃機関の回転数がこの回転数の変動範囲に応じて設定される第２の回転基準値を超えたときに、スイッチング素子を閉成して車両用発電機の定格出力電圧よりも高い電圧を発生する高電圧電源から励磁電流を供給し、内燃機関の回転数が第２の回転基準値以下となったときに、スイッチング素子を開成して励磁電流の供給を停止するとともに、界磁巻線に流れている励磁電流を環流回路を通じて減衰させている。また、上述の環流回路は、界磁巻線の電気抵抗値の１０倍以上の抵抗値を有する抵抗体を備えることが望ましい。通常の制御装置の環流回路はダイオード１個のみで構成されており、減衰の時定数は界磁巻線の時定数に等しいので、スイッチング素子を開成した後の短時間で十分に励磁電流を減衰させることができないが、高い抵抗値を有する抵抗体を備えることにより、励磁電流の供給を停止した後の励磁電流の減衰を促進させている。

また、特開平３−２３０７９９号公報（以下、特許文献３と称す。）で開示されている従来の車載用の交流回転機では、オルタネータのステータコイルを２回路とし、通常のバッテリ充電用のステータコイルに加えて、さらに第２のステータコイルの３端子からダイオードブリッジで構成される整流回路から高電圧を得、トランジスタを介して界磁コイル端子に接続する。一方のステータコイルは通常と同じくバッテリ充電用であり、他方のステータコイルを高電圧発生用としたもので、これにより別途、昇圧回路などを用いないで済む。

特開平５−１３７２９４号公報（図１） 特開２００３−１７４７９７号公報（図１） 特開平３−２３０７９９号公報（図１、図３）

このような従来の車載用の交流回転機にあっては、界磁回路に印加する電圧は直流電圧を昇圧するような構成とされているので、ＤＣ／ＤＣコンバータといった半導体スイッチング素子とインダクタンスを用いる回路が必要となり、装置が高価になってしまう問題がある。
また、界磁電流を減衰させる場合、界磁回路の端子電圧を零になるようにしていたので、減衰時定数の短縮が不十分であった。また、界磁巻線のエネルギーを抵抗やダイオードで消費させていたので、効率や発熱の点で問題点もあった。
また、オルタネータのステータコイルを２回路とし、第２のステータコイルも３端子としていたので、素子数や端子数が多く、コストや信頼性の点で、より少ない素子数や端子数で構成することが望まれる。

この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたもので、部品点数の少ない安価な構成で、界磁巻線に高い電圧を印加することができ、界磁電流の変化率を高くして、制御応答性および信頼性を向上させることのできる交流回転機を得ることを目的とする。

第１の発明による交流回転機は、電機子と、界磁巻線と、界磁指令に基づいて前記界磁巻線の界磁電流を制御する回転機制御手段とを備え、前記回転機制御手段は、前記界磁巻線に電圧を印加する界磁電圧印加器と、前記界磁指令に基づいて印加すべき界磁電圧指令を演算し、この界磁電圧指令を前記界磁電圧印加器に出力する界磁制御器と、前記電機子の電機子電圧を直流電圧に変換し直流電圧源に接続する第１の交流直流変換器と、前記電機子の電機子電圧を直流電圧に変換し前記界磁電圧印加器に接続する第２の交流直流変換器と、前記第１の交流直流変換器と前記第２の交流直流変換器との間に接続された界磁電圧充電器とを具備し、前記第２の交流直流変換器は、少なくとも２個のダイオードと２個のコンデンサを用いて前記第１の交流直流変換器の直流電圧より高い直流電圧を得るとともに、前記界磁電圧充電器によって前記高い直流電圧を保つように構成されたものである。

第１の発明によれば、安価な構成で、交流回転機の界磁に高い電圧を印加することが可能となり、その結果、交流回転機の出力トルクの変化率も高くすることができる。
すなわち、この発明によれば、直流を昇圧するのではなく、第２の交流直流変換器を用いて高い電圧を整流することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータより部品点数の少ない構成で界磁電流の変化率を高くすることができる。

上述した、またその他の、この発明の目的、特徴、効果は、以下の実施の形態における詳細な説明および図面の記載からより明らかとなるであろう。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による交流回転機を示す構成図である。
図１において、交流回転機１は、電機子２と、界磁巻線（以下、単に界磁ともいう。）３と、界磁指令に基づいて界磁巻線３の界磁電流を制御する回転機制御手段４とを備え、電機子２と磁気回路的に接続された回転子（図示せず）を有する。
回転機制御手段４は、界磁制御器５と、第１の交流直流変換器６と、第２の交流直流変換器７と、界磁電圧印加器８とを備えている。
電機子２の三相端子は、第１の交流直流変換器６に接続されている。第１の交流直流変換器６は、１相あたり２個直列に接続したダイオード計６個によって整流回路を構成し、交流から直流にエネルギー変換する。直流に変換したエネルギーは第１の交流直流変換器６の直流端子から出力する。電機子２の３相端子のうちの２相と接続している第２の交流直流変換器７は、直列に２個接続したダイオードからなる相と、直列に２個接続したコンデンサからなる相とによって構成されている。
この構成は倍電圧整流回路として知られており（例えば特開昭５８−２０４７７０号公報 図１参照）、第１の交流直流変換器６が交流から直流にエネルギー変換した時の電圧に対して２倍の電圧を出力することができる。

