JP4928989B2 - 超音波診断装置および超音波診断装置の制御プログラム - Google Patents

超音波診断装置および超音波診断装置の制御プログラム Download PDF

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Description

本発明は、被検体内に超音波を送受信することによって、被検体内の生体情報を取得する超音波診断装置および超音波診断装置の制御プログラムに係り、特に超音波が生体で受ける周波数依存減衰を測定または利用することが可能な超音波診断装置および超音波診断装置の制御プログラムに関する。
超音波診断装置は、生体等の被検体内に超音波を送受信することによって、被検体内の組織の断層像を無侵襲に得る画像診断装置である。この超音波診断装置において、平面波の超音波を被検体に送信した場合、超音波の伝播に伴って周波数依存減衰(FDA: Frequency Dependent Attenuation)を受けることが知られている。FDAの量は、周波数依存減衰係数βに依存して決定される。例えば、周波数依存減衰係数β=1(dB/MHz/cm)の場合に中心周波数f0が2.5MHzの超音波パルスを送信し、深さz=10cmにある物体の超音波反射エコーを得る場合には、式(1)に示す減衰Atを受けることになる。
［数１］
At=2β・f0・z=1 (dB/MHz/cm)×2.5 (MHz)×10 (cm)×2 (往復)=50dB (1)
生体組織の周波数依存減衰係数βを測定するためには、ある一定以上のデータ数が必要である。しかし、周波数依存減衰係数βの値は、同一の被検体内であっても同一とは限らず、臓器や病理によって変化する。このため、十分なデータ数を確保することが困難となり、被検体内における周波数依存減衰係数βの値は未知数である。通常の超音波診断装置では、送信される超音波パルスとして広帯域のパルス波が使用される。このため、より深い場所からの超音波反射エコーほどFDAの影響を受けて中心周波数が下がることになる。
一方、超音波反射エコーとして受信される受信信号をS/N (signal to noise ratio)が良い状態で取得するためには、直交検波を行う際のミキシング周波数を深さに応じて受信信号の中心周波数に合わせることが重要である。しかし、生体である被検体の周波数依存減衰係数βの値は不明である。このため、通常は撮影部位を想定し、撮影部位の平均的な周波数依存減衰係数βを考慮して深さに応じてミキシング周波数を変化させている。例えば、受信信号の周波数解析を行うことによってミキシング周波数の値を決定する方法が考案されている（例えば特許文献１参照）。
ところで、超音波ドプラ法により血流の速度を表示させるカラードプラモードにおける撮影では、検出された超音波ドプラ信号の規格化周波数fd、受信信号の中心周波数fm、音速C、パルス繰り返し周波数PRFから血流の速度vが式(2)により計算される。尚、規格化周波数fdは、-0.5から0.5の範囲を取る。
Figure 0004928989
組織の歪みを組織ドプラ法を用いて計測するような場合には、より正確な血流の速度情報が必要となる。このため、受信信号の中心周波数を測定して補正することが望ましい。そこで、受信信号の周波数解析を行うことによって受信信号の中心周波数を測定し、補正する方法が考案されている（例えば特許文献２参照）。
一方、周波数依存減衰係数βを映像化して直接診断に寄与する技術が考案されている（例えば特許文献３参照）。具体的には、受信信号の周波数解析を行うことによって周波数依存減衰係数βを求め、求めた周波数依存減衰係数βを映像化する方法がある。さらに、
スペクトラルモーメント法を用いてリアルタイムで周波数依存減衰係数βを測定する方法も考案されている（例えば特許文献４参照）。
すなわち、組織の周波数依存減衰係数βは、従来、周波数解析によって測定されている。尚、周波数解析の方法にはフーリエ変換等の周波数軸での解析方法とスペクトラルモーメント法のような時間軸での解析方法とがある。
特開２００３−２３５８４４号公報 特開２００５−５８５３３号公報 特公平３−６０４９３号公報 特公平５−４１２５９号公報
しかしながら、生体内ではインピーダンス差が均一な部位はまれである。従って、周波数依存減衰係数βを測定するために、ある範囲の周波数解析を行ったとしても、その範囲内には肝臓実質のようなインピーダンス差の少ない散乱体や、血管壁や組織境界等のようなインピーダンス差の大きい反射体が含まれている。さらに、インピーダンス差の少ない散乱体やインピーダンス差の大きい反射体の割合は生体内の別の場所では異なる。
このように条件の異なる部位間で周波数特性の比較を行ったとしても、正確な周波数依存減衰係数βを測定することができない。特に減衰を計算するために必要な超音波反射エコーの強度に対する誤差が大きい。
加えて、一般に周波数解析の処理が複雑であるという問題もある。
また、最近では、経静脈性超音波造影剤を使用した造影エコー法による撮像が行われる。造影エコー法では、造影剤による染影の程度を撮影部位ごとに比較して血流動態を診断することが望まれる。しかしながら、前述のように深さや臓器によって周波数依存減衰係数βが異なるため、単純に染影された超音波画像の輝度を撮影部位間で比較することができないという問題がある。従って、周波数依存減衰係数βが異なったとしても、例えば単純に輝度の比較ができるような、より診断に有用な超音波画像情報を提供することが望まれる。
