JP5016035B2 - 通信システムにおけるピーク電力を低減する装置および方法 - Google Patents

Description

本発明は一般に信号処理に関し、特に通信システムで用いる送信機でのピーク電力を低減する装置および方法に関する。

一般には種々の通信システムであり特にはマルチキャリア変調システム、例えば直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）であるような多くの用途では、信号の非線形の修正に対する要求がある。マルチキャリア信号は高いピーク対平均電力比に悩まされるからである。多くの場合、このような非線形の修正は、所定の帯域幅内に、または所定のスペクトルマスクの制限内に維持されなければならない。このような非線形の修正の一つの典型的な例はピーク対平均比（ＰＡＲ）の低減である。ＰＡＲの低減は、ピーク電力が制限された電力増幅器（ＰＡ）の効率と平均出力電力とを増加する。コヒーレントに足し合わされた場合に大きなＰＡＲを与えることになる非常に多くの直交する狭い帯域幅の搬送波が用いられるため、ＰＡＲはマルチキャリア・システム、例えばＯＦＤＭでいっそう顕著である。大きなＰＡＲは高周波（ＲＦ）電力増幅器において低減された効率とアナログ・デジタル変換器およびデジタル・アナログ変換器の増加した複雑さとのような不都合をもたらす。

従って、ピークを低減する技術の目的は、スペクトルマスクや隣接チャネル電力比（ＡＣＰＲ）特性のような特定の制限内でスペクトルの拡大を維持し、特定の制限内のインバンド・エラー、いわゆるエラー・ベクトル振幅（ＥＶＭ）特性を維持しつつ、ピーク振幅変位を低減することである。

マルチキャリア信号とシングルキャリア信号とに対するピーク電力の低減を扱う多くの先行技術の解決策がある。
特許文献１には、帯域幅の制限とスペクトルマスクの制限との下での入力信号の非線形の修正が記載され、ピーク対平均低減システムに適用できる。この先行技術では、非線形信号の調整は多くのステップの信号処理で提供され、各ステップに対して挿入ソース信号が提供され、挿入ソース信号は、帯域幅とスペクトルマスクとの所定の制限を満たし、特定の制限内のインバンド・エラー、いわゆるエラー・ベクトル振幅（ＥＶＭ）特性を維持するように、非線形に扱われる。

入力波形のピーク電力を低減する別の先行技術のアプローチは、電力クリッピングを実行することである。電力クリッピングによるアプローチでは、入力信号の振幅が所定の閾値よりも小さい場合はいつでも入力信号は変化なく出力され、入力信号の振幅がこの閾値を超過する場合はいつでも出力信号は閾値レベルに固定される。もちろん、クリッピング動作は原信号に含まれる情報のいくらかを壊す。しかしながら、閾値が十分に大きく維持される限り、この情報の欠損はユーザに透過的とすることができる。

電力クリッパーのベースバンド・フィルタにより生じるオーバーシュート問題を避けながら入力波形のピーク電力を低減する別の先行技術のアプローチはデクレスト（ｄｅｃｒｅｓｔ）することである。このアプローチは特許文献２で提案され、入力信号が閾値を超過する量を表すエラー信号が生成される。そして、デクレストされた出力信号を形成するために、このエラー信号は原入力信号から減算される。

一般的に入力信号がマルチキャリア信号またはマルチトーン信号である場合に用いられ、信号のピーク電力を低減するのに用いられる別の方法はトーン・リザベーションである。この方法は、非特許文献１に記載され、マルチキャリア・シンボルを構成する複数の周波数のサブセットを選択または予約する（ｒｅｓｅｒｖｅ）ことでピーク電力は低減される。これらの選択周波数または予約周波数は、適切なインパルス関数を生成するのに用いられ、このインパルス関数は、所定の閾値を超過した入力信号の各ピークでスケールされ、シフトされ、回転され、そして入力マルチトーン信号から減算される。よって、一つまたは複数のピークはこの方式で１回の反復でクリッピングされてもよい。しかしながら、１以上のピークを低減することは他の位置でクリッピング閾値を超過する波形の結果を生じるかもしれない。従って、満足のいくピーク対平均の低減が達成されるまで処理は繰り返される。予約周波数のサブセットは通常事前に知られているため、予約周波数のサブセットから生成されるインパルス関数は通常事前に計算される。

マルチキャリア信号の予約周波数から生成された事前に計算されたインパルス関数を用いてピーク電力を低減する基本アイデアは魅力的であり、実際にピーク電力を低減できる。しかし、多量の搬送波またはトーン、すなわちマルチキャリア・シンボルあたりの多量のサンプル数と、積極的なピーク低減、すなわち低出力のピーク対平均比におけるピーク低減とに対して、ピーク数は大きくなる。これは、満足できるレベルまでピーク電力を低減するのに必要な反復回数もまた多くなることを意味する。これは実装の複雑さを増加し、従って送信機のハードウェアと電力の消費とも増加する。

国際特許出願ＷＯ／２００６／０６８５５５ 国際特許出願ＷＯ ０３／００１６９７

J. Tellado-Mourello、「マルチキャリア変調のためのピーク対平均低減（Peak to Average Reduction For Multicarrier Modulation）」、Dept. of Electrical Engineering of Stanford University, pp.66-99、１９９９年９月

上述の先行技術のピーク電力を低減する方法のいずれも、信号の搬送波の数が多くなり、積極的なピーク低減が用いられた場合には、比較的小さく単純な構成のままで高性能を達成しない。

よって、本発明の目的は、特に搬送波の数が多くなり積極的なピーク低減が用いられた場合であってもトーン・リザベーションの改良された性能を達成するような通信システムで用いる送信機のピーク電力を低減する方法および装置を提供することである。

本発明の第１の形態によれば、上述の課題は、通信システムで用いる送信機のピーク電力を低減する装置により解決される。本発明に係る装置は、少なくとも２個の連続する相互接続された段を備える。各段は、入力主信号と出力主信号とを有し、所定のクリッピング・レベルに基づいて入力主信号のオーバーシュート部分又はピークを抽出する抽出器を備える。該装置の各段はさらに、フィルタされたオーバーシュート部分の信号を生成するための周波数応答を有するフィルタであって、当該段の少なくとも１段における少なくとも一つの予約周波数に対する周波数応答は、前の段における当該少なくとも一つの予約周波数に対する周波数応答より小さいフィルタを備える。各段はまた、フィルタされたオーバーシュート部分の信号を当該入力主信号の遅延バージョンから減算することにより当該出力主信号を生成するように構成される合成器を備える。

