JP5011509B2 - Control device for rotating electrical machine - Google Patents

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Description

この発明は、回転電機の制御装置に関し、特に、回転電機へ供給する複合電流を制御する回転電機の制御装置に関する。   The present invention relates to a control device for a rotating electrical machine, and more particularly to a control device for a rotating electrical machine that controls a composite current supplied to the rotating electrical machine.

従来、供給された複合電流を制御する方法として、例えば、６相交流電流を検出して複数のロータ分の電流を分離し、それぞれをベクトル制御する「回転電機の制御装置」（特許文献１参照）が知られている。
この「回転電機の制御装置」には、２つのロータと１つのステータからなる回転電機の制御装置として、ステータコイルに対して複合電流を供給する際、２つのロータそれぞれに、ベクトル制御方式により目標電流を定めて両者を合算し供給することが開示されている。ここでは、各々のロータでベクトル制御を行うために、ステータに流れている複合電流を各々のロータに対応する電流に分離し、当該分離した電流に基づきロータ各々のベクトル制御の電流フィードバック制御用の電流としていた。
特開平１１−３５６１００号公報 Conventionally, as a method of controlling a supplied composite current, for example, a “rotary electric machine control device” that detects a six-phase AC current, separates currents for a plurality of rotors, and performs vector control on each of them (see Patent Document 1) )It has been known.
In this “rotary electric machine control device”, as a rotary electric machine control device comprising two rotors and one stator, when a composite current is supplied to the stator coil, each of the two rotors is controlled by a vector control method. It is disclosed that the current is determined and both are added and supplied. Here, in order to perform vector control in each rotor, the composite current flowing in the stator is separated into currents corresponding to the respective rotors, and current feedback control for vector control of each rotor based on the separated currents. It was current.
JP 11-356100 A

しかしながら、ステータに流れている複合電流を各々のロータに対応する電流に分離するためには、各々のロータに対応した相数分の電流検出が必要であった。このため、電流検出を行うための手段を必要とし、それに伴うコスト上昇等が避けられなかった。
この発明の目的は、複合電流の分離を伴わず、電流検出を行うための手段を必要としない回転電機の制御装置を提供することである。 However, in order to separate the composite current flowing in the stator into currents corresponding to the respective rotors, it is necessary to detect currents corresponding to the number of phases corresponding to the respective rotors. For this reason, a means for performing current detection is required, and the accompanying cost increase cannot be avoided.
An object of the present invention is to provide a control device for a rotating electrical machine that does not involve separation of composite current and does not require means for performing current detection.

上記目的を達成するため、この発明に係る回転電機の制御装置は、複数のロータ、及び前記複数のロータに対し各々の回転磁場を発生する共通のコイルを備えたステータを有する回転電機に、多相インバータを介して、前記共通のコイルに各々のロータに対応する電流を重畳した複合電流を供給する回転電機の制御装置において、前記複数のロータの各々の要求トルクに基づいて、各々のロータの電流ベクトル指令値を生成する電流ベクトル指令値生成手段と、前記共通のコイルの電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段により検出された検出値から、一方のロータの電流ベクトル指令値を減算することで他方のロータに作用している電流を抽出する電流分離手段と、前記電流分離手段により抽出された他方のロータの電流検出値に基づいて、他方のロータの電流ベクトル制御を行う電流ベクトル制御手段とを備えることを特徴としている。   In order to achieve the above object, a control device for a rotating electrical machine according to the present invention includes a plurality of rotors and a rotating electrical machine having a stator having a common coil that generates a rotating magnetic field for each of the plurality of rotors. In a control apparatus for a rotating electrical machine that supplies a composite current in which a current corresponding to each rotor is superimposed on the common coil via a phase inverter, based on the required torque of each of the plurality of rotors, From the current vector command value generating means for generating a current vector command value, the current detection means for detecting the current of the common coil, and the detection value detected by the current detection means, the current vector command value of one rotor is obtained. Current separation means for extracting the current acting on the other rotor by subtraction, and the current detection value of the other rotor extracted by the current separation means Based on, it is characterized by comprising a current vector control means for performing current vector control of the other rotor.

また、この発明において、前記電流分離手段は、前記各々のロータの電流ベクトル指令値に基づいて、各々のロータ毎に対応する相電流を演算する目標相電流演算手段と、前記電流検出手段により検出された検出相電流から他のロータの目標相電流を除いた値を制御対象ロータの相電流値のフィードバック電流として、各ロータの電流ベクトルを演算する電流ベクトル検出手段とを備え、前記電流ベクトル制御手段は、前記電流ベクトル検出手段の出力値と前記電流ベクトル指令値生成手段の出力値との差分に基づいて、前記多相インバータにおける各々のロータの相電圧を演算する相電圧演算手段とを備えることが好ましい。   In the present invention, the current separation means is detected by a target phase current calculation means for calculating a phase current corresponding to each rotor based on the current vector command value of each rotor, and detected by the current detection means. Current vector detection means for calculating a current vector of each rotor using a value obtained by removing the target phase current of the other rotor from the detected phase current as a feedback current of the phase current value of the rotor to be controlled. The means comprises phase voltage calculation means for calculating the phase voltage of each rotor in the multiphase inverter based on the difference between the output value of the current vector detection means and the output value of the current vector command value generation means. It is preferable.

また、この発明において、前記電流分離手段は、前記電流検出手段により検出された検出値を、一方のロータの回転系において座標変換を行い一方のロータの電流ベクトルとして演算する電流ベクトル検出手段と、前記電流ベクトル指令値生成手段により演算された他方の電流ベクトル指令値を、一方のロータの回転系において座標変換を行い一方のロータの電流ベクトルとして演算する電流ベクトル指令値変換手段とを備え、前記電流ベクトル制御手段は、前記電流ベクトル指令値生成手段により演算された一方の電流ベクトル指令値、及び前記電流ベクトル指令値変換手段により演算された他方の電流ベクトル指令値を合算した値と、前記電流ベクトル検出手段により演算された電流ベクトル検出値との差分に基づいて、前記多相インバータにおける一方の相電圧を演算する相電圧演算手段とを備えることが好ましい。   Further, in the present invention, the current separation means includes a current vector detection means for performing a coordinate conversion on the detected value detected by the current detection means in a rotation system of one rotor and calculating as a current vector of one rotor, Current vector command value conversion means for performing coordinate conversion on the other current vector command value calculated by the current vector command value generation means in a rotation system of one rotor and calculating as a current vector of one rotor, and The current vector control means includes a value obtained by adding one current vector command value calculated by the current vector command value generation means and the other current vector command value calculated by the current vector command value conversion means, and the current Based on the difference from the current vector detection value calculated by the vector detection means, the polyphase inverter It is preferable to provide a phase voltage calculating means for calculating a one phase voltage at the motor.

また、この発明において、前記電流分離手段は、更に、前記電流ベクトル指令値生成手段により演算された一方の電流ベクトル指令値、及び前記電流ベクトル指令値変換手段により演算された他方の電流ベクトル指令値を合算した値と、前記電流ベクトル検出手段により演算された電流ベクトル検出値との差分を、他方のロータの回転系において座標変換を行い他方のロータの電流ベクトルを演算する第２の電流ベクトル検出手段を備え、前記電流ベクトル制御手段は、更に、前記第２の電流ベクトル検出手段からの出力に基づいて、前記多相インバータにおける他方の相電圧を演算する相電圧演算手段とを備えることが好ましい。   In the present invention, the current separation means further includes one current vector command value calculated by the current vector command value generation means and the other current vector command value calculated by the current vector command value conversion means. The second current vector detection for calculating the current vector of the other rotor by performing coordinate conversion on the difference between the sum of the values and the current vector detection value calculated by the current vector detecting means in the rotation system of the other rotor Preferably, the current vector control means further comprises phase voltage calculation means for calculating the other phase voltage in the multiphase inverter based on the output from the second current vector detection means. .

また、この発明において、前記電流分離手段は、前記電流検出手段により検出された検出値を、一方のロータの回転系において座標変換を行い一方のロータの電流ベクトルとして演算する電流ベクトル検出手段と、前記電流ベクトル指令値生成手段により演算された他方の電流ベクトル指令値を、一方のロータの回転系において座標変換を行い一方のロータの電流ベクトルとして演算する電流ベクトル指令値変換手段とを備え、前記電流ベクトル制御手段は、前記電流ベクトル指令値生成手段により演算された一方の電流ベクトル指令値と、電流ベクトル検出手段により演算された電流ベクトル検出値、及び電流ベクトル指令値変換手段により演算された他方の電流ベクトル指令値の差分値との差分に基づいて、前記多相インバータにおける一方の相電圧を演算する相電圧演算手段とを備えることが好ましい。   Further, in the present invention, the current separation means includes a current vector detection means for performing a coordinate conversion on the detected value detected by the current detection means in a rotation system of one rotor and calculating as a current vector of one rotor, Current vector command value conversion means for performing coordinate conversion on the other current vector command value calculated by the current vector command value generation means in a rotation system of one rotor and calculating as a current vector of one rotor, and The current vector control means includes one current vector command value calculated by the current vector command value generation means, a current vector detection value calculated by the current vector detection means, and the other calculated by the current vector command value conversion means. Based on the difference between the current vector command value and the difference value in the multiphase inverter It is preferable to provide a phase voltage calculating means for calculating a phase voltage of the square.

また、この発明において、前記電流分離手段は、更に、前記電流ベクトル指令値生成手段により演算された一方の電流ベクトル指令値と、前記電流ベクトル検出手段により演算された電流ベクトル検出値との差分を、他方のロータの回転系において座標変換を行い他方のロータの電流ベクトルを演算する第２の電流ベクトル検出手段とを備え、前記電流ベクトル制御手段は、更に、前記電流ベクトル指令値生成手段により演算された他方の電流ベクトル指令値と、前記第２の電流ベクトル検出手段により演算された他方の電流ベクトル検出値との差分に基づいて、前記多相インバータにおける他方の相電圧を演算する相電圧演算手段とを備えることが好ましい。   In the present invention, the current separation means further calculates a difference between one current vector command value calculated by the current vector command value generation means and a current vector detection value calculated by the current vector detection means. A second current vector detecting means for performing coordinate transformation in the rotation system of the other rotor and calculating a current vector of the other rotor, wherein the current vector control means is further operated by the current vector command value generating means. Phase voltage calculation for calculating the other phase voltage in the multi-phase inverter based on the difference between the other current vector command value and the other current vector detection value calculated by the second current vector detection means Means.

また、この発明において、前記電流ベクトル指令値生成手段により演算された電流ベクトル指令値が入力し、前記電流ベクトル指令値に基づき推定電流値を演算し出力するフィルタを備えたことが好ましい。
また、この発明において、前記フィルタは、入力した一方の電流ベクトル指令値に基づいて推定電流値を演算し出力する第１のフィルタと、入力した他方の電流ベクトル指令値に基づいて推定電流値を演算し出力する第２のフィルタからなることが好ましい。 In the present invention, it is preferable that a filter is provided that inputs the current vector command value calculated by the current vector command value generation means, calculates an estimated current value based on the current vector command value, and outputs the estimated current value.
In the present invention, the filter calculates a first current value based on one input current vector command value and outputs the estimated current value, and calculates an estimated current value based on the other current vector command value input. It is preferable to comprise the 2nd filter which calculates and outputs.

この発明によれば、電流ベクトル指令値生成手段により、複数のロータの各々の要求トルクに基づいて、各々のロータの電流ベクトル指令値が生成され、電流分離手段により、共通のコイルの電流を検出する電流検出手段にって検出された検出値から、一方のロータの電流ベクトル指令値を減算することで他方のロータに作用している電流が抽出され、電流ベクトル制御手段により、電流分離手段によって抽出された他方のロータの電流検出値に基づき、他方のロータの電流ベクトル制御が行われる。これにより、複合電流の分離を伴わず、電流検出を行うための手段を必要としない。   According to this invention, the current vector command value generating means generates the current vector command value of each rotor based on the required torque of each of the plurality of rotors, and the current separating means detects the current of the common coil. The current acting on the other rotor is extracted by subtracting the current vector command value of one rotor from the detection value detected by the current detection means, and the current vector control means Based on the extracted current detection value of the other rotor, current vector control of the other rotor is performed. This eliminates complex current separation and eliminates the need for means for performing current detection.

