JP5052255B2 - 交流回転機 - Google Patents
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Description
これは界磁回路が出力する電圧は直流電圧源よりも低い直流電圧であり、一つのダイオードと一つの半導体スイッチによって降圧チョッパを構成することで部品点数を少なくすることができ、信頼性やコスト性に優れているからである。
しかしながら、オルタネータのような界磁電流を制御してトルクを制御する車載用の交流回転機は、発電効率を最適な状態に保持する必要上、界磁回路の電気的時定数は比較的大きな値になっている。このため、界磁電流の制御応答性が、エンジン休筒の周波数やプーリとベルトの間に発生するスリップの周波数に追従できないという問題があった。
また、界磁電流を減衰させる場合、界磁回路の端子電圧を零になるようにしていたので、減衰時定数の短縮が不十分であった。また、界磁巻線のエネルギーを抵抗やダイオードで消費させていたので、効率や発熱の点で問題点もあった。
また、オルタネータのステータコイルを2回路とし、第2のステータコイルも3端子としていたので、素子数や端子数が多く、コストや信頼性の点で、より少ない素子数や端子数で構成することが望まれる。
すなわち、この発明によれば、直流を昇圧するのではなく、第2の交流直流変換器を用いて高い電圧を整流することにより、DC/DCコンバータより部品点数の少ない構成で界磁電流の変化率を高くすることができる。
図1はこの発明の実施の形態1による交流回転機を示す構成図である。
図1において、交流回転機1は、電機子2と、界磁巻線(以下、単に界磁ともいう。)3と、界磁指令に基づいて界磁巻線3の界磁電流を制御する回転機制御手段4とを備え、電機子2と磁気回路的に接続された回転子(図示せず)を有する。
回転機制御手段4は、界磁制御器5と、第1の交流直流変換器6と、第2の交流直流変換器7と、界磁電圧印加器8とを備えている。
電機子2の三相端子は、第1の交流直流変換器6に接続されている。第1の交流直流変換器6は、1相あたり2個直列に接続したダイオード計6個によって整流回路を構成し、交流から直流にエネルギー変換する。直流に変換したエネルギーは第1の交流直流変換器6の直流端子から出力する。電機子2の3相端子のうちの2相と接続している第2の交流直流変換器7は、直列に2個接続したダイオードからなる相と、直列に2個接続したコンデンサからなる相とによって構成されている。
この構成は倍電圧整流回路として知られており(例えば特開昭58−204770号公報 図1参照)、第1の交流直流変換器6が交流から直流にエネルギー変換した時の電圧に対して2倍の電圧を出力することができる。
抵抗成分を無視した場合、界磁電流の変化率は、印加する電圧の大きさに比例し、インダクタンスの大きさに反比例する。即ち、交流回転機では、界磁電流の変化率はインダクタンスが大きいので小さくなりがちであり、印加する電圧を大きくすることで界磁電流の変化率を高くすることができる。
界磁電圧印加器8の直流端子に第2の交流直流変換器7を接続する構成によって、第2の交流直流変換器7が交流から変換した直流電圧は、第1の交流直流変換器6が交流から変換した直流電圧より高くすることができ、より界磁電流の変化率を高くすることが可能となる。その結果、界磁電流の界磁指令への応答性を高くすることができる効果がある。
は12Vであるが、この交流回転機を適用することによって、2倍以上の高い直流電圧に昇圧して界磁巻線に印加することができる。
なお、このような交流回転機をオルタネータに適用した場合には、界磁電流の変化率を高くすることで、エンジン休筒の周波数やプーリとベルトの間に発生するスリップの周波数への追従性を向上させることができる。その結果、界磁電流の界磁指令への応答性を高くでき、休筒タイミングに合わせて界磁電流をカットして、アイドル回転の不安定化を防止することができる。
また、車載の内燃機関のクランク軸にプーリとベルトを介して交流回転機を接続する用途において、高い界磁電流の制御応答性によって、プーリとベルトの間で発生するスリップを抑制することができる。
或いは、界磁回路が出力する直流電圧の最大値を高くすることによって界磁巻線の巻数抵抗が大きいものも利用できるので、細く安価な巻線を界磁に利用することで安価にしたり、寸法を小さくしたりすることができる。
図2はこの発明の実施の形態2による交流回転機を示す構成図である。
なお、図中、図1との同一符号は、同一あるいは相当部分を示すものとする。