本発明の第２の形態によれば、上述の課題は、少なくとも２個の連続する相互接続された段を備える通信システムで用いる送信機のピーク電力を低減する方法により解決される。当該方法は、各段に対して、入力主信号を提供するステップと、所定のクリッピング・レベルに基づいて当該入力主信号のオーバーシュート部分又はピークを抽出するステップと、周波数応答を有するフィルタを用いてフィルタされたオーバーシュート部分の信号を生成するステップであって、当該段の少なくとも１段における少なくとも一つの予約周波数に対する周波数応答は、前の段における当該少なくとも一つの予約周波数に対する周波数応答より小さいステップと、合成器を用いて当該フィルタされたオーバーシュート部分の信号を当該入力主信号の遅延バージョンから減算することによって、当該段からの出力主信号を生成するステップとを備える。

本発明の第３の形態によれば、上述の課題は基地局によって解決され、この基地局は通信システムで用いる送信機のピーク電力を低減する装置を備える。

本発明の利点は、特に多量の搬送波と積極的なピークの低減とに対して、トーン・リザベーションの改良された性能が達成できる点である。

本発明の別の利点は、基地局のハードウェアと電力消費とが低減される点である。

さらに別の利点は、本発明に係る装置が極めて単純に実装できる点である。

本発明の別の利点は、処理が規則的で直接的であり、調整可能なパラメータをほんの少ししか必要としない点である。

本発明に係るピーク電力を低減する装置の第１の実施形態の概略ブロック図の一例である。 本発明に係るピーク電力を低減する装置における一つの段の第１の実施形態の概略ブロック図の一例である。 本発明に係るピーク電力を低減する装置の第２の実施形態の概略ブロック図の一例である。 本発明に係るピーク電力を低減する装置における一つの段の第２の実施形態の概略ブロック図の一例である。 本発明の例示的な実施形態に係るピーク電力の低減に用いられる１６個の段を有する装置の各段の再挿入係数を説明する図の一例である。 本発明の例示的な実施形態に係るピーク電力の低減に用いられる８個の段を有する装置の各段の再挿入係数を説明する図の一例である。 本発明の例示的な実施形態に係るピーク電力の低減に用いられる８個の段を有する装置の各段の再挿入係数を説明する図の別の例である。 本発明の例示的な実施形態に係るピーク電力の低減に用いられる８個の段を有する装置の一つの段の再挿入係数を構成する周波数マスクまたはフィルタの一部を説明する図の一例である。 本発明に係る方法のフローチャートの一例である。 本発明に係る方法のフローチャートの別の例である。 本発明に係る装置を含む基地局の例示的な実施形態のブロック図の一例である。

好適な実施形態と添付の図面とを用いて本発明を以下により詳細に説明する。

ＥＶＭ特性およびＡＣＰＲ特性を満たしている間のデクレストしている（ｉｎ ｄｅｃｒｅｓｔｉｎｇ）低いピーク対平均のような良い性能を達成することは、一般に入力信号の非線形の修正および連続するフィルタリングの、より多くの段を必要とする。非線形の修正および連続するフィルタリングがマルチキャリア入力信号に適用される場合に優れた性能が達成されるのであれば、改良されたフィルタリングが必要となる。

本発明は、送信機のピーク電力を低減するために、図１ａに説明される装置１００に関する。ここで、実際の非線形の修正および処理は、一連の連続したｎ個の段１０で行われ、ｎは２以上である。各段１０は、入力主信号１の非線形処理を行い、修正された出力主信号２を生成する。よって、後続する段１０は、先行する段の遅延された出力信号を入力信号とする。

本発明によれば、各段１０で実行される改良されたフィルタリング・スキームを通じて高性能が達成される。ここで、ある段１０の入力主信号１のオーバーシュート部分またはピークは、周波数応答を有するフィルタ５０を通され、ある段１０の少なくとも一つの予約周波数（ｒｅｓｅｒｖｅｄ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）に対する周波数応答は前の段の同一の予約周波数に対する周波数応答より小さい。フィルタからの出力は合成器７０をさらに通され、単一の段１０からの出力信号２を生成する。合成器は、フィルタからの出力を入力信号の遅延バージョンから減算するように構成される。入力信号の処理はいくらかの時間がかかるため、各段の入力信号は遅延される。上述の通り、この処理は、入力信号のオーバーシュート部分またはピークの抽出とオーバーシュート部分のフィルタリングとを含む。

本発明の実施形態によるフィルタ５０は、ある段の少なくとも一つの予約周波数に適用される第１の再挿入係数（ｒｅｉｎｓｅｒｔｉｏｎ ｆａｃｔｏｒ）とこの段の少なくとも一つの非予約周波数（ｎｏｎ−ｒｅｓｅｒｖｅｄ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）に適用される第２の再挿入係数とを備える。

本発明の実施形態によれば、第１の再挿入係数は少なくとも一つの後続する段に向けて減少し、特定の実施形態では、後続する段のそれぞれに向けて減少する。さらに、本発明のある実施形態によれば、第２の再挿入係数は少なくとも一つの後続する段に向けて増加し、特定の実施形態では、後続する段のそれぞれに向けて増加する。

前述の通り、少なくとも一つの予約周波数のために設けられる第１の再挿入係数は、例えば、段数に対して指数関数的に減少し、線形に減少し、またはその他のスキームによって減少し得る。また、少なくとも一つの非予約周波数のために設けられる第２の再挿入係数は、例えば、段数に対して指数関数的に増加し、線形に増加し、またはその他のスキームによって増加し得る。

ここで、本発明の実施形態は、予約周波数を有する入力マルチキャリア信号に基づいて説明される。しかしながら、本発明は、予約周波数が割り振られるであろう顕著なゼロ点位置を有する通信チャネルを通じて送信されることを目的とするシングルキャリア信号に使用されてもよい。

よって、本発明は、マルチキャリアまたは上述のシングルキャリアを利用するいかなる種類の通信システムに適用できる。例を挙げると、本発明は、直行周波数分割多重（ＯＦＤＭ）、離散的多周波数（ＤＭＴ）、非対称デジタル加入者線（ＡＤＳＬ）、デジタルオーディオ放送、離散ウェーブレット多周波数（ＤＷＭＴ）、またはデジタルビデオブロードキャスティング（ＤＶＢ）通信システムに適用される。