以下、この発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する。
（第１実施の形態）
図１は、この発明の第１実施の形態に係る回転電機の電流制御装置の構成を示すブロック図である。図１に示すように、回転電機の電流制御装置１０は、トルク制御器（電流ベクトル指令値生成手段）１１、ローパスフィルター（ＬＰＦ）１２，１３、電流ベクトル制御部（電流ベクトル制御手段）１４、電流分離部（電流分離手段）１５、インバータＵＶＷ（多相インバータ）１６、インバータＸＹＺ（多相インバータ）１７、電流センサ（電流検出手段）１８，１９、位相演算部２０、減算器２１ａ〜２１ｈ、及び加算器２２ａ〜２２ｆを有している。この多相インバータ（インバータＵＶＷ１６及びインバータＸＹＺ１７）からモータ（回転電機）Ｍへ、複合電流が供給される。 The best mode for carrying out the present invention will be described below with reference to the drawings.
(First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a current controller for a rotating electrical machine according to the first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, a current controller 10 for a rotating electrical machine includes a torque controller (current vector command value generation means) 11, low-pass filters (LPF) 12 and 13, a current vector control unit (current vector control means) 14, Current separation unit (current separation unit) 15, inverter UVW (multiphase inverter) 16, inverter XYZ (multiphase inverter) 17, current sensors (current detection unit) 18, 19, phase calculation unit 20, subtractors 21a to 21h, And adders 22a to 22f. A composite current is supplied from the multi-phase inverter (inverter UVW16 and inverter XYZ17) to the motor (rotating electric machine) M.

電流ベクトル制御部１４は、ＰＩ（比例・積分）制御器（ＰＩ ｃｕｒｒｅｎｔ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）２３、ＰＩ制御器２４、ｄｑ_out→６相変換器２５、及びｄｑ_in→６相変換器２６を有している。電流分離部１５は、ｕｗ→ｄｑ_out座標変換器２７、ｕｗ→ｄｑ_in座標変換器２８、ｄｑ_out→ｕｗ座標変換器２９、ｄｑ_in→ｕｗ座標変換器３０を有している。
図２は、モータの回転軸に沿う断面説明図である。図２に示すように、モータＭは、円筒状の１個のステータＳと、ステータＳの内側と外側に所定のギャップを設けて配置された、それぞれ独立に回転する２個のロータ（インナロータ、アウタロータ）Ｒを有する複合モータであり、１ステータでありながら、そのトルク・回転を独立に駆動することができる。つまり、インナロータＲｉとアウタロータＲｏは、これらを格納するモータハウジングＨに対し、回転自在に、且つ、同一軸心状態に配置されている。 The current vector control unit 14 includes a PI (proportional / integral) controller 23, a PI controller 24, a dq_out → 6-phase converter 25, and a dq_in → 6-phase converter 26. The current separation unit 15 includes a uw → dq_out coordinate converter 27, a uw → dq_in coordinate converter 28, a dq_out → uw coordinate converter 29, and a dq_in → uw coordinate converter 30.
FIG. 2 is an explanatory cross-sectional view along the rotation axis of the motor. As shown in FIG. 2, the motor M includes a cylindrical stator S, and two rotors (inner rotor, It is a composite motor having an outer rotor (R), and its torque and rotation can be independently driven while it is a single stator. That is, the inner rotor Ri and the outer rotor Ro are rotatably arranged in the same axial center state with respect to the motor housing H that stores them.

図３は、図２のステータ及びロータを示す回転軸に直交する方向の断面説明図である。図３に示すように、インナロータＲｉは、一方の半周をＳ極、他方の半周をＮ極とした一対の永久磁石で構成され、アウタロータＲｏは、インナロータＲｉの一極当たり２倍の極数を持つように永久磁石極が配置されている。つまり、インナロータＲｉは、Ｓ極、Ｎ極の２極構造であり、アウタロータＲｏは、各２個のＳ極、Ｎ極がそれぞれ９０度毎に入れ替わるように配置された、４極構造である。
このように、各ロータＲの磁極を配置すると、インナロータＲｉの磁石はアウタロータＲｏの磁石により回転力を与えられることがなく、その逆にアウタロータＲｏの磁石がインナロータＲｉの磁石により回転力を与えられることもない。 FIG. 3 is a cross-sectional explanatory view in a direction perpendicular to the rotation axis showing the stator and rotor of FIG. As shown in FIG. 3, the inner rotor Ri is composed of a pair of permanent magnets having one half circumference as the S pole and the other half circumference as the N pole, and the outer rotor Ro has twice the number of poles per pole of the inner rotor Ri. Permanent magnet poles are arranged to hold. That is, the inner rotor Ri has a two-pole structure of S poles and N poles, and the outer rotor Ro has a four-pole structure in which each of the two S poles and N poles is replaced every 90 degrees.
When the magnetic poles of each rotor R are arranged in this way, the magnet of the inner rotor Ri is not given a rotational force by the magnet of the outer rotor Ro, and conversely, the magnet of the outer rotor Ro is given a rotational force by the magnet of the inner rotor Ri. There is nothing.

ここで、インナロータＲｉの磁石がアウタロータＲｏに及ぼす影響を考えてみる。簡易的にインナロータＲｉは固定状態とする。インナロータＲｉのＳ極と、これに対峙するアウタロータＲｏの上側磁石Ｓ・Ｎとの関係において、図示の状態で仮にインナロータＲｉのＳ極が出す磁力を受けて、アウタロータＲｏの上側磁石Ｓ・Ｎが時計回り方向に回転しようとすると、インナロータＲｉのＮ極と、これに対峙するアウタロータＲｏの下側磁石Ｓ・Ｎとの関係においては、インナロータＲｉのＮ極によりアウタロータＲｏの下側磁石Ｓ・Ｎが反時計回り方向に回転しようとする。   Here, consider the influence of the magnet of the inner rotor Ri on the outer rotor Ro. For simplicity, the inner rotor Ri is fixed. In the relationship between the S pole of the inner rotor Ri and the upper magnets S and N of the outer rotor Ro facing it, the upper magnets S and N of the outer rotor Ro receive the magnetic force generated by the S pole of the inner rotor Ri in the illustrated state. When trying to rotate in the clockwise direction, in the relationship between the N pole of the inner rotor Ri and the lower magnet S · N of the outer rotor Ro facing it, the lower magnet S · N of the outer rotor Ro is driven by the N pole of the inner rotor Ri. Tries to rotate counterclockwise.

つまり、インナロータＲｉのＳ極がアウタロータＲｏの上側磁石Ｓ・Ｎに及ぼす磁力と、インナロータＲｉのＮ極がアウタロータＲｏの下側磁石Ｓ・Ｎに及ぼす磁力とが、丁度相殺することになり、アウタロータＲｏは、インナロータＲｉとは関係なくステータＳとの関係だけで制御可能になる。このことは、後述するようにステータコイルＬに発生する回転磁場とロータＲとの間でも同じである。
ステータＳは、アウタロータＲｏの１磁極当たり３個のコイルＬで構成され、合計１２個（＝３×４）のコイルＬが同一の円周上に等分に配置されている。なお、コイルＬと同数のコアＣが、円周上に等分に所定の間隔（ギャップ）をおいて配列されている。
このように、回転電機Ｍは、複数のロータＲ、及び複数のロータＲに対し各々の回転磁場を発生する共通のコイルＬを備えたステータＳを有している。 In other words, the magnetic force exerted by the S pole of the inner rotor Ri on the upper magnets S · N of the outer rotor Ro and the magnetic force exerted by the N pole of the inner rotor Ri on the lower magnets S · N of the outer rotor Ro just cancel each other. Ro can be controlled only by the relationship with the stator S regardless of the inner rotor Ri. This is the same between the rotating magnetic field generated in the stator coil L and the rotor R, as will be described later.
The stator S is composed of three coils L per magnetic pole of the outer rotor Ro, and a total of 12 (= 3 × 4) coils L are equally arranged on the same circumference. Note that the same number of cores C as the coils L are arranged on the circumference equally spaced at a predetermined interval (gap).
Thus, the rotating electrical machine M includes a plurality of rotors R and a stator S including a common coil L that generates a rotating magnetic field for each of the plurality of rotors R.

図４は、図１のモータの相構造を示す説明図である。図４に示すように、モータＭには、６本の給電線が接続され、１２個のステータＳ（図３参照）において対角に位置するステータＳは、同じ給電線により給電されている。このモータＭは、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相、Ｘ，Ｙ，Ｚの各相からなる複合６相モータとして構成され、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の給電線はインバータＵＶＷ１６に、Ｘ，Ｙ，Ｚの各相の給電線はインバータＸＹＺ１７に、それぞれ接続される。   FIG. 4 is an explanatory diagram showing a phase structure of the motor of FIG. As shown in FIG. 4, six power supply lines are connected to the motor M, and the stators S located diagonally in the twelve stators S (see FIG. 3) are supplied with power by the same power supply line. The motor M is configured as a composite six-phase motor including U, V, and W phases and X, Y, and Z phases, and the U, V, and W phases are connected to the inverter UVW16 by X, The feed lines for the phases Y and Z are connected to the inverter XYZ17, respectively.

図５は、図１のモータのインナロータとアウタロータの位相差を表にして示す説明図である。図５に示すように、６相の複合モータＭのインナロータＲｉとアウタロータＲｏは、それぞれ１２０度の位相差を持つＵ，Ｖ，Ｗの各相とＸ，Ｙ，Ｚの各相の組からなり、これらＵ，Ｖ，Ｗの各相で中性点を接続し、Ｘ，Ｙ，Ｚの各相で中性点を接続する。Ｕ相とＹ相は、１８０度の位相差を持ち、それぞれには３相インバータ（インバータＵＶＷ１６、インバータＸＹＺ１７）を用いて電力が供給される。この結果、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相とＸ，Ｙ，Ｚの各相の組からなる複合６相のモータＭは、位相差において、図５に示す関係が成立している（特開２００３−２９９３９２号公報参照）。   FIG. 5 is an explanatory diagram showing the phase difference between the inner rotor and the outer rotor of the motor shown in FIG. As shown in FIG. 5, the inner rotor Ri and the outer rotor Ro of the six-phase composite motor M are composed of a set of U, V, W phases and X, Y, Z phases each having a phase difference of 120 degrees. The neutral points are connected in these U, V, and W phases, and the neutral points are connected in the X, Y, and Z phases. The U phase and the Y phase have a phase difference of 180 degrees, and power is supplied to each using a three-phase inverter (inverter UVW16, inverter XYZ17). As a result, the composite six-phase motor M composed of a set of U, V, and W phases and X, Y, and Z phases has the relationship shown in FIG. -299392).

インナロータＲｉとアウタロータＲｏの両ロータ軸には、それぞれ回転角度センサ３１ａ，３１ｂが取り付けられており（図１参照）、回転角度センサ３１ａ，３１ｂにより、インナロータＲｉとアウタロータＲｏの位相情報が取得される。取得された位相情報は、位相演算部２０に入力し、位相演算部２０から、演算結果であるインナロータ回転角（θ_in）及びアウタロータ回転角（θ_out）が出力される。   Rotation angle sensors 31a and 31b are attached to the rotor shafts of the inner rotor Ri and the outer rotor Ro, respectively (see FIG. 1), and phase information of the inner rotor Ri and the outer rotor Ro is acquired by the rotation angle sensors 31a and 31b. . The acquired phase information is input to the phase calculation unit 20, and the inner rotor rotation angle (θ_in) and the outer rotor rotation angle (θ_out), which are calculation results, are output from the phase calculation unit 20.

このモータＭの同一ステータＳに形成した共通のコイルＬに、電流制御装置１０は、インバータＵＶＷ１６及びインバータＸＹＺ１７を介して、複数のロータ（インナロータＲｉとアウタロータＲｏ）のそれぞれに対応する電流を重畳した複合電流を供給する。ロータＲのＵ，Ｖ，Ｗの各相を駆動するインバータＵＶＷ１６の、Ｕ相出力にはＵ相電流センサ１８が、Ｗ相出力にはＷ相電流センサ１９が、それぞれ設置されており、検出相電流値（ｉｕ，ｉｗ）を得る。つまり、Ｕ相電流センサ１８及びＷ相電流センサ１９は、ステータＳに備えられた共通のコイルの電流を検出する。   The current control device 10 superimposes current corresponding to each of the plurality of rotors (inner rotor Ri and outer rotor Ro) via the inverter UVW16 and the inverter XYZ17 on the common coil L formed on the same stator S of the motor M. Supply composite current. The inverter UVW16 that drives the U, V, and W phases of the rotor R is provided with a U-phase current sensor 18 for the U-phase output and a W-phase current sensor 19 for the W-phase output. A current value (iu, iw) is obtained. That is, the U-phase current sensor 18 and the W-phase current sensor 19 detect the current of the common coil provided in the stator S.

図１に示すように、トルク制御器１１は、インナロータＲｉ及びアウタロータＲｏそれぞれのトルク指令値（Ｔｅ_in*，Ｔｅ_out*）と回転速度（ω_in，ω_out）の入力により、アウタｄｑ軸電流指令値（ｉｄ_out*，ｉｑ_out*）及びインナｄｑ軸電流指令値（ｉｄ_in*，ｉｑ_in*）を出力する。トルク制御器１１から出力された、アウタｄｑ軸電流指令値（ｉｄ_out*，ｉｑ_out*）は、減算器２１ａ，２１ｂ及びフィルタ１２に、インナｄｑ軸電流指令値（ｉｄ_in*，ｉｑ_in*）は、減算器２１ｃ，２１ｄ及びフィルタ１３に、それぞれ入力する。   As shown in FIG. 1, the torque controller 11 receives an outer dq-axis current command value (id_out) by inputting torque command values (Te_in *, Te_out *) and rotational speeds (ω_in, ω_out) of the inner rotor Ri and the outer rotor Ro. *, Iq_out *) and inner dq-axis current command value (id_in *, iq_in *) are output. The outer dq axis current command value (id_out *, iq_out *) output from the torque controller 11 is subtracted from the subtracters 21a and 21b and the filter 12, and the inner dq axis current command value (id_in *, iq_in *) is subtracted. The data are input to the devices 21c and 21d and the filter 13, respectively.

