JP4935279B2 - Ｏｓｎｒ測定装置およびｏｓｎｒ測定方法 - Google Patents

Description

本発明は、ＷＤＭ光通信システムにおける通信チャネルのＯＳＮＲを測定するＯＳＮＲ測定装置およびＯＳＮＲ測定方法に関する。

近年、情報通信量の増加に伴って、大容量、低コストの光ファイバ通信システムの研究開発が活発である。光ファイバ通信システムの大容量化、低コスト化に関しては、複数の波長を多重して伝送する波長多重伝送方式（ＷＤＭ：Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）が研究開発されており、その多重度は上がる一方である。

多重度の指標となるチャネル間隔は、国際電気通信連合電気通信標準化部門（ＩＴＵ−Ｔ：Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｕｎｉｏｎ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｔａｎｄａｒｄｉｚａｔｉｏｎ Ｓｅｃｔｏｒ）で標準化されている。現在の標準的なＷＤＭシステムでは、１チャネル（ｃｈ）あたり伝送容量１０Ｇｂｐｓの信号を、１００ＧＨｚ（約０．８ｎｍ）間隔、もしくは５０ＧＨｚ（約０．４ｎｍ）間隔で多重化するシステムが一般的である。

ＷＤＭシステムでは、光ファイバの線路損失を補うためにエルビウム添加光ファイバ増幅器（ＥＤＦＡ：Ｅｒ−Ｄｏｐｅｄ Ｆｉｂｅｒ Ａｍｐｌｉｆｅｒ）を中継器に用いるのが一般的である。ＥＤＦＡを用いたシステムでは、自然放出光（ＡＳＥ：Ａｍｐｌｉｆｉｅｄ Ｓｐｏｎｔａｎｅｏｕｓ Ｅｍｉｓｓｉｏｎ）が発生して雑音となり、エラー率（ＢＥＲ：Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）を劣化させる。そのため、信号毎の光信号対雑音比（ＯＳＮＲ：Ｏｐｔｉｃａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）の評価が重要になる。

ＷＤＭシステムでは複数のｃｈを同時に伝送するため、各ｃｈの受信端（伝送後）におけるＯＳＮＲがｃｈ毎に異なるとｃｈ毎のＢＥＲも異なり、ｃｈ間の伝送品質が不均一となる。そこで、各ｃｈのＯＳＮＲを均一化する手法として、ＯＳＮＲが均一化するように各ｃｈの送信レベルを最適化するプリエンファシス（Ｐｒｅｅｎｐｈａｓｉｓ）方式が一般的に用いられている（たとえば、特許文献１参照。）。

プリエンファシス処理では、ＯＳＮＲを基に送信側の各ｃｈのレベルを決定するため、ＯＳＮＲを正確に測定する必要がある。ＯＳＮＲの測定方法としては、スペクトラムモニタ（以下、スペクトラムモニタの一例として「スペクトラムアナライザ」という場合もある）を用いて信号成分のスペクトルとＡＳＥ成分を測定し、これらに基づいてＯＳＮＲを算出する方法が最も精度が高い。

特開平６−６９８９１号公報

しかしながら、ＷＤＭ光通信の伝送容量増加に伴って、１ｃｈあたりのビットレートが上昇し（高速化）、または、ｃｈ間の間隔が狭くなると（高密度化）、スペクトラムアナライザによる測定では下記の問題が生じる。

スペクトラムアナライザで正確にＯＳＮＲを測定するには、信号成分のスペクトルと雑音成分（ここでは、主にＡＳＥ成分）をいかに正確に分離して測定できるかが重要になる。信号スペクトルについては、スペクトラムアナライザの分解能の帯域内にすべての信号スペクトルが入る必要がある。これによって、信号成分のトータルパワーを正確に測定することができる。また、ＡＳＥ成分については、スペクトラムアナライザの分解能の帯域内にＡＳＥ成分以外の余分な成分（たとえば、信号スペクトル）が入らないことが必要になる。

図１２は、ｃｈ間隔５０ＧＨｚのＷＤＭ信号のスペクトルの概略を示す図（その１）である。図１２は、各ｃｈの信号が１０ＧｂｐｓでＮＲＺ（Ｎｏ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）変調された信号である場合のスペクトルの概略を示している。横軸は光周波数ｆを、縦軸は測定されるスペクトルのパワーを、符号１２０１，１２０２，１２０３は各ｃｈの信号スペクトルを示している。符号１２０４はＥＤＦＡによって発生したＡＳＥ成分を示している。また、ここでは信号スペクトル１２０１を、ＯＳＮＲを測定したい被測定ｃｈの信号スペクトルとする。

図１２に示すように、１ｃｈあたりのビットレートが高く（各信号のスペクトル幅が広がる）、または、ｃｈ間隔が狭くなると、各ｃｈの信号スペクトル１２０１，１２０２および１２０３の裾野同士が重なり、ＡＳＥ成分１２０４が信号スペクトル１２０１，１２０２および１２０３に埋もれてしまう。このため、ＡＳＥ成分１２０４を正確に測定することができなくなるという問題がある。

一方、ＡＳＥ成分１２０４をより正確に測定するために分解能を上げ過ぎると、分解能の帯域内に被測定ｃｈの信号スペクトル（ここでは、信号スペクトル１２０１）のすべてが入りきらず、信号スペクトルを正確に測定することができなくなるという問題がある。

なお、図１３は、ｃｈ間隔５０ＧＨｚのＷＤＭ信号のスペクトルの概略を示す図（その２）である。図１３は、各ｃｈの信号が、強度が時間的に一定なＣＷ（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ）光である場合の信号スペクトル１２０１，１２０２および１２０３の概略を示している。図１３に示すように、各ｃｈの信号がＣＷ光である場合、ビットレートは０となるため、信号スペクトル１２０１，１２０２および１２０３の幅もなくなり、ＡＳＥ成分１２０４が信号スペクトル１２０１，１２０２および１２０３に埋もれてしまい正確に把握できないという問題は生じない。

図１４−１は、４０ＧｂｐｓのＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号のスペクトル測定結果（分解能０．１ｎｍ）の計算例を示す図である。図１４−２は、図１４−１に示す信号をｃｈ間隔１００ＧＨｚで３ｃｈ並べたスペクトル測定結果（分解能０．１ｎｍ）の計算例を示す図である。図１４−１および図１４−２においては、変調方式の一例として、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ方式で変調した信号のスペクトル測定結果（分解能０．１ｎｍ）の計算例を示している。ＲＺ−ＤＱＰＳＫ（Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ−Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式とは、ビット区間の途中で０に戻る信号形式において、情報信号に差動符号化を行う４相の位相変調方式である。

図１４−１および図１４−２において、横軸はＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号の相対周波数を、縦軸は測定されるスペクトルのパワー（Ｒｅｌａｔｉｖｅ Ｏｐｔｉｃａｌ ｐｏｗｅｒ）を示している。図１４−１および図１４−２において、符号１４０１は被測定ｃｈの信号スペクトル（上述した信号スペクトル１２０１に相当）を示す。また、図１４−２において、符号１４０２および１４０３は被測定ｃｈの隣接ｃｈの信号スペクトル（上述した信号スペクトル１２０２，１２０３に相当）を示す。

図１４−２に示すように、１ｃｈあたりのビットレートが高く（４０Ｇｂｐｓ）、さらに、ｃｈ間隔が狭く（１００ＧＨｚ）なると、各ｃｈの信号スペクトル１４０１，１４０２および１４０３の裾野同士が重なることが分かる。なお、ここでは、問題となっているＡＳＥ成分は図示していない。また、ここではスペクトラムアナライザの分解能の帯域（ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ）を０．１ｎｍとしてスペクトルの解析を行っている。