本発明に従う図１の装置１００を用いる送信機のピーク電力を低減する所望の結果を達成するために、本発明によればトーン・リザベーション方式とも呼ばれる周波数リザベーション方式の性能を表現するのに用いられる以下のパラメータを定義することは極めて重要である。

１）周波数の総数に対するピーク電力の低減に用いられるトーンまたは周波数の割合。より多くの数の予約トーンまたは予約周波数がより良い性能を提供する。しかしながら、予約トーンの数が増加するにつれて、多くの帯域幅がピーク電力を低減する信号のために失われる。よって、性能と帯域幅との間でトレードオフがなされるべきである。
予約トーンまたは予約周波数は任意の適切な方法で選択されてもよい。例として、出力シンボルのデータレートの減少が最小化されるので、雑音の多い周波数がピーク電力を低減するトーンとして利用されてもよい。周波数またはトーンは、ランダムに選択されてもよい。これに代えて、チャネルの特性に基づいてトーンが選択されてもよい。

本発明の実施形態によれば、予約周波数は送信に先立って選択される。これは、受信機へのいかなるサイド情報の送信を避けるために行われる。この実施形態では、受信機の特別な動作は必要ない。
別の実施形態では、予約周波数はチャネルの品質またはその他のいかなる理由に依存して再選択されてもよい。この場合には、受信機は予約周波数を知らされ、または発信する。

さらに本発明の実施形態に従って、予約周波数は一般的にいかなる有用な情報を運ばない。その代わりに、非予約周波数は有用な情報を運ぶことを許される。別の実施形態では、予約周波数はある種類の情報を含んでもよい。これらの実施形態では、予約周波数は受信機によってデコードされもする。

使用されるトーンまたは周波数の割合に加えて、トーンの分布もまた重要である。実際の設計では、予約トーンの略ランダムな分布は、等間隔にクラスタ化されたトーンよりもはるかに優れる。本発明によれば、予約トーンまたは予約周波数のランダムな分布が用いられる。しかしながら、任意の適切な分布が用いられ得る。

２）ピーク対平均比（ＰＡＲ）低減。これは、非予約トーン／周波数の電力に加えて予約トーン／周波数の電力も含むか否かで平均は特定されるべきである。

３）非予約トーンまたは非予約周波数の電力に対する予約トーンまたは予約周波数の電力。

４）前述の通り、通常はエラー・ベクトル振幅（ＥＶＭ）の割合の形式で特定される非予約トーンのエラー。ＥＶＭの割合の選択はシステム固有であり、普通はシステムで用いられる所望のデータレートに依存する。

本発明の例示的な実施形態によれば、ピーク電力は、全信号すなわち全トーンに対して−６０ｄＢｃ（ｃは搬送波）の電力が存在する点として定義されてもよいし、平均電力は非予約トーンのみの電力の和として定義されてもよい。しかしながら、任意のその他のピーク電力の適切な定義が用いられてもよく、従って本発明はピーク電力のいかなる特定の定義に制限されない。

図１ａに戻って、本発明の実施形態による送信機のピーク電力を低減する装置１００が説明される。実際の非線形信号処理は、一連のｎ個の連続した段１０で行われ、ｎは２以上である。各段１０は、入力主信号１の非線形信号処理を行い、修正された出力主信号２を生成する。よって、後続する段１０は、遅延された前の段の出力信号を入力信号として有する。段１０は類似または同一の構成であってもよいが、この構成が必ずしも必要というわけではない。見易さのために、単一の段１０が図１ｂに説明される。

本発明の第１の実施形態によれば、段の入力主信号１は、所定のクリッピング・レベルＴに基づいて入力主信号１のオーバーシュート部分またはピーク３１を抽出するピーク抽出器３０に接続される。クリッピング・レベルは、「オフセット・レベル」、「閾値レベル」、「制限レベル」、または「クリッピング閾値」とも呼ばれる。ピーク抽出の処理は多くの異なる方法で実行され得る。入力主信号のピークは、入力主信号１と振幅が制限された入力信号との間の差によって定義される。入力信号１のオーバーシュート部分またはピークは、直交座標から極座標への変換部によって取得された振幅Ａからクリッピング・レベルＴを減算することによって定義され得る。この差の正すなわち整流部分は、入力主信号１の原位相とともに、極座標から直交座標への変換部への入力として用いられる。この極座標から直交座標への変換部の出力は、入力信号と同一の形式の抽出されたピークである。

使用され得る別のピーク抽出方法は、入力主信号の実部の二乗と虚部の二乗とを足すことによって、入力主信号の複素サンプルの振幅の二乗をとり、この結果を用いて、入力主信号のピークを取得するために、複素サンプルの乗算に用いられる実係数を取得するためのルックアップ・テーブル（ＬＵＴ）を扱う。
信号のピークを抽出するいかなるその他の方法が用いられてもよいことが留意されるべきである。

本発明の実施形態によれば、入力主信号１のオーバーシュート部分またはピーク３１は連続的にフィルタ５０を通される。フィルタ５０は、各段に対して、予約トーンの周波数位置についての、以下ではＴＲ部分と表されるトーン・リザベーション部分のための一つの第１の再挿入係数ｋ_ｎと、非予約トーンの周波数位置についての、以下ではＥＶＭ部分と表される非トーン・リザベーション部分のための一つの第２の再挿入係数ｊ_ｎとを有することで特徴付けられる。
前述の第４のパラメータすなわちＥＶＭの割合が０に等しくなるように選択される場合には、非トーン・リザベーション部分にエラーが起きることはないため、第２の再挿入係数ｊ_ｎも０に設定されることが留意されるべきである。

本発明の実施形態によれば、ＴＲ部分のための第１の再挿入係数ｋ_ｎは、前の段の再挿入係数ｋ_ｎ−１より小さく、同時に、（存在する場合には）ＥＶＭ部分のための第２の再挿入係数ｊ_ｎは、前の段の再挿入係数ｊ_ｎ−１より大きい。８段システムにおけるＴＲ部分のための再挿入係数の集合の例は、例えば、ｋ_１＝８、ｋ_２＝６．８、ｋ_３＝６、ｋ_４＝５．３、ｋ_５＝４．５、ｋ_６＝４、ｋ_７＝３．７、ｋ_８＝３であり得る一方で、同じ８段システムにおけるＥＶＭ部分のための再挿入係数の集合の例は、例えば、ｊ_１＝０．４、ｊ_２＝０．４５、ｊ_３＝０．５２、ｊ_４＝０．６１、ｊ_５＝０．７、ｊ_６＝０．８３、ｊ_７＝０．９３、ｊ_８＝１．１である。
再挿入係数の上記集合は図３ｂに表される結果から推定され、これについては後述する。