界磁電圧印加回路８は、制御信号によってオンオフ可能な半導体スイッチ素子とダイオードを直列に接続する構成とする。そして、該ダイオードと交流回転機１の界磁巻線３が並列となるように界磁電圧印加器８と界磁巻線３とを接続する。界磁制御器５は、界磁巻線３を流れる界磁電流が界磁指令に一致するように、界磁電圧印加器８内部のオンオフ可能な半導体スイッチ素子へ与える制御信号を生成し、界磁電圧指令として界磁電圧印加器８へ出力する。

界磁巻線のインピーダンスは、抵抗成分とインダクタンス成分とに分けられるが、交流回転機のインダクタンスは抵抗成分よりもインダクタンス成分の方が支配的である。
抵抗成分を無視した場合、界磁電流の変化率は、印加する電圧の大きさに比例し、インダクタンスの大きさに反比例する。即ち、交流回転機では、界磁電流の変化率はインダクタンスが大きいので小さくなりがちであり、印加する電圧を大きくすることで界磁電流の変化率を高くすることができる。

このように、実施の形態１の交流回転機１は、電機子２と、界磁巻線３と、界磁指令に基づいて界磁巻線３の界磁電流を制御する回転機制御手段４とを備え、回転機制御手段４は、界磁巻線３に電圧を印加する界磁電圧印加器８と、界磁指令に基づいて印加すべき界磁電圧指令を演算し、この界磁電圧指令を界磁電圧印加器８に出力する界磁制御器５と、電機子２の電圧を直流電圧に変換し直流電圧源に接続する第１の交流直流変換器６と、電機子２の電圧を直流電圧に変換し界磁電圧印加器８に接続する第２の交流直流変換器７から構成され、第２の交流直流変換器７は、少なくとも２個のダイオードと２個のコンデンサを用いるようにしている。
界磁電圧印加器８の直流端子に第２の交流直流変換器７を接続する構成によって、第２の交流直流変換器７が交流から変換した直流電圧は、第１の交流直流変換器６が交流から変換した直流電圧より高くすることができ、より界磁電流の変化率を高くすることが可能となる。その結果、界磁電流の界磁指令への応答性を高くすることができる効果がある。

このような交流回転機を、界磁巻線に印加できる直流電圧が低い機器に適用すると、より効果的である。例えば、車載用のオルタネータの場合、界磁巻線に印加できる直流電圧
は１２Ｖであるが、この交流回転機を適用することによって、２倍以上の高い直流電圧に昇圧して界磁巻線に印加することができる。
なお、このような交流回転機をオルタネータに適用した場合には、界磁電流の変化率を高くすることで、エンジン休筒の周波数やプーリとベルトの間に発生するスリップの周波数への追従性を向上させることができる。その結果、界磁電流の界磁指令への応答性を高くでき、休筒タイミングに合わせて界磁電流をカットして、アイドル回転の不安定化を防止することができる。
また、車載の内燃機関のクランク軸にプーリとベルトを介して交流回転機を接続する用途において、高い界磁電流の制御応答性によって、プーリとベルトの間で発生するスリップを抑制することができる。

さらに、界磁回路が出力する直流電圧の最大値を高くすることによって界磁巻線の巻回数を増やし、少ない電流で効率よく界磁磁束を得ることができる。その結果、ブラシ発熱を低減してブラシ磨耗の低減や長寿命に寄与することができる。
或いは、界磁回路が出力する直流電圧の最大値を高くすることによって界磁巻線の巻数抵抗が大きいものも利用できるので、細く安価な巻線を界磁に利用することで安価にしたり、寸法を小さくしたりすることができる。

また、この実施の形態１では、従来装置のバッテリの直流電圧を一旦交流化して高圧化した上で直流に戻すＤＣ／ＤＣコンバータの代わりに、第２の交流直流変換器７を設けて交流回転機１の交流電圧を直流に変換するようにしたので、ＤＣ／ＤＣコンバータで必要であったインダクタンスや、制御信号によってオンオフ可能な半導体スイッチ素子や、半導体スイッチ素子に与える制御信号生成手段が不要となり、簡素かつ部品点数を少なくできる効果がある。その結果、装置の信頼性や設置寸法の面で利点がある。

実施の形態２．
図２はこの発明の実施の形態２による交流回転機を示す構成図である。
なお、図中、図１との同一符号は、同一あるいは相当部分を示すものとする。
この発明の実施の形態２の交流回転機は、図２に示すように、第１の交流直流変換器６ａの直流端子と第２の交流直流変換器７ａの直流端子との間に、界磁電圧充電器１０を取り付けたものである。すなわち、界磁電圧充電器１０は、第１の交流直流変換器６ａの直流端子の正極と第２の交流直流変換器７ａの直流端子の正極との間にダイオードを設けるとともに、第１の交流直流変換器６ａの直流端子の負極と第２の交流直流変換器７ａの直流端子の負極との間にダイオードを設けている。
第１の交流直流変換器６ａの直流端子の正極と第２の交流直流変換器７ａの直流端子の正極との間のダイオードは、第１の交流直流変換器６ａから第２の交流直流変換器７ａの方向に順方向接続する。また、第１の交流直流変換器６ａの直流端子の負極と第２の交流直流変換器７ａの直流端子の負極との間のダイオードは、第２の交流直流変換器７ａから第１の交流直流変換器６ａの方向に順方向接続する。