アウタｄｑ軸電流指令値（ｉｄ_out*）が入力した減算器２１ａは、電流分離部１５のｕｗ→ｄｑ_out座標変換器２７からの検出電流値（ｉｄ_out）を減算処理して、アウタｄｑ軸電流指令値（ｉｑ_out*）が入力した減算器２１ｂは、ｕｗ→ｄｑ_out座標変換器２７からの検出電流値（ｉｑ_out）を減算処理して、それぞれ演算結果を電流ベクトル制御部１４のＰＩ制御器２３に出力する。
インナｄｑ軸電流指令値（ｉｄ_in*）が入力した減算器２１ｃは、電流分離部１５のｕｗ→ｄｑ_in座標変換器２８からの検出電流値（ｉｄ_in）を減算処理して、インナｄｑ軸電流指令値（ｉｑ_in*）が入力した減算器２１ｄは、ｕｗ→ｄｑ_in座標変換器２８からの検出電流値（ｉｑ_in）を減算処理して、それぞれ演算結果を電流ベクトル制御部１４のＰＩ制御器２４に出力する。 The subtractor 21a to which the outer dq-axis current command value (id_out *) is input subtracts the detected current value (id_out) from the uw → dq_out coordinate converter 27 of the current separation unit 15 to obtain the outer dq-axis current command value. The subtractor 21b to which (iq_out *) has been input subtracts the detected current value (iq_out) from the uw → dq_out coordinate converter 27 and outputs the calculation result to the PI controller 23 of the current vector control unit 14, respectively. .
The subtractor 21c to which the inner dq-axis current command value (id_in *) is input subtracts the detected current value (id_in) from the uw → dq_in coordinate converter 28 of the current separation unit 15 to obtain the inner dq-axis current command value. The subtractor 21d to which (iq_in *) is input subtracts the detected current value (iq_in) from the uw → dq_in coordinate converter 28, and outputs the calculation result to the PI controller 24 of the current vector control unit 14, respectively. .

フィルタ１２からの出力は、ｄｑ_out→ｕｗ座標変換器２９に、フィルタ１３からの出力は、ｄｑ_in→ｕｗ座標変換器３０に、それぞれ入力する。
ＰＩ制御器２３から出力されたアウタ電圧指令値（ｖｄ_out，ｖｑ_out）は、ｄｑ_out→６相変換器２５に、ＰＩ制御器２４から出力されたインナ電圧指令値（ｖｄ_in，ｖｑ_in）は、ｄｑ_in→６相変換器２６に、それぞれ入力し、ｄｑ_out→６相変換器２５には、位相演算部２０から出力されたアウタロータ回転角（θ_out）が、ｄｑ_in→６相変換器２６には、位相演算部２０から出力されたインナロータ回転角（θ_in）が、それぞれ入力する。 The output from the filter 12 is input to the dq_out → uw coordinate converter 29, and the output from the filter 13 is input to the dq_in → uw coordinate converter 30.
The outer voltage command values (vd_out, vq_out) output from the PI controller 23 are dq_out → 6-phase converter 25, and the inner voltage command values (vd_in, vq_in) output from the PI controller 24 are dq_in → 6. The outer rotor rotation angle (θ_out) input to the phase converter 26 and output from the phase calculator 20 is input to the dq_out → 6-phase converter 25, and the phase calculator 20 is input to the dq_in → 6-phase converter 26. The inner rotor rotation angle (θ_in) output from is input.

インナロータ回転角（θ_in）は、ｄｑ_in→６相変換器２６と共に、ｕｗ→ｄｑ_in座標変換器２８及びｄｑ_in→ｕｗ座標変換器３０に、アウタロータ回転角（θ_out）は、ｄｑ_out→６相変換器２５と共に、ｕｗ→ｄｑ_out座標変換器２７及びｄｑ_out→ｕｗ座標変換器２９に、それぞれ入力する。
ｄｑ_out→ｕｗ座標変換器２９から出力されたアウタ相電流指令値（ｉｕ_out*，ｉｗ_out*）は、減算器２１ｅ，２１ｆに、ｄｑ_in→ｕｗ座標変換器３０から出力されたインナ相電流指令値（ｉｕ_in*，ｉｗ_in*）は、減算器２１ｇ，２１ｈに、それぞれ入力する。 The inner rotor rotation angle (θ_in) is combined with the dq_in → 6-phase converter 26, the uw → dq_in coordinate converter 28 and the dq_in → uw coordinate converter 30, and the outer rotor rotation angle (θ_out) is combined with the dq_out → 6-phase converter 25. , Uw → dq_out coordinate converter 27 and dq_out → uw coordinate converter 29, respectively.
The outer phase current command values (iu_out *, iw_out *) output from the dq_out → uw coordinate converter 29 are sent to the subtracters 21e and 21f, and the inner phase current command values (iu_in) output from the dq_in → uw coordinate converter 30 are used. *, Iw_in *) are input to the subtracters 21g and 21h, respectively.

アウタ相電流指令値（ｉｕ_out*）が入力した減算器２１ｅは、電流センサ１８からの検出相電流値（ｉｕ）を減算処理して、アウタ相電流指令値（ｉｗ_out*）が入力した減算器２１ｆは、電流センサ１９からの検出相電流値（ｉｗ）を減算処理して、それぞれ演算結果であるインナ相電流値（ｉｕ_in，ｉｗ_in）をｕｗ→ｄｑ_in座標変換器２８に出力する。
ＰＩ制御器２３からの出力（ｖｄ_out，ｖｑ_out）と共にアウタロータ回転角（θ_out）が入力したｄｑ_out→６相変換器２５は、検出電圧値（ｖｕ_out，ｖｖ_out，ｖｗ_out，ｖｘ_out，ｖｙ_out，ｖｚ_out）を出力し、ＰＩ制御器２４からの出力（ｖｄ_in，ｖｑ_in）と共にインナロータ回転角（θ_in）が入力したｄｑ_in→６相変換器２６は、検出電圧値（ｖｕ_in，ｖｖ_in，ｖｗ_in，ｖｘ_in，ｖｙ_in，ｖｚ_in）を出力する。 The subtractor 21e to which the outer phase current command value (iu_out *) has been input subtracts the detected phase current value (iu) from the current sensor 18, and the subtractor 21f to which the outer phase current command value (iw_out *) has been input. Subtracts the detected phase current value (iw) from the current sensor 19 and outputs the inner phase current values (iu_in, iw_in), which are the calculation results, to the uw → dq_in coordinate converter 28, respectively.
The dq_out → 6-phase converter 25 to which the outer rotor rotation angle (θ_out) is input together with the output (vd_out, vq_out) from the PI controller 23 outputs the detected voltage values (vu_out, vv_out, vw_out, vx_out, vy_out, vz_out). The dq_in → 6-phase converter 26 to which the inner rotor rotation angle (θ_in) is input together with the output (vd_in, vq_in) from the PI controller 24 outputs the detected voltage values (vu_in, vv_in, vw_in, vx_in, vy_in, vz_in). To do.

検出電圧値（ｖｕ_out），（ｖｕ_in）は、加算器２２ａに、検出電圧値（ｖｖ_out），（ｖｖ_in）は、加算器２２ｂに、検出電圧値（ｖｗ_out），（ｖｗ_in）は、加算器２２ｃに、それぞれ入力し、検出電圧値（ｖｘ_out），（ｖｘ_in）は、加算器２２ｄに、検出電圧値（ｖｙ_out），（ｖｙ_in）は、加算器２２ｅに、検出電圧値（ｖｚ_out），（ｖｚ_in）は、加算器２２ｆに、それぞれ入力する。
各加算器２２ａ，２２ｂ，２２ｃは、それぞれ入力値を加算処理して、演算結果をインバータＵＶＷ１６に出力し、インバータＵＶＷ１６は、入力情報に基づきＵ，Ｖ，Ｗの各相に対応する複合電流ｕ，ｖ，ｗを出力する。各加算器２２ｄ，２２ｅ，２２ｆは、それぞれ入力値を加算処理して、演算結果をインバータＸＹＺ１７に出力し、インバータＸＹＺ１７は、入力情報に基づきＸ，Ｙ，Ｚの各相に対応する複合電流ｘ，ｙ，ｚを出力する。 The detected voltage values (vu_out) and (vu_in) are added to the adder 22a, the detected voltage values (vv_out) and (vv_in) are added to the adder 22b, and the detected voltage values (vw_out) and (vw_in) are sent to the adder 22c. The detected voltage values (vx_out) and (vx_in) are input to the adder 22d, the detected voltage values (vy_out) and (vy_in) are input to the adder 22e, and the detected voltage values (vz_out) and (vz_in) are input to the adder 22d. , And input to the adder 22f.
Each adder 22a, 22b, 22c adds the input value and outputs the calculation result to the inverter UVW16. The inverter UVW16 is based on the input information, and the composite current u corresponding to each of the U, V, W phases. , V, w are output. Each of the adders 22d, 22e, and 22f adds the input values, and outputs a calculation result to the inverter XYZ17. The inverter XYZ17 is based on the input information, and the composite current x corresponding to each of the X, Y, and Z phases. , Y, z are output.

上述したように、トルク制御器１１は、インナロータＲｉ及びアウタロータＲｏそれぞれのトルク指令値（Ｔｅ_in*，Ｔｅ_out*）と回転速度（ω_in，ω_out）が入力することにより、予め作成したマップを参照し、その回転速度におけるトルク指令値を実現可能なｄｑ軸電流指令値として、アウタｄｑ軸電流指令値（ｉｄ_out*，ｉｑ_out*）及びインナｄｑ軸電流指令値（ｉｄ_in*，ｉｑ_in*）を生成する。
つまり、トルク制御器１１は、複数のロータ（インナロータＲｉ及びアウタロータＲｏ）の各々の要求トルクに基づいて、各々のロータの電流ベクトル指令値（アウタｄｑ軸電流指令値及びインナｄｑ軸電流指令値）を生成する。なお、アウタｄｑ軸電流指令値及びインナｄｑ軸電流指令値を生成する際は、後述する理由から極対数を約半分に見積もって演算するようにしている。 As described above, the torque controller 11 refers to the map created in advance by inputting the torque command values (Te_in *, Te_out *) and the rotational speeds (ω_in, ω_out) of the inner rotor Ri and the outer rotor Ro, As a dq axis current command value capable of realizing the torque command value at the rotation speed, an outer dq axis current command value (id_out *, iq_out *) and an inner dq axis current command value (id_in *, iq_in *) are generated.
That is, the torque controller 11 determines the current vector command value (outer dq-axis current command value and inner dq-axis current command value) of each rotor based on the required torque of each of the plurality of rotors (inner rotor Ri and outer rotor Ro). Is generated. When generating the outer dq-axis current command value and the inner dq-axis current command value, the number of pole pairs is estimated to be approximately halved for the reason described later.

このようにして得られたアウタｄｑ軸電流指令値（ｉｄ_out*，ｉｑ_out*）を実現するために、ＰＩ制御器２３では、アウタｄｑ軸電流指令値とアウタ検出電流値（ｉｄ_out，ｉｑ_out）から、検出電流値が電流指令値に追従するようなアウタ電圧指令値（ｖｄ_out，ｖｑ_out）を演算し、ｄｑ_out→６相変換器２５において、アウタロータＲｏの各ステータ相に対応する相電圧指令値を生成する。同様に、インナロータＲｉについても、ＰＩ制御器２４及びｄｑ_in→６相変換器２６から、各ステータ相に対応する相電圧指令値を生成する。
生成したアウタロータＲｏの相電圧指令とインナロータＲｉの相電圧指令を合算したものを、インバータＵＶＷ１６及びインバータＸＹＺ１７の目標駆動電圧として、最終的な相電圧指令値とする。相電圧指令値は、直流電圧値を用いて規格化した変調率を演算し、三角波キャリアと比較して、インバータの各スイッチのゲート信号を生成する。 In order to realize the outer dq axis current command value (id_out *, iq_out *) thus obtained, the PI controller 23 calculates the outer dq axis current command value and the outer detected current value (id_out, iq_out) from The outer voltage command value (vd_out, vq_out) is calculated so that the detected current value follows the current command value, and the dq_out → 6-phase converter 25 generates a phase voltage command value corresponding to each stator phase of the outer rotor Ro. . Similarly, for the inner rotor Ri, a phase voltage command value corresponding to each stator phase is generated from the PI controller 24 and the dq_in → 6-phase converter 26.
The sum of the generated phase voltage command for the outer rotor Ro and the phase voltage command for the inner rotor Ri is used as a target drive voltage for the inverter UVW16 and the inverter XYZ17, and is used as a final phase voltage command value. For the phase voltage command value, a standardized modulation factor is calculated using a DC voltage value, and compared with a triangular wave carrier, a gate signal of each switch of the inverter is generated.