段数と再挿入係数の大きさとは上述の四つのパラメータの選択、信号とフィルタとの帯域幅、出力に要求される正確度、本明細書でリストアップするには多すぎる組合せのその他の要因に依存する。これらは一般的に手計算でまたはコンピュータ・シミュレーションによって問題が詳しく述べられる。しかしながら、このような詳細は当業者の知識の範囲である。

よって、本発明の実施形態によれば、予約トーン部分すなわちＴＲ部分に用いられる再挿入係数ｋ_ｎは段１０を通じて示される異なり且つ減少する変化を有し、（存在する場合には）非トーン再挿入部すなわちＥＶＭ部分に用いられる再挿入係数ｊ_ｎは段１０を通じて示される異なり且つ増加する変化を有する。言い換えると、フィルタ５０は、フィルタされたオーバーシュート部分の信号５１を生成する周波数応答を有し、ある段１０のＴＲ部分に対する周波数応答は前の段のＴＲ部分に対する周波数応答よりも小さく、同時に、ある段の（存在する場合には）ＥＶＭ部分に対する周波数応答は前の段のＥＶＭ部分に対する周波数応答よりも大きい。

二つの再挿入係数の組合せは、後述されるように、装置１００のピーク電力の改良された低減を導く信号の修正の収束に優れた効果を有する。一般に、ＴＲ部分のための再挿入係数ｋ_ｎが大きいほど予約トーンまたは予約周波数のエラーは多くなり、ＥＶＭ部分のための再挿入係数ｊ_ｎが大きいほど非予約トーンまたは非予約周波数のエラーは多くなる。

本発明の実施形態によれば、ＴＲ部分に用いられる再挿入係数ｋ_ｎは、例えば、段数に対して指数関数的に減少し、または段数に対して線形に減少し得る。他の進行（ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ）、例えば放物関数で減少する再挿入係数や単調減少する係数もまた可能である。よって、本発明に係る再挿入係数ｋ_ｎの変化は上記の進行に限定されない。

同様に、本発明の実施形態によれば、（存在する場合には）ＥＶＭ部分に用いられる再挿入係数ｊ_ｎは、例えば、段数に対して指数関数的に増加し、または段数に対して線形に増加し得る。ここでも同様に、他の進行、例えば放物関数で増加する再挿入係数や単調増加する係数が可能である。よって、本発明に係るＥＶＭ部分に用いられる再挿入係数ｋ_ｎの変化は上記の進行に限定されない。

図１ａに戻り、入力主信号１のオーバーシュート部分またはピーク３１は、再挿入係数ｋ_ｎとｊ_ｎとによって特徴付けられるフィルタを通される際に、フィルタされたオーバーシュート部分の信号５１が生成され、さらに、出力主信号２を生成するように入力主信号６１の遅延バージョンに結合される。遅延信号６１からフィルタされたオーバーシュート部分の信号５１を減算することで結合が行われる。前述の通り、入力主信号１の遅延バージョン６１が用いられる理由は、ピーク抽出器３０での主信号１の処理と、フィルタ手段５０での抽出信号３１の処理にいくらかの時間がかかるからである。従って、一般的に、主信号１は、フィルタされたオーバーシュート部分の信号５１が結合される際に意図した信号を与えるために、対応する時間量に遅延される必要がある。従って、本発明の実施形態で、このような遅延のために、または同様に入力主信号１とフィルタされたオーバーシュート部分の信号５１との同期を補正するために、主信号１を生成する入力と結合器７０との間に遅延部６０が挿入される。

図１ａに説明されるように、本発明の実施形態によれば、段１０は実際には非整数遅延フィルタである手段８０により分離される。この非整数遅延フィルタはシステムで用いられるサンプリング・レートに依存して提供される。非整数遅延フィルタ８０は、後の段で用いられる信号サンプルが前の段で用いられるサンプル・インスタントの間に配置されるように、各段の中のまたは間のサンプルの非整数サンプルによって出力主信号２を遅延するように構成される。非整数サンプルの遅延は好適には、帯域幅、非線形処理段の数、およびその他の可変係数に依存して、異なるシステムに対して異なるように選択される。非整数遅延フィルタ８０を用いるアイデアは、サンプルごとの動作数を少なくすることである。従って、非整数遅延フィルタ８０を用いることの利点は、ハードウェア要求と本発明の実施形態による装置１００の説明される段１０と組み合わせた電力消費とをさらに減らすことである。

図１ａに説明されるように、非整数遅延フィルタ８０からの出力はさらに、後続する段１０の入力主信号１として用いられる。前述の通り、ピーク電力の所望の低減を達成するのに必要な段１０の数と再挿入係数とは、前述の四つのパラメータ、信号とフィルタとの帯域幅、出力に要求される正確度、およびその他の要因の選択に依存する。

例えば、ランダムな分布を用いる５％の予約周波数を有する６．２ｄＢのピーク対平均比（ＰＡＲ）の低減、予約周波数の５％の電力オーバヘッド、および非予約周波数の２％のＥＶＭを達成するために、オーバー・サンプリング比（ＯＳＲ）が１で、それぞれの値［１／２、−１／４、−１／２、３／８、１／２、−１／４、−１／２、９／１６、−１／２、１／４、−１／２、５／８、−１／２、１／４、１／２、−９／１６］を有する段１０の間にある１６個の非整数遅延フィルタを持つ、１６個の段１０が必要となる。使用されるクリッピング閾値Ｔは非予約周波数の平均電力に対して６．１７ｄＢである。６．２ｄＢのピーク対平均を達成するために使用されるＴＲ部分のための再挿入係数ｋ_ｎ（＋印）とＥＶＭ部分のためのｊ_ｎ（○印）との集合は、図３ａに説明される。
図３ａから推定できるように、２０から４に指数関数的に減少する再挿入係数ｋ_ｎ（＋印）がＴＲ部分のために用いられ、同時に、０．２から０．４に指数関数的に増加する再挿入係数ｊ_ｎ（○印）がＥＶＭ部分に用いられる。ＥＶＭ部分のための再挿入係数（○印）は見易さのために、１０倍にされている。