本発明はかかる従来の事情に対処するためになされたものであり、超音波が生体で受ける周波数依存減衰を簡便な処理で測定することが可能な超音波診断装置および超音波診断装置の制御プログラムを提供することを目的とする。
また、本発明の他の目的は、超音波が生体で受ける周波数依存減衰の測定値を利用してより有用な診断情報を提供することが可能な超音波診断装置および超音波診断装置の制御プログラムを提供することである。
本発明に係る超音波診断装置は、上述の目的を達成するために、請求項１に記載したように、時間と共に周波数が増加する第１の送信パルスおよび時間と共に周波数が減少する第２の送信パルスを送信し、前記第１の送信パルスに対する第１の受信信号および前記第２の送信パルスに対する第２の受信信号を取得する送受信するパルス送受信手段と、前記第１の受信信号から第１の包絡線を、前記第２の受信信号から第２の包絡線をそれぞれ検出する包絡線検出手段と、前記第１の包絡線および第２の包絡線の時間差を検出する時間差検出手段と、前記時間差から超音波の周波数依存減衰特性を取得する減衰取得手段と、を有することを特徴とするものである。
また、本発明に係る超音波診断装置の制御プログラムは、上述の目的を達成するために、請求項８に記載したように、コンピュータを、プローブに印加するための、時間と共に周波数が増加する第１の送信パルスおよび時間と共に周波数が減少する第２の送信パルスを生成するパルス生成手段、前記第１の送信パルスに対する第１の受信信号から第１の包絡線を、前記第２の送信パルスに対する第２の受信信号から第２の包絡線をそれぞれ検出する包絡線検出手段、前記第１の包絡線および前記第２の包絡線の時間差を検出する時間差検出手段および前記時間差から超音波の周波数依存減衰特性を取得する減衰取得手段として機能させることを特徴とするものである。
本発明に係る超音波診断装置および超音波診断装置の制御プログラムにおいては、超音波が生体で受ける周波数依存減衰を簡便な処理で測定することができる。
また、本発明に係る超音波診断装置および超音波診断装置の制御プログラムにおいては、超音波が生体で受ける周波数依存減衰の測定値を利用してより有用な診断情報を提供することができる。
本発明に係る超音波診断装置および超音波診断装置の制御プログラムの実施の形態について添付図面を参照して説明する。
図１は本発明に係る超音波診断装置の第１の実施形態を示す構成図である。
超音波診断装置１は、送信回路２、プローブ３、受信回路４、FDA計測部５、Bモード処理系６、カラードプラ処理系７、座標変換回路８、モニタ９および制御回路１０を備えている。
送信回路２は、プローブ３に所定の波形および遅延時間の送信パルスを生成し、生成した送信パルスを印加することによってプローブ３から送信パルスに応じた超音波パルスを送信させる機能を有する。特に、送信回路２は、同一の走査線上から２種類の超音波エコーが得られるように時間と共に周波数が増加する送信パルスおよび時間と共に周波数が減少する送信パルスをプローブ３に印加するように構成される。
図２は、図１に示す送信回路２からプローブ３に印加されるアップチャープ波形の送信パルスを示す図、図３は、図１に示す送信回路２からプローブ３に印加されるダウンチャープ波形の送信パルスを示す図である。
図２および図３において、横軸は時間(μs)を示し、縦軸は１に規格化した信号強度を示す。時間と共に周波数が増加する送信パルスの例としては、図２に示すように包絡線Etuがガウス波形のアップチャープ送信信号Tuが挙げられる。また、時間と共に周波数が減少する送信パルスの例としては、図３に示すように包絡線Etdがガウス波形のダウンチャープ送信信号Tdが挙げられる。図２に示すアップチャープ送信信号Tuおよび図３に示すダウンチャープ送信信号Tdの一方の時間軸を反転させると波形が一致する。すなわち、時間軸が反転している点を除けば、アップチャープ送信信号Tuおよびダウンチャープ送信信号Tdの振幅および周波数は等しいものとする。尚、図２および図３においてEctu, Ectdはそれぞれアップチャープ送信信号Tuおよびダウンチャープ送信信号Tdをパルス圧縮して得られる信号の包絡線である。
プローブ３は、複数の超音波振動子を備える。各超音波振動子は、送信回路２から印加された送信パルスを超音波パルスに変換して図示しない被検体内に送信する一方、超音波パルスの送信に伴って生じた超音波エコーを受信し、受信信号として受信回路４に出力する機能を有する。
受信回路４は、プローブ３の各超音波振動子から取得した受信信号の増幅、整相加算および直交検波を行うことによってIQ（ベースバンド）信号を生成し、生成したIQ信号をFDA計測部５に与える機能を有する。また、受信回路４は、FDA計測部５から補正情報を取得し、補正情報を用いることによってIQ信号または受信信号からIQ信号を生成するための中間的な信号を補正する機能と、補正されたIQ信号をBモード処理系６およびカラードプラ処理系７に与える機能とを備えている。
受信信号の補正情報としては、受信信号の振幅を補正するためのゲインG、受信信号の直交検波に用いるミキシング周波数fmおよびバンドパスフィルタ(BPF: band pass filter)２４の中心周波数fb等の情報が挙げられる。受信信号の補正情報は、受信信号の振幅を補正するためのゲインG、受信信号の直交検波に用いるミキシング周波数fmおよびバンドパスフィルタ２４の中心周波数fbの全てである必要はなく少なくとも１つでよい。