図１５−１は、図１４−２に示す信号スペクトルとＡＳＥ成分を示す図（その１）である。図１５−２は、図１４−２に示す信号スペクトルとＡＳＥ成分を示す図（その２）である。図１５−３は、図１４−２に示す信号スペクトルとＡＳＥ成分を示す図（その３）である。

図１５−１、図１５−２および図１５−３は、それぞれＡＳＥ成分のパワーが異なっており、その結果、測定されるＯＳＮＲの値もそれぞれ異なっている。図１５−１、図１５−２および図１５−３において、符号１５０１は実際のＯＳＮＲを、符号１５０２は測定されるＯＳＮＲを示している。符号１５０３は、ＡＳＥ成分を示している。

図１５−１に示す例では、実際のＯＳＮＲ１５０１は４０ｄＢ、測定されるＯＳＮＲ１５０２は２３．５ｄＢとなっている。図１５−２に示す例では、実際のＯＳＮＲ１５０１は３０ｄＢ、測定されるＯＳＮＲ１５０２は２２．２ｄＢとなっている。図１５−３に示す例では、実際のＯＳＮＲ１５０１は２０ｄＢ、測定されるＯＳＮＲ１５０２は１６．４ｄＢとなっている。

また、符号１５０４は各ｃｈをＣＷ光とした場合の信号スペクトルを示している。変調された信号スペクトル１４０１、１４０２および１４０３は、ＣＷ光の信号スペクトル１５０４と比べてスペクトル幅が広がっている一方、スペクトルのパワーのピーク値が低くなっていることが分かる。

このように、１ｃｈあたりのビットレートが高く、さらに、ｃｈ間隔が狭くなると、各ｃｈ間のスペクトルの裾野が重なり、ＡＳＥ成分１５０３が信号スペクトルに埋もれてしまう。また、変調された信号スペクトル１４０１、１４０２および１４０３は、ＣＷ光の信号スペクトル１５０４と比べてスペクトルのパワーのピーク値が低くなる。このため、実際のＯＳＮＲ１５０１を正確に測定することができなくなることが分かる。

この発明は、上述した問題点を解消するものであり、高ビットレートでｃｈ間隔が高密度に多重化された光ファイバ通信において、ＯＳＮＲを正確に測定することができるＯＳＮＲ測定装置およびＯＳＮＲ測定方法を提供することを目的とする。

本発明にかかるＯＳＮＲ測定装置は、ＷＤＭ光通信システムにおける通信チャネルのＯＳＮＲを測定するＯＳＮＲ測定装置であって、被測定チャネルにおいて送信される光信号のスペクトル幅を狭める制御を行う信号制御手段と、前記信号制御手段によって制御される前記被測定チャネルにおいて受信された前記光信号から測定されたスペクトルデータを受信する受信手段と、前記受信手段によって受信された前記スペクトルデータに基づいて前記被測定チャネルのＯＳＮＲを測定する測定手段と、を備えることを特徴とする。

上記構成によれば、高ビットレートでｃｈ間隔が高密度に多重化された光ファイバ通信において、被測定チャネルのスペクトル幅を狭めることでＡＳＥ成分を正確に測定することができるため、ＯＳＮＲを正確に測定することができる。

また、本発明にかかるＯＳＮＲ測定装置は、前記スペクトルデータを測定するスペクトル測定分解能を変更する分解能変更手段をさらに備え、前記受信手段は、前記分解能変更手段によって変更されるスペクトル測定分解能によって測定されたスペクトルデータを受信することを特徴とする。

上記構成によれば、上記作用に加えて、適切なスペクトル測定分解能を用いることで被測定チャネルの光信号の信号スペクトルを正確に測定することができるため、ＯＳＮＲを正確に測定することができる。

以上説明したように、本発明によれば、高ビットレートでｃｈ間隔が高密度に多重化された光ファイバ通信において、ＯＳＮＲを正確に測定することができるという効果を奏する。

以下に添付図面を参照して、本発明にかかるＯＳＮＲ測定装置およびＯＳＮＲ測定方法の好適な実施の形態を詳細に説明する。

図１は、本発明の基本的な概念を示す図である。図１において、符号１０１は被測定ｃｈの信号スペクトル（図１２における信号スペクトル１２０１に相当）を、符号１０２および１０３は被測定ｃｈの隣接ｃｈの信号スペクトルを示している。また、符号１０４は、ＥＤＦＡによって発生したＡＳＥ成分を示している。

図１は、被測定ｃｈ（図１２符号１２０１参照）のビットレートが、本発明にかかるＯＳＮＲ測定装置の制御によって一時的に１０Ｇｂｐｓから２．５Ｇｂｐｓに低下させられた場合を示している。被測定ｃｈのビットレートが低下すると、被測定ｃｈの信号スペクトル１０１のスペクトル幅が狭くなり、信号スペクトル１０１と、隣接ｃｈの信号のスペクトル１０２および１０３との重なりを避けることができる。

これによって、ＡＳＥ成分１０４が信号スペクトル１０１，１０２および１０３に埋もれてしまう状態を避けることができ、符号１０５で示す部分のＡＳＥ成分１０４を正確に測定することができる。また、被測定ｃｈの信号スペクトル１０１のスペクトル幅が狭くなることにより、スペクトラムアナライザの分解能を適当に選べば、被測定ｃｈの信号スペクトルもより正確に測定可能となる。

図２−１は、図１５−１に示した例において被測定ｃｈをＣＷ光とした場合のスペクトル測定結果（分解能０．１ｎｍ）の計算例を示す図である。図２−２は、図１５−２に示した例において被測定ｃｈをＣＷ光とした場合のスペクトル測定結果（分解能０．１ｎｍ）の計算例を示す図である。図２−３は、図１５−３に示した例において被測定ｃｈをＣＷ光とした場合のスペクトル測定結果（分解能０．１ｎｍ）の計算例を示す図である。なお、ＣＷ光とした信号は線スペクトルとなるが、スペクトラムアナライザで測定した場合、スペクトラムアナライザの分解能の幅以下で表示されることはないため、図２−１、図２−２および図２−３に示す被測定ｃｈの信号スペクトルも一定の幅を有している。

図２−１、図２−２および図２−３において、符号２０１はＣＷ光である被測定ｃｈの信号スペクトルを、符号２０２および２０３は被測定ｃｈの隣接ｃｈの信号スペクトルを示している。また、符号２０４は、ＥＤＦＡによって発生したＡＳＥ成分を示している。図２−１、図２−２および図２−３に示すように、被測定ｃｈをＣＷ光とすることで被測定ｃｈの信号スペクトル２０１のスペクトル幅が狭くなり、図１５−１、図１５−２および図１５−３に示した例では埋もれていたＡＳＥ成分２０４を正確に測定することができる。

なお、ＯＳＮＲは、図２−１の例では４０ｄＢ、図２−２の例では３０ｄＢ、図２−３の例では２０ｄＢとなっている。図２−１、図２−２および図２−３から分かるように、ＯＳＮＲが高い場合ほど、ＡＳＥ成分２０４を測定可能な領域が狭くなることになるが、この場合、スペクトラムアナライザの分解能を上げることで、被測定ｃｈの（スペクトラムアナライザ上の）スペクトル幅を狭くし、ＡＳＥ成分２０４を正確に測定することができる。

ただし、分解能を上げる際は、被測定ｃｈの実際のスペクトル幅以下まで分解能を上げないことに注意する。分解能を実際のスペクトル幅以下まで上げると、上述したように、分解能の帯域内に信号スペクトル２０１のすべてが入りきらず、信号スペクトル２０１を正確に測定することができなくなるからである。