図２ａは本発明に係るピーク電力を低減する装置１００の第２の実施形態の概略ブロック図である。図１ａの装置１００と同様に、実際の非線形信号処理は一連のｎ個の連続した段１０で行われ、ｎは２以上である。各段１０は入力主信号１の非線形信号処理を行い、修正された出力主信号２を生成する。よって、後続する段１０は遅延された前の段の出力信号を入力信号として有する。段１０は類似または同一の構成であってもよいが、この構成が必ずしも必要というわけではない。見易さのために、単一の段１０が図２ｂに説明される。

各段１０への入力として現時点で用いられる主信号１が周波数領域にある点で、本発明の第２の実施形態は第１の実施形態と異なる。本実施形態によれば、各段１０は信号２１の時間領域のサンプルを取得するために、入力主信号１に関して逆高速フーリエ変換が適用される。ＩＦＦＴ手段２０は信号変換を担当する。時間領域のサンプル２１は、所定のクリッピング閾値に基づいて信号２１のサンプルのオーバーシュート部分またはピーク３１を抽出するピーク抽出器３０をさらに通される。ピーク抽出器３０の機能は本発明の両実施形態で同様である。

第２の実施形態によれば、オーバーシュート部分の信号３１の周波数のサンプル４１を取得するために、ＦＦＴ手段４０を用いて高速フーリエ変換動作がオーバーシュート部分の信号３１に適用される。第２の実施形態によれば、オーバーシュート部分の信号４１の周波数領域のサンプル（複素数）は、フィルタまたは周波数マスク（実数）５０によってさらに乗算される。ここで、装置１００の各段１０は、予約周波数または予約トーンの周波数位置についてのＴＲ部分のための再挿入係数ｋ_ｎと、（存在する場合には）非予約周波数または非予約トーンの周波数位置についてのＥＶＭ部分のための再挿入係数ｊ_ｎとで構成される。

さらに、フィルタまたは周波数マスク５０からの出力信号５１のサンプルは、結合器７０を用いて入力主信号１の周波数領域入力のサンプル１の遅延バージョン６１から減算される。第１の実施形態と同様に、結合器７０からの出力信号は単一の段１０からの出力信号２に対応する。さらに、出力信号２の周波数領域のサンプルは、後続する段１０への入力主信号１としてさらに用いられる非整数遅延信号３を取得するために、手段８０を通される。段１０の間に周波数領域の信号を有することの利点は、段１０からの出力信号の周波数領域のサンプルに複素指数を単に乗算することによって非整数遅延信号３が簡単に取得できることである。

第１の実施形態と等しく、周波数マスクまたはフィルタ５０のＴＲ部分のための再挿入係数ｋ_ｎは段１０を通じて異なり且つ減少する変化をし、周波数マスクまたはフィルタ５０の（存在する場合には）ＥＶＭ部分のための再挿入係数ｊ_ｎは段１０を通じて異なり且つ増加する変化をする。

よって、本発明の両実施形態では、周波数マスクまたはフィルタ５０は段数に応じて変わる。言い換えると、周波数マスクまたはフィルタ５０は、フィルタされたオーバーシュート部分の信号５１を生成するために、周波数応答を有する。ここで、ある段１０のＴＲ部分の周波数応答は前の段のＴＲ部分の周波数応答より小さく、同時に、ある段の（存在する場合には）ＥＶＭ部分に対する周波数応答は前の段のＥＶＭ部分に対する周波数応答より大きい。

ＦＦＴ手段４０は、たとえ入力主信号１がもともと時間領域にあったとしても用いられ得ることが留意されるべきである。この場合には、ＩＦＦＴ手段２０は、入力主信号１の遅延バージョン６１との結合に先立って、フィルタされた部分の信号５１を時間領域に変換するために、周波数マスクまたはフィルタ５０の後ろに置かれる。
さらに、入力主信号１が周波数領域にある場合に、ＩＦＦＴ手段２０を代わりにフィルタ５０の前に置くことができ、ＦＦＴ手段をフィルタ５０の後に置くことができる。他の並び替えもまた可能であり、従って、本発明は上述の組合せにも使用されるＦＦＴ手段とＩＦＦＴ手段との数にも制限されない。

以下では、再挿入係数ｋ_ｎ、ｊ_ｎの変化を説明する本発明のいくつかの例示的な実施形態を提示する。

図３ａは、それぞれのサンプル値［１／２、−１／４、−１／２、３／８、１／２、−１／４、−１／２、９／１６、−１／２、１／４、−１／２、５／８、−１／２、１／４、１／２、−９／１６］を有する段１０の間にある１６個の非整数遅延フィルタを持つ、オーバー・サンプリング比（ＯＳＲ）が１で、１６個の段１０を用いる例を説明する。最終段１０の後の非整数の遅延はサンプル・タイミングを０に戻すために用いられる。しかしながら、これは任意要素である。
ここでは、段１０への入力として用いられる入力主信号１は、２０４８サンプルを有するＯＦＤＭマルチキャリア信号であるとみなす。この例示的な実施形態で用いられるパラメータは以下のものである。
− 非予約周波数の平均電力に対して６．１７ｄＢのクリッピング閾値Ｔ。
− ＴＲ部分のための（ランダムな分布を有する）５％の予約周波数または予約トーン。
− 予約トーンの５％の電力オーバヘッド。
− 非予約トーンの２％のＥＶＭ。

上述の通り、段１０からの出力信号２の周波数領域のサンプルに複素指数を単に乗算することによって、非整数遅延信号３は簡単に取得できる。この例の最初の段に対して、出力信号２の周波数領域のサンプルには、
ｅｘｐ（−ｊ＊２π＊［周波数サンプル数］＊［１／２］＊√Ｎ）
が乗算される。ここで、ＮはＯＦＤＭブロックのサンプル数であり、この場合は２０４８個のサンプルである。続いて、この例の２番目の段１０に対して、出力信号２の周波数領域のサンプルには、
ｅｘｐ（−ｊ＊２π＊［周波数サンプル数］＊［１／４］＊√Ｎ）
が乗算され、以下も同様である。

ここで、図３ａに説明されるように、６．２ｄＢのＰＡＲを達成するために、２０から４に指数関数的に減少する再挿入係数ｋ_ｎ（＋印）がＴＲ部分のために用いられ、同時に、０．２から０．４に指数関数的に増加する再挿入係数ｊ_ｎ（○印）がＥＶＭ部分のために用いられる。ＥＶＭ部分のための再挿入係数（○印）は見易さのために、１０倍にされている。