図６は、図１のｄｑ_out→６相変換器の構成を示すブロック図であり、図７は、図１のｄｑ_in→６相変換器の構成を示すブロック図である。図６に示すように、アウタロータＲｏのｄｑ_out→６相変換器２５は、インナロータとアウタロータの位相差の関係（図５参照）から、ａ相、ｂ相、ｃ相の３相交流モータを考えた場合、ａ相はＵ相とＸ相の組、ｂ相はＶ相とＹ相の組、ｃ相はＷ相とＺ相の組で表すことが可能であり、通常のｄｑ→三相（ａｂｃ）変換器を用いることができる。なお、ここで、ｄｑ→三相変換器はＵ相コイルのインダクタンスとして相電圧指令値を生成している。   6 is a block diagram showing the configuration of the dq_out → 6-phase converter of FIG. 1, and FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of the dq_in → 6-phase converter of FIG. As shown in FIG. 6, the dq_out → 6-phase converter 25 of the outer rotor Ro considered a three-phase AC motor of a phase, b phase, and c phase from the relationship of the phase difference between the inner rotor and the outer rotor (see FIG. 5). In this case, the a phase can be expressed as a set of U phase and X phase, the b phase can be expressed as a set of V phase and Y phase, and the c phase can be expressed as a set of W phase and Z phase. ) A transducer can be used. Here, the dq → three-phase converter generates a phase voltage command value as the inductance of the U-phase coil.

同様に、図７に示すように、インナロータＲｉのｄｑ_in→６相変換器２６は、ａ相、ｂ相、ｃ相の３相交流モータとした場合、Ｕ相とＹ相は１８０°位相がずれた関係にあるので、ａ相はＵ相とＹ相の逆相、ｂ相はＶ相とＺ相の逆相、ｃ相はＷ相とＸ相の逆相で表すことができる。よって、同様に、通常のｄｑ→三相変換器を用いることができる。
このように、電流分離部１５は、電流センサ１８，１９により検出された電流から、一方のロータの電流ベクトル指令値を減算することで他方のロータに作用している電流を抽出し、電流ベクトル制御部１４は、電流分離部１５により抽出された他方のロータの電流検出値に基づいて他方のロータの電流ベクトル制御を行う。 Similarly, as shown in FIG. 7, when the dq_in → 6-phase converter 26 of the inner rotor Ri is a three-phase AC motor of a-phase, b-phase, and c-phase, the U-phase and Y-phase are 180 ° out of phase. Therefore, the a phase can be expressed as the reverse phase of the U phase and the Y phase, the b phase as the reverse phase of the V phase and the Z phase, and the c phase as the reverse phase of the W phase and the X phase. Therefore, similarly, a normal dq → three-phase converter can be used.
As described above, the current separation unit 15 extracts the current acting on the other rotor by subtracting the current vector command value of one rotor from the current detected by the current sensors 18 and 19, thereby obtaining the current vector. The control unit 14 performs current vector control of the other rotor based on the detected current value of the other rotor extracted by the current separation unit 15.

ｄｑ_out→ｕｗ座標変換器２９及びｄｑ_in→ｕｗ座標変換器３０は、各々のロータの電流ベクトル指令値に基づいて、各々のロータ毎に対応する相電流を演算する目標相電流演算手段として機能し、ｕｗ→ｄｑ_out座標変換器２７及びｕｗ→ｄｑ_in座標変換器２８は、各々のロータは、電流検出手段により検出された検出相電流から他のロータの目標相電流を除いた値を制御対象ロータの相電流値のフィードバック電流として各ロータの電流ベクトルを演算する電流ベクトル検出手段として機能する。
ＰＩ制御器２３、ＰＩ制御器２４、ｄｑ_out→６相変換器２５、ｄｑ_in→６相変換器２６は、ｕｗ→ｄｑ_out座標変換器２７及びｕｗ→ｄｑ_in座標変換器２８とトルク制御器１１との差分に基づいて多相インバータにおける各々のロータの相電圧を演算する相電圧演算手段として機能する。 The dq_out → uw coordinate converter 29 and the dq_in → uw coordinate converter 30 function as target phase current calculation means for calculating a phase current corresponding to each rotor based on the current vector command value of each rotor. Each of the uw → dq_out coordinate converter 27 and the uw → dq_in coordinate converter 28 has a value obtained by removing the target phase current of the other rotor from the detected phase current detected by the current detecting means. It functions as current vector detection means for calculating the current vector of each rotor as a feedback current of the current value.
The PI controller 23, the PI controller 24, the dq_out → 6-phase converter 25, and the dq_in → 6-phase converter 26 are the differences between the uw → dq_out coordinate converter 27 and the uw → dq_in coordinate converter 28 and the torque controller 11. Functions as phase voltage calculation means for calculating the phase voltage of each rotor in the multiphase inverter.

次に、電流制御装置１０における電流値の検出方法について説明する。
図１に示すように、インナｄｑ軸電流指令値（ｉｄ_in*，ｉｑ_in*）が入力した一次のＬＰＦ１３は、得られたｄｑ軸電流指令値を、インナロータＲｉの位相に応じたＵ相、Ｗ相におけるインナ相電流指令値（ｉｕ_in*，ｉｗ_in*）に座標変換する。ここで、ＬＰＦ１３のカットオフ周波数は、後述するＰＩ制御器２４の目標電流応答の周波数と同じ値とする。このＬＰＦ１３を挿入することで、電流応答の遅れを考慮した理想的な電流応答時の電流推定値を算出することができる。 Next, a method for detecting a current value in the current control device 10 will be described.
As shown in FIG. 1, the primary LPF 13 to which the inner dq-axis current command values (id_in *, iq_in *) are input uses the obtained dq-axis current command value as the U phase and the W phase according to the phase of the inner rotor Ri. The coordinates are converted to the inner phase current command value (iu_in *, iw_in *). Here, the cutoff frequency of the LPF 13 is set to the same value as the frequency of the target current response of the PI controller 24 described later. By inserting this LPF 13, it is possible to calculate an estimated current value at an ideal current response in consideration of a delay in the current response.

同様に、アウタｄｑ軸電流指令値（ｉｄ_out*，ｉｑ_out*）も、ＰＩ制御器２３の周波数をカットオフ周波数とするＬＰＦ１２を通過させ、アウタロータＲｏの位相に応じたＵ相、Ｗ相におけるアウタ相電流指令値（ｉｕ_out*，ｉｗ_out*）に座標変換する。なお、Ｖ相におけるアウタ相電流指令値（ｉｖ_out*）は使用しないので省略する。
検出相電流値（ｉｕ，ｉｗ）から、相電流指令値（ｉｕ_out*，ｉｕ_in*，ｉｗ_out*，ｉｗ_in*）を用いて各ロータの電流値を演算する。なお、Ｖ相における検出相電流値（ｉｖ）については、中性点接続であることにより検出相電流値（ｉｕ，ｉｗ）から導き出せるので省略する。 Similarly, the outer dq-axis current command values (id_out *, iq_out *) are also passed through the LPF 12 having the frequency of the PI controller 23 as a cutoff frequency, and the outer phases in the U phase and the W phase according to the phase of the outer rotor Ro. Coordinates are converted to current command values (iu_out *, iw_out *). The outer phase current command value (iv_out *) in the V phase is not used and will not be described.
From the detected phase current value (iu, iw), the current value of each rotor is calculated using the phase current command values (iu_out *, iu_in *, iw_out *, iw_in *). The detected phase current value (iv) in the V phase is omitted because it can be derived from the detected phase current value (iu, iw) due to the neutral point connection.

インナロータＲｉの電流制御に用いる相電流値を得るためには、次式により、検出電流値からアウタロータＲｏの電流指令値を減算する。つまり、制御対象のロータを除く他のロータの電流指令値を減算して制御対象のロータの検出電流値とする。
ｉｕ_in ＝ｉｕ−ｉｕ_out*
ｉｗ_in ＝ｉｗ−ｉｗ_out*
同様にして、アウタロータＲｏの電流制御に用いる相電流値を、次式により求める。
ｉｕ_out ＝ｉｕ−ｉｕ_in*
ｉｗ_out ＝ｉｗ−ｉｗ_in* In order to obtain the phase current value used for the current control of the inner rotor Ri, the current command value of the outer rotor Ro is subtracted from the detected current value by the following equation. That is, the current command value of the other rotor excluding the rotor to be controlled is subtracted to obtain the detected current value of the rotor to be controlled.
iu_in = iu-iu_out *
iw_in = iw-iw_out *
Similarly, the phase current value used for the current control of the outer rotor Ro is obtained by the following equation.
iu_out = iu-iu_in *
iw_out = iw-iw_in *

複合モータの巻線電流は、アウタロータＲｏを駆動するための電流とインナロータＲｉを駆動するための電流が重畳された電流となっているが、上述したように、制御対象以外の他のロータが理想的な応答をした際の推定電流値を検出電流から減算することによって、制御対象のロータを駆動する電流値を抽出することができる。
なお、このとき、検出する相電流値はｉｕ，ｉｗのみであり、ｉｘ，ｉｙ，ｉｚは検出していない。例えば、ＰＩ制御に用いるｕｗ→ｄｑ_in座標変換器２８では、前述したように、ａ相電流相当を検出していなければならないが、トルク指令値からインナロータＲｉ、アウタロータＲｏのｄｑ指令値を生成する際に極対数を半分と見積っているので、Ｕ相、Ｗ相のみの電流を変換することにより、指令値に応じたベクトル量をフィードバックすることができている。 The winding current of the composite motor is a current obtained by superimposing the current for driving the outer rotor Ro and the current for driving the inner rotor Ri. As described above, other rotors other than the control target are ideal. By subtracting the estimated current value at the time of a typical response from the detected current, the current value for driving the rotor to be controlled can be extracted.
At this time, the phase current values to be detected are only iu and iw, and ix, iy and iz are not detected. For example, the uw → dq_in coordinate converter 28 used for PI control must detect the a-phase current as described above, but when generating dq command values for the inner rotor Ri and the outer rotor Ro from the torque command values. Since the number of pole pairs is estimated to be half, the vector amount corresponding to the command value can be fed back by converting the current of only the U phase and the W phase.

つまり、本実施の形態においては、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相とＸ，Ｙ，Ｚの各相に一定の関係があることに鑑み、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相のみをベクトル制御して、Ｘ，Ｙ，Ｚの各相で発生するトルクをＵ，Ｖ，Ｗの各相と同一と仮想することで、トルク制御を行っている。従って、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相は、電流フィードバックを用いたベクトル制御、Ｘ，Ｙ，Ｚの各相は、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相のフィードバック結果に基づいたオープン制御ということになる。
そして、得られた相電流値を、ｕｗ→ｄｑ_in座標変換器２８とｕｗ→ｄｑ_out座標変換器２７を用いて、各ロータに同期して回転するｄｑ座標へ座標変換を行う。 In other words, in the present embodiment, in consideration of the fact that there is a fixed relationship between the U, V, and W phases and the X, Y, and Z phases, only the U, V, and W phases are vector controlled. Torque control is performed by assuming that the torque generated in each phase of X, Y, Z is the same as that of each phase of U, V, W. Therefore, each phase of U, V, and W is vector control using current feedback, and each phase of X, Y, and Z is open control based on the feedback result of each phase of U, V, and W. .
Then, using the uw → dq_in coordinate converter 28 and the uw → dq_out coordinate converter 27, the obtained phase current value is coordinate-converted into dq coordinates that rotate in synchronization with each rotor.

前述したように、インナロータＲｉの電流制御においては、インナｄｑ軸電流指令値（ｉｄ_in*，ｉｑ_in*）と検出電流値（ｉｄ_in，ｉｑ_in）の差分をそれぞれ演算し、ＰＩ制御器２４においてＰＩ制御を行い、インナ電圧指令値（ｖｄ_in，ｖｑ_in）を演算する。同様に、アウタロータＲｏの電流制御を行い、アウタ電圧指令値（ｖｄ_out，ｖｑ_out）を演算する。
本実施の形態においては、複合電流から、インナロータＲｉとアウタロータＲｏのベクトル制御用の相電流を検出するために、Ｘ，Ｙ，Ｚの各相の電流を検出する必要が無く、且つ、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相を電流フィードバックを用いたベクトル制御を行うことにより、インナロータＲｉとアウタロータＲｏのトルク制御もできているため、冗長となる電流センサを必要としない。 As described above, in the current control of the inner rotor Ri, the difference between the inner dq axis current command value (id_in *, iq_in *) and the detected current value (id_in, iq_in) is calculated, and the PI controller 24 performs the PI control. The inner voltage command values (vd_in, vq_in) are calculated. Similarly, current control of the outer rotor Ro is performed, and outer voltage command values (vd_out, vq_out) are calculated.
In the present embodiment, in order to detect the phase current for vector control of the inner rotor Ri and the outer rotor Ro from the composite current, it is not necessary to detect the current of each phase of X, Y, Z, and U, Since the torque control of the inner rotor Ri and the outer rotor Ro can be performed by performing vector control using current feedback for each phase of V and W, a redundant current sensor is not required.