また、ここでは説明の便宜上、被測定ｃｈをＣＷ光とした場合について説明したが、実際の光ファイバ通信では、増幅器の特性上、ＣＷ光を通した場合と変調光を通した場合とで増幅器の動作条件が変わる場合があるため、被測定ｃｈはある程度の（低速の）変調が掛かっていることが望ましい。

図３は、実施の形態にかかる送信器（その１）の基本的構成を示すブロック図である。図４は、実施の形態にかかる送信器（その１）の基本的構成の変形例を示すブロック図である。実施の形態にかかる送信器（その１）は、外部の制御に基づいてビットレートを変化させる送信器である。ここでは、送信器の一例として、一般的によく用いられている外部変調による強度変調方式のものを挙げる。図３に示すように、送信器３００は、ＣＷ光源３０１と、ＬＤ駆動回路３０２と、光強度変調器３０３と、信号処理部３０４と、ビットレート切替部３０５と、正弦波発振器３０６と、を備えている。

ＣＷ光源３０１は、ＬＤ（Ｌａｓｅｒ Ｄｉｏｄｅ）駆動回路３０２から出力されるバイアス電流（ｂｉａｓ）に基づいて光強度変調器３０３へＣＷ光を出力する。

光強度変調器３０３は、信号処理部３０４の制御に従って、ＣＷ光源３０１から入力するＣＷ光に対して強度変調を掛けて光信号を生成する。光強度変調器３０３によって生成された光信号は、伝送路を介して受信器へ送信される（不図示）。

信号処理部３０４は、光強度変調器３０３を制御して、ＣＷ光源３０１から光強度変調器３０３へ出力されるＣＷ光に強度変調を掛ける。具体的には、信号処理部３０４は、光強度変調器３０３に対して、データ信号（ｄａｔａ）と、クロック信号（ｃｌｋ）と、バイアス電流（ｂｉａｓ）と、を出力する。また、信号処理部３０４は、ビットレート切替部３０５から変調停止指示を入力すると、光強度変調器３０３を制御して、ＣＷ光に対する強度変調を停止する。

ビットレート切替部３０５は、ビットレート切替トリガ信号を送信器３００の外部から入力すると、信号処理部３０４へ変調停止指示を出力する。また、上述したように、増幅器の特性上、低速の変調が必要な場合は、ビットレート切替部３０５は、信号処理部３０４へ変調停止指示を出力するとともに、信号処理部３０４から光強度変調器３０３へ出力されるバイアス電流に低周波の正弦波を重畳するように正弦波発振器３０６を制御する。

正弦波発振器３０６は、低周波の正弦波を生成し、ビットレート切替部３０５の制御に従って、信号処理部３０４から光強度変調器３０３へ出力されるバイアス電流に正弦波を重畳する。なお、ＣＷ光を通した場合と変調光を通した場合とで増幅器の動作条件が変わらないように増幅器側で制御することも可能である。この場合、バイアス電流に正弦波を重畳する必要はなく、正弦波発振器３０６は省略することも可能である。

また、図４に示すように、正弦波発振器３０６は、ＬＤ駆動回路３０２からＣＷ光源３０１へ出力されるバイアス電流に低周波の正弦波を重畳してもよい。

図５は、実施の形態にかかる送信器（その２）の基本的構成を示すブロック図である。実施の形態にかかる送信器（その２）は、変調方式として上述したＲＺ−ＤＱＰＳＫ方式を用いる送信器である。図５に示すように、送信器５００は、ＣＷ光源５０１と、光位相遅延器５０２と、光位相変調器５０３ａと、光位相変調器５０３ｂと、信号処理部５０４と、発振器（ＣＬＫ）５０５と、１／Ｎ分周器５０６と、光強度変調器５０７と、ビットレート切替部５０８と、を備える。

ＣＷ光源５０１は、送信器３００のＣＷ光源３０１と同様に、ＬＤ駆動回路（ここでは不図示）から出力されるバイアス電流に基づいて光位相変調器５０３ａおよび光位相変調器５０３ｂへＣＷ光を出力する。

光位相遅延器５０２は、ＣＷ光源５０１と光位相変調器５０３ｂとの間に設けられ、ＣＷ光源５０１から光位相変調器５０３ｂへ出力されるＣＷ光の位相を１シンボル（あるいは１ビット）分遅延させる。

光位相変調器５０３ａは、信号処理部５０４の制御に従って、ＣＷ光源５０１から入力するＣＷ光に対して位相変調を掛ける。光位相変調器５０３ｂも同様に、信号処理部５０４の制御に従って、ＣＷ光源５０１から光位相遅延器５０２を介して入力する遅延したＣＷ光に対して位相変調を掛ける。

具体的には、光位相変調器５０３ａおよび光位相変調器５０３ｂは、信号処理部５０４から入力するクロック信号（ここでは２０Ｇｂｐｓとする）に基づいて位相変調を行う。光位相変調器５０３ａおよび光位相変調器５０３ｂによって位相変調された信号は、合波されてＤＱＰＳＫ信号（ここでは４０Ｇｂｐｓとなる）となり、光強度変調器５０７に出力される。

信号処理部５０４は、ＣＷ光源５０１から光位相変調器５０３ａおよび光位相変調器５０３ｂへ出力されるＣＷ光に位相変調を掛けるように、光位相変調器５０３ａおよび光位相変調器５０３ｂを制御する。具体的には、信号処理部５０４は、発振器５０５から入力するクロック信号を、光位相変調器５０３ａおよび光位相変調器５０３ｂへ出力することで光位相変調器５０３ａおよび光位相変調器５０３ｂを制御する。また、信号処理部５０４は、ビットレート切替部５０８から変調停止指示を入力すると、ＣＷ光に対する変調を停止するように光強度変調器５０７を制御する。

発振器（ＣＬＫ）５０５は、信号処理部５０４および光強度変調器５０７へクロック信号を出力する。ここでは、信号処理部５０４および光強度変調器５０７のそれぞれに２０ＧＨｚのクロック信号を出力するものとする。

１／Ｎ分周器５０６は、発振器５０５と光強度変調器５０７との間に設けられ、ビットレート切替部５０８の制御に従って、発振器５０５から光強度変調器５０７へ出力されるクロック信号を１／ｎの周波数に分周する。１／Ｎ分周器５０６は、１／ｎに分周した（ｎ＝１の場合は分周せずに）クロック信号を光強度変調器５０７へ出力する。たとえば、ここでは発振器５０５から入力するクロック信号を２０ＧＨｚとし、ｎ＝２とすると、１０ＧＨｚのクロック信号を光強度変調器５０７へ出力することとなる。

光強度変調器５０７は、光位相変調器５０３ａおよび光位相変調器５０３ｂから出力されて合波されたＤＱＰＳＫ信号（ここでは４０Ｇｂｐｓとする）を入力する。光強度変調器５０７は、入力したＤＱＰＳＫ信号に対して１／Ｎ分周器５０６から入力するクロック信号に基づいて強度変調を掛けることによってＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号（ここでは４０Ｇｂｐｓとなる）を生成する。光強度変調器５０７によって生成されたＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号は、伝送路を介して受信器へ送信される（不図示）。

ビットレート切替部５０８は、ビットレート切替トリガ信号を送信器５００の外部から入力すると、信号処理部５０４へ変調停止指示を出力するとともに、光強度変調器５０７へ出力されるクロック信号を分周するように１／Ｎ分周器５０６を制御する。光強度変調器５０７へ出力されるクロック信号を分周することによって、光強度変調器５０７の変調周波数が低下する。