別の例では、ＯＳＲが１で１６個の段、入力主信号１として用いられる２０４８個のサンプルを有するＯＦＤＭマルチキャリア信号、および前の例と同じそれぞれのサンプル値［１／２、−１／４、−１／２、３／８、１／２、−１／４、−１／２、９／１６、−１／２、１／４、−１／２、５／８、−１／２、１／４、１／２、−９／１６］を有する段１０の間にある１６個の非整数遅延フィルタ、を用いる。
６．７ｄＢのＰＡＲを達成するために、以下のパラメータが使用される。
− 非予約周波数の平均電力に対して６．６７ｄＢのクリッピング閾値Ｔ。
− ＴＲ部分のための（ランダムな分布を有する）５％の予約周波数または予約トーン。
− 予約トーンの７．５％の電力オーバヘッド。
− 非予約トーンの０％のＥＶＭ、すなわちＥＶＭ部分で起きないエラー。
３４から１６に指数関数的に減少する再挿入係数ｋ_ｎが取得され、１６個の段で使用される。

さらに別の例では、ＯＳＲが１で１６個の段、入力主信号１として用いられる２０４８個のサンプルを有するＯＦＤＭマルチキャリア信号、および前の例と同じそれぞれのサンプル値［１／２、−１／４、−１／２、３／８、１／２、−１／４、−１／２、９／１６、−１／２、１／４、−１／２、５／８、−１／２、１／４、１／２、−９／１６］を有する段１０の間にある１６個の非整数遅延手段８０、を用いる。
６．０ｄＢのＰＡＲを達成するために、以下のパラメータが使用される。
− 非予約周波数の平均電力に対して５．９７ｄＢのクリッピング閾値Ｔ。
− ＴＲ部分のための（ランダムな分布を有する）１０％の予約周波数または予約トーン。
− 予約トーンの１０％の電力オーバヘッド。
− 非予約トーンの０％のＥＶＭ、すなわちＥＶＭ部分で起きないエラー。
２１から７に指数関数的に減少する再挿入係数ｋ_ｎが取得され、１６個の段で使用される。

再挿入係数ｋ_ｎ（＋印）およびｊ_ｎ（○印）の集合とこれの変化とを説明する本発明の第２の実施形態に従う別の図を図３ｂは説明する。

この例示的に実施形態によれば、それぞれのサンプル値［１／２、−１／４、−１／２、３／８、１／２、−１／４、−１／２、１／８］を有する段１０の間にある８個の非整数遅延フィルタ８０を有するＯＳＲが１で８個の段、２０４８個のサンプルを有するＯＦＤＭマルチキャリア信号である入力主信号１が用いられる。４ｄＢのＰＡＲを達成するために、以下のパラメータが使用される。
− 非予約周波数の平均電力に対して３．８５ｄＢのクリッピング閾値Ｔ。
− ＴＲ部分のための（ランダムな分布を有する）５％の予約周波数または予約トーン。
− 予約トーンの５％の電力オーバヘッド。
− 非予約トーンの１３％のＥＶＭ。

前の例と同様に、出力信号２の周波数領域のサンプルには、
ｅｘｐ（−ｊ＊２π＊［周波数サンプル数］＊［１／２］＊√Ｎ）
が乗算される。ここで、Ｎは２０４８個のサンプルに等しい。続いて、この例示的な実施形態の２番目の段１０に対して、出力信号２の周波数領域のサンプルには、
ｅｘｐ（−ｊ＊２π＊［周波数サンプル数］＊［１／４］＊√Ｎ）
が乗算され、以下も同様である。

ここで、図３ｂに説明されるように、４ｄＢのＰＡＲを達成するために、８から３に指数関数的に減少する再挿入係数ｋ_ｎ（＋印）がＴＲ部分のために用いられ、同時に、０．４から１．１に指数関数的に増加する再挿入係数ｊ_ｎ（○印）がＥＶＭ部分のために用いられる。ＥＶＭ部分のための再挿入係数（○印）は見易さのために、１０倍にされている。

図示されていない別の例示的な実施形態では、６．３ｄＢのＰＡＲを達成するために、以下のパラメータとともに、ＯＳＲが１で、同じ数の段すなわち８段を用いる。
− 非予約周波数の平均電力に対して６．１７ｄＢのクリッピング閾値Ｔ。
− ＴＲ部分のための（ランダムな分布を有する）５％の予約周波数または予約トーン。
− 予約トーンの５％の電力オーバヘッド。
− 非予約トーンの２％のＥＶＭ。

この例では、２０から５に指数関数的に減少する再挿入係数ｋ_ｎ（＋印）がＴＲ部分のために用いられ、同時に、０．２から０．４に指数関数的に増加する再挿入係数ｊ_ｎ（○印）がＥＶＭ部分のために用いられる。

８段とＯＳＲが１とを用いるさらに別の実施形態は以下を達成する。
６．８ｄＢのＰＡＲを達成するために、以下のパラメータが使用される。
− 非予約周波数の平均電力に対して６．５７ｄＢのクリッピング閾値Ｔ。
− ＴＲ部分のための（ランダムな分布を有する）５％の予約周波数または予約トーン。
− 予約トーンの７．５％の電力オーバヘッド。
− 非予約トーンの０％のＥＶＭ。

この例では、３４から１６に指数関数的に減少する再挿入係数ｋ_ｎがＴＲ部分のために用いられる。

前述の図３ｂで説明されたものとほとんど同じ性能を達成するＴＲ部分のための再挿入係数の非指数関数的に減少する分布を示す別の例示的な実施形態を図３ｃは説明する。この例で用いられるパラメータは以下である。
− 非予約周波数の平均電力に対して３．８５ｄＢのクリッピング閾値Ｔ。
− ＴＲ部分のための（ランダムな分布を有する）５％の予約周波数または予約トーン。
− 予約トーンの５％の電力オーバヘッド。
− 非予約トーンの１３％のＥＶＭ。

図３ｃから見て取れるように、それぞれ８と３とであるＴＲ部分のための２種類の再挿入係数ｋ_ｎ（＋印）が考察される。再挿入係数ｊ_ｎ（○印）の分布は図３ｂに説明したものと同様である。

前述の通り、各段の周波数マスクまたはフィルタ１０は、予約トーンの周波数位置についてのＴＲ部分のための再挿入係数と、非予約トーンの周波数位置についての（存在する場合には）ＥＶＭ部分のための再挿入係数とで構成される。
図３ｂを用いて、４段目の周波数マスクまたはフィルタ５０の一部を生成でき、これは図４に説明される。図３ｂと図４とから見て取れるように、ＴＲ部分のための再挿入係数はｋ_ｎ＝５．３であり、ＥＶＭ部分のための再挿入係数はｊ_ｎ＝０．６３である（図３ｂでは１０倍されている）。