このように、電流を制御することにより、６相中の２相だけの電流を検出して、アウタロータＲｏとインナロータＲｉを駆動する電流を独立に制御することができる。また、検出対象をＵ，Ｗの２相としたか、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の他の２相の組み合わせ、或いはＸ，Ｙ，Ｚの各相の内の何れか２相の組み合わせであっても、同様に電流制御を行うことができる。
（第２実施の形態） In this way, by controlling the current, it is possible to detect the current of only two phases in the six phases and independently control the current for driving the outer rotor Ro and the inner rotor Ri. In addition, the detection target is two phases of U and W, a combination of other two phases of U, V, and W, or a combination of any two phases of X, Y, and Z phases. Even if it exists, current control can be performed similarly.
(Second Embodiment)

図８は、この発明の第２実施の形態に係る回転電機の電流制御装置の構成を示すブロック図である。図８に示すように、回転電機の電流制御装置４０は、電流制御装置１０（図１参照）において、ＬＰＦ１２，１３、電流分離部１５、及び減算器２１ａ，２１ｂを設けずに、ｄｑ_out→ｄｑ_in座標変換器４１、ｄｑ_in→ｄｑ_out座標変換器４２、及び加算器４３ａ，４３ｂを設けると共に、位相演算部２０に代えて位相演算部４４、ｕｗ→ｄｑ_in座標変換器２８に代えてｕｗ→ｄｑ座標変換器４５を有している。その他の構成及び作用は、第１実施の形態に係る回転電機の電流制御装置１０と同様である。   FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a current controller for a rotating electrical machine according to the second embodiment of the present invention. As shown in FIG. 8, the current control device 40 of the rotating electrical machine includes dq_out → dq_in in the current control device 10 (see FIG. 1) without providing the LPFs 12 and 13, the current separator 15, and the subtractors 21 a and 21 b. A coordinate converter 41, a dq_in → dq_out coordinate converter 42, and adders 43 a and 43 b are provided, a phase calculator 44 instead of the phase calculator 20, and a uw → dq coordinate converter instead of the uw → dq_in coordinate converter 28. A container 45 is provided. Other configurations and operations are the same as those of the current controller 10 for a rotating electrical machine according to the first embodiment.

位相演算部４４では、位相演算部２０（図１参照）における位相演算に加えて、相対位相（θ_out−θ_in）を演算する。ｕｗ→ｄｑ座標変換器４５は、インナｄｑ軸電流値（ｉｄ_in，ｉｑ_in）を減算器２１ｃ，２１ｄに出力する。
ｄｑ_out→ｄｑ_in座標変換器４１は、トルク制御器１１からのアウタｄｑ軸電流指令値（ｉｄ_out*，ｉｑ_out*）と、位相演算部４４からの相対位相（θ_out−θ_in）が入力し、電流指令値（ｉｄ_ino*）を加算器４３ａに、電流指令値（ｉｑ_ino*）を加算器４３ｂに、それぞれ出力する。 The phase calculation unit 44 calculates a relative phase (θ_out−θ_in) in addition to the phase calculation in the phase calculation unit 20 (see FIG. 1). The uw → dq coordinate converter 45 outputs the inner dq axis current values (id_in, iq_in) to the subtracters 21c, 21d.
The dq_out → dq_in coordinate converter 41 receives the outer dq axis current command value (id_out *, iq_out *) from the torque controller 11 and the relative phase (θ_out−θ_in) from the phase calculation unit 44, and receives the current command value. (Id_ino *) is output to the adder 43a and the current command value (iq_ino *) is output to the adder 43b.

ｄｑ_in→ｄｑ_out座標変換器４２は、減算器２１ｃ，２１ｄからの演算出力と位相演算部４４から相対位相（θ_out−θ_in）が入力し、検出電流値（ｉｄ_out，ｉｑ_out）をＰＩ制御器２３に出力する。
加算器４３ａは、トルク制御器１１からのインナｄｑ軸電流指令値（ｉｄ_in*）とｄｑ_out→ｄｑ_in座標変換器４１からの電流指令値（ｉｄ_ino*）を加算処理し、演算結果を減算器２１ｃに出力する。加算器４３ｂは、トルク制御器１１からのインナｄｑ軸電流指令値（ｉｑ_in*）とｄｑ_out→ｄｑ_in座標変換器４１からの電流指令値（ｉｑ_ino*）を加算処理し、演算結果を減算器２１ｄに出力する。 The dq_in → dq_out coordinate converter 42 receives the calculation output from the subtractors 21 c and 21 d and the relative phase (θ_out−θ_in) from the phase calculation unit 44, and outputs the detected current value (id_out, iq_out) to the PI controller 23. To do.
The adder 43a adds the inner dq axis current command value (id_in *) from the torque controller 11 and the current command value (id_ino *) from the dq_out → dq_in coordinate converter 41, and outputs the calculation result to the subtractor 21c. Output. The adder 43b adds the inner dq axis current command value (iq_in *) from the torque controller 11 and the current command value (iq_ino *) from the dq_out → dq_in coordinate converter 41, and outputs the calculation result to the subtractor 21d. Output.

Ｕ相電流センサ１８及びＷ相電流センサ１９により検出した相電流値（ｉｕ，ｉｗ）は、インナロータＲｉに同期したｄｑ座標へ変換する。このインナｄｑ軸電流値（ｉｄ_in，ｉｑ_in）とインナｄｑ軸電流指令値（ｉｄ_in*，ｉｑ_in*）の差分を演算して、インナロータＲｉのＰＩ制御器２４で制御演算を行う。
このとき、検出した相電流値（ｉｕ，ｉｗ）には、アウタロータＲｏとインナロータＲｉの相電流が重畳されており、所謂、複合電流の状態になっているが、ｕｗ→ｄｑ座標変換器４５ではインナロータ位相に合わせて変換されているので、アウタロータＲｏ側のｄｑ軸電流相当の値がインナロータＲｉ側のｄｑ軸電流値に対して異なる周波数で重畳されることになる。 The phase current values (iu, iw) detected by the U-phase current sensor 18 and the W-phase current sensor 19 are converted into dq coordinates synchronized with the inner rotor Ri. The difference between the inner dq axis current value (id_in, iq_in) and the inner dq axis current command value (id_in *, iq_in *) is calculated, and the control calculation is performed by the PI controller 24 of the inner rotor Ri.
At this time, the phase currents of the outer rotor Ro and the inner rotor Ri are superimposed on the detected phase current values (iu, iw), which is a so-called composite current state. However, in the uw → dq coordinate converter 45, Since the conversion is performed in accordance with the inner rotor phase, the value corresponding to the dq axis current on the outer rotor Ro side is superimposed on the dq axis current value on the inner rotor Ri side at a different frequency.

このように、ｕｗ→ｄｑ座標変換器４５は、電流検出手段により検出された検出値を、一方のロータの回転系において座標変換を行い一方のロータの電流ベクトルとして演算する電流ベクトル検出手段として機能し、ｄｑ_out→ｄｑ_in座標変換器４１は、電流ベクトル指令値生成手段により演算された他方の電流ベクトル指令値を、一方のロータの回転系において座標変換を行い一方のロータの電流ベクトルとして演算する電流ベクトル指令値変換手段として機能する。   In this way, the uw → dq coordinate converter 45 functions as a current vector detection unit that performs coordinate conversion on the detection value detected by the current detection unit in the rotation system of one rotor and calculates it as a current vector of one rotor. Then, the dq_out → dq_in coordinate converter 41 converts the other current vector command value calculated by the current vector command value generating means into a coordinate system in the rotation system of one rotor and calculates it as a current vector of one rotor. It functions as a vector command value conversion means.

また、ｄｑ_in→ｄｑ_out座標変換器４２は、電流ベクトル指令値生成手段により演算された一方の電流ベクトル指令値、及び電流ベクトル指令値変換手段により演算された他方の電流ベクトル指令値を合算した値と、電流ベクトル検出手段により演算された電流ベクトル検出値との差分を、他方のロータの回転系において座標変換を行い他方のロータの電流ベクトルを演算する第２の電流ベクトル検出手段として機能する。
このｄｑ_in→ｄｑ_out座標変換器４２からの出力に基づいて、電流ベクトル制御部１４の相電圧演算手段（ＰＩ制御器２３及びｄｑ_out→６相変換器２５）は、多相インバータにおける他方の相電圧を演算する。 Further, the dq_in → dq_out coordinate converter 42 is a sum of one current vector command value calculated by the current vector command value generating unit and the other current vector command value calculated by the current vector command value converting unit, Then, the difference between the current vector detection value calculated by the current vector detection means is subjected to coordinate conversion in the rotation system of the other rotor, and functions as second current vector detection means for calculating the current vector of the other rotor.
Based on the output from the dq_in → dq_out coordinate converter 42, the phase voltage calculation means (PI controller 23 and dq_out → 6-phase converter 25) of the current vector control unit 14 calculates the other phase voltage in the multiphase inverter. Calculate.

ＰＩ制御器２４では、アウタロータＲｏ側のｄｑ軸電流相当の値がインナロータＲｉ側のｄｑ軸電流値に対して異なる周波数で重畳された値を、インナｄｑ軸電流値（ｉｄ_in，ｉｑ_in）との差分を演算した値に基づいて制御を行うことになるが、このとき、ＰＩ制御器２４は、インナロータＲｉのベクトル制御の電流フィードバックに合わせて設計されているため、アウタロータＲｏ側のｄｑ軸電流をインナロータ位相で変換した値は、想定されるインナｄｑ軸電流値の変動に比べて非常に高周波の変動を示しており、ＰＩ制御器２４の応答可能な変動を超えている。   In the PI controller 24, the difference between the value corresponding to the dq axis current value on the outer rotor Ro side and the dq axis current value on the inner rotor Ri side at a different frequency is the difference from the inner dq axis current values (id_in, iq_in). In this case, since the PI controller 24 is designed in accordance with the current feedback of the vector control of the inner rotor Ri, the dq-axis current on the outer rotor Ro side is used as the inner rotor. The value converted by the phase shows a very high-frequency fluctuation as compared with the assumed fluctuation of the inner dq-axis current value, and exceeds the fluctuation that the PI controller 24 can respond to.

この結果、ＰＩ制御器２４は、アウタロータＲｏ側のｄｑ軸電流を、インナロータ位相で変換した値に対する制御を行うことができず、インナロータＲｉ側のｄｑ軸電流値に相当する値にのみ追従して制御を行うことになる。よって、ＰＩ制御器２４では、インナロータ相当の電流フィードバックに対してのみＰＩ制御を行うことになる。
即ち、仮に、インナロータＲｉのｄ軸電流値の目標値が０であって、複合モータのインナ電流がそれを満たしているとき、ＰＩ制御器２４に入力される値も０になるはずである。一方、アウタロータＲｏのｄ軸電流の目標値が実数であるとき、ＰＩ制御器２４には、アウタｄ軸電流相当をインナロータ位相で変換した値が重畳されて、インナロータＲｉのフードバック結果である０に対しアウタロータ分が高周波で重畳される。 As a result, the PI controller 24 cannot control the value obtained by converting the dq axis current on the outer rotor Ro side by the inner rotor phase, and follows only the value corresponding to the dq axis current value on the inner rotor Ri side. Control will be performed. Therefore, the PI controller 24 performs PI control only for current feedback corresponding to the inner rotor.
In other words, if the target value of the d-axis current value of the inner rotor Ri is 0 and the inner current of the composite motor satisfies it, the value input to the PI controller 24 should also be 0. On the other hand, when the target value of the d-axis current of the outer rotor Ro is a real number, a value obtained by converting the equivalent of the outer d-axis current with the inner rotor phase is superimposed on the PI controller 24, which is 0 as the hoodback result of the inner rotor Ri. On the other hand, the outer rotor is superimposed at a high frequency.

つまり、０を基点に特定の周波数で振動するような値になる。通常、ＰＩ制御器２４は、高周波の変動に追従しないように設計されているので、制御は実質的に０を目標に実行される。
ＰＩ制御器２４は、ベクトル制御用のＰＩ制御器である。そもそもベクトル制御は、回転系に存在する交流のトルク等を回転系に基づいて座標変換することにより直流に変換したものであり、その値は、振動的ではなく安定した値となるはずである。一方、異なる回転系に存在するトルク量である他方ロータのトルクは安定した値となることはなく、交流として残ることになる。そして、ＰＩ制御器は、そもそも制御値のオーバシュートやハンチングを防止するためのフィルタであることから鑑みると、振動的な交流波には応答できない（＝しない）ことになる。 That is, the value vibrates at a specific frequency with 0 as a base point. Normally, the PI controller 24 is designed so as not to follow high-frequency fluctuations, so that the control is executed with a target of substantially zero.
The PI controller 24 is a PI controller for vector control. In the first place, the vector control is obtained by converting an AC torque or the like existing in the rotating system into a direct current by performing coordinate conversion based on the rotating system, and the value should be a stable value rather than a vibration. On the other hand, the torque of the other rotor, which is the amount of torque existing in different rotating systems, does not become a stable value and remains as an alternating current. In view of the fact that the PI controller is a filter for preventing overshoot and hunting of control values in the first place, the PI controller cannot respond (= do not) to a vibrational AC wave.