たとえば、ビットレート切替部５０８は、１／Ｎ分周器５０６が入力する２０ＧＨｚのクロック信号を、周波数が半分の１０ＧＨｚのクロック信号に分周するように１／Ｎ分周器５０６を制御する。これによって、光強度変調器５０７へ出力されるクロック信号の周波数が半分になり、光強度変調器５０７の変調周波数を半分に低下させることができる。

図６は、分解能の最適化を説明する図（その１）である。図７は、分解能の最適化を説明する図（その２）である。上述したように、分解能を実際のスペクトル幅以下まで上げると、分解能の帯域内に信号スペクトルのすべてが入りきらず、信号スペクトル２０１を正確に測定することができなくなる。一方、分解能を下げすぎると、分解能の帯域内に隣接ｃｈの信号スペクトル２０２および２０３の裾野部分まで入り込んでしまうため、この場合も信号スペクトル２０１を正確に測定することができなくなる。

このため、信号スペクトル２０１を正確に測定するためには、分解能を適当な値に設定する必要がある。図６は、図２−１に示したスペクトルの計算例を示しているが、分解能は固定されていない。本発明においては、スペクトラムアナライザの分解能を変化させながら、図６における被測定ｃｈの信号スペクトル２０１の測定ピーク値６０１をプロットする。図７は、スペクトラムアナライザの分解能を変化させながら被測定ｃｈの信号スペクトル２０１の測定ピーク値６０１をプロットしたグラフを示している。横軸はスペクトラムアナライザの分解能を、縦軸は測定される信号スペクトル２０１の測定ピーク値を示している。

図７に示すように、分解能を低い値から高い値に変化させていった場合（図中、分解能ａ，ｂ，ｃ，ｄの順に高くなる）、まず、分解能ａの時点では、分解能の帯域内に隣接ｃｈの信号スペクトル２０２または２０３の裾野部分が入り込んでいるため、測定ピーク値が実際の信号レベルよりも高い値となってしまっている。分解能ｂおよび分解能ｃの時点では、分解能の帯域内から隣接ｃｈの信号スペクトル２０２または２０３の裾野部分がなくなり、被測定ｃｈの信号スペクトル２０１のみが測定されるため、測定ピーク値は実際の信号レベルの値で一定となる。

分解能ｄの時点では、分解能の帯域内に信号スペクトル２０１が入りきらなくなるため、測定ピーク値は実際の信号レベルの値よりも低くなる。以上に示したグラフから、傾きが最も小さくなる領域（ここでは分解能ｂおよび分解能ｃの領域）を抽出し、その領域の分解能における測定ピーク値を実際の信号レベルの値とする。また、このときの分解能を最適分解能とする。

図８は、ビットレートの最適化を説明する図（その１）である。図９は、ビットレートの最適化を説明する図（その２）である。上述したように、被測定ｃｈのビットレートが高い場合、被測定ｃｈの信号スペクトル２０１と、隣接ｃｈの信号スペクトル２０２および２０３の裾野が重なり、ＡＳＥ成分２０４が信号スペクトル２０１、２０２および２０３に埋もれてしまうため、ＡＳＥ成分２０４を正確に測定することができなくなる。

このため、信号スペクトル２０１を正確に測定するためには、ビットレートを適当な値に設定する必要がある。図８は、図２−１に示したスペクトルの計算例を示している。本発明においては、ビットレートを変化させながら、図８における被測定ｃｈの周辺のスペクトルの包絡線８０１上の値をプロットする。図９は、ビットレートを変化させながら被測定ｃｈの周辺のスペクトルの包絡線８０１上の値をプロットしたグラフを示している。横軸は被測定ｃｈの中心周波数からのずれを、縦軸は測定されるスペクトルのパワーを示している。

図９に示すように、高いビットレートＡから低いビットレートＤ（ビットレートＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄの順に低くなる）まで変化させていった場合、まず、ビットレートＡの時点では、被測定ｃｈの信号スペクトル２０１と隣接ｃｈの信号スペクトル２０２および２０３の裾野とが重なり合っているため（図１５−１、図１５−２および図１５−３参照）、正確なＡＳＥレベルを測定することができない。

ビットレートＢ、ビットレートＣおよびビットレートＤの時点では、被測定ｃｈの信号スペクトル２０１と隣接ｃｈの信号スペクトル２０２および２０３の裾野との重なりがなくなり、スペクトルのパワーの最小値が一定の値になる。このときのスペクトルのパワーの最小値を実際のＡＳＥレベルの値とする。また、このときのビットレート（たとえば、ビットレートＢ）を最適ビットレートとする。

図６および図７で説明した方法でスペクトラムアナライザの分解能を最適化し、図８および図９で説明した方法で送信器のビットレートを最適化することによって、正確なＯＳＮＲを測定することが可能となる。

なお、これらのスペクトラムアナライザの分解能を最適化する方法と、送信器のビットレートを最適化する方法とを行う順序はどちらでもよい。また、より正確なＯＳＮＲを測定するにはこれらの方法を何度か繰り返すことが望ましい。また、被測定ｃｈをＣＷ光とした場合は、送信器のビットレートを最適化する方法は省略することができる。

図１０は、実施の形態にかかる通信システムの基本的構成を示すブロック図である。実施の形態にかかる通信システム１０００は、本発明にかかるＯＳＮＲ測定装置を用いてプリエンファシス処理を行う通信システムである。図１０に示すように、通信システム１０００は、ネットワーク制御・監視センタ１０１０と、送受信ブロック１０２０と、ＭＵＸ／ＤＭＵＸブロック１０３０と、伝送路１０４０と、ＭＵＸ／ＤＭＵＸブロック１０５０と、伝送路１０６０と、から構成されている。

ネットワーク制御・監視センタ１０１０は、ネットワーク全体を制御・監視する。ネットワーク制御・監視センタ１０１０に備えられた制御端末１０１１は、送受信ブロック１０２０およびＭＵＸ／ＤＭＵＸブロック１０３０が通信を行うネットワークを制御・監視する。特に、制御端末１０１１は、本発明にかかるＯＳＮＲ測定装置の機能を備えている。制御端末１０１１は、送受信ブロック１０２０の送信器１０２２のビットレートおよびＭＵＸ／ＤＭＵＸブロック１０５０のスペクトラムモニタ１０５６の分解能を最適化し、ＯＳＮＲを測定した上でプリエンファシス処理を行う。

送受信ブロック１０２０は、送受信器制御・監視部１０２１と、複数の送信器１０２２と、複数の受信器１０２３と、を備えている。送受信器制御・監視部１０２１は、複数の送信器１０２２および複数の受信器１０２３を制御・監視することでデータの送受信を行う。特に、本発明において、送受信器制御・監視部１０２１は、ネットワーク制御・監視センタ１０１０から受信するビットレート制御信号（図中、経路Ｅ）に基づいて、複数の送信器１０２２にビットレート切替トリガ信号を出力する（経路Ｆ）ことによって、各送信器１０２２が送信する光信号のビットレートを制御する。

送信器１０２２は、複数設けられている。各送信器１０２２は、それぞれ異なる波長（λ１，λ２，λ３，・・・）の光信号（以下、「データ信号」ともいう）をＭＵＸ／ＤＭＵＸブロック１０３０へ送信する。各送信器１０２２は、上述した送信器３００あるいは送信器５００の機能を備えている。すなわち、各送信器１０２２は、送受信器制御・監視部１０２１から出力されるビットレート切替トリガ信号（経路Ｆ）に基づいて、送信する光信号のビットレートを変化させる。

また、送受信ブロック１０２０には、稼働中の送信器１０２２があっても、さらに新たな送信器１０２２を増設することができる。たとえば、図中λ１の送信器１０２２およびλ３の送信器１０２２が稼働中である場合、さらにλ２の送信器１０２２を新たなｃｈとして増設することができる。