例えば、交流回転機の回転子が磁石磁束を持たない構成で界磁電圧充電器１０を具備しない場合、界磁巻線３に界磁電流が流れないと電機子２には電圧が発生せず、第２の交流直流変換器７ａが直流に変換するためのエネルギーを電機子２から得ることはできない。
この例の場合、起動前に予め第２の交流直流変換器７ａのコンデンサに電荷が充電されていれば、界磁電圧印加器８は界磁巻線３に界磁電流を発生し、第２の交流直流変換器７ａが直流に変換するためのエネルギーを電機子２から得ることが可能であるが、起動時に、第２の交流直流変換器７ａのコンデンサが放電状態で電荷を持たないと、界磁電圧印加器８は界磁巻線３に界磁電流を発生させることができず、第２の交流直流変換器７ａが直流に変換するためのエネルギーを電機子２から得られないので、電機子２に電圧を発生させることもできない。

そこで、この実施の形態２のように、２個のダイオードによって構成する界磁電圧充電器１０を第１の交流直流変換器６ａの直流端子と第２の交流直流変換器７ａの直流端子の間に設ける構成にすることにより、第１の交流直流変換器６ａの直流端子の電圧よりも第２の交流直流変換器７ａが出力する直流電圧が低い場合、第２の交流直流変換器７ａの直流端子は、第１の交流直流変換器６ａの直流端子の電圧と同電位となる。
この実施の形態２の構成にすれば、第１の交流直流変換器６ａの直流側端子にバッテリなどの蓄電装置が繋いであれば、第２の交流直流変換器７ａのコンデンサに必ず電荷が充電されている状態となるので、交流回転機の回転子が磁石磁束を持たない構成の場合でも、電機子２に電圧を発生させることが可能となり、その結果、第１の交流直流変換器６ａおよび第２の交流直流変換器７ａが、電機子２から得たエネルギーをそれぞれ直流交流変換することができる効果がある。

また、電機子２に電圧が発生すれば、第１の交流直流変換器６ａの直流端子の電圧よりも第２の交流直流変換器７ａが出力する直流電圧が高くなるが、界磁電圧充電器１０のダイオードの働きによって、第１の交流直流変換器６ａの直流端子と第２の交流直流変換器７ａの直流端子との間は開放となり、第２の交流直流変換器７ａが出力する直流電圧は、第１の交流直流変換器６ａが出力する直流電圧より高く保つことができる効果がある。

また、この実施の形態２においても、従来装置のバッテリの直流電圧を一旦交流化して高圧化した上で直流に戻すＤＣ／ＤＣコンバータの代わりに、第２の交流直流変換器７ａを設けて交流回転機１の交流電圧を直流に変換するようにしたので、実施の形態１と同様、ＤＣ／ＤＣコンバータで必要であったインダクタンスや、制御信号によってオンオフ可能な半導体スイッチ素子や、半導体スイッチ素子に与える制御信号生成手段が不要となり、簡素かつ部品点数を少なくできる効果がある。その結果、該装置の信頼性や設置寸法の面で利点がある。

なお、上述の実施の形態２においては、界磁電圧充電器１０は、第１の交流直流変換器６ａの直流端子と第２の交流直流変換器７ａの直流端子の間に２個のダイオード設ける構成にしたが、２個のうちいずれか一つを省略しても良い。この場合、第２の交流直流変換器７ａの最大電圧が多少低下するが、ダイオードを減らすことによって部品点数の削減による信頼性向上や、設置寸法の面で利点がある。

実施の形態３．
図３はこの発明の実施の形態３による交流回転機を示す構成図である。
なお、図中、図１との同一符号は、同一あるいは相当部分を示すものとする。
前記実施の形態１に記載した第２の交流直流変換器７は、２つのダイオードと２つのコンデンサによって構成したが、この実施の形態３においては、図３に示すように、第２の交流直流変換器７ｂを、４つのダイオードと２つのコンデンサによって構成したものである。すなわち、図３において、電機子２の３相端子と接続している第２の交流直流変換器７ｂは、直列に２個接続したダイオードからなる２相と、直列に２個接続したコンデンサからなる１相とによって構成する。コンデンサの放電期間が長くなると、コンデンサの容量を大きくする必要があるが、この構成により、交流を直流に変換する際、ダイオードを通じてコンデンサに電荷を充電する期間が長くなるので、前記実施の形態１の第２の直流交流変換器７よりもコンデンサ容量を小さくすることができる効果がある。

また、この実施の形態３でも、従来装置のバッテリの直流電圧を一旦交流化して高圧化した上で直流に戻すＤＣ／ＤＣコンバータの代わりに、第２の交流直流変換器７ｂを設けて交流回転機１の交流電圧を直流に変換するようにしたので、ＤＣ／ＤＣコンバータで必要であったインダクタンスや、制御信号によってオンオフ可能な半導体スイッチ素子や、半導体スイッチ素子に与える制御信号生成手段が不要となり、簡素かつ部品点数を少なくできる効果がある。その結果、該装置の信頼性や設置寸法の面で利点がある。