次に、アウタロータＲｏ側のＰＩ制御器２３について説明する。
ｄｑ_in→ｄｑ_out座標変換器４２では、相対位相（θ_out−θ_in）を用いて、ベクトルをインナロータＲｉの回転系からアウタロータＲｏの回転系に変換する。つまり、電流制御偏差（ｅｒｒ_iq ＝ｉｑ_in*−ｉｑ_in，ｅｒｒ_id ＝ｉ=ｉｄ_in*−ｉｄ_in）を、相対位相（θ_out−θ_in）を用いてアウタロータ座標へ座標変換を行う。
インナロータＲｉの電流制御偏差は、検出電流から電流指令値を減算したものの逆符号の値であるため、インナロータ分の電流制御偏差とアウタロータＲｏの電流が重畳されたものである。これを、アウタロータ座標へ座標変換すると、インナロータＲｉの電流制御偏差も含まれるが、アウタロータ分の電流の逆符号の値が得られる。 Next, the PI controller 23 on the outer rotor Ro side will be described.
The dq_in → dq_out coordinate converter 42 converts the vector from the rotation system of the inner rotor Ri to the rotation system of the outer rotor Ro using the relative phase (θ_out−θ_in). That is, the current control deviation (err_iq = iq_in * -iq_in, err_id = i = id_in * -id_in) is subjected to coordinate conversion to the outer rotor coordinates using the relative phase (θ_out−θ_in).
Since the current control deviation of the inner rotor Ri is a value of the opposite sign of the subtracted current command value from the detected current, the current control deviation for the inner rotor and the current of the outer rotor Ro are superimposed. If this is transformed into outer rotor coordinates, the current control deviation of the inner rotor Ri is included, but the value of the reverse sign of the current for the outer rotor is obtained.

アウタロータＲｏの電流制御では、電流指令値とｄｑ_in→ｄｑ_out座標変換器４２の出力を加算して、ＰＩ制御器２３の入力を演算する。これは、前述のように、ｄｑ_in→ｄｑ_out座標変換器４２の出力が、アウタロータ分電流の逆符号の値となっているためであり、指令値と検出値の差分演算と等価な演算である。
このとき、インナロータＲｉの電流制御偏差は、前述のインナロータＲｉにおけるＰＩ制御で説明したように、安定的な値であるが、ｄｑ_in→ｄｑ_out座標変換により振動的な値となる。一方、アウタロータＲｏの電流は振動的な値であったが、ｄｑ_in→ｄｑ_out座標変換により、アウタロータＲｏの回転系で表されることになるので、安定的な値として現れる。よって、インナロータＲｉのＰＩ制御で説明したのと同様に、ＰＩ制御器２３は、インナロータＲｉの電流制御偏差に応答せず、アウタロータＲｏの回転系で表されるアウタロータＲｏの電流に応答することになる。 In the current control of the outer rotor Ro, the input of the PI controller 23 is calculated by adding the current command value and the output of the dq_in → dq_out coordinate converter 42. As described above, this is because the output of the dq_in → dq_out coordinate converter 42 is the value of the opposite sign of the outer rotor current, which is equivalent to the difference calculation between the command value and the detected value.
At this time, the current control deviation of the inner rotor Ri is a stable value as described in the PI control in the inner rotor Ri described above, but becomes a vibrational value by dq_in → dq_out coordinate conversion. On the other hand, the current of the outer rotor Ro is an oscillating value, but appears as a stable value because it is represented by the rotating system of the outer rotor Ro by dq_in → dq_out coordinate conversion. Therefore, as explained in the PI control of the inner rotor Ri, the PI controller 23 does not respond to the current control deviation of the inner rotor Ri, but responds to the current of the outer rotor Ro represented by the rotation system of the outer rotor Ro. Become.

このような構成を用いて電流制御を行うことにより、６相中の２相だけの電流を検出して、アウタロータＲｏ・インナロータＲｉを駆動する電流を独立に制御することができる。また、相対位相を用いて座標変換を行う構成にしたことで、電流指令値・検出値の座標変換演算回数を少なくし、演算量の増加を防ぐことができる。
また、ｄｑ_out→ｄｑ_in座標変換器４１は、その出力をインナロータＲｉの電流指令値に加算する。アウタｄｑ軸電流指令値（ｉｄ_out*，ｉｑ_out*）を、相対位相（θ_out−θ_in）を用いてインナロータＲｉのｄｑ座標に座標変換を行い、電流指令値（ｉｄ_ino*，ｉｑ_ino*）に変換する。インナロータＲｉのｄｑ座標上で、これらアウタ電流指令値を加算し、検出電流値との差分、即ち、電流制御偏差（ｅｒｒ_iq ＝ｉｑ_in*＋ｉｑ_ino*−ｉｑ_in，ｅｒｒ_id ＝ｉｄ_in*＋ｉｄ_ino*−ｉｄ_in）を演算する。 By performing current control using such a configuration, it is possible to detect the current of only two of the six phases and independently control the current for driving the outer rotor Ro and the inner rotor Ri. In addition, since the coordinate conversion is performed using the relative phase, it is possible to reduce the number of times of coordinate conversion calculation of the current command value / detection value, and to prevent an increase in the calculation amount.
Further, the dq_out → dq_in coordinate converter 41 adds the output to the current command value of the inner rotor Ri. The outer dq-axis current command value (id_out *, iq_out *) is coordinate-converted to the dq coordinate of the inner rotor Ri using the relative phase (θ_out−θ_in), and converted to the current command value (id_ino *, iq_ino *). On the dq coordinate of the inner rotor Ri, these outer current command values are added, and a difference from the detected current value, that is, a current control deviation (err_iq = iq_in * + iq_ino * -iq_in, err_id = id_in * + id_ino * -id_in) is calculated. To do.

この電流制御偏差を、インナロータＲｉのＰＩ制御器２４で制御すると共に、ｄｑ_in→ｄｑ_out座標変換器４２を通して、アウタロータＲｏのＰＩ制御器２３で制御を行う。
インナロータＲｉのｄｑ座標においては、アウタロータＲｏ・インナロータＲｉの電流指令値を加算した複合電流指令値であり、検出電流も、アウタロータＲｏ・インナロータＲｉを駆動する電流を分離していない複合電流である。この複合電流での電流制御偏差を、インナロータＲｉで電流制御すると共に、アウタロータＲｏを駆動する電流分については、アウタロータＲｏのｄｑ座標に相対変換し、電流制御を行うことによって、複合電流を電流指令値に追従させることができる。
（第３実施の形態） This current control deviation is controlled by the PI controller 24 of the inner rotor Ri, and is also controlled by the PI controller 23 of the outer rotor Ro through the dq_in → dq_out coordinate converter 42.
The dq coordinate of the inner rotor Ri is a composite current command value obtained by adding the current command values of the outer rotor Ro and the inner rotor Ri, and the detected current is also a composite current that does not separate the current that drives the outer rotor Ro and the inner rotor Ri. The current control deviation of the composite current is controlled by the inner rotor Ri, and the current for driving the outer rotor Ro is converted to the dq coordinate of the outer rotor Ro, and the current control is performed to control the composite current as a current command. Can follow the value.
(Third embodiment)

図９は、この発明の第３実施の形態に係る回転電機の電流制御装置の構成を示すブロック図である。図９に示すように、回転電機の電流制御装置５０は、電流制御装置４０（図８参照）において、加算器４３ａ，４３ｂを設けずに、減算器５１ａ，５１ｂ、減算器５２ａ，５２ｂ、及び減算器２１ａ，２１ｂ（図１参照）を設けている。その他の構成及び作用は、第２実施の形態に係る回転電機の電流制御装置４０と同様である。
トルク制御器１１は、インナｄｑ軸電流指令値（ｉｄ_in*，ｉｑ_in*）を減算器２１ｃ，２１ｄ及び減算器５２ａ，５２ｂに、アウタｄｑ軸電流指令値（ｉｄ_out*，ｉｑ_out*）を減算器２１ａ，２１ｂ及びｄｑ_out→ｄｑ_in座標変換器４１に、それぞれ出力する。ｕｗ→ｄｑ座標変換器４５は、インナｄｑ軸電流値（ｉｄ_in，ｉｑ_in）を減算器５１ａ，５１ｂ及び減算器５２ａ，５２ｂに出力する。 FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a current controller for a rotating electrical machine according to the third embodiment of the present invention. As shown in FIG. 9, the current control device 50 for a rotating electrical machine includes, in the current control device 40 (see FIG. 8), subtracters 51 a and 51 b, subtracters 52 a and 52 b, without providing adders 43 a and 43 b. Subtractors 21a and 21b (see FIG. 1) are provided. Other configurations and operations are the same as those of the current controller 40 for a rotating electrical machine according to the second embodiment.
The torque controller 11 subtracts the inner dq-axis current command value (id_in *, iq_in *) to the subtractors 21c and 21d and the subtracters 52a and 52b, and the outer dq-axis current command value (id_out *, iq_out *) to the subtractor 21a. , 21b and dq_out → dq_in coordinate converter 41 respectively. The uw → dq coordinate converter 45 outputs the inner dq axis current value (id_in, iq_in) to the subtracters 51a and 51b and the subtractors 52a and 52b.

減算器５１ａは、ｕｗ→ｄｑ座標変換器４５から入力したインナｄｑ軸電流値（ｉｄ_in）に対し、ｄｑ_out→ｄｑ_in座標変換器４１から入力した電流指令値（ｉｄ_ino*）を減算処理し、演算結果を減算器２１ｃに出力する。減算器５１ｂは、ｕｗ→ｄｑ座標変換器４５から入力したインナｄｑ軸電流値（ｉｑ_in）に対し、ｄｑ_out→ｄｑ_in座標変換器４１から入力した電流指令値（ｉｑ_ino*）を減算処理し、演算結果を減算器２１ｄに出力する。   The subtractor 51a subtracts the current command value (id_ino *) input from the dq_out → dq_in coordinate converter 41 from the inner dq axis current value (id_in) input from the uw → dq coordinate converter 45, and the calculation result Is output to the subtractor 21c. The subtractor 51b subtracts the current command value (iq_ino *) input from the dq_out → dq_in coordinate converter 41 from the inner dq axis current value (iq_in) input from the uw → dq coordinate converter 45, and the calculation result Is output to the subtractor 21d.

減算器５２ａは、ｕｗ→ｄｑ座標変換器４５から入力したインナｄｑ軸電流値（ｉｄ_in）に対し、トルク制御器１１から入力したインナｄｑ軸電流指令値（ｉｄ_in*）を減算処理し、演算結果をｄｑ_in→ｄｑ_out座標変換器４２に出力する。減算器５２ｂは、ｕｗ→ｄｑ座標変換器４５から入力したインナｄｑ軸電流値（ｉｑ_in）に対し、トルク制御器１１から入力したインナｄｑ軸電流指令値（ｉｑ_in*）を減算処理し、演算結果をｄｑ_in→ｄｑ_out座標変換器４２に出力する。   The subtractor 52a subtracts the inner dq-axis current command value (id_in *) input from the torque controller 11 from the inner dq-axis current value (id_in) input from the uw → dq coordinate converter 45, and calculates the result. Is output to the dq_in → dq_out coordinate converter 42. The subtractor 52b subtracts the inner dq axis current command value (iq_in *) input from the torque controller 11 from the inner dq axis current value (iq_in) input from the uw → dq coordinate converter 45, and the calculation result Is output to the dq_in → dq_out coordinate converter 42.

ｄｑ_in→ｄｑ_out座標変換器４２から出力されたアウタ検出電流値（ｉｄ_out，ｉｑ_out）は、減算器２１ａ，２１ｂに入力する。減算器２１ａ，２１ｂは、アウタ検出電流値（ｉｄ_out，ｉｑ_out）に対し、それぞれトルク制御器１１から入力したアウタｄｑ軸電流指令値（ｉｄ_out*，ｉｑ_out*）を減算処理し、演算結果をＰＩ制御器２３に出力する。
このように、ｄｑ_out→ｄｑ_in座標変換器４１は、電流ベクトル指令値生成手段により演算された他方の電流ベクトル指令値を、一方のロータの回転系において座標変換を行い一方のロータの電流ベクトルとして演算する電流ベクトル指令値変換手段として機能する。 The outer detection current value (id_out, iq_out) output from the dq_in → dq_out coordinate converter 42 is input to the subtracters 21a and 21b. The subtractors 21a and 21b subtract the outer dq axis current command values (id_out * and iq_out *) input from the torque controller 11 from the outer detection current values (id_out and iq_out), respectively, and perform PI control on the calculation results. Output to the device 23.
In this way, the dq_out → dq_in coordinate converter 41 performs coordinate conversion on the other current vector command value calculated by the current vector command value generation means in the rotation system of one rotor and calculates it as a current vector of one rotor. Function as current vector command value conversion means.