受信器１０２３は、複数設けられており、送受信ブロック１０５０から送信されてＭＵＸ／ＤＭＵＸブロック１０３０によって分波されたデータ信号をそれぞれ受信する。

ＭＵＸ／ＤＭＵＸブロック１０３０は、ＭＵＸ／ＤＭＵＸ制御・監視部１０３１と、ＭＵＸ部１０３２と、増幅器１０３５と、ＷＤＭ監視部１０３６と、合波器１０３７と、分波器１０３８と、増幅器１０３９ａと、分波器１０３９ｂと、スペクトラムモニタ１０３９ｃと、ＤＭＵＸ部１０３９ｄと、分波器１０３９ｅと、を備えている。

ＭＵＸ／ＤＭＵＸ制御・監視部１０３１は、ＭＵＸ部１０３２およびＤＭＵＸ部１０３９ｄの監視・制御を行う。特に、本発明において、ＭＵＸ／ＤＭＵＸ制御・監視部１０３１は、ネットワーク制御・監視センタ１０１０から受信するプリエンファシス制御信号（経路Ｄ）に従ってＭＵＸ部１０３２の光可変ＡＴＴ１０３３を制御し、被測定ｃｈの送信レベルを最適化する。

ＭＵＸ部１０３２は、複数の光可変ＡＴＴ１０３３と、合波器１０３４と、を備えている。光可変ＡＴＴ１０３３（Ａｔｔｅｎｕａｔｏｒ）は、送受信ブロック１０２０の送信器１０２２の数に対応した数が備えられており、各送信器１０２２から送信される光信号をそれぞれ受信する。各光可変ＡＴＴ１０３３は、ＭＵＸ／ＤＭＵＸ制御・監視部１０３１から出力されるプリエンファシス制御信号（経路Ｇ）に従って、受信した光信号の送信レベルを減衰させ、減衰させた光信号を合波器１０３４へ出力する。合波器１０３４は、各光可変ＡＴＴ１０３３から出力された光信号を合波（多重化）し、合波した光信号を増幅器１０３５へ出力する。

増幅器１０３５は、合波器１０３４から出力された光信号を増幅し、増幅した光信号を合波器１０３７へ出力する。ＷＤＭ監視部１０３６は、ＭＵＸ／ＤＭＵＸブロック１０５０から送信されるスペクトルデータ（経路Ｂ）を監視し、当該スペクトルデータをＭＵＸ／ＤＭＵＸ制御・監視部１０３１へ出力する（経路Ｃ）。

また、ＷＤＭ監視部１０３６は、ＭＵＸ／ＤＭＵＸ制御・監視部１０３１から出力される分解能制御信号（経路Ｃ）を監視し、当該分解能制御信号を合波器１０３７へ出力する。合波器１０３７は、増幅器１０３５から出力される光信号とＷＤＭ監視部１０３６から出力される分解能制御信号とを合波して、合波した光信号を伝送路１０４０を介してＭＵＸ／ＤＭＵＸブロック１０５０へ送信する。

分波器１０３８は、ＭＵＸ／ＤＭＵＸブロック１０５０から伝送路１０６０を介して送信される光信号を受信し、受信した光信号をスペクトルデータとデータ信号とに分波する。分波器１０３８は、分波したスペクトルデータをＷＤＭ監視部１０３６へ（経路Ｂ）、データ信号を増幅器１０３９ａへ出力する。なお、増幅器１０３９ａ、分波器１０３９ｂ、スペクトラムモニタ１０３９ｃ、ＤＭＵＸ部１０３９ｄおよび分波器１０３９ｅは、後述するＭＵＸ／ＤＭＵＸブロック１０５０における構成と同様であるためここでは説明を省略する。

ＭＵＸ／ＤＭＵＸブロック１０５０は、分波器１０５１と、増幅器１０５２と、分波器１０５３と、ＤＭＵＸ部１０５４と、スペクトラムモニタ１０５６と、ＷＤＭ監視部１０５７と、増幅器１０５８と、合波器１０５９と、を備えている。分波器１０５１は、ＭＵＸ／ＤＭＵＸブロック１０３０から伝送路１０４０を介して送信される光信号を受信し、受信した光信号をデータ信号と分解能制御信号とに分波する。分波器１０５１は、分波したデータ信号を増幅器１０５２へ、分解能制御信号をＷＤＭ監視部１０５７へ出力する。

増幅器１０５２は、分波器１０５１から出力されたデータ信号を増幅し、増幅したデータ信号を分波器１０５３へ出力する。分波器１０５３は、増幅器１０５２から出力されたデータ信号を分波し、それぞれＤＭＵＸ部１０５４とスペクトラムモニタ１０５６とに出力する。ＤＭＵＸ部１０５４は分波器１０５５を備え、分波器１０５５は、分波器１０５３から出力されたデータ信号を分波（多重分離）し、分波したそれぞれのデータ信号を図示しない送受信ブロックへ送信する。

スペクトラムモニタ１０５６は、分波器１０５３から出力されるデータ信号の波形からスペクトルデータを測定する。スペクトラムモニタ１０５６は、ＷＤＭ監視部１０５７から出力される分解能制御信号（経路Ａ）に従って、スペクトルデータを測定する際の分解能を変化させることができる。スペクトラムモニタ１０５６は、取得したスペクトルデータをＷＤＭ監視部１０５７へ出力する（経路Ａ）。

ＷＤＭ監視部１０５７は、ＭＵＸ／ＤＭＵＸブロック１０３０から送信され、分波器１０５１を介して入力する分解能制御信号を監視し、当該分解能制御信号をスペクトラムモニタ１０５６へ出力する（経路Ａ）。また、ＷＤＭ監視部１０５７は、スペクトラムモニタ１０５６から出力されるスペクトルデータ（経路Ａ）を監視し、当該スペクトルデータを合波器１０５９へ出力する（経路Ｂ）。増幅器１０５８は、図示しない送受信ブロックから送信されるデータ信号を増幅し、増幅したデータ信号を合波器１０５９へ出力する。

合波器１０５９は、ＷＤＭ監視部１０５７から出力されるスペクトルデータと、増幅器１０５８から出力されるデータ信号を合波し、合波した光信号を伝送路１０６０を介してＭＵＸ／ＤＭＵＸブロック１０３０へ送信する（経路Ｂ）。

なお、ここでは伝送路１０４０と伝送路１０６０とは別々の構成としたが、各種多重化方式を用いることによって一つの伝送路で構成することも可能である。また各増幅器１０３５，１０５２，１０５８，１０３９ａは、上述したＥＤＦＡなどによって構成される。

また、図１０で示した経路Ａ〜Ｇは、実施の形態にかかる光通信システム１０００のＯＳＣ（Ｏｐｔｉｃａｌ Ｓｅｒｖｉｃｅ Ｃｈａｎｎｅｌ）を用いて実現することができる。

このように、ネットワーク制御・監視センタ１０１０の制御端末１０１１は、送信器１０２２へビットレート切替トリガ信号を出力することで被測定ｃｈ（たとえば、λ２の送信器１０２２）から送信される光信号のスペクトル幅を狭め、スペクトル幅を狭めた光信号からスペクトラムモニタ１０５６が測定したスペクトルデータを受信する。

また、制御端末１０１１は、スペクトラムモニタ１０５６に対して分解能制御信号を送信することで分解能を適切に変更し、分解能を適切に変更したスペクトラムモニタ１０５６が測定したスペクトルデータを受信する。これによって、端末装置１０１１は、被測定ｃｈにおけるＯＳＮＲを正確に測定することができる。