この発明の実施の形態2の交流回転機は、図2に示すように、第1の交流直流変換器6aの直流端子と第2の交流直流変換器7aの直流端子との間に、界磁電圧充電器10を取り付けたものである。すなわち、界磁電圧充電器10は、第1の交流直流変換器6aの直流端子の正極と第2の交流直流変換器7aの直流端子の正極との間にダイオードを設けるとともに、第1の交流直流変換器6aの直流端子の負極と第2の交流直流変換器7aの直流端子の負極との間にダイオードを設けている。
第1の交流直流変換器6aの直流端子の正極と第2の交流直流変換器7aの直流端子の正極との間のダイオードは、第1の交流直流変換器6aから第2の交流直流変換器7aの方向に順方向接続する。また、第1の交流直流変換器6aの直流端子の負極と第2の交流直流変換器7aの直流端子の負極との間のダイオードは、第2の交流直流変換器7aから第1の交流直流変換器6aの方向に順方向接続する。
この例の場合、起動前に予め第2の交流直流変換器7aのコンデンサに電荷が充電されていれば、界磁電圧印加器8は界磁巻線3に界磁電流を発生し、第2の交流直流変換器7aが直流に変換するためのエネルギーを電機子2から得ることが可能であるが、起動時に、第2の交流直流変換器7aのコンデンサが放電状態で電荷を持たないと、界磁電圧印加器8は界磁巻線3に界磁電流を発生させることができず、第2の交流直流変換器7aが直流に変換するためのエネルギーを電機子2から得られないので、電機子2に電圧を発生させることもできない。
この実施の形態2の構成にすれば、第1の交流直流変換器6aの直流側端子にバッテリなどの蓄電装置が繋いであれば、第2の交流直流変換器7aのコンデンサに必ず電荷が充電されている状態となるので、交流回転機の回転子が磁石磁束を持たない構成の場合でも、電機子2に電圧を発生させることが可能となり、その結果、第1の交流直流変換器6aおよび第2の交流直流変換器7aが、電機子2から得たエネルギーをそれぞれ直流交流変換することができる効果がある。
図3はこの発明の実施の形態3による交流回転機を示す構成図である。
なお、図中、図1との同一符号は、同一あるいは相当部分を示すものとする。
前記実施の形態1に記載した第2の交流直流変換器7は、2つのダイオードと2つのコンデンサによって構成したが、この実施の形態3においては、図3に示すように、第2の交流直流変換器7bを、4つのダイオードと2つのコンデンサによって構成したものである。すなわち、図3において、電機子2の3相端子と接続している第2の交流直流変換器7bは、直列に2個接続したダイオードからなる2相と、直列に2個接続したコンデンサからなる1相とによって構成する。コンデンサの放電期間が長くなると、コンデンサの容量を大きくする必要があるが、この構成により、交流を直流に変換する際、ダイオードを通じてコンデンサに電荷を充電する期間が長くなるので、前記実施の形態1の第2の直流交流変換器7よりもコンデンサ容量を小さくすることができる効果がある。
図4はこの発明の実施の形態4による交流回転機を示す構成図である。
なお、図中、図1との同一符号は、同一あるいは相当部分を示すものとする。
前記実施の形態3に記載した第2の交流直流変換器7bは、4つのダイオードと2つのコンデンサによって構成したが、この実施の形態4においては、図4に示すように、第2の交流直流変換器7cを9つのダイオードと3つのコンデンサによって構成したものである。図4において、電機子2の3相端子と接続している第2の交流直流変換器7cの構成も倍電圧整流回路として知られており(例えば特開昭60−109766号公報図3参照)、120度ずつ位相がずれた連続的な直流出力電圧を得ることができるので、実施の形態3に記載の第2の交流直流変換器よりもリップル含有率を小さくすることが可能であり、コンデンサ容量をより小さくできる効果がある。
図5はこの発明の実施の形態5による交流回転機を示す構成図である。
なお、図中、図1との同一符号は、同一あるいは相当部分を示すものとする。
前記実施の形態1に記載した第2の交流直流変換器7は、2つのダイオードと2つのコンデンサによって構成したが、この実施の形態5においては、図5に示すように、第2の交流直流変換器7dを3つのダイオードと3つのコンデンサによって3倍電圧整流するように構成したものである。すなわち、交流回転機1の電機子2の3相端子のうちの2相と接続している第2の交流直流変換器7dは、3個のダイオードと、3個のコンデンサによって構成する。この構成は3倍電圧整流回路として知られており(例えば特開昭59−76176号公報図1参照)、第1の交流直流変換器6が交流から直流にエネルギー変換した時の電圧に対して3倍の電圧を出力することができる。従って、この実施の形態5によれば、前記実施の形態1〜4に記載の第2の交流直流変換器よりも高い直流電圧を界磁電圧印加器8へ出力することが可能である。これにより、界磁電流の制御応答性がより高くなる効果がある。