また、交流回転機を内燃機関の傍に設置する場合、耐熱性の高いコンデンサが望ましいが、耐熱性の良いコンデンサは高価である。この実施の形態３の構成を用いれば、コンデンサ容量を小さくすることができるので、耐熱性の良いコンデンサが利用しやくすなり、該装置の信頼性や配置の自由度の面で利点がある。

実施の形態４．
図４はこの発明の実施の形態４による交流回転機を示す構成図である。
なお、図中、図１との同一符号は、同一あるいは相当部分を示すものとする。
前記実施の形態３に記載した第２の交流直流変換器７ｂは、４つのダイオードと２つのコンデンサによって構成したが、この実施の形態４においては、図４に示すように、第２の交流直流変換器７ｃを９つのダイオードと３つのコンデンサによって構成したものである。図４において、電機子２の３相端子と接続している第２の交流直流変換器７ｃの構成も倍電圧整流回路として知られており（例えば特開昭６０−１０９７６６号公報図３参照）、１２０度ずつ位相がずれた連続的な直流出力電圧を得ることができるので、実施の形態３に記載の第２の交流直流変換器よりもリップル含有率を小さくすることが可能であり、コンデンサ容量をより小さくできる効果がある。

交流回転機を内燃機関の傍に設置する場合、耐熱性の高いコンデンサが望ましいが、耐熱性の良いコンデンサは高価である。この実施の形態４の構成を用いれば、コンデンサ容量を小さくすることができるので、耐熱性の良いコンデンサが利用しやくすなり、該装置の信頼性や、配置の自由度の面で利点がある。

実施の形態５．
図５はこの発明の実施の形態５による交流回転機を示す構成図である。
なお、図中、図１との同一符号は、同一あるいは相当部分を示すものとする。
前記実施の形態１に記載した第２の交流直流変換器７は、２つのダイオードと２つのコンデンサによって構成したが、この実施の形態５においては、図５に示すように、第２の交流直流変換器７ｄを３つのダイオードと３つのコンデンサによって３倍電圧整流するように構成したものである。すなわち、交流回転機１の電機子２の３相端子のうちの２相と接続している第２の交流直流変換器７ｄは、３個のダイオードと、３個のコンデンサによって構成する。この構成は３倍電圧整流回路として知られており（例えば特開昭５９−７６１７６号公報図１参照）、第１の交流直流変換器６が交流から直流にエネルギー変換した時の電圧に対して３倍の電圧を出力することができる。従って、この実施の形態５によれば、前記実施の形態１〜４に記載の第２の交流直流変換器よりも高い直流電圧を界磁電圧印加器８へ出力することが可能である。これにより、界磁電流の制御応答性がより高くなる効果がある。

以上のように、実施の形態５の交流回転機によれば、界磁電流の変化率を高くすることで、エンジン休筒の周波数やプーリとベルトの間に発生するスリップの周波数への追従性を向上させることができる。

また、この実施の形態５でも、従来装置のバッテリの直流電圧を一旦交流化して高圧化した上で直流に戻すＤＣ／ＤＣコンバータの代わりに、第２の交流直流変換器７ｄを設けて交流回転機１の交流電圧を直流に変換するようにしたので、ＤＣ／ＤＣコンバータで必要だったインダクタンスや、制御信号によってオンオフ可能な半導体スイッチ素子や、半導体スイッチ素子に与える制御信号生成手段が不要となり、簡素かつ部品点数を少なくできる効果がある。その結果、該装置の信頼性や設置寸法の面で利点がある。

実施の形態６．
図６はこの発明の実施の形態６による交流回転機を示す構成図である。
なお、図中、図１との同一符号は、同一あるいは相当部分を示すものとする。
前記実施の形態５に記載した第２の交流直流変換器７ｄは、３つのダイオードと３つのコンデンサによって構成したが、この実施の形態６においては、図６に示すように、電機子２の３相端子と接続している第２の交流直流変換器７ｅを、１２個のダイオードと６個のコンデンサによって３倍電圧整流するように構成したものである。

図６において第２の直流交流変換器７ｅは、電機子２に発生する電圧を三相ブリッジ接続された整流素子を有する整流手段により整流し、出力端子間に所定の直流出力電圧を得るようにしており、具体的には、三相ブリッジ各相を形成する正側及び負側の整流素子間にそれぞれ介在接続された単相倍電圧整流ブロック群を有し、各単相倍電圧整流ブロックの正極側がそれぞれ三相ブリッジ各相の正側の整流素子の陽極側に、負極側がそれぞれ三相ブリッジ各組の負側の整流素子の陰極側に接続され、前記各単相倍電圧整流ブロックにそれぞれ三相交流電源の各相の隣接する相が順次接続されて構成されている。この構成は３倍電圧整流回路として知られており（例えば特開昭６１−９２１７２号公報 図３参照）、第１の交流直流変換器６が交流から直流にエネルギー変換した時の電圧に対して３倍の電圧を出力することができる。従って、より高い直流電圧を界磁電圧印加器８へ出力することが可能である。