また、ここでは、ネットワーク制御・監視センタ１０１０の制御端末１０１１が送受信ブロック１０２０およびＭＵＸ／ＤＭＵＸブロック１０３０が通信を行うネットワークを制御・監視し、ＯＳＮＲを測定する場合について説明したが、ＯＳＮＲ測定装置の実施の形態はこれに限られるものではない。たとえば、送受信ブロック１０２０およびＭＵＸ／ＤＭＵＸブロック１０３０が一体的な送信装置を構成し、この送信装置がＯＳＮＲ測定装置の機能を有していてもよい。

図１１−１は、実施の形態にかかる通信システムのプリエンファシス処理を示すフローチャート（その１）である。図１１−２は、実施の形態にかかる通信システムのプリエンファシス処理を示すフローチャート（その２）である。実施の形態にかかる通信システム１０００では、たとえば、ネットワーク制御・監視センタ１０１０の制御端末１０１１がプリエンファシス処理を行う。

ここでは、図１０中λ１の送信器１０２２およびλ３の送信器１０２２が稼働中であり、λ２の送信器１０２２を新たなｃｈとして増設する場合に、このλ２の送信器１０２２におけるＯＳＮＲを測定し、ＯＳＮＲの測定結果に基づいてプリエンファシス処理を行う場合について説明する。

図１１−１に示すように、まず、変数ｎ＝１，ｍ＝１とし（ステップＳ１１０１）、送受信器制御・監視部１０２１にλ２の送信器１０２２が増設される（ステップＳ１１０２）。つぎに、スペクトラムモニタ１０５６へ分解能制御信号を送信することで、スペクトラムモニタ１０５６の分解能δ（ｎ）の初期値δ（１）を適当な初期値δ１に設定するとともに、送信器１０２２へビットレート切替トリガ信号を出力することで送信器１０２２のビットレートＢ（ｍ）の初期値Ｂ（１）を適当な初期値Ｂ１に設定する（ステップＳ１１０３）。

つぎに、スペクトラムモニタ１０５６からスペクトルデータを受信し（ステップＳ１１０４）、受信したスペクトルデータから信号スペクトルのピーク値Ｌ（ｎ）を取得する（ステップＳ１１０５）。つぎに、変数ｎの値が１であるか否かを判断する（ステップＳ１１０６）。すなわち、ステップＳ１１０６において、分解能δ（ｎ）が最適分解能であるか否かを判定するために（後述するステップＳ１１０７参照）信号スペクトルのピーク値Ｌ（ｎ）が２以上取得されているか否かを判断する。

ステップＳ１１０６において、変数ｎの値が１でない場合（ステップＳ１１０６：Ｎｏ）、Ｌ（ｎ）とＬ（ｎ−１）との差が、分解能収束の判定値Ｔλ以下であるか否かを判断する（ステップＳ１１０７）。すなわち、ステップＳ１１０７においては、現在のピーク値Ｌ（ｎ）と一つ前のピーク値Ｌ（ｎ−１）とを比較することによって、ピーク値Ｌ（ｎ）が実際の信号レベルの値で一定となっているか否かを判断する（図７参照）。

ステップＳ１１０６において、変数ｎの値が１である場合（ステップＳ１１０６：Ｙｅｓ）、または、ステップＳ１１０７において、Ｌ（ｎ）とＬ（ｎ−１）との差が、分解能収束の判定値Ｔλ以下でない場合（ステップＳ１１０７：Ｎｏ）、スペクトラムモニタ１０５６へ分解能制御信号を送信することで、分解能δ（ｎ）を所定の変化量Δδだけ高くする（ステップＳ１１０８）。つぎに、変数ｎに１を加え（ステップＳ１１０９）、ステップＳ１１０４に戻って処理を続行する。

ステップＳ１１０７において、Ｌ（ｎ）とＬ（ｎ−１）の差が、分解能収束の判定値Ｔλ以下である場合（ステップＳ１１０７：Ｙｅｓ）、図１１−２のステップＳ１１１０へ移行する。以上のステップＳ１１０４〜ステップＳ１１０９が、上述した最適分解能を設定するための処理である（図６，図７参照）。すなわち、分解能δ（ｎ）を変化させながら、信号スペクトル２０１のピーク値Ｌ（ｎ）が実際の信号レベルの値で一定の値となる最適領域を探し、最適領域における分解能δ（ｎ）を最適分解能とする。

つぎに、図１１−２に示すように、ステップＳ１１０４で受信したスペクトルデータからスペクトルのパワーＰ（ｍ）を取得する（ステップＳ１１１０）。なお、ここでいうスペクトルデータとは、ステップＳ１１０４〜ステップＳ１１０９を経た最終的なスペクトルデータ、すなわち、最適分解能を決定した際のスペクトルデータである。

つぎに、変数ｍの値が１であるか否かを判断する（ステップＳ１１１１）。すなわち、ステップＳ１１１１において、ビットレートＢ（ｍ）が最適ビットレートであるか否かを判定するために（後述するステップＳ１１１２参照）、スペクトルのパワーＰ（ｍ）が２以上取得されているか否かを判断する。

ステップＳ１１１１において、変数ｍの値が１でない場合（ステップＳ１１１１：Ｎｏ）、Ｐ（ｍ）とＰ（ｍ−１）との差が、ビットレート収束の判定値Ｔｂ以下であるか否かを判断する（ステップＳ１１１２）。すなわち、ステップＳ１１１２においては、現在のスペクトルのパワーＰ（ｍ）と一つ前のスペクトルのパワーＰ（ｍ−１）とを比較することによって、パワーＰ（ｍ）が実際のＡＳＥレベルの値で一定となっているか否かを判断する（図９参照）。

ステップＳ１１１１において、変数ｍの値が１である場合（ステップＳ１１１１：Ｙｅｓ）、または、ステップＳ１１１２において、Ｐ（ｍ）とＰ（ｍ−１）との差がビットレート収束の判定値Ｔｂ以下でない場合（ステップＳ１１１２：Ｎｏ）、送信器１０２２へビットレート切替トリガ信号を出力することで、送信器１０２２のビットレートＢ（ｍ）を所定の変化量ΔＢだけ低くし（ステップＳ１１１３）、変数ｍに１を加える（ステップＳ１１１４）。つぎに、スペクトラムモニタ１０５６からスペクトルデータを再度受信し（ステップＳ１１１５）、ステップＳ１１１０に戻り、処理を続行する。

ステップＳ１１１２においてＰ（ｍ）とＰ（ｍ−１）の差が、ビットレート収束の判定値Ｔｂ以下である場合（ステップＳ１１１２：Ｙｅｓ）、ステップＳ１１１６へ移行する。以上のステップＳ１１１０〜ステップＳ１１１５が、上述した最適ビットレートを設定するための処理である（図８，図９参照）。すなわち、ビットレートＢ（ｍ）を変化させながら、スペクトルのパワーＰ（ｍ）が実際のＡＳＥレベルで一定の値となる最適領域を探し、最適領域におけるビットレートＰ（ｍ）を最適ビットレートとする。

つぎに、その時点で受信している最終的なスペクトルデータからＯＳＮＲを算出する（ステップＳ１１１６）。すなわち、ステップＳ１１０７において最適と判断した分解能δ（ｎ）におけるピーク値Ｌ（ｎ）（実際の信号スペクトル２０１のピーク値６０１、図６中符号６０１参照）と、ステップＳ１１１２において最適と判断したビットレートＰ（ｍ）におけるスペクトルのパワーＰ（ｍ）（実際のＡＳＥ成分のパワー、図８中符号２０４参照）との比を求めることによってλ２の送信器１０２２におけるＯＳＮＲを算出する。