図6はこの発明の実施の形態6による交流回転機を示す構成図である。
なお、図中、図1との同一符号は、同一あるいは相当部分を示すものとする。
前記実施の形態5に記載した第2の交流直流変換器7dは、3つのダイオードと3つのコンデンサによって構成したが、この実施の形態6においては、図6に示すように、電機子2の3相端子と接続している第2の交流直流変換器7eを、12個のダイオードと6個のコンデンサによって3倍電圧整流するように構成したものである。
交流回転機を内燃機関の傍に設置する場合、耐熱性の高いコンデンサが望ましいが、耐熱性の良いコンデンサは高価である。この実施の形態6構成を用いれば、コンデンサ容量を小さくすることができるので、耐熱性の良いコンデンサが利用しやくすなり、該装置の信頼性や配置の自由度の面で利点がある。
図7はこの発明の実施の形態7による交流回転機を示す構成図である。
なお、図中、図2との同一符号は、同一あるいは相当部分を示すものとする。
この実施の形態7は、前記実施の形態6の第1の交流直流変換器の直流端子と第2の交流直流変換器の直流端子との間に、図7に示すような、界磁電圧充電器10を取り付けたものである。すなわち、界磁電圧充電器10は、第1の交流直流変換器6aの直流端子の正極と、第2の交流直流変換器7fの直流端子の正極との間にダイオードを設けるとともに、第1の交流直流変換器6aの直流端子の負極と、第2の交流直流変換器7fの直流端子の負極との間にダイオードを設けている。
第1の交流直流変換器6aの直流端子の正極と第2の交流直流変換器7fの直流端子の正極との間のダイオードは、第1の交流直流変換器6aから第2の交流直流変換器7fの方向に順方向接続する。また、第1の交流直流変換器6aの直流端子の負極と第2の交流直流変換器7fの直流端子の負極との間のダイオードは、第2の交流直流変換器7fから第1の交流直流変換器6aの方向に順方向接続する。
図8はこの発明の実施の形態8による交流回転機を示す構成図である。
なお、図中、図7との同一符号は、同一あるいは相当部分を示すものとする。
上述の実施の形態に記載した界磁電圧印加器8は、制御信号によってオンオフ可能な一つの半導体スイッチ素子と、一つのダイオードを直列に接続する構成とし、該ダイオードと界磁巻線3が並列となるように界磁電圧印加器8と界磁巻線3とを接続していたが、この実施の形態8においては、図8に示すように、界磁電圧印加器8gは電圧可逆形2象限チョッパとしたものである。
すなわち、図8において、界磁電圧印加器8gは、2つのダイオードと2つの制御信号によってオンオフ可能な半導体スイッチ素子を用いて構成されている。
この構成は電圧可逆形2象限チョッパとして知られており(例えば特開平1−202157号公報 図1参照)、界磁電流を高速応答制御できる効果を得ることができる。
図9はこの発明の実施の形態9による交流回転機を示す構成図である。
なお、図中、図1との同一符号は、同一あるいは相当部分を示すものとする。
前記実施の形態5に記載した第2の交流直流変換器7dは3つのダイオードと3つのコンデンサによって3倍電圧整流するように構成したが、この実施の形態9においては、図9に示すように、第2の交流直流変換器を、4つのダイオードと4つのコンデンサによって4倍電圧整流するように構成したものである。
図9において、電機子2の3相端子のうちの2相と接続している第2の交流直流変換器7hは、4個のダイオードと、4個のコンデンサによって構成されている。この構成は4倍電圧整流回路として知られており(例えば特開昭61−227670号公報図1参照)、第1の交流直流変換器6が交流から直流にエネルギー変換した時の電圧に対して、4倍の電圧を出力することができる。従って、前記実施の形態に記載の第2の交流直流変換器よりも高い直流電圧を界磁電圧印加器8へ出力することが可能である。これにより、界磁電流の制御応答性がより高くなる効果がある。
また、従来装置のバッテリの直流電圧を一旦交流化して高圧化した上で直流に戻すDC/DCコンバータの代わりに、第2の交流直流変換器7hを設けて交流回転機1の交流電圧を直流に変換するようにしたので、DC/DCコンバータで必要だったインダクタンスや、制御信号によってオンオフ可能な半導体スイッチ素子や、半導体スイッチ素子に与える制御信号生成手段が不要となり、簡素かつ部品点数を少なくできる効果がある。その結果、該装置の信頼性や設置寸法の面で利点がある。