前述の通り本発明の実施形態によれば、受信機へのいかなるサイド情報の送信を避けるため、予約周波数のサブセットは送信に先立って選択される。この場合には、受信機の特別な動作は必要ない。別の実施形態では、予約周波数のサブセットはチャネルの品質またはその他のいかなる理由に依存して再選択されてもよい。この場合には、受信機は予約周波数を知らされ、または発信する。

さらに本発明の実施形態に従って、予約周波数は一般的にいかなる有用な情報を運ばない。その代わりに、非予約周波数は有用な情報を運ぶことを許される。別の実施形態では、予約周波数はいくつかの種類の情報を含んでもよい。これらの実施形態では、予約周波数は受信機によってデコードされもする。

図５ａは、本発明の第２の形態に係る少なくとも二つの連続して相互接続された段を備える通信に用いられる送信機のピーク電力を低減する方法のフローチャートを説明する。

ステップＳ１で、ある段への入力として主信号が提供される。入力主信号はマルチキャリア信号またはシングルキャリア信号である。さらに、入力主信号はもともと周波数領域または時間領域にある。
ステップＳ２で、入力主信号のオーバーシュート部分またはピークは、所定のクリッピング・レベルに基づいて抽出される。
ステップＳ３で、フィルタされたオーバーシュート部分の信号は、周波数応答を有するフィルタまたは周波数マスクを通される。ここで、少なくとも一つの段における少なくとも一つの予約周波数に対する周波数応答は、前の段における少なくとも一つの予約周波数の周波数応答より小さい。
ステップＳ４で、入力主信号の遅延バージョンとフィルタされたオーバーシュート部分の信号とを結合することによって、出力主信号が生成される。

図５ｂもまた、本発明の第２の形態に係る少なくとも二つの連続して相互接続された段を備える通信に用いられる送信機のピーク電力を低減する方法のフローチャートを説明する。しかしながらこの場合には、入力主信号はもともと周波数領域にあるとみなす。図５ａと同様に、ステップＳ１で、ある段の入力として主信号が提供される。続いて、ステップＦ２で、入力主信号は逆高速フーリエ変換器に提供され、逆高速フーリエ変換器は入力主信号を時間領域に変換するように構成される。
ステップＳ２で、所定のクリッピング・レベルに基づいて、入力主信号のオーバーシュート部分またはピークが抽出される。
さらに、ステップＦ３で、ステップＳ２において生成されたフィルタされたオーバーシュート部分の信号がまず高速フーリエ変換器に通され、続いて、ステップＳ３で、周波数応答を有するフィルタまたは周波数マスクを用いて、フィルタされたオーバーシュート部分の信号が生成される。ここで、少なくとも一つの段における少なくとも一つの予約周波数に対する周波数応答は、前の段における少なくとも一つの予約周波数の周波数応答より小さい。
その後、ステップＳ４で、ある単一の段からの出力主信号を生成するために、フィルタされたオーバーシュート部分またはピークの信号は、入力主信号の遅延バージョンに結合される。

本発明に係る送信機のピーク電力を低減する装置１００は、多くの異なる方法で実装できる。図６は本発明の第３の形態の概略ブロック図を説明する。ここでは、基地局２００の例示的な実施形態は本発明による装置１００を含む。図６で、例えば変調器、エンコーダ、アップ・コンバータ、フィルタ、およびその他の基地局要素のような本発明の理解に必要ない要素は省略している。図６によれば、入力主信号１は本発明による装置１００に転送される。装置１００からの出力信号２はさらに、デジタル・ツー・アナログ変換器（Ｄ／Ａ）３００を通されることによって、時間連続信号３に変換される。時間連続信号３は続いて電力増幅器（ＰＡ）４００を用いて増幅され、ＰＡからの出力はアンテナに供給され送信される。

当業者であれば本発明は多くの方法で実現できることを理解する。装置はデジタル回路を用いたハードウェアや単一の処理回路内のソフトウェアとして実現できる。さらに、本発明で説明されたフィルタは、ＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタを用いても、ＩＩＲ（無限インパルス応答）フィルタを用いても、ＦＩＲフィルタとＩＩＲフィルタとの組み合わせを用いても実現できる。よって、本発明が実装されるであろう最もよいフィルタ構造を用いることが出来よう。

本発明はいくつかの好適な実施形態の観点から説明されたが、これらの代替、変形、順列、および均等物は、明細書を読み図面を観察すれば当業者には明らかであろうと意図する。従って、以下の添付の請求の範囲は、本発明の範囲に含まれるこのような代替、変形、順列および均等物を含むことを意図する。

Claims (13)