これにより、界磁電流の制御応答性がより高くなる効果がある。また、１２０度ずつ位相がずれた連続的な直流出力電圧を得ることができるので、実施の形態５に記載の第２の交流直流変換器７ｄよりもリップル含有率を小さくすることが可能である。換言すると、第２の交流直流変換器７ｅが出力する直流電圧は、実施の形態５より高い周波数で３倍電圧整流することができるので、コンデンサの容量を小さくすることができる効果がある。
交流回転機を内燃機関の傍に設置する場合、耐熱性の高いコンデンサが望ましいが、耐熱性の良いコンデンサは高価である。この実施の形態６構成を用いれば、コンデンサ容量を小さくすることができるので、耐熱性の良いコンデンサが利用しやくすなり、該装置の信頼性や配置の自由度の面で利点がある。

実施の形態７．
図７はこの発明の実施の形態７による交流回転機を示す構成図である。
なお、図中、図２との同一符号は、同一あるいは相当部分を示すものとする。
この実施の形態７は、前記実施の形態６の第１の交流直流変換器の直流端子と第２の交流直流変換器の直流端子との間に、図７に示すような、界磁電圧充電器１０を取り付けたものである。すなわち、界磁電圧充電器１０は、第１の交流直流変換器６ａの直流端子の正極と、第２の交流直流変換器７ｆの直流端子の正極との間にダイオードを設けるとともに、第１の交流直流変換器６ａの直流端子の負極と、第２の交流直流変換器７ｆの直流端子の負極との間にダイオードを設けている。
第１の交流直流変換器６ａの直流端子の正極と第２の交流直流変換器７ｆの直流端子の正極との間のダイオードは、第１の交流直流変換器６ａから第２の交流直流変換器７ｆの方向に順方向接続する。また、第１の交流直流変換器６ａの直流端子の負極と第２の交流直流変換器７ｆの直流端子の負極との間のダイオードは、第２の交流直流変換器７ｆから第１の交流直流変換器６ａの方向に順方向接続する。

この発明の実施の形態７によれば、以上のような構成にすることで、第２の交流直流変換器７ｆが３倍電圧整流回路であっても前記実施の形態２と同様に、少なくとも２個のダイオードによって構成する界磁電圧充電器１０を第１の交流直流変換器６ａの直流端子と第２の交流直流変換器７ｆの直流端子の間に設ける構成にすることにより、第１の交流直流変換器６ａの直流端子の電圧よりも第２の交流直流変換器７ｆが出力する直流電圧が低い場合、第２の交流直流変換器７ｆの直流端子は第１の交流直流変換器６ａの直流端子の電圧と同電位となるので、第１の交流直流変換器６ａの直流側端子にバッテリなどの蓄電装置が繋いであれば、第２の交流直流変換器７ｆのコンデンサに必ず電荷が充電されている状態となる。その結果、交流回転機の回転子が磁石磁束を持たない構成の場合でも、電機子２に電圧を発生させることが可能となり、その結果、第１の直流交流変換器６ａおよび第２の交流直流変換器７ｆが電機子２から得たエネルギーをそれぞれ直流交流変換することができる効果がある。

実施の形態８．
図８はこの発明の実施の形態８による交流回転機を示す構成図である。
なお、図中、図７との同一符号は、同一あるいは相当部分を示すものとする。
上述の実施の形態に記載した界磁電圧印加器８は、制御信号によってオンオフ可能な一つの半導体スイッチ素子と、一つのダイオードを直列に接続する構成とし、該ダイオードと界磁巻線３が並列となるように界磁電圧印加器８と界磁巻線３とを接続していたが、この実施の形態８においては、図８に示すように、界磁電圧印加器８ｇは電圧可逆形２象限チョッパとしたものである。
すなわち、図８において、界磁電圧印加器８ｇは、２つのダイオードと２つの制御信号によってオンオフ可能な半導体スイッチ素子を用いて構成されている。
この構成は電圧可逆形２象限チョッパとして知られており（例えば特開平1−２０２１５７号公報 図１参照）、界磁電流を高速応答制御できる効果を得ることができる。

このように、実施の形態８によれば、界磁電圧印加器８ｇを電圧可逆形２象限チョッパの構成にしたので、界磁電圧印加器８ｇは、界磁電流の変化率を前記実施の形態に記載した界磁電圧印加器の２倍の電圧を印加することができる。これにより、前記実施の形態よりも界磁電流の変化率を高くすることができる。

実施の形態９
図９はこの発明の実施の形態９による交流回転機を示す構成図である。
なお、図中、図１との同一符号は、同一あるいは相当部分を示すものとする。
前記実施の形態５に記載した第２の交流直流変換器７ｄは３つのダイオードと３つのコンデンサによって３倍電圧整流するように構成したが、この実施の形態９においては、図９に示すように、第２の交流直流変換器を、４つのダイオードと４つのコンデンサによって４倍電圧整流するように構成したものである。
図９において、電機子２の３相端子のうちの２相と接続している第２の交流直流変換器７ｈは、４個のダイオードと、４個のコンデンサによって構成されている。この構成は４倍電圧整流回路として知られており（例えば特開昭６１−２２７６７０号公報図１参照）、第１の交流直流変換器６が交流から直流にエネルギー変換した時の電圧に対して、４倍の電圧を出力することができる。従って、前記実施の形態に記載の第２の交流直流変換器よりも高い直流電圧を界磁電圧印加器８へ出力することが可能である。これにより、界磁電流の制御応答性がより高くなる効果がある。