図10はこの発明の実施の形態10による交流回転機を示す構成図である。なお、図中、図8との同一符号は、同一あるいは相当部分を示すものとする。
前記実施の形態8に記載した界磁電圧印加器8gは、2つのダイオードと2つの制御信号によってオンオフ可能な半導体スイッチ素子を用いて電圧可逆形2象限チョッパとしていたが、この実施の形態10においては、界磁電圧印加器8iを、4つのダイオードと4つの制御信号によってオンオフ可能な半導体スイッチ素子を用いて単相インバータで構成したものである。
図10において、界磁電圧印加器8iは、4つのダイオードと4つの制御信号によってオンオフ可能な半導体スイッチ素子を用いて構成されている。この構成は単相インバータとして知られており(例えば特開昭62−213577号公報 図3参照)、界磁電流を高速応答制御できるとともに、電流極性を正負自由に選択可能である。
例えば、直流成分K1アンペアの界磁電流に周波数Fヘルツ成分を重畳したい場合、即ち、界磁電流を『K1+K2cos(2π×F×t)』アンペアで与えたい場合、前記実施の形態では界磁電流は正である制約があったので、周波数Fヘルツ成分の波高値である振幅K2は|K1|>|K2|の範囲でしか重畳できなかった。この実施の形態10では、界磁電圧印加器8iを単相インバータとしたので、直流成分K1アンペアの界磁電流に周波数Fヘルツ成分を重畳したい場合、界磁電流は正負のいずれでも良いため、周波数Fヘルツ成分の振幅K2は、K1アンペア以下でもK1アンペア以上でも重畳できる。
また、交流回転機1が発生するトルクは界磁電流に概ね比例するので、界磁電流の周波数Fヘルツ成分の振幅を大きくすることができれば、交流回転機1が発生するFヘルツ成分トルクも大きくすることができる効果がある。
上述の実施の形態10においては、界磁電圧印加器8iは、4つのダイオードと4つの制御信号によってオンオフ可能な半導体スイッチ素子を用いて構成していたが、図11に示すように、逆方向ダイオードが内蔵されているパワーMOSFETを用いても同様の作用効果を奏するものであることは言うまでもない。図11は、実施の形態11における界磁電圧印加器8jの構成を示すものであり、逆方向ダイオードが内蔵されているパワーMOSFET20、21、22、23の計4個を用いることで、4つのダイオードと4つの制御信号によってオンオフ可能な半導体スイッチ素子を用いた構成となっている。
図12はこの発明の実施の形態12による交流回転機を示す構成図である。
上述の実施の形態1〜実施の形態11においては、第2の交流直流変換器が交流から整流するところで高い電圧を得るようにしていたが、この発明の実施の形態12は、図12に示すように、交流回転機に設けられた第2の電機子2nと、該交流回転機の第2の電機子電圧を直流電圧に変換し界磁電圧印加器8に接続する第2の交流直流変換器7kとを備え、第2の電機子2nの電圧自身が高くなるように構成したものである。
図14は、この発明の実施の形態13の交流回転機を示す構成図であり、第2の電機子を第1の電機子から絶縁し、前記実施の形態12の第1の交流直流変換器の直流端子と第2の交流直流変換器の直流端子との間に、界磁電圧充電器10pを取り付けたものである。
図14において、実施の形態13の交流回転機は、3相の第1の電機子2mと、2相の第2の電機子2n、および界磁巻線3と、界磁指令に基づいて界磁電流を制御する回転機制御手段4pとを備え、回転機制御手段4pは、第1の電機子2mの電圧を直流電圧に変換し直流電圧源に接続する第1の交流直流変換器6pと、第2の電機子2nの電圧を直流電圧に変換し界磁電圧印加器8に接続する第2の交流直流変換器7pと、第1の交流直流変換器6pの直流端子と第2の交流直流変換器7pの直流端子との間に接続された界磁電圧充電器10pから構成され、第1の交流直流変換器6pの直流側端子の負極と、第2の交流直流変換器7pの負極とは同電位になるように接続している。また、第2の電機子2nは、第1の電機子2mよりも巻回数を多くしている。
図15において、第1の電機子2mは前記実施の形態12と同様、第1のU相巻線30と第1のV相巻線31と第1のW相巻線32によって構成され、それぞれの巻回数は等しくしている。第2の電機子2nは、第1のU相巻線30および第1のW相巻線32とは電気的に絶縁された、第2のU相巻線40と第2のW相巻線41によって構成され、それぞれの巻回数は第1の電機子2mの巻回数より大きくしている。その結果、回転機本体1pが回転しているとき、第2の電機子2nの電機子電圧は、第1の電機子2mの電機子電圧より高くなる。