電流ベクトル指令値生成手段により演算された一方の電流ベクトル指令値と、ｕｗ→ｄｑ座標変換器４５により演算された電流ベクトル検出値、及びｄｑ_out→ｄｑ_in座標変換器４１により演算された他方の電流ベクトル指令値の差分値との差分に基づいて、電流ベクトル制御部１４の相電圧演算手段（ＰＩ制御器２４及びｄｑ_in→６相変換器２６）は、多相インバータにおける他方の相電圧を演算する。
また、ｄｑ_in→ｄｑ_out座標変換器４２は、電流ベクトル指令値生成手段により演算された一方の電流ベクトル指令値と、電流ベクトル検出手段により演算された電流ベクトル検出値との差分を、他方のロータの回転系において座標変換を行い他方のロータの電流ベクトルを演算する第２の電流ベクトル検出手段として機能する。 One current vector command value calculated by the current vector command value generating means, a current vector detection value calculated by the uw → dq coordinate converter 45, and the other current vector calculated by the dq_out → dq_in coordinate converter 41 Based on the difference between the command value and the difference value, the phase voltage calculation means (PI controller 24 and dq_in → 6-phase converter 26) of the current vector control unit 14 calculates the other phase voltage in the multiphase inverter.
Further, the dq_in → dq_out coordinate converter 42 calculates the difference between the one current vector command value calculated by the current vector command value generation means and the current vector detection value calculated by the current vector detection means. It functions as second current vector detection means for performing coordinate transformation in the rotation system and calculating the current vector of the other rotor.

電流ベクトル指令値生成手段により演算された他方の電流ベクトル指令値と、ｄｑ_in→ｄｑ_out座標変換器４２により演算された他方の電流ベクトル検出値との差分に基づいて、電流ベクトル制御部１４の相電圧演算手段（ＰＩ制御器２３及びｄｑ_out→６相変換器２５）は多相インバータにおける他方の相電圧を演算する。
アウタロータＲｏのｄｑ軸電流指令値（ｉｄ_out*，ｉｑ_out*）を、相対位相（θ_out−θ_in）を用いてインナロータＲｉのｄｑ座標に座標変換を行い、変換した電流指令値（ｉｄ_ino*，ｉｑ_ino*）を、インナロータＲｉのｄｑ座標における検出電流値（ｉｄ_in，ｉｑ_in）から減算する。これをインナロータＲｉ分の電流値として電流制御偏差を演算し、ＰＩ制御器２４において電流制御を行う。 Based on the difference between the other current vector command value calculated by the current vector command value generating means and the other current vector detected value calculated by the dq_in → dq_out coordinate converter 42, the phase voltage of the current vector control unit 14 The computing means (PI controller 23 and dq_out → 6-phase converter 25) computes the other phase voltage in the multiphase inverter.
The dq axis current command value (id_out *, iq_out *) of the outer rotor Ro is coordinate-converted to the dq coordinate of the inner rotor Ri using the relative phase (θ_out−θ_in), and the converted current command value (id_ino *, iq_ino *) Is subtracted from the detected current value (id_in, iq_in) in the dq coordinate of the inner rotor Ri. A current control deviation is calculated using this as a current value for the inner rotor Ri, and current control is performed in the PI controller 24.

一方、インナロータＲｉのｄｑ軸電流指令値（ｉｄ_in*，ｉｑ_in*）を、インナロータＲｉのｄｑ座標における検出電流値（ｉｄ_in，ｉｑ_in）から減算し、相対位相（θ_out−θ_in）を用いてアウタロータＲｏのｄｑ座標に座標変換を行う。この座標変換後の値を、アウタロータＲｏ分の電流値として、ＰＩ制御器２３において電流制御を行う。
本実施の形態では、検出した複合電流値から、それぞれ制御対象外の電流指令値を減算除去し、制御対象の電流値を得る。また、ｄｑ_out→ｄｑ_in座標変換器４１から出力された電流指令値（ｉｄ_ino*，ｉｑ_ino*）を、検出値から減算する構成は、第２実施の形態の電流制御装置４０（図８参照）におけるインナロータＲｉの電流指令値に加算する構成と等価であり、電流制御装置４０の別表現でもある。
（第４実施の形態） On the other hand, the dq axis current command value (id_in *, iq_in *) of the inner rotor Ri is subtracted from the detected current value (id_in, iq_in) in the dq coordinate of the inner rotor Ri, and the outer rotor Ro is set using the relative phase (θ_out−θ_in). Coordinate conversion is performed on the dq coordinates. The PI controller 23 performs current control using the value after the coordinate conversion as a current value for the outer rotor Ro.
In the present embodiment, a current command value that is not controlled is subtracted from the detected composite current value to obtain a controlled current value. The configuration in which the current command value (id_ino *, iq_ino *) output from the dq_out → dq_in coordinate converter 41 is subtracted from the detected value is the inner rotor in the current control device 40 (see FIG. 8) of the second embodiment. This is equivalent to the configuration of adding to the Ri current command value, and is another expression of the current control device 40.
(Fourth embodiment)

図１０は、この発明の第４実施の形態に係る回転電機の電流制御装置の構成を示すブロック図である。図１０に示すように、回転電機の電流制御装置５５は、電流制御装置５０（図９参照）において、ＬＰＦ１２，１３（図１参照）を設けている。その他の構成及び作用は、第３実施の形態に係る回転電機の電流制御装置５０と同様である。
ＬＰＦ１２は、トルク制御器１１からアウタｄｑ軸電流指令値（ｉｄ_out*，ｉｑ_out*）が入力し、ｄｑ_out→ｄｑ_in座標変換器４１に出力し、ＬＰＦ１３は、トルク制御器１１からインナｄｑ軸電流指令値（ｉｄ_in*，ｉｑ_in*）が入力し、ｄｑ_in→ｄｑ_out座標変換器４２に出力する。 FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a current controller for a rotating electrical machine according to the fourth embodiment of the present invention. As shown in FIG. 10, the current control device 55 of the rotating electrical machine is provided with LPFs 12 and 13 (see FIG. 1) in the current control device 50 (see FIG. 9). Other configurations and operations are the same as those of the current control device 50 for a rotating electrical machine according to the third embodiment.
The LPF 12 receives the outer dq axis current command value (id_out *, iq_out *) from the torque controller 11 and outputs it to the dq_out → dq_in coordinate converter 41, and the LPF 13 receives the inner dq axis current command value from the torque controller 11. (Id_in *, iq_in *) is input and output to the dq_in → dq_out coordinate converter 42.

本実施の形態では、第４実施の形態における制御構成に、推定電流値を演算するＬＰＦ１２，１３を追加したものである。ＬＰＦ１２，１３は、第１実施の形態に係る電流制御装置１０（図１参照）と同様に、ＰＩ制御器のカットオフ周波数と同じ周波数の一次のローパスフィルタである。
電流指令値を、これらＬＰＦ１２，１３を通過させることにより、理想的な電流応答時の推定電流値を演算することができる。アウタｄｑ軸電流指令値（ｉｄ_out*，ｉｑ_out*）が入力したＬＰＦ１２の出力であるアウタロータＲｏの推定電流値は、相対位相（θ_out−θ_in）を用いたｄｑ_out→ｄｑ_in座標変換器４１による座標変換処理により、電流指令値（ｉｄ_ino'，ｉｑ_ino'）に変換される。 In the present embodiment, LPFs 12 and 13 for calculating an estimated current value are added to the control configuration in the fourth embodiment. The LPFs 12 and 13 are first-order low-pass filters having the same frequency as the cutoff frequency of the PI controller, similarly to the current control device 10 (see FIG. 1) according to the first embodiment.
By passing the current command value through these LPFs 12 and 13, an estimated current value at the time of an ideal current response can be calculated. The estimated current value of the outer rotor Ro, which is the output of the LPF 12 to which the outer dq-axis current command value (id_out *, iq_out *) is input, is a coordinate conversion process by the dq_out → dq_in coordinate converter 41 using the relative phase (θ_out−θ_in). Thus, the current command value (id_ino ′, iq_ino ′) is converted.

また、インナロータＲｉのｄｑ軸電流指令値（ｉｄ_in*，ｉｑ_in*）をＬＰＦ１３に入力し、得られたインナロータＲｉの推定電流値を、検出電流値（ｉｄ_in，ｉｑ_in）から減算することにより、アウタロータＲｏ分の電流値を得る。
つまり、電流ベクトル指令値生成手段により演算された電流ベクトル指令値が入力し、電流ベクトル指令値に基づき推定電流値を演算し出力するフィルタ（ＬＰＦ１２，１３）、即ち、入力した一方の電流ベクトル指令値に基づいて推定電流値を演算し出力する第１のフィルタと、入力した他方の電流ベクトル指令値に基づいて推定電流値を演算し出力する第２のフィルタを備えている。 Further, the dq-axis current command value (id_in *, iq_in *) of the inner rotor Ri is input to the LPF 13 and the estimated current value of the obtained inner rotor Ri is subtracted from the detected current value (id_in, iq_in), thereby the outer rotor Ro. Get the current value in minutes.
That is, the current vector command value calculated by the current vector command value generating means is input, and the filter (LPF 12, 13) that calculates and outputs the estimated current value based on the current vector command value, that is, one of the input current vector commands. A first filter that calculates and outputs an estimated current value based on the value, and a second filter that calculates and outputs the estimated current value based on the other current vector command value input.

このような推定電流値を用いて電流制御を行うことにより、ＰＩ制御器の制御の遅れが大きい場合等であっても、各電流制御への制御偏差から、他のロータ電流制御偏差が入力され難くなり、お互いのＰＩ制御器の制御干渉を防ぐことができる。この結果、ＰＩ制御器の制御設計により近い応答を得ることができる。
上述したように、この発明に係る回転電機の電流制御装置は、検出電流から各々のロータの電流を抽出する手段によって、総数の半分よりも少ない電流検出手段によって検出した電流を、分離・抽出することにより、電流センサ数を低減することができ、センサコスト・容積を低減することが可能になる。 By performing current control using such an estimated current value, even if the control delay of the PI controller is large, other rotor current control deviations are input from the control deviation to each current control. It becomes difficult to prevent control interference between the PI controllers of each other. As a result, a response closer to the control design of the PI controller can be obtained.
As described above, the current control device for a rotating electrical machine according to the present invention separates and extracts the current detected by the current detection means, which is less than half of the total number, by the means for extracting the current of each rotor from the detected current. As a result, the number of current sensors can be reduced, and the sensor cost and volume can be reduced.

また、電流を検出する手段を、各相の内、それぞれ位相が反転する２つの相の組の内、何れか一方に備えることにより、少ない電流を検出する手段によって回転座標変換を行った電流をベクトル制御することができる。
また、３の倍数相の相数のモータにおける１２０度の位相差を持つ２相の電流を検出することによって、３相以上の多相のモータであっても、電流センサ数を増加させずに、２つだけの電流センサで電流制御を実現することができる。
また、検出した電流値から制御対象を除いた他の電流指令値を減算して制御対象のロータの検出相電流とすることによって、複合した電流から、制御対象の電流成分を抽出することができ、これと電流指令値とを用いて電流制御を行うことによって、各ロータの電流制御を独立して行うことができる。 In addition, by providing a means for detecting current in any one of the two phase sets each having a phase reversed in each phase, the current obtained by rotating coordinate conversion by means for detecting a small current can be obtained. Vector control is possible.
In addition, by detecting a two-phase current having a phase difference of 120 degrees in a motor having a phase number that is a multiple of 3, it is possible to increase the number of current sensors even in a multi-phase motor having three or more phases. Current control can be realized with only two current sensors.
Also, by subtracting other current command values excluding the controlled object from the detected current value to obtain the detected phase current of the controlled rotor, the controlled current component can be extracted from the combined current. By performing current control using this and the current command value, current control of each rotor can be performed independently.

また、検出した相電流値から制御対象を除いた他の電流指令値を減算して制御対象のロータの検出相電流とすることによって、複合した電流から、制御対象の電流成分を抽出することができ、これと電流指令値とを用いて電流制御を行うことにより、各ロータの電流制御を独立して行うことができる。
また、検出した電流値から回転座標上での電流指令値を減算し、相対位相を用いて他のロータの回転座標に座標変換をすることによって、複合された検出電流値から、他のロータの電流を抽出することができ、各ロータにおいて回転座標を用いたベクトル制御を独立に実現することができる。 Also, by subtracting other current command values excluding the controlled object from the detected phase current value to obtain the detected phase current of the controlled rotor, it is possible to extract the controlled current component from the combined current By performing current control using this and the current command value, current control of each rotor can be performed independently.
Also, by subtracting the current command value on the rotational coordinate from the detected current value and performing coordinate conversion to the rotational coordinate of the other rotor using the relative phase, the combined detected current value can be used for the other rotor. Current can be extracted, and vector control using rotational coordinates can be independently realized in each rotor.