以上のように、実施の形態９によれば、界磁電流の変化率を高くすることで、エンジン休筒の周波数やプーリとベルトの間に発生するスリップの周波数への追従性を向上させることができる。
また、従来装置のバッテリの直流電圧を一旦交流化して高圧化した上で直流に戻すＤＣ／ＤＣコンバータの代わりに、第２の交流直流変換器７ｈを設けて交流回転機１の交流電圧を直流に変換するようにしたので、ＤＣ／ＤＣコンバータで必要だったインダクタンスや、制御信号によってオンオフ可能な半導体スイッチ素子や、半導体スイッチ素子に与える制御信号生成手段が不要となり、簡素かつ部品点数を少なくできる効果がある。その結果、該装置の信頼性や設置寸法の面で利点がある。

実施の形態１０．
図１０はこの発明の実施の形態１０による交流回転機を示す構成図である。なお、図中、図８との同一符号は、同一あるいは相当部分を示すものとする。
前記実施の形態８に記載した界磁電圧印加器８ｇは、２つのダイオードと２つの制御信号によってオンオフ可能な半導体スイッチ素子を用いて電圧可逆形２象限チョッパとしていたが、この実施の形態１０においては、界磁電圧印加器８ｉを、４つのダイオードと４つの制御信号によってオンオフ可能な半導体スイッチ素子を用いて単相インバータで構成したものである。
図１０において、界磁電圧印加器８ｉは、４つのダイオードと４つの制御信号によってオンオフ可能な半導体スイッチ素子を用いて構成されている。この構成は単相インバータとして知られており（例えば特開昭６２−２１３５７７号公報 図３参照）、界磁電流を高速応答制御できるとともに、電流極性を正負自由に選択可能である。

このように、この実施の形態１０では、界磁電圧印加器８ｉを単相インバータの構成にしたので、界磁電圧印加器８ｉは、界磁電流の正負極性を自由に選択できる。
例えば、直流成分Ｋ１アンペアの界磁電流に周波数Ｆヘルツ成分を重畳したい場合、即ち、界磁電流を『Ｋ１＋Ｋ２cos（２π×Ｆ×ｔ）』アンペアで与えたい場合、前記実施の形態では界磁電流は正である制約があったので、周波数Ｆヘルツ成分の波高値である振幅Ｋ２は｜Ｋ１｜＞｜Ｋ２｜の範囲でしか重畳できなかった。この実施の形態１０では、界磁電圧印加器８ｉを単相インバータとしたので、直流成分Ｋ１アンペアの界磁電流に周波数Ｆヘルツ成分を重畳したい場合、界磁電流は正負のいずれでも良いため、周波数Ｆヘルツ成分の振幅Ｋ２は、Ｋ１アンペア以下でもＫ１アンペア以上でも重畳できる。
また、交流回転機１が発生するトルクは界磁電流に概ね比例するので、界磁電流の周波数Ｆヘルツ成分の振幅を大きくすることができれば、交流回転機１が発生するＦヘルツ成分トルクも大きくすることができる効果がある。

以上のように、この発明の実施の形態１０によれば、界磁電圧印加器８ｉを単相インバータとすることで、エンジン休筒の周波数やプーリとベルトの間に発生するスリップの周波数と同期して発生させたい交流回転機のトルクを大きくすることができる。その結果、エンジン休筒に起因する振動やプーリとベルトの間に発生するスリップなどの抑制効果を高めることができる利点がある。

実施の形態１１．
上述の実施の形態１０においては、界磁電圧印加器８ｉは、４つのダイオードと４つの制御信号によってオンオフ可能な半導体スイッチ素子を用いて構成していたが、図１１に示すように、逆方向ダイオードが内蔵されているパワーMOSFETを用いても同様の作用効果を奏するものであることは言うまでもない。図１１は、実施の形態１１における界磁電圧印加器８ｊの構成を示すものであり、逆方向ダイオードが内蔵されているパワーMOSFET２０、２１、２２、２３の計４個を用いることで、４つのダイオードと４つの制御信号によってオンオフ可能な半導体スイッチ素子を用いた構成となっている。

実施の形態１２．
図１２はこの発明の実施の形態１２による交流回転機を示す構成図である。
上述の実施の形態１〜実施の形態１１においては、第２の交流直流変換器が交流から整流するところで高い電圧を得るようにしていたが、この発明の実施の形態１２は、図１２に示すように、交流回転機に設けられた第２の電機子２ｎと、該交流回転機の第２の電機子電圧を直流電圧に変換し界磁電圧印加器８に接続する第２の交流直流変換器７ｋとを備え、第２の電機子２ｎの電圧自身が高くなるように構成したものである。

すなわち、図１２において、実施の形態１２の交流回転機は、３相の第１の電機子２ｍと、２相の第２の電機子２ｎ、および界磁巻線３と、界磁指令に基づいて界磁電流を制御する回転機制御手段４ｋとを備え、回転機制御手段４ｋは、第２の電機子２ｎの電圧を直流電圧に変換し界磁電圧印加器８に接続する第２の交流直流変換器７ｋを具備し、第２の電機子２ｎは、第１の電機子２ｍよりも巻回数を多くしている。