実施の形態12における交流回転機は、3相の第1の電機子と2相の第2の電機子を有していたが、第1の電機子のうち1相と第2の電機子のうち1相とを共通にして、回転機制御手段に接続するように構成しても良い。
図16は、このようにしたこの発明の実施の形態14による交流回転機を示す構成図である。
図16に示すように、実施の形態14による交流回転機は3相の第1の電機子2mと、2相の第2の電機子2q、および界磁巻線3と、界磁指令に基づいて界磁電流を制御する回転機制御手段4qとを備え、回転機制御手段4qは、第2の電機子2qの電圧を直流電圧に変換し界磁電圧印加器8に接続する第2の交流直流変換器7qを具備し、第2の電機子2qは、第1の電機子2mの3相のうちの1相と、第2の電機子2qのうちの1相とを共通にしている。
図17のように結線することで、第1の電機子2mのうちの1相と第2の電機子2qのうちの1相とを共通にできる。その結果、前記実施の形態12の交流回転機より、少ない端子数や配線数で回転機本体1qと回転機制御手段4qを結ぶことができる効果がある。
また、第2の交流直流変換器7qを2相とすることで、従来装置より少ない部品点数で第2の交流直流変換器を構成することが可能であり、信頼性や配線の煩わしさから開放できる利点がある。
6 第1の交流直流変換器、7 第2の交流直流変換器、8 界磁電圧印加器、
10 界磁電圧充電器。
Claims (8)
- 電機子と、界磁巻線と、界磁指令に基づいて前記界磁巻線の界磁電流を制御する回転機制御手段とを備え、前記回転機制御手段は、前記界磁巻線に電圧を印加する界磁電圧印加器と、前記界磁指令に基づいて印加すべき界磁電圧指令を演算し、この界磁電圧指令を前記界磁電圧印加器に出力する界磁制御器と、前記電機子の電機子電圧を直流電圧に変換し直流電圧源に接続する第1の交流直流変換器と、前記電機子の電機子電圧を直流電圧に変換し前記界磁電圧印加器に接続する第2の交流直流変換器と、前記第1の交流直流変換器と前記第2の交流直流変換器との間に接続された界磁電圧充電器とを具備し、前記第2の交流直流変換器は、少なくとも2個のダイオードと2個のコンデンサを用いて前記第1の交流直流変換器の直流電圧より高い直流電圧を得るとともに、前記界磁電圧充電器によって前記高い直流電圧を保つように構成されたことを特徴とする交流回転機。
- 前記界磁電圧充電器は、少なくとも2個のダイオードによって構成されて、前記第1の交流直流変換器の直流端子と前記第2の交流直流変換器の直流端子との間に設けられ、前記第1の交流直流変換器の直流端子の電圧よりも前記第2の交流直流変換器の直流端子の電圧が低い場合は、前記第1の交流直流変換器の直流端子と前記第2の交流直流変換器の直流端子とが同電位となり、前記第1の交流直流変換器の直流端子の電圧よりも前記第2の交流直流変換器の直流端子の電圧が大きい場合は、前記第1の交流直流変換器の直流端子と前記第2の交流直流変換器の直流端子との間が開放となるように前記ダイオードを接続したことを特徴とする請求項1に記載の交流回転機。
- 前記第2の交流直流変換器は、少なくとも9個のダイオードと3個のコンデンサを用いて倍電圧整流するように構成されたことを特徴とする請求項1または請求項2に記載の交流回転機。
- 前記第2の交流直流変換器は、少なくとも3個のダイオードと3個のコンデンサを用いて3倍電圧整流するように構成されたことを特徴とする請求項1または請求項2に記載の交流回転機。
- 前記第2の交流直流変換器は、少なくとも12個のダイオードと6個のコンデンサを用いて3倍電圧整流するように構成されたことを特徴とする請求項1または請求項2に記載の交流回転機。
- 前記第2の交流直流変換器は、少なくとも4個のダイオードと4個のコンデンサを用いて4倍電圧整流するように構成されたことを特徴とする請求項1または請求項2に記載の交流回転機。
- 前記界磁電圧印加器は、少なくとも2つのダイオードと制御信号によってオンオフ可能な2つの半導体スイッチ素子を用いた電圧可逆形2象限チョッパであることを特徴とする請求項1または請求項2に記載の交流回転機。
- 前記界磁電圧印加器は、少なくとも4つのダイオードと制御信号によってオンオフ可能な4つの半導体スイッチ素子とを用いた単相インバータであることを特徴とする請求項1または請求項2に記載の交流回転機。
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