つぎに、ステップＳ１１１６において算出したλ２の送信器１０２２におけるＯＳＮＲが、他の複数の送信器１０２２におけるＯＳＮＲの平均値Ｔの±ｘ（判定基準値）の範囲内であるか否かを判断する（ステップＳ１１１７）。λ２の送信器１０２２におけるＯＳＮＲが平均値Ｔの±ｘの範囲内でない場合（ステップＳ１１１７：Ｎｏ）、λ２の送信器１０２２におけるＯＳＮＲと平均値Ｔに基づいてプリエンファシス量を算出し（ステップＳ１１１８）、算出したプリエンファシス量によってλ２の送信器１０２２に対してプリエンファシス処理を行う（ステップＳ１１１９）。

すなわち、制御が必要な光可変ＡＴＴ１０３３に対して、ＭＵＸ／ＤＭＵＸ制御・監視部１０３１を介してプリエンファシス制御信号を出力することによって、送信器１０２２の光信号の送信レベルを減衰させることによって、各送信器１０２２のＯＳＮＲを均一化する。

つぎに、スペクトラムモニタ１０５６からスペクトルデータを再度受信し（ステップＳ１１２０）、ステップＳ１１１６に戻って処理を続行する。λ２の送信器１０２２におけるＯＳＮＲが平均値Ｔの±ｘの範囲内である場合（ステップＳ１１１７：Ｙｅｓ）、プリエンファシス処理は必要ないので、一連の処理を終了する。

なお、ここでは最適分解能を設定してから最適ビットレートを設定する順番としたが、この順番はどちらでもよい。また、上述したステップＳ１１２０においては、ステップＳ１１１９によるプリエンファシス処理の後、もう一度スペクトルデータを取得して再度ＯＳＮＲを再度確認的に算出するが、この確認的処理は省いてもよい。すなわち、ステップＳ１１１９によるプリエンファシス処理の後、そのまま一連の処理を終了してもよい。

また、上述したステップＳ１１０７において最適分解能を設定したものの、ステップＳ１１１０〜ステップＳ１１１５において送信器１０２２のビットレートＢ（ｍ）を変化させたことによってスペクトラムモニタ１０５６で測定されるスペクトルデータが変化し、設定した分解能δ（ｎ）が最適でなくなる場合がある。このため、ステップＳ１１１２において最適ビットレートを設定した後、設定した分解能δ（ｎ）が最適であるか否かを再度判断してもよい。設定した分解能δ（ｎ）が最適でなくなっていた場合、再度最適分解能を探して設定する。

また、再度最適分解能を設定するために分解能δ（ｎ）を変化させたことによってスペクトラムモニタ１０５６で測定されるスペクトルデータが変化し、設定したビットレートＢ（ｍ）が最適でなくなる場合もある。このため、再度最適分解能を設定した後、設定したビットレートＢ（ｍ）が最適であるか否かを再度判断してもよい。設定したビットレートＢ（ｍ）が最適でなくなっていた場合、再度最適ビットレートを探して設定する。

また、上述したように送信器の送信する光信号をＣＷ光とした場合は、最適ビットレートの設定は不要であるため、上述したステップＳ１１１０〜ステップＳ１１１５を省くことが可能である。

以上説明したように、本発明にかかるＯＳＮＲ測定装置およびＯＳＮＲ測定方法によれば、被測定ｃｈの光信号のスペクトル幅を狭めることで、ＡＳＥ成分を正確に測定することができる。また、本発明にかかるＯＳＮＲ測定装置およびＯＳＮＲ測定方法によれば、スペクトラムモニタに対して適切な分解能を設定することで、信号スペクトルのピーク値を正確に測定することができる。したがって、本発明にかかるＯＳＮＲ測定装置およびＯＳＮＲ測定方法によれば、高ビットレートで高密度に多重化された光ファイバ通信システムにおいて、ＯＳＮＲを正確に測定することができるという効果を奏する。

なお、上述した実施の形態においては、被測定ｃｈの信号スペクトル２０１のスペクトル幅を狭めるために、被測定ｃｈのビットレートを低下させることについて説明したが、ＮＲＺ変調を用いる場合には、実際のビットレートは低下させずに、固定ビットパターンを用いることによって擬似的にビットレートを低下させることも可能である。

たとえば、まず、被測定ｃｈから１０Ｇｂｐｓで固定ビットパターン「１０１０・・・」を送信し、つぎに、１０Ｇｂｐｓで固定ビットパターン「１１１１００００１１１１００００・・・・」を送信する。これによって、擬似的にビットレートを低下させ、被測定ｃｈの信号スペクトル２０１のスペクトル幅が狭くなり、被測定ｃｈのビットレートを実際に低下させた場合と同様に、ＯＳＮＲを正確に測定することができる。

また、上述した実施の形態においては、被測定ｃｈのビットレートを低下させることによって、信号スペクトル２０１のスペクトル幅を狭くしてＯＳＮＲを正確に測定できるようにしたが、信号スペクトル２０１のスペクトル幅を狭くするためには、ビットレートを低下させるのではなく変調方式を変更してもよい。

たとえば、まず、ＲＺ変調方式で被測定ｃｈの変調を行っていた場合、変調方式をＮＲＺ変調方式に変更することで、信号スペクトル２０１のスペクトル幅が狭くなり、被測定ｃｈのビットレートを低下させた場合と同様に、ＯＳＮＲを正確に測定することができる。

（付記１）ＷＤＭ光通信システムにおける通信チャネルのＯＳＮＲを測定するＯＳＮＲ測定装置であって、
被測定チャネルにおいて送信される光信号のスペクトル幅を狭める制御を行う信号制御手段と、
前記信号制御手段によって制御される前記被測定チャネルにおいて受信された前記光信号から測定されたスペクトルデータを受信する受信手段と、
前記受信手段によって受信された前記スペクトルデータに基づいて前記被測定チャネルのＯＳＮＲを測定する測定手段と、
を備えることを特徴とするＯＳＮＲ測定装置。

（付記２）前記スペクトルデータを測定するスペクトル測定分解能を変更する分解能変更手段をさらに備え、
前記受信手段は、前記分解能変更手段によって変更されるスペクトル測定分解能によって測定されたスペクトルデータを受信することを特徴とする付記１に記載のＯＳＮＲ測定装置。

（付記３）前記信号制御手段は、前記被測定チャネルの光信号のビットレートを低下させることによって前記スペクトル幅を狭めることを特徴とする付記１または２に記載のＯＳＮＲ測定装置。

（付記４）前記信号制御手段は、前記被測定チャネルのＡＳＥ成分が測定可能となるまで前記被測定チャネルの光信号のビットレートを低下させることを特徴とする付記３に記載のＯＳＮＲ測定装置。

（付記５）前記信号制御手段は、前記被測定チャネルの光信号をＣＷ光とすることを特徴とする付記１または２に記載のＯＳＮＲ測定装置。

（付記６）前記信号制御手段は、前記被測定チャネルの光信号の符号化方式を変更することによって前記スペクトル幅を狭めることを特徴とする付記１または２に記載のＯＳＮＲ測定装置。

（付記７）前記被測定チャネルの光信号の運用符号化方式はＲＺ方式であり、
前記信号制御手段は、前記被測定チャネルの光信号の符号化方式をＮＲＺ方式へ変更することによって前記スペクトル幅を狭めることを特徴とする付記６に記載のＯＳＮＲ測定装置。

（付記８）前記分解能変更手段は、前記スペクトル測定分解能の帯域を、前記被測定チャネルの光信号の全スペクトル成分が入る幅とすることを特徴とする付記２〜７のいずれか一つに記載のＯＳＮＲ測定装置。

（付記９）前記分解能変更手段は、前記スペクトル測定分解能の帯域を、前記被測定チャネルの光信号の全スペクトルを測定した場合に当該被測定チャネルの隣接チャネルの光信号のスペクトル成分が入らない幅とすることを特徴とする付記８に記載のＯＳＮＲ測定装置。