図１３は、回転機本体１ｋの内部構成を示す図である。図において、第１の電機子２ｍは、第１のＵ相巻線３０と第１のＶ相巻線３１と第１のＷ相巻線３２によって構成され、それぞれの巻回数は等しくされている。第２の電機子２ｎは、第１のＶ相巻線３１に接続された第２のＶ相巻線３３と、第１のＷ相巻線３２に接続された第２のＷ相巻線３４とから構成することで、第２のＶ相巻線３３と第２のＷ相巻線３４の分だけ、巻回数は第１の電機子２ｍよりも多くなる。その結果、回転機本体１ｋが回転しているとき、第２の電機子２ｎの電機子電圧は、第１の電機子２ｍの電機子電圧より高くなる。

以上のように構成された実施の形態１２の交流回転機によれば、第２の電機子２ｎから第１の電機子電圧よりも高い電圧を得ることが可能であるとともに、第２の電機子２ｎを２相以下の巻線を有するようにし、第２の交流直流変換器７ｋも２相としたので、特許文献３に記されたような従来の交流回転機より少ない端子数や配線数で、回転機本体１ｋと回転機制御手段４ｋを結ぶことができ、信頼性や、配線の煩わしさから開放できる利点がある。

加えて、第２の交流直流変換器７ｋが界磁電圧印加器８に出力する直流電圧をより高い電圧にすることが可能であるので、界磁電流の変化率も高くすることができる。また、直流を昇圧するのではなく、第１の電機子よりも巻回数を多くした第２の電機子電圧を第２の交流直流変換器を用いて整流することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータより部品点数の少ない構成で界磁電流の変化率を高くできる効果がある。

実施の形態１３．
図１４は、この発明の実施の形態１３の交流回転機を示す構成図であり、第２の電機子を第１の電機子から絶縁し、前記実施の形態１２の第１の交流直流変換器の直流端子と第２の交流直流変換器の直流端子との間に、界磁電圧充電器１０ｐを取り付けたものである。
図１４において、実施の形態１３の交流回転機は、３相の第１の電機子２ｍと、２相の第２の電機子２ｎ、および界磁巻線３と、界磁指令に基づいて界磁電流を制御する回転機制御手段４ｐとを備え、回転機制御手段４ｐは、第１の電機子２ｍの電圧を直流電圧に変換し直流電圧源に接続する第１の交流直流変換器６ｐと、第２の電機子２ｎの電圧を直流電圧に変換し界磁電圧印加器８に接続する第２の交流直流変換器７ｐと、第１の交流直流変換器６ｐの直流端子と第２の交流直流変換器７ｐの直流端子との間に接続された界磁電圧充電器１０ｐから構成され、第１の交流直流変換器６ｐの直流側端子の負極と、第２の交流直流変換器７ｐの負極とは同電位になるように接続している。また、第２の電機子２ｎは、第１の電機子２ｍよりも巻回数を多くしている。

図１５は、実施の形態１３における回転機本体１ｐの内部構成を示す図である。
図１５において、第１の電機子２ｍは前記実施の形態１２と同様、第１のＵ相巻線３０と第１のＶ相巻線３１と第１のＷ相巻線３２によって構成され、それぞれの巻回数は等しくしている。第２の電機子２ｎは、第１のＵ相巻線３０および第１のＷ相巻線３２とは電気的に絶縁された、第２のＵ相巻線４０と第２のＷ相巻線４１によって構成され、それぞれの巻回数は第１の電機子２ｍの巻回数より大きくしている。その結果、回転機本体１ｐが回転しているとき、第２の電機子２ｎの電機子電圧は、第１の電機子２ｍの電機子電圧より高くなる。

この実施の形態１３によれば、第２の電機子２ｎを第１の電機子２ｍから絶縁したので、第１の交流直流変換器６ｐの直流端子と、第２の交流直流変換器７ｐの直流端子との負極または正極のいずれか一方を同電位にしても良く、その結果、第１の交流直流変換器６ｐと第２の交流直流変換器７ｐの間に取り付けた界磁電圧充電器１０ｐのダイオードは、前記実施の形態よりも少ない１個で構成できる利点がある。

また、界磁電圧充電器１０ｐとして１個のダイオードを設けるだけで、第１の交流直流変換器６ｐの直流側端子にバッテリなどの蓄電装置が繋いであれば、第２の交流直流変換器７ｐにおける直流側端子の電圧は少なくとも第１の交流直流変換器６ｐの直流側端子の電圧以上となるので、交流回転機の回転子が磁石磁束を持たない構成の場合でも、電機子２に電圧を発生させることが可能となり、その結果、第１の交流直流変換器６ｐおよび第２の直流交流変換器７ｐが電機子から得たエネルギーをそれぞれ交流直流変換することができる効果がある。

実施の形態１４．
実施の形態１２における交流回転機は、３相の第１の電機子と２相の第２の電機子を有していたが、第１の電機子のうち１相と第２の電機子のうち１相とを共通にして、回転機制御手段に接続するように構成しても良い。
図１６は、このようにしたこの発明の実施の形態１４による交流回転機を示す構成図である。
図１６に示すように、実施の形態１４による交流回転機は３相の第１の電機子２ｍと、２相の第２の電機子２ｑ、および界磁巻線３と、界磁指令に基づいて界磁電流を制御する回転機制御手段４ｑとを備え、回転機制御手段４ｑは、第２の電機子２ｑの電圧を直流電圧に変換し界磁電圧印加器８に接続する第２の交流直流変換器７ｑを具備し、第２の電機子２ｑは、第１の電機子２ｍの３相のうちの１相と、第２の電機子２ｑのうちの１相とを共通にしている。