1. 通信システムで用いる送信機のピーク電力を低減する装置（１００）であって、
   前記装置（１００）は、連続する相互接続されたｎ個の段（１０）であって、ｎは２以上であり、前記ｎ個の段の各段（１０）は入力主信号（１）と出力主信号（２）とを有する段（１０）を備え、
   前記ｎ個の段の各段（１０）は、
   所定のクリッピング・レベルに基づいて前記入力主信号のオーバーシュート部分又はピーク（３１）を抽出する抽出器（３０）と、
   フィルタされたオーバーシュート部分の信号（５１）を生成するための周波数応答を有するフィルタ（５０）であって、前記ｎ個の段（１０）の少なくとも１段における少なくとも一つの予約周波数に対する周波数応答は、前の段における前記少なくとも一つの予約周波数に対する周波数応答より小さいフィルタ（５０）と、
   前記フィルタされたオーバーシュート部分の信号（５１）を前記入力主信号（１）の遅延バージョン（６１）から減算することにより前記出力主信号（２）を生成するように構成される合成器（７０）と
   を備え、
   前記フィルタ（５０）は、前記ｎ個の段（１０）の少なくとも１段における少なくとも一つの非予約周波数に対する周波数応答を有し、該周波数応答は前の段における前記少なくとも一つの非予約周波数に対する周波数応答より大きいように構成され、
   前記フィルタ（５０）は、前記少なくとも一つの予約周波数に第１の再挿入係数（ｋ _１ …ｋ _ｎ ）を適用するように構成され、前記ｎ個の段（１０）の少なくとも１段における該再挿入係数（ｋ _２ …ｋ _ｎ ）は前の段における該再挿入係数（ｋ _１ …ｋ _ｎ−１ ）より小さく、前記フィルタ（５０）の前記少なくとも一つの予約周波数に対する周波数応答は、前記第１の再挿入係数（ｋ _１ …ｋ _ｎ ）で表され、
   前記フィルタ（５０）は、前記少なくとも一つの非予約周波数に第２の再挿入係数（ｊ _１ …ｊ _ｎ ）を適用するように構成され、前記ｎ個の段（１０）の少なくとも１段における該再挿入係数（ｊ _２ …ｊ _ｎ ）は前の段における該再挿入係数（ｊ _１ …ｊ _ｎ−１ ）より大きく、前記フィルタ（５０）の前記少なくとも一つの非予約周波数に対する周波数応答は、前記第２の再挿入係数（ｊ _１ …ｊ _ｎ ）で表される
   ことを特徴とする装置（１００）。
2. 前記ｎ個の段（１０）の間に置かれ、前記出力主信号（２）の非整数サンプルの遅延バージョンとして出力信号（３）を生成するように構成される非整数遅延フィルタ（８０）をさらに含み、前記出力信号（３）は前記段（１０）に後続する段の前記入力主信号（１）であることを特徴とする請求項１に記載の装置（１００）。
3. 前記少なくとも一つの予約周波数に適用される前記フィルタ（５０）の前記再挿入係数（ｋ_１…ｋ_ｎ）は、前記ｎ個の段にわたって減少する傾向を示し、同時に、前記少なくとも一つの非予約周波数に適用される前記フィルタ（５０）の前記再挿入係数（ｊ_１…ｊ_ｎ）は、前記ｎ個の段にわたって増加する傾向を示すことを特徴とする請求項１又は２に記載の装置（１００）。
4. 前記少なくとも一つの予約周波数に適用される前記フィルタ（５０）の前記再挿入係数（ｋ_１…ｋ_ｎ）は、段数（１０）に対して指数関数的に又は線形に減少することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の装置（１００）。
5. 前記少なくとも一つの非予約周波数に適用される前記フィルタ（５０）の前記再挿入係数（ｊ_１…ｊ_ｎ）は、段数（１０）に対して指数関数的に又は線形に増加することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の装置（１００）。
6. 前記抽出器（３０）は、前記所定のクリッピング・レベルを超過する前記入力主信号（１）の前記オーバーシュート部分又はピーク（３１）を抽出するように構成されることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の装置（１００）。
7. ｎは２以上であるｎ個の連続する段（１０）を備える通信システムで用いる送信機のピーク電力を低減する方法であって、
   前記ｎ個の段の各段に対して、前記方法は、
   入力主信号（１）を提供するステップ（Ｓ１）と、
   所定のクリッピング・レベルに基づいて前記入力主信号のオーバーシュート部分又はピーク（３１）を抽出するステップ（Ｓ２）と、
   周波数応答を有するフィルタ（５０）を用いてフィルタされたオーバーシュート部分の信号（５１）を生成するステップ（Ｓ３）であって、前記ｎ個の段の少なくとも１段における少なくとも一つの予約周波数に対する周波数応答は、前の段における前記少なくとも一つの予約周波数に対する周波数応答より小さいステップ（Ｓ３）と、
   合成器（７０）を用いて前記フィルタされたオーバーシュート部分の信号（５１）を前記入力主信号（１）の遅延バージョン（６１）から減算することによって、前記段（１０）からの出力主信号（２）を生成するステップ（Ｓ４）と
   を備え、
   前記フィルタされたオーバーシュート部分の信号（５１）を生成するステップ（Ｓ３）において、前記ｎ個の段（１０）の少なくとも１段における少なくとも一つの非予約周波数に対する周波数応答は前の段における前記少なくとも一つの非予約周波数に対する周波数応答より大きく、
   前記フィルタされたオーバーシュート部分の信号（５１）を生成するステップ（Ｓ３）は、前記少なくとも一つの予約周波数に第１の再挿入係数（ｋ _１ …ｋ _ｎ ）を適用するステップを備え、前記ｎ個の段（１０）の少なくとも１段における該再挿入係数（ｋ _２ …ｋ _ｎ ）は前の段における該再挿入係数（ｋ _１ …ｋ _ｎ−１ ）より小さく、
   前記フィルタされたオーバーシュート部分の信号（５１）を生成するステップ（Ｓ３）は、前記少なくとも一つの非予約周波数に第２の再挿入係数（ｊ _１ …ｊ _ｎ ）を適用する工程を備え、前記ｎ個の段（１０）の少なくとも１段における該再挿入係数（ｊ _２ …ｊ _ｎ ）は前の段における該再挿入係数（ｊ _１ …ｊ _ｎ−１ ）より大きい
   ことを特徴とする方法。
8. 前記出力主信号（２）の非整数サンプルの遅延バージョンとして出力信号（３）を生成するステップをさらに備え、前記出力信号（３）は前記段（１０）に後続する段の前記入力主信号（１）として提供されることを特徴とする請求項７に記載の方法。
9. 前記少なくとも一つの予約周波数に適用される前記フィルタ（５０）の前記再挿入係数（ｋ_１…ｋ_ｎ）は、前記ｎ個の段にわたって減少する傾向を示し、同時に、前記少なくとも一つの非予約周波数に適用される前記フィルタ（５０）の前記再挿入係数（ｊ_１…ｊ_ｎ）は、前記ｎ個の段にわたって増加する傾向を示すことを特徴とする請求項７又は８に記載の方法。
10. 前記少なくとも一つの予約周波数に適用される前記フィルタ（５０）の前記再挿入係数（ｋ_１…ｋ_ｎ）は、段数（１０）に対して指数関数的に又は線形に減少することを特徴とする請求項７乃至９のいずれか１項に記載の方法。
11. 前記少なくとも一つの非予約周波数に適用される前記フィルタ（５０）の前記再挿入係数（ｊ_１…ｊ_ｎ）は、段数（１０）に対して指数関数的に又は線形に増加することを特徴とする請求項７乃至１０のいずれか１項に記載の方法。
12. 前記抽出するステップ（Ｓ２）において、前記所定のクリッピング・レベルを超過する前記入力主信号（１）の前記オーバーシュート部分又はピーク（３１）を抽出することを特徴とする請求項７乃至１１のいずれか１項に記載の方法。
13. 請求項１乃至６のいずれか１項によるピーク電力を低減する装置を備える通信システムの基地局（２００）。

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