FDA計測部５は、受信回路４から取得したIQ信号に基づいて、FDAの量を示す周波数依存減衰係数βを求める機能と、求めた周波数依存減衰係数βを座標変換回路８に与える機能とを有する。さらに、FDA計測部５は、周波数依存減衰係数βに基づいてFDAの影響を低減させるための受信信号の補正情報を生成する機能と、生成した補正情報を受信回路４に与える機能とを有する。
図４は、図１に示す受信回路４およびFDA計測部５の詳細構成を示すブロック図である。
図４に示すように、受信回路４は、プリアンプ２０、ディジタルビームフォーマ２１、ゲイン補正回路２２、直交検波回路２３、バンドパスフィルタ２４を備えている。一方、FDA計測部５は、包絡線検波回路２５、ラインバッファ２６、時間差検出回路２７、スムージング回路２８およびFDA計算回路２９を備えている。
受信回路４のプリアンプ２０は、プローブ３の各超音波振動子から取得したそれぞれの受信信号を増幅してディジタルビームフォーマ２１に出力する機能を有する。ディジタルビームフォーマ２１は、プリアンプ２０から取得した複数の受信信号の整相加算を行うことによって受信ビームを形成し、単一の受信信号を生成する機能を有する。
ここで、ディジタルビームフォーマ２１の出力とされる受信信号の波形は、送信回路２からプローブ３に印加した送信パルスの波形に応じた波形となる。
図５は、図２に示すアップチャープ送信信号Tuに対してFDAを受けたアップチャープ受信信号Ruの波形を示す図、図６は、図３に示すダウンチャープ送信信号Tdに対してFDAを受けたダウンチャープ受信信号Rdの波形を示す図である。
図５および図６において、横軸は時間(μs)を示し、縦軸は１に規格化した信号強度を示す。従って、実際には、図２に示すアップチャープ送信信号Tuの振幅レベルと図５に示すアップチャープ受信信号Ruの振幅レベルは異なる。同様に、図３に示すダウンチャープ送信信号Tdの振幅レベルと図６に示すダウンチャープ受信信号Rdの振幅レベルは異なる。
また、図５および図６においてEcru, Ecrdはそれぞれアップチャープ受信信号Ruおよびダウンチャープ受信信号Rdをパルス圧縮して得られる信号の包絡線である。
図５と図２とを比較すると、アップチャープ受信信号Ruの包絡線Eruが、アップチャープ送信信号Tuの包絡線Etuよりも時間的に早い方向にシフトしているのが分かる。これに対し、図６と図３とを比較すると、ダウンチャープ受信信号Rdの包絡線Erdが、ダウンチャープ送信信号Tdの包絡線Etdよりも時間的に遅い方向にシフトしているのが分かる。これらアップチャープ受信信号Ruの包絡線Eruおよびダウンチャープ受信信号Rdの包絡線Erdの時間的なシフトはFDAに起因するものである。前述のようにFDAの量は、周波数依存減衰係数βによって示される。
図７は、周波数依存減衰係数β、FDAを受ける前の送信信号、FDAを受けた受信信号のそれぞれの周波数振幅特性を示す図である。
図７において、横軸は周波数(MHz)を示し、縦軸は最大値を１に規格化した振幅(dB)を示す。図７に示すように、FDAは周波数依存減衰係数βを示す。また、w/o FDAはFDAを受ける前のアップチャープ送信信号Tuおよびダウンチャープ送信信号Tdの周波数振幅特性を示しており共通である。w FDAはFDAを受けたアップチャープ受信信号Ruおよびダウンチャープ受信信号Rdの周波数振幅特性を示しており共通である。
図７に示すように、周波数依存減衰係数βの値に応じて受信信号の周波数振幅特性w FDAは、送信信号の周波数振幅特性w/o FDAに対して周波数方向にシフトする。つまりFDAにより、受信信号の中心周波数は、FDAを受けないと仮定した場合の理想的な受信信号の中心周波数からシフトすることとなる。
また、FDAにより、受信信号の振幅は、FDAを受けないと仮定した場合の理想的な受信信号の振幅よりも小さくなる。従って、図７において実際には、受信信号の振幅は、送信信号の振幅よりも小さくなる。
ゲイン補正回路２２は、FDA計測部５からゲインGを取得した場合に、ディジタルビームフォーマ２１から取得した受信信号にゲインGを与えることによりFDAにより減衰した受信信号の振幅を補正する機能を有する。尚、ゲイン補正回路２２では、FDA計測部５からゲインGが与えられない場合には、受信信号のゲイン補正が行われない。そして、ゲイン補正の有無に関わらずゲイン補正回路２２から出力される受信信号は直交検波回路２３に与えられるように構成される。
図８は、図４に示すゲイン補正回路２２によるゲイン補正の方法を説明する図である。
図８において横軸は周波数fを示し、縦軸は受信信号の振幅dBを示す。また、図８において、w FDAは、FDAにより減衰した受信信号を示し、w/o FDAは、FDAを受けないと仮定した場合の理想的な受信信号を示す。
図８に示すように、FDAにより、中心周波数frの受信信号w FDAの振幅は、FDAを受けないと仮定した場合の理想的な受信信号w/o FDAの振幅よりも小さくなる。そこで、受信信号w FDAの振幅の減衰量に相当するゲインGを用いて受信信号w FDAの振幅を補正することによって、受信信号w FDAの振幅をFDAを受けないと仮定した場合の理想的な受信信号w/o FDAの振幅に回復することができる。
直交検波回路２３は、ゲイン補正回路２２から取得した受信信号に対して直交検波を行うことによってIQ信号を生成し、生成したIQ信号をバンドパスフィルタ２４に与える機能を有する。ただし、FDA計測部５からFDAを受けた受信信号の中心周波数に相当するミキシング周波数fmを取得した場合には、FDA計測部５から取得したミキシング周波数fmを用いて受信信号の直交検波を行うように構成される。FDAを受けた受信信号の中心周波数に相当するミキシング周波数fmで直交検波を行うことによってIQ信号のS/Nを向上させることができる。
バンドパスフィルタ２４は、直交検波回路２３から取得したIQ信号から超音波診断情報の生成に不要な成分を除去するためのフィルタである。ただし、FDA計測部５からFDAを受けたIQ信号の中心周波数frを取得した場合には、フィルタリングの中心周波数fbがFDAを受けたIQ信号の中心周波数frに補正される。
図９は、図４に示すバンドパスフィルタ２４によるフィルタリングの方法を説明する図である。
図９において横軸は周波数fを示す。また、IQ w/o FDAは、FDAを受けないと仮定した場合の理想的なIQ信号を、IQ w FDAは、FDAを受けたIQ信号を示す。
直交検波回路２３においてFDAを受けた受信信号の中心周波数frに相当するミキシング周波数fmを用いて直交検波を行う場合には、理論的にはFDAを受けたIQ信号の中心周波数frは、FDAを考慮せずに設定されたバンドパスフィルタ２４BPF w/o FDAの中心周波数fb0となる。
しかしながら、直交検波回路２３においてFDAを受けた受信信号の中心周波数frに相当するミキシング周波数fmを用いて直交検波を行わない場合には、図９に示すように、FDAを考慮せずに設定されたバンドパスフィルタ２４BPF w/o FDAの中心周波数fb0は、FDAを受けないと仮定した場合の理想的なIQ信号IQ w/o FDAの中心周波数f0に設定されることとなる。つまり、FDAを受けたIQ信号の中心周波数frは、FDAを考慮せずに設定されたバンドパスフィルタ２４BPF w/o FDAの中心周波数fb0と異なる。そこで、中心周波数fbがFDAを受けたIQ信号の中心周波数frと一致するように補正されたバンドパスフィルタ２４BPF w FDAによりIQ信号のフィルタリングを行う。
このように、直交検波用のミキシング周波数fmの補正とバンドパスフィルタ２４の中心周波数fbの補正は択一的に選択することが可能である。ただし、補正誤差を考慮してミキシング周波数fmの補正とバンドパスフィルタ２４の中心周波数の補正の双方を併用し、バンドパスフィルタ２４の出力として最終的に得られるIQ信号からFDAによる影響が低減されるようにしてもよい。
バンドパスフィルタ２４から出力されるIQ信号は、FDA計測部５からの補正情報が反映されている場合には、IQ信号がBモード画像用であればBモード処理系６に、カラードプラ像用であればカラードプラ処理系７にそれぞれ出力される一方、FDA計測部５からの補正情報が反映されていない場合には、FDA計測部５に出力されるように構成される。
一方、FDA計測部５の包絡線検波回路２５は、受信回路４から取得したIQ信号の包絡線検波を行う機能と、得られたIQ信号の包絡線をラインバッファ２６に書き込む機能とを有する。
このため、ラインバッファ２６には、アップチャープ受信信号Ruの包絡線Eruおよびダウンチャープ受信信号Rdの包絡線Erdがペアで一時的に記憶される。
時間差検出回路２７は、ラインバッファ２６からアップチャープ受信信号Ruの包絡線Eruおよびダウンチャープ受信信号Rdの包絡線Erdを読み込んで、アップチャープ受信信号Ruの包絡線Eruとダウンチャープ受信信号Rdの包絡線Erdとの間の時間差２τ（アップチャープ受信信号Ruとダウンチャープ受信信号Rdとの間の位置ずれ量）を精度に対して十分に短い時間間隔毎に計算する機能と、得られた時間差２τをスムージング回路２８に出力する機能とを有する。
アップチャープ受信信号Ruの包絡線Eruとダウンチャープ受信信号Rdの包絡線Erdとの間の時間差２τの計算方法としては、例えばアップチャープ受信信号Ruの包絡線Eruとダウンチャープ受信信号Rdの包絡線Erdとの相互相関関数やSAD (Sum of Absolute Difference)を用いる方法が挙げられる。相互相関関数を用いる場合には、時間差２τをパラメータとして変化させ、相互相関関数が最大となるときの時間差２τの値として求めることができる。また、SADを用いる場合には、時間差２τをパラメータとして変化させ、アップチャープ受信信号Ruの包絡線Eruとダウンチャープ受信信号Rdの包絡線Erdの各時刻における差の絶対値の和が最小となるときの時間差２τの値として求めることができる。
スムージング回路２８は、時間差検出回路２７から取得したアップチャープ受信信号Ruの包絡線Eruとダウンチャープ受信信号Rdの包絡線Erdとの間の時間差２τの平滑化を行う機能と、平滑化後の時間差２τをFDA計算回路２９に出力する機能とを有する。平滑化の方法としては、例えば最小２乗法による多項式フィッティングが望ましいが、通常の低域通過フィルタ(LPF: low pass filter)を用いたフィルタリングでもよい。
FDA計算回路２９は、スムージング回路２８から取得した平滑化後の時間差２τに基づいて受信回路４に出力すべき受信信号の補正情報および周波数依存減衰係数βを求める機能と、求めた受信信号の補正情報を受信回路４の対応する構成要素に出力する一方、周波数依存減衰係数βを座標変換回路８に出力する機能を有する。受信信号の補正情報および周波数依存減衰係数βの計算のためには、チャープ波形のパラメータρおよび送信信号（FDAを受けないと仮定した受信信号）の中心周波数f0、帯域パラメータTgも用いられる。
ここで、受信信号の補正情報および周波数依存減衰係数βの計算方法について説明する。
超音波の送受信帯域内において超音波診断装置１の位相特性がリニアであるならば、図２および図３に示すように時間軸を反転させただけのアップチャープ送信信号Tuとダウンチャープ送信信号Tdとを送信して得られる図５および図６に示すようなアップチャープ受信信号Ruおよびダウンチャープ受信信号Rdは、時間差２τを除けばそれぞれの包絡線Eru, Erdの形状は一致するはずである。従って、時間差２τをパラメータとして変化させ、包絡線Eru, Erdが一致するときの変化量を測定すれば、周波数依存減衰係数βを求めることができる。
FDAを受けていないガウス包絡線のアップチャープ波形のIQ信号iqc(t)はチャープ波形のパラメータρおよび帯域パラメータTgを用いて式(3)のように表すことができる。
Figure 0004928989
IQ信号iqc(t)のフーリエ変換IQc(f)は振幅と位相の項に分けて表現すると式(4)のようになる。
Figure 0004928989
ここで、送信信号の中心周波数f0を用いてFDAの効果を表す項exp{-α(f+f0)}を加えると、FDAを受けたIQ信号iqα(t)のフーリエ変換IQα(t)を示す式(5)が得られる。
Figure 0004928989
式(5)を逆フーリエ変換すると、FDAを受けたIQ信号iqα(t)を示す式(6)が得られる。
Figure 0004928989
式(6)は、FDAを受けたIQ信号iqα(t)は、FDAを受ける前のアップチャープ波形のIQ信号iqc(t)に対して振幅および初期位相が異なる他は、全体に周波数がfαだけ低く、包絡線が時間τだけ進んだ信号であることを示している。
式(5)の定義式からRF(radio frequency)受信信号の直交検波に用いるミキシング周波数fmは、FDAがない場合の受信信号に相当する送信信号の中心周波数f0からFDAにより周波数の低下分fαだけ減じた周波数とすればよいことから式(7-1)のように求めることができる。一方、FDAを受けた受信信号の振幅をゲイン補正するためのゲインGはFDAを受けたIQ信号iqα(t)とFDAを受ける前のIQ信号iqc(t)とを時間τだけずらしたときの振幅比であるから式(7-2)のように求めることができる。
Figure 0004928989
尚、バンドパスフィルタ２４の中心周波数fbも受信信号の直交検波に用いるミキシング周波数fmと同様な式で求めることができる。
一方、FDAを受けていないガウス包絡線のダウンチャープ波形のIQ信号iqc(t)はチャープ波形のパラメータρおよび帯域パラメータTgを用いて式(8)のように表すことができる。
Figure 0004928989
アップチャープ波形のIQ信号iqc(t)と同様にダウンチャープ波形のIQ信号iqc(t)も包絡線が時間τだけ遅れることとなる。従って、アップチャープ受信信号Ruとダウンチャープ受信信号Rdとを比較すると、２τだけ時間差が生じることとなる。また、アップチャープ受信信号Ruの包絡線Eruおよびダウンチャープ受信信号Rdの包絡線ErdはFDAによって変化しない。
従って、周波数依存減衰係数β(dB/MHz/cm)は、式(9)による計算することができる。
Figure 0004928989
このように、FDA計算回路２９では、式(7-1)により受信信号の直交検波に用いるミキシング周波数fmあるいはバンドパスフィルタ２４の中心周波数fbが、式(7-2)により受信信号のゲイン補正に用いるゲインGが、式(9)により周波数依存減衰係数βがそれぞれ計算される。尚、式(9)におけるdτ/dtという微分演算は差分演算で行なうことができる。
そして、FDA計算回路２９は、ゲイン補正に用いるゲインGをゲイン補正回路２２に、受信信号の直交検波に用いるミキシング周波数fmを直交検波回路２３に、中心周波数fbをバンドパスフィルタ２４に、周波数依存減衰係数βを座標変換回路８に、それぞれ出力するように構成される。
また、Bモード処理系６は、FDA計測部５からの補正情報によって補正されたBモード画像用のIQ信号を受信回路４から取得し、IQ信号から被検体の断層像を表示させるためのBモード画像データを生成する機能と、生成したBモード画像データを座標変換回路８に出力する機能とを有する。
カラードプラ処理系７は、FDA計測部５からの補正情報によって補正されたカラードプラ用のIQ信号を受信回路４から取得し、IQ信号から血流のドプラ信号を検出して血流の速度等の血流情報を表示させるためのカラードプラデータを生成する機能と、生成したカラードプラデータを座標変換回路８に出力する機能とを有する。
座標変換回路８は、Bモード処理系６からのBモード画像データおよびカラードプラ処理系７からのカラードプラデータに対して座標変換処理を施し、モニタ９に出力させる機能を有する。これによりモニタ９には、Bモード画像およびカラードプラ画像が重畳表示される。さらに、座標変換回路８は、必要に応じてFDA計測部５から取得した周波数依存減衰係数βをBモード画像データやカラードプラ画像に合成する機能を備えている。そして、Bモード画像およびカラードプラ画像に加え、周波数依存減衰係数βをモニタ９に表示できるように構成される。
制御回路１０は、送信回路２、受信回路４、FDA計測部５、Bモード処理系６、カラードプラ処理系７および座標変換回路８を統括的に制御する回路である。
尚、以上の超音波診断装置１の構成要素のうち情報処理を行う構成要素は、それぞれ回路またはプログラムを読み込ませたコンピュータで構成することができる。従って回路で構成される構成要素をプログラムを読み込ませたコンピュータで置換してもよい。例えば、超音波診断装置１の制御プログラムをコンピュータに読み込ませることによって、コンピュータを上述した情報処理を行う構成要素として用いることができる。
次に超音波診断装置１の動作および作用について説明する。
まず、制御回路１０からの制御によって、FDA計測部５において周波数依存減衰係数βおよび受信信号の補正情報を計算するためのデータ収集が行われる。すなわち、送信回路２は図２に示すようなガウス包絡線Etuのアップチャープ送信信号Tuを超音波振動子の数に対応する複数の送信パルスとして生成し、生成した各アップチャープ送信信号Tuをプローブ３に印加する。
そうすると、プローブ３の各超音波振動子からは、超音波パルスが被検体内に送信され、超音波パルスの送信に伴って生じた超音波エコーが各超音波振動子において受信さえる。受信された各超音波エコーは、受信信号としてそれぞれ受信回路４に出力される。
受信回路４では、プリアンプ２０により各受信信号が増幅され、ディジタルビームフォーマ２１により増幅された各受信信号の整相加算が行われる。この結果、受信ビームが形成されて単一の受信信号が生成される。ここで生成された受信信号は、図２に示すアップチャープ送信信号Tuに対する受信信号であり、かつFDAを受けることから図５に示すような波形のアップチャープ受信信号Ruとなる。アップチャープ受信信号Ruは、ゲイン補正回路２２を経由して直交検波回路２３に与えられる。直交検波回路２３では、アップチャープ受信信号Ruの直交検波が行われ、生成されたアップチャープ波形のIQ信号がバンドパスフィルタ２４に与えられる。バンドパスフィルタ２４では、アップチャープ波形のIQ信号に対して不要な成分を除去するためのフィルタリングが行われ、フィルタリング後のアップチャープ波形のIQ信号は、FDA計測部５の包絡線検波回路２５に出力される。包絡線検波回路２５では、アップチャープ波形のIQ信号の包絡線Eruが検出され、ラインバッファ２６に書きまれて一時的に記憶される。
次に、送信回路２は図３に示すようなガウス包絡線Etdのダウンチャープ送信信号Tdを超音波振動子の数に対応する複数の送信パルスとして生成し、生成した各ダウンチャープ送信信号Tdをプローブ３に印加する。この結果、アップチャープ受信信号Ruと同様な流れで図６に示すような同一の走査線上からのダウンチャープ受信信号Rdが受信回路４においてディジタルビームフォーマ２１の出力として得られる。そして、ダウンチャープ受信信号Rdの包絡線Erdが包絡線検波回路２５において検出され、ラインバッファ２６に書きまれて一時的に記憶される。
そうすると、時間差検出回路２７は、ラインバッファ２６からアップチャープ受信信号Ruの包絡線Eruおよびダウンチャープ受信信号Rdの包絡線Erdを読み込んで、相互相関関数やSADの最小値を求めることによって、アップチャープ受信信号Ruの包絡線Eruとダウンチャープ受信信号Rdの包絡線Erdとの間の時間差２τを精度に対して十分に短い時間間隔毎に計算する。スムージング回路２８は、時間差検出回路２７から時間差２τを取得して平滑化処理を行い、平滑化後の時間差２τをFDA計算回路２９に出力する。
FDA計算回路２９では、スムージング回路２８から取得した時間差２τから受信信号からFDAの影響を低減させるために行われるゲイン補正のゲインG、受信信号の直交検波に用いるミキシング周波数fmおよびバンドパスフィルタ２４の中心周波数fbの一方または双方、周波数依存減衰係数βをそれぞれ求める。求められたゲインGはゲイン補正回路２２に、ミキシング周波数fmは直交検波回路２３に、中心周波数fbはバンドパスフィルタ２４に、周波数依存減衰係数βは座標変換回路８に、それぞれ出力される。
このように、周波数依存減衰係数βや受信信号の補正情報が取得されると、続いてBモード画像あるいはカラードプラ画像の生成用のデータ収集が行われる。すなわち、周波数依存減衰係数βおよび受信信号の補正情報を計算するためのデータ収集と同様に、送信回路２は図２および図３に示すようなアップチャープ送信信号Tuおよびダウンチャープ送信信号Tdを順次生成してTdプローブ３に印加する。これにより図５および図６に示すようなアップチャープ受信信号Ruおよびダウンチャープ受信信号Rdがディジタルビームフォーマ２１の出力として順次得られる。
Bモード画像あるいはカラードプラ画像用のアップチャープ受信信号Ruおよびダウンチャープ受信信号Rdは、ゲイン補正回路２２に順次導かれ、FDA計算回路２９において計算されたゲインGによりゲイン補正される。この結果、FDAにより減衰したアップチャープ受信信号Ruおよびダウンチャープ受信信号Rdの振幅が順次補正される。
次に、Bモード画像あるいはカラードプラ画像用のアップチャープ受信信号Ruおよびダウンチャープ受信信号Rdは、それぞれ直交検波回路２３において直交検波され、得られたそれぞれのIQ信号はバンドパスフィルタ２４においてフィルタリングされる。このとき、FDA計算回路２９において計算されたミキシング周波数fmを用いて直交検波が行われるか、あるいは、FDA計算回路２９において計算された中心周波数fbのバンドパスフィルタ２４によるフィルタリングが行われる。この結果、FDAによりシフトしたアップチャープ受信信号Ruおよびダウンチャープ受信信号Rdの中心周波数frが補正される。
次に、IQ信号がBモード画像用であればIQ信号は受信回路４からBモード処理系６に出力され、IQ信号がカラードプラ画像用であればIQ信号は受信回路４からカラードプラ処理系７に出力される。Bモード処理系６では、Bモード画像用のIQ信号から被検体の断層像を表示させるためのBモード画像データが生成され、座標変換回路８に出力される。また、カラードプラ処理系７では、カラードプラ画像用のIQ信号からドプラ信号が検出され、血流の速度等の血流情報を表示させるためのカラードプラデータが生成される。生成されたカラードプラデータは、座標変換回路８に出力される。
座標変換回路８は、FDA計測部５から取得した周波数依存減衰係数βの分布情報、Bモード処理系６からのBモード画像データおよびカラードプラ処理系７からのカラードプラデータに対して座標変換処理を施し、モニタ９に出力させる。これによりモニタ９には、Bモード画像およびカラードプラ画像が重畳表示される。また、各走査位置における周波数依存減衰係数βの分布情報がモニタ９に表示される。
つまり以上のような超音波診断装置１は、時間と共に周波数が増加するアップチャープ波形等の波形を有する送信パルスおよび時間と共に周波数が減少するチャープ波形等の波形を有する送信パルスを送信し、それぞれの送信パルスに対する受信信号の包絡線の時間差から超音波の周波数依存減衰特性を求めるものである。
このような超音波診断装置１によれば、２種類の受信信号間の時間差を測定するという単純な処理でFDAを簡便に計算することができる。特にアップチャープ信号およびダウンチャープ信号を送信パルスとすれば、受信信号もアップチャープ信号およびダウンチャープ信号となるため周波数依存減衰の計算が容易となる。また、チャープ信号の送信を行う場合には、パルス圧縮の復号化を行わないため、複雑な復号化を行う回路が不要である。
さらに、超音波診断装置１によれば、必要に応じて求めた周波数依存減衰係数を用いて受信信号の振幅や周波数を補正することができるため、受信信号に対するFDAの影響を低減することができる。
図１０は本発明に係る超音波診断装置の第２の実施形態を示す構成図である。
図１０に示された、超音波診断装置１Aでは、受信回路４の出力側にパルス圧縮回路３０を設けた構成、受信回路４の詳細構成および信号処理の流れが図１に示す超音波診断装置１と相違する。他の構成および作用については図１に示す超音波診断装置１と実質的に異ならないため同一の構成については同符号を付して説明を省略する。
図１０に示すように超音波診断装置１Aの受信回路４Aの出力側にはパルス圧縮回路３０が接続される。そして、パルス圧縮回路３０の出力側にBモード処理系６およびカラードプラ処理系７が接続される。
図１１は、図１０に示す受信回路４AおよびFDA計測部５の詳細構成を示すブロック図である。尚、図１１において図４に示す受信回路４と同一の構成については同符号を付して説明を省略する。
図１１に示すように、受信回路４Aのディジタルビームフォーマ２１とゲイン補正回路２２との間には、受信用ラインバッファ４０が接続される。受信用ラインバッファ４０には、ディジタルビームフォーマ２１から出力された複数の受信信号が一時的に記憶されるように構成される。
このような構成の超音波診断装置１Aでは、データ収集をBモード画像あるいはカラードプラ画像用と周波数依存減衰係数βおよび受信信号の補正情報の計算用とに分けずに、１つの受信信号が画像生成用および周波数依存減衰係数βや受信信号の補正情報の計算用の双方に用いられる。すなわち、ディジタルビームフォーマ２１から出力された受信信号の直交検波およびフィルタリングによりIQ信号が生成されると、生成されたIQ信号がFDA計測部５に出力されて周波数依存減衰係数βおよび受信信号の補正情報が計算される。
そして、受信信号の補正情報がゲイン補正回路２２、直交検波回路２３、バンドパスフィルタ２４に与えられると、再び同一の受信信号が受信用ラインバッファ４０から読み出される。そして、同一の受信信号に対してゲインGによるゲイン補正、ミキシング周波数fmによる直交検波あるいは中心周波数fbのバンドパスフィルタ２４によるフィルタリングが行われる。
すなわち同一部位からの受信信号は、ゲイン補正回路２２、直交検波回路２３、バンドパスフィルタ２４を２回パスする。そして、１回目のパスにより生成されたIQ信号から周波数依存減衰係数βおよび受信信号の補正情報が計算され、２回目のパスにおいて受信信号の補正情報を反映させた最適なゲイン補正、直交検波およびフィルタリングを伴ってIQ信号が生成される。
パルス圧縮回路３０には、２回目のパスにおいて生成されたIQ信号が受信回路４Aから出力される。パルス圧縮回路３０は、受信回路４Aから出力されたIQ信号のパルス圧縮を行う。この結果、図５および図６に示すようなパルス圧縮後のIQ信号が得られる。パルス圧縮は、S/Nを最大にするために式(3)に示すIQ信号iqc(t)の時間軸を反転させて複素共役を取ったカーネルでマッチドフィルタを掛けて行っても良いし、分解能を最大にするために位相補正のみを行う方法で行っても良い。
尚、受信信号の直交検波に用いるミキシング周波数を変えると時間ずれが生じる。従って、受信回路４Aにおいて受信信号の直交検波に用いるミキシング周波数を補正せずに、受信信号を送信信号の中心周波数f0でミキシングした方がパルス圧縮処理後におけるIQ信号の時間制御が容易である。つまり、送信信号の中心周波数f0で受信信号をミキシングし、直交検波を行ってIQ信号を生成する限り、パルス圧縮したIQ信号にはFDAによる時間ずれが発生しない。従って、受信信号を送信信号の中心周波数f0でミキシングした場合には、パルス圧縮後のIQ信号を通常のBモード画像あるいはカラードプラ画像の生成用の信号として使用することができる。このため、パルス圧縮後のIQ信号がBモード処理系６およびカラードプラ処理系７に出力される。
ただし、S/Nを向上させるためには受信回路４AにおいてFDAを受けた受信信号の中心周波数に相当するミキシング周波数fmでミキシングし、パルス圧縮後にIQ信号に生じた時間ずれを補正することが望ましい。そこで、FDAを受けた受信信号の中心周波数に相当するミキシング周波数fmで受信信号をミキシングする場合には、パルス圧縮回路３０において、IQ信号に生じた時間ずれが補正される。そして、時間ずれを補正したパルス圧縮後のIQ信号がパルス圧縮回路３０からBモード処理系６およびカラードプラ処理系７に出力される。
このような超音波診断装置１Aによれば、周波数依存減衰係数βおよび受信信号の補正情報の計算用のみのためのデータ収集を行う必要がないため、データ収集回数およびデータ数を低減させることができる。また、パルス圧縮によりS/Nを向上させることができる。
図１２は本発明に係る超音波診断装置の第３の実施形態を示す構成図である。
図１２に示された、超音波診断装置１Bでは、パルス圧縮回路３０の出力側に減算回路５０を設けた構成および超音波造影剤を利用したコントラストエコー法によるデータ収集の場合における信号処理が図１０に示す超音波診断装置１Aと相違する。他の構成および作用については図１０に示す超音波診断装置１Aと実質的に異ならないため同一の構成については同符号を付して説明を省略する。
超音波診断装置１Bでは、パルス圧縮回路３０の出力側に減算回路５０が接続される。そして、減算回路５０の出力側にBモード処理系６およびカラードプラ処理系７が接続される。減算回路５０では、パルス圧縮回路３０において得られたアップチャープ受信信号Ruおよびダウンチャープ受信信号Rdにそれぞれ対応する２つのパルス圧縮後のIQ信号間で減算処理が行われる。すなわち、アップチャープ受信信号Ruに対応するパルス圧縮後のIQ信号およびダウンチャープ受信信号Rdに対応するパルス圧縮後のIQ信号の一方から他方を減算する。
ここで、アップチャープ受信信号Ruおよびダウンチャープ受信信号Rdをパルス圧縮した結果は線形な応答では一致する。従って、減算した結果得られるパルス圧縮後のIQ信号からは、組織からの線形なエコー成分がキャンセルされる。
ところで、超音波造影剤を利用したコントラストエコー法によるデータ収集の場合には、超音波造影剤のバブルからの受信信号が信号処理の対象となる。超音波造影剤のバブルからのアップチャープ受信信号Ruとダウンチャープ受信信号Rdは互いに異なる応答を示す。従って、アップチャープ受信信号Ruに対応するパルス圧縮後のIQ信号およびダウンチャープ受信信号Rdに対応するパルス圧縮後のIQ信号の一方から他方を減算しても超音波造影剤からの信号が残ることになる。そして、この減算により残った信号を映像化すれば、超音波造影剤からの画像を得ることができる。
つまり、減算回路５０では、超音波造影剤からの超音波エコー信号から得られる造影信号が抽出される。そして、抽出された造影信号がBモード処理系６およびカラードプラ処理系７に出力され、造影信号からBモード画像データおよびカラードプラデータが生成される。
ここで、造影信号の元となる受信信号の振幅は、受信回路４AにおいてゲインGによりFDAを受けないと仮定した場合の振幅に補正されているため、造影信号の強度、つまり超音波造影剤による染影強度は異なる深さや部位からのものであっても定量性を有する。従ってモニタ９に表示されるBモード画像やカラードプラ画像において、異なる深さや部位であっても輝度として示された染影強度を比較することが可能となる。
つまり、超音波診断装置１Bのように、IQ信号の減算によって、組織からの信号を抑圧し、超音波造影剤のバブルからのエコー信号を抽出すれば、超音波造影剤からの受信信号は、FDAに応じたゲインGを振幅に乗じる振幅補正が行われているため、Bモード画像やカラードプラ画像において深さや部位によらずに染影された部分の輝度を定量的に評価することができる。
尚、以上の各実施形態の超音波診断装置１、１A、１Bにおいて、アップチャープ信号およびダウンチャープ信号は、同一の走査線上を送受信されるものとした。しかし、走査線が若干ずれていてもFDAは急激には変化しないため、アップチャープ信号およびダウンチャープ信号が必ずしも同一走査線上に送受信されなくてもよい。特に