図１７は、実施の形態１４における回転機本体１ｑの内部構成を示す図である。
図１７のように結線することで、第１の電機子２ｍのうちの１相と第２の電機子２ｑのうちの１相とを共通にできる。その結果、前記実施の形態１２の交流回転機より、少ない端子数や配線数で回転機本体１ｑと回転機制御手段４ｑを結ぶことができる効果がある。
また、第２の交流直流変換器７ｑを２相とすることで、従来装置より少ない部品点数で第２の交流直流変換器を構成することが可能であり、信頼性や配線の煩わしさから開放できる利点がある。

本発明の実施の形態１による交流回転機を示す構成図である。 本発明の実施の形態２による交流回転機を示す構成図である。 本発明の実施の形態３による交流回転機を示す構成図である。 本発明の実施の形態４による交流回転機を示す構成図である。 本発明の実施の形態５による交流回転機を示す構成図である。 本発明の実施の形態６による交流回転機を示す構成図である。 本発明の実施の形態７による交流回転機を示す構成図である。 本発明の実施の形態８による交流回転機を示す構成図である。 本発明の実施の形態９による交流回転機を示す構成図である。 本発明の実施の形態１０による交流回転機を示す構成図である。 本発明の実施の形態１１による界磁電圧印加器を示す構成図である。 本発明の実施の形態１２による交流回転機を示す構成図である。 本発明の実施の形態１２における回転機本体の内部構成を示す図である。 本発明の実施の形態１３による交流回転機を示す構成図である。 本発明の実施の形態１３における回転機本体の内部構成を示す図である。 本発明の実施の形態１４による交流回転機を示す構成図である。 本発明の実施の形態１４における回転機本体の内部構成を示す図である。

符号の説明

１ 交流回転機、２ 電機子、３ 界磁巻線、４ 回転機制御手段、５ 界磁制御器、
６ 第１の交流直流変換器、７ 第２の交流直流変換器、８ 界磁電圧印加器、
１０ 界磁電圧充電器。

Claims (8)

1. 電機子と、界磁巻線と、界磁指令に基づいて前記界磁巻線の界磁電流を制御する回転機制御手段とを備え、前記回転機制御手段は、前記界磁巻線に電圧を印加する界磁電圧印加器と、前記界磁指令に基づいて印加すべき界磁電圧指令を演算し、この界磁電圧指令を前記界磁電圧印加器に出力する界磁制御器と、前記電機子の電機子電圧を直流電圧に変換し直流電圧源に接続する第１の交流直流変換器と、前記電機子の電機子電圧を直流電圧に変換し前記界磁電圧印加器に接続する第２の交流直流変換器と、前記第１の交流直流変換器と前記第２の交流直流変換器との間に接続された界磁電圧充電器とを具備し、前記第２の交流直流変換器は、少なくとも２個のダイオードと２個のコンデンサを用いて前記第１の交流直流変換器の直流電圧より高い直流電圧を得るとともに、前記界磁電圧充電器によって前記高い直流電圧を保つように構成されたことを特徴とする交流回転機。
2. 前記界磁電圧充電器は、少なくとも２個のダイオードによって構成されて、前記第１の交流直流変換器の直流端子と前記第２の交流直流変換器の直流端子との間に設けられ、前記第１の交流直流変換器の直流端子の電圧よりも前記第２の交流直流変換器の直流端子の電圧が低い場合は、前記第１の交流直流変換器の直流端子と前記第２の交流直流変換器の直流端子とが同電位となり、前記第１の交流直流変換器の直流端子の電圧よりも前記第２の交流直流変換器の直流端子の電圧が大きい場合は、前記第１の交流直流変換器の直流端子と前記第２の交流直流変換器の直流端子との間が開放となるように前記ダイオードを接続したことを特徴とする請求項１に記載の交流回転機。
3. 前記第２の交流直流変換器は、少なくとも９個のダイオードと３個のコンデンサを用いて倍電圧整流するように構成されたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の交流回転機。
4. 前記第２の交流直流変換器は、少なくとも３個のダイオードと３個のコンデンサを用いて３倍電圧整流するように構成されたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の交流回転機。
5. 前記第２の交流直流変換器は、少なくとも１２個のダイオードと６個のコンデンサを用いて３倍電圧整流するように構成されたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の交流回転機。
6. 前記第２の交流直流変換器は、少なくとも４個のダイオードと４個のコンデンサを用いて４倍電圧整流するように構成されたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の交流回転機。
7. 前記界磁電圧印加器は、少なくとも２つのダイオードと制御信号によってオンオフ可能な２つの半導体スイッチ素子を用いた電圧可逆形２象限チョッパであることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の交流回転機。
8. 前記界磁電圧印加器は、少なくとも４つのダイオードと制御信号によってオンオフ可能な４つの半導体スイッチ素子とを用いた単相インバータであることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の交流回転機。

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