（付記１０）前記受信手段は、前記ＷＤＭ光通信システムのＯＳＣを介して前記スペクトルデータを受信することを特徴とする付記１〜９のいずれか一つに記載のＯＳＮＲ測定装置。

（付記１１）ＷＤＭ光通信システムにおける通信チャネルのＯＳＮＲを測定するＯＳＮＲ測定方法であって、
被測定チャネルにおいて送信される光信号のスペクトル幅を狭める制御を行う信号制御工程と、
前記信号制御工程によって制御される前記被測定チャネルにおいて受信された前記光信号から測定されたスペクトルデータを受信する受信工程と、
前記受信工程によって受信された前記スペクトルデータに基づいて前記被測定チャネルのＯＳＮＲを測定する測定工程と、
を含むことを特徴とするＯＳＮＲ測定方法。

（付記１２）前記スペクトルデータを測定するスペクトル測定分解能を変更する分解能変更工程をさらに備え、
前記受信工程は、前記分解能変更工程によって変更されるスペクトル測定分解能によって測定されたスペクトルデータを受信することを特徴とする付記１１に記載のＯＳＮＲ測定方法。

（付記１３）前記信号制御工程は、前記被測定チャネルの光信号のビットレートを低下させることによって前記スペクトル幅を狭めることを特徴とする付記１１または１２に記載のＯＳＮＲ測定方法。

（付記１４）前記信号制御工程は、前記被測定チャネルの光信号をＣＷ光とすることを特徴とする付記１１または１２に記載のＯＳＮＲ測定方法。

（付記１５）前記分解能変更工程は、前記スペクトル測定分解能の帯域を、前記被測定チャネルの光信号の全スペクトル成分が入る幅とすることを特徴とする付記１２〜１４のいずれか一つに記載のＯＳＮＲ測定方法。

以上のように、本発明にかかるＯＳＮＲ測定装置およびＯＳＮＲ測定方法は、ＷＤＭ光通信におけるＯＳＮＲ測定に有用であり、特に、ＥＤＦＡを中継器に用いるＷＤＭ光通信におけるＯＳＮＲ測定に適している。

本発明の基本的な概念を示す図である。 図１５−１に示した例において被測定ｃｈをＣＷ光とした場合のスペクトル測定結果（分解能０．１ｎｍ）の計算例を示す図である。 図１５−２に示した例において被測定ｃｈをＣＷ光とした場合のスペクトル測定結果（分解能０．１ｎｍ）の計算例を示す図である。 図１５−３に示した例において被測定ｃｈをＣＷ光とした場合のスペクトル測定結果（分解能０．１ｎｍ）の計算例を示す図である。 実施の形態にかかる送信器（その１）の基本的構成を示すブロック図である。 実施の形態にかかる送信器（その１）の基本的構成の変形例を示すブロック図である。 実施の形態にかかる送信器（その２）の基本的構成を示すブロック図である。 分解能の最適化を説明する図（その１）である。 分解能の最適化を説明する図（その２）である。 ビットレートの最適化を説明する図（その１）である。 ビットレートの最適化を説明する図（その２）である。 実施の形態にかかる通信システムの基本的構成を示すブロック図である。 実施の形態にかかる通信システムのプリエンファシス処理を示すフローチャート（その１）である。 実施の形態にかかる通信システムのプリエンファシス処理を示すフローチャート（その２）である。 ｃｈ間隔５０ＧＨｚのＷＤＭ信号のスペクトルの概略を示す図（その１）である。 ｃｈ間隔５０ＧＨｚのＷＤＭ信号のスペクトルの概略を示す図（その２）である。 ４０ＧｂｐｓのＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号のスペクトル測定結果（分解能０．１ｎｍ）の計算例を示す図である。 図１４−１に示す信号をｃｈ間隔１００ＧＨｚで３ｃｈ並べたスペクトル測定結果（分解能０．１ｎｍ）の計算例を示す図である。 図１４−２に示す信号スペクトルとＡＳＥ成分を示す図（その１）である。 図１４−２に示す信号スペクトルとＡＳＥ成分を示す図（その２）である。 図１４−２に示す信号スペクトルとＡＳＥ成分を示す図（その３）である。

符号の説明

１０１，２０１，１２０１，１４０１ 被測定ｃｈの信号スペクトル
１０２，１０３，２０２，２０３，１２０２，１２０３，１４０２，１４０３ 隣接ｃｈの信号スペクトル
１０４，２０４，１２０４，１５０３ ＡＳＥ成分
６０１ ピーク値
８０１ 包絡線
１０１１ 制御端末
１０２２ 送信器
１０３３ 光可変ＡＴＴ
１０５６ スペクトラムモニタ

Claims (7)

1. ＷＤＭ光通信システムにおける通信チャネルのＯＳＮＲを測定するＯＳＮＲ測定装置であって、
   被測定チャネルにおいて送信される光信号のスペクトル幅を、前記被測定チャネルの光信号のビットレートを低下させることによって狭める制御を行う信号制御手段と、
   前記信号制御手段によって制御される前記被測定チャネルにおいて受信された前記光信号から測定されたスペクトルデータを受信する受信手段と、
   前記受信手段によって受信された前記スペクトルデータに基づいて前記被測定チャネルのＯＳＮＲを測定する測定手段と、
   を備えることを特徴とするＯＳＮＲ測定装置。
2. 前記スペクトルデータを測定するスペクトル測定分解能の帯域を、前記被測定チャネルの光信号の全スペクトル成分が入る幅となるように変更する分解能変更手段をさらに備え、
   前記受信手段は、前記分解能変更手段によって変更されるスペクトル測定分解能によって測定されたスペクトルデータを受信することを特徴とする請求項１に記載のＯＳＮＲ測定装置。
3. 前記信号制御手段は、前記スペクトルデータが示す被測定チャネルのパワーに基づいて、前記被測定チャネルのパワーの変化量が所定の判定値以下となるまで前記被測定チャネルの光信号のビットレートを低下させることを特徴とする請求項１または２に記載のＯＳＮＲ測定装置。
4. 前記分解能変更手段は、前記スペクトル測定分解能の帯域を、前記被測定チャネルの光信号の全スペクトルを測定した場合に当該被測定チャネルの隣接チャネルの光信号のスペクトル成分が入らない幅とすることを特徴とする請求項２に記載のＯＳＮＲ測定装置。
5. 前記受信手段は、前記ＷＤＭ光通信システムのＯＳＣを介して前記スペクトルデータを受信することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載のＯＳＮＲ測定装置。
6. ＷＤＭ光通信システムにおける通信チャネルのＯＳＮＲを測定するＯＳＮＲ測定方法であって、
   被測定チャネルにおいて送信される光信号のスペクトル幅を、前記被測定チャネルの光信号のビットレートを低下させることによって狭める制御を行う信号制御工程と、
   前記信号制御工程によって制御される前記被測定チャネルにおいて受信された前記光信号から測定されたスペクトルデータを受信する受信工程と、
   前記受信工程によって受信された前記スペクトルデータに基づいて前記被測定チャネルのＯＳＮＲを測定する測定工程と、
   を含むことを特徴とするＯＳＮＲ測定方法。
7. 前記スペクトルデータを測定するスペクトル測定分解能の帯域を、前記被測定チャネルの光信号の全スペクトル成分が入る幅となるように変更する分解能変更工程をさらに備え、
   前記受信工程は、前記分解能変更工程によって変更されるスペクトル測定分解能によって測定されたスペクトルデータを受信することを特徴とする請求項６に記載のＯＳＮＲ測定方法。

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