また、推定電流値を用いて電流制御を行うことにより、制御器の制御の遅れが大きな場合などであっても、電流制御への制御偏差から、他のロータ電流制御偏差が入力され難くなり、お互いの制御器の制御干渉を防ぐことができ、制御器の制御設計により近い応答を得ることができる。   In addition, by performing current control using the estimated current value, even when the control delay of the controller is large, it becomes difficult to input other rotor current control deviations from the control deviation to the current control, The control interference between the controllers can be prevented, and a response closer to the control design of the controllers can be obtained.

この発明の第１実施の形態に係る回転電機の電流制御装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the electric current control apparatus of the rotary electric machine which concerns on 1st Embodiment of this invention. モータの回転軸に沿う断面説明図である。It is sectional explanatory drawing in alignment with the rotating shaft of a motor. 図２のステータ及びロータを示す回転軸に直交する方向の断面説明図である。FIG. 3 is a cross-sectional explanatory diagram in a direction orthogonal to a rotation axis showing the stator and rotor of FIG. 2. 図１のモータの相構造を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the phase structure of the motor of FIG. 図１のモータのインナロータとアウタロータの位相差を表にして示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the phase difference of the inner rotor and outer rotor of the motor of FIG. 1 as a table | surface. 図１のｄｑ_out→６相変換器の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of dq_out-> 6-phase converter of FIG. 図１のｄｑ_in→６相変換器の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of dq_in-> 6-phase converter of FIG. この発明の第２実施の形態に係る回転電機の電流制御装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the electric current control apparatus of the rotary electric machine which concerns on 2nd Embodiment of this invention. この発明の第３実施の形態に係る回転電機の電流制御装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the electric current control apparatus of the rotary electric machine which concerns on 3rd Embodiment of this invention. この発明の第４実施の形態に係る回転電機の電流制御装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the electric current control apparatus of the rotary electric machine which concerns on 4th Embodiment of this invention.

符号の説明Explanation of symbols

１０，４０，５０，５５ 電流制御装置
１１ トルク制御器
１２，１３ ローパスフィルター
１４ 電流ベクトル制御部
１５ 電流分離部
１６，１７ インバータＵＶＷ
１８，１９ 電流センサ
２０，４４ 位相演算部
２１ａ〜２１ｈ，５１ａ，５１ｂ，５２ａ，５２ｂ 減算器
２２ａ〜２２ｆ，４３ａ，４３ｂ 加算器
２３，２４ ＰＩ制御器
２５ ｄｑ_out→６相変換器
２６ ｄｑ_in→６相変換器
２７ ｕｗ→ｄｑ_out座標変換器
２８ ｕｗ→ｄｑ_in座標変換器
２９ ｄｑ_out→ｕｗ座標変換器
３０ ｄｑ_in→ｕｗ座標変換器
４１ ｄｑ_out→ｄｑ_in座標変換器
４２ ｄｑ_in→ｄｑ_out座標変換器
４５ ｕｗ→ｄｑ座標変換器
Ｍ モータ
Ｈ モータハウジング
Ｒｉ インナロータ
Ｒｏ アウタロータ
Ｓ ステータ 10, 40, 50, 55 Current control device 11 Torque controller 12, 13 Low pass filter 14 Current vector control unit 15 Current separation unit 16, 17 Inverter UVW
18, 19 Current sensor 20, 44 Phase calculation unit 21a-21h, 51a, 51b, 52a, 52b Subtractor 22a-22f, 43a, 43b Adder 23, 24 PI controller 25 dq_out → 6 phase converter 26 dq_in → 6 Phase converter 27 uw → dq_out coordinate converter 28 uw → dq_in coordinate converter 29 dq_out → uw coordinate converter 30 dq_in → uw coordinate converter 41 dq_out → dq_in coordinate converter 42 dq_in → dq_out coordinate converter 45 uw → dq coordinate Converter M Motor H Motor housing Ri Inner rotor Ro Outer rotor S Stator

Claims (8)

複数のロータ、及び前記複数のロータに対し各々の回転磁場を発生する共通のコイルを備えたステータを有する回転電機に、多相インバータを介して、前記共通のコイルに各々のロータに対応する電流を重畳した複合電流を供給する回転電機の制御装置において、
前記複数のロータの各々の要求トルクに基づいて、各々のロータの電流ベクトル指令値を生成する電流ベクトル指令値生成手段と、
前記共通のコイルの電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段により検出された検出値から、一方のロータの電流ベクトル指令値を減算することで他方のロータに作用している電流を抽出する電流分離手段と、
前記電流分離手段により抽出された他方のロータの電流検出値に基づいて、他方のロータの電流ベクトル制御を行う電流ベクトル制御手段と
を備えることを特徴とする回転電機の制御装置。 A rotating electrical machine having a stator having a plurality of rotors and a common coil that generates a rotating magnetic field for each of the plurality of rotors, a current corresponding to each rotor in the common coils via a multiphase inverter. In a control device for a rotating electrical machine that supplies a composite current superimposed with
Current vector command value generating means for generating a current vector command value for each rotor based on the required torque of each of the plurality of rotors;
Current detection means for detecting the current of the common coil;
Current separating means for extracting the current acting on the other rotor by subtracting the current vector command value of one rotor from the detected value detected by the current detecting means;
A control device for a rotating electrical machine, comprising: current vector control means for performing current vector control of the other rotor based on the detected current value of the other rotor extracted by the current separation means. 前記電流分離手段は、
前記各々のロータの電流ベクトル指令値に基づいて、各々のロータ毎に対応する相電流を演算する目標相電流演算手段と、
前記電流検出手段により検出された検出相電流から他のロータの目標相電流を除いた値を制御対象ロータの相電流値のフィードバック電流として、各ロータの電流ベクトルを演算する電流ベクトル検出手段とを備え、
前記電流ベクトル制御手段は、
前記電流ベクトル検出手段の出力値と前記電流ベクトル指令値生成手段の出力値との差分に基づいて、前記多相インバータにおける各々のロータの相電圧を演算する相電圧演算手段と
を備えることを特徴とする請求項１に記載の回転電機の制御装置。 The current separating means includes
Target phase current calculation means for calculating a phase current corresponding to each rotor based on the current vector command value of each rotor;
Current vector detection means for calculating the current vector of each rotor using a value obtained by removing the target phase current of the other rotor from the detected phase current detected by the current detection means as a feedback current of the phase current value of the rotor to be controlled. Prepared,
The current vector control means includes
Phase voltage calculation means for calculating the phase voltage of each rotor in the multiphase inverter based on the difference between the output value of the current vector detection means and the output value of the current vector command value generation means. The control device for a rotating electrical machine according to claim 1. 前記電流分離手段は、
前記電流検出手段により検出された検出値を、一方のロータの回転系において座標変換を行い一方のロータの電流ベクトルとして演算する電流ベクトル検出手段と、
前記電流ベクトル指令値生成手段により演算された他方の電流ベクトル指令値を、一方のロータの回転系において座標変換を行い一方のロータの電流ベクトルとして演算する電流ベクトル指令値変換手段とを備え、
前記電流ベクトル制御手段は、
前記電流ベクトル指令値生成手段により演算された一方の電流ベクトル指令値、及び前記電流ベクトル指令値変換手段により演算された他方の電流ベクトル指令値を合算した値と、前記電流ベクトル検出手段により演算された電流ベクトル検出値との差分に基づいて、前記多相インバータにおける一方の相電圧を演算する相電圧演算手段と
を備えることを特徴とする請求項１記載の回転電機の制御装置。 The current separating means includes
Current vector detection means for performing coordinate conversion on the detected value detected by the current detection means in the rotation system of one rotor and calculating as a current vector of one rotor;
Current vector command value conversion means for performing coordinate conversion on the other current vector command value calculated by the current vector command value generation means in a rotation system of one rotor and calculating as a current vector of one rotor;
The current vector control means includes
A value obtained by adding one current vector command value calculated by the current vector command value generation unit and the other current vector command value calculated by the current vector command value conversion unit, and a value calculated by the current vector detection unit. 2. The control device for a rotating electrical machine according to claim 1, further comprising: phase voltage calculation means for calculating one phase voltage in the multiphase inverter based on a difference from the detected current vector value. 前記電流分離手段は、更に、
前記電流ベクトル指令値生成手段により演算された一方の電流ベクトル指令値、及び前記電流ベクトル指令値変換手段により演算された他方の電流ベクトル指令値を合算した値と、前記電流ベクトル検出手段により演算された電流ベクトル検出値との差分を、他方のロータの回転系において座標変換を行い他方のロータの電流ベクトルを演算する第２の電流ベクトル検出手段を備え、
前記電流ベクトル制御手段は、更に、
前記第２の電流ベクトル検出手段からの出力に基づいて、前記多相インバータにおける他方の相電圧を演算する相電圧演算手段と
を備えることを特徴とする請求項３記載の回転電機の制御装置。 The current separating means further includes:
A value obtained by adding one current vector command value calculated by the current vector command value generation unit and the other current vector command value calculated by the current vector command value conversion unit, and a value calculated by the current vector detection unit. A second current vector detecting means for performing a coordinate conversion on the difference between the detected current vector value and a rotation vector of the other rotor and calculating a current vector of the other rotor;
The current vector control means further includes:
The control apparatus for a rotating electrical machine according to claim 3, further comprising: a phase voltage calculation unit that calculates the other phase voltage in the multiphase inverter based on an output from the second current vector detection unit. 前記電流分離手段は、
前記電流検出手段により検出された検出値を、一方のロータの回転系において座標変換を行い一方のロータの電流ベクトルとして演算する電流ベクトル検出手段と、
前記電流ベクトル指令値生成手段により演算された他方の電流ベクトル指令値を、一方のロータの回転系において座標変換を行い一方のロータの電流ベクトルとして演算する電流ベクトル指令値変換手段とを備え、
前記電流ベクトル制御手段は、
前記電流ベクトル指令値生成手段により演算された一方の電流ベクトル指令値と、電流ベクトル検出手段により演算された電流ベクトル検出値、及び電流ベクトル指令値変換手段により演算された他方の電流ベクトル指令値の差分値との差分に基づいて、前記多相インバータにおける一方の相電圧を演算する相電圧演算手段と
を備えることを特徴とする請求項１記載の回転電機の制御装置。 The current separating means includes
Current vector detection means for performing coordinate conversion on the detected value detected by the current detection means in the rotation system of one rotor and calculating as a current vector of one rotor;
Current vector command value conversion means for performing coordinate conversion on the other current vector command value calculated by the current vector command value generation means in a rotation system of one rotor and calculating as a current vector of one rotor;
The current vector control means includes
One of the current vector command values calculated by the current vector command value generation means, the current vector detection value calculated by the current vector detection means, and the other current vector command value calculated by the current vector command value conversion means. The control apparatus for a rotating electrical machine according to claim 1, further comprising: phase voltage calculation means for calculating one phase voltage in the multiphase inverter based on a difference from the difference value. 前記電流分離手段は、更に、
前記電流ベクトル指令値生成手段により演算された一方の電流ベクトル指令値と、前記電流ベクトル検出手段により演算された電流ベクトル検出値との差分を、他方のロータの回転系において座標変換を行い他方のロータの電流ベクトルを演算する第２の電流ベクトル検出手段とを備え、
前記電流ベクトル制御手段は、更に、
前記電流ベクトル指令値生成手段により演算された他方の電流ベクトル指令値と、前記第２の電流ベクトル検出手段により演算された他方の電流ベクトル検出値との差分に基づいて、前記多相インバータにおける他方の相電圧を演算する相電圧演算手段とを備える
ことを特徴とする請求項５に記載の回転電機の制御装置。 The current separating means further includes:
The difference between one current vector command value calculated by the current vector command value generation means and the current vector detection value calculated by the current vector detection means is subjected to coordinate conversion in the rotation system of the other rotor. Second current vector detection means for calculating the current vector of the rotor,
The current vector control means further includes:
Based on the difference between the other current vector command value calculated by the current vector command value generation means and the other current vector detection value calculated by the second current vector detection means, the other of the multiphase inverters The rotating electrical machine control device according to claim 5, further comprising: a phase voltage calculating unit that calculates a phase voltage of the rotating electrical machine. 前記電流ベクトル指令値生成手段により演算された電流ベクトル指令値が入力し、前記電流ベクトル指令値に基づき推定電流値を演算し出力するフィルタを備えた
ことを特徴とする請求項５または６に記載の回転電機の制御装置。 The current vector command value calculated by the current vector command value generating means is input, and a filter that calculates and outputs an estimated current value based on the current vector command value is provided. Rotating electrical machine control device. 前記フィルタは、
入力した一方の電流ベクトル指令値に基づいて推定電流値を演算し出力する第１のフィルタと、入力した他方の電流ベクトル指令値に基づいて推定電流値を演算し出力する第２のフィルタからなる
ことを特徴とする請求項７に記載の回転電機の制御装置。 The filter is
A first filter that calculates and outputs an estimated current value based on one input current vector command value, and a second filter that calculates and outputs an estimated current value based on the other input current vector command value The rotating electrical machine control device according to claim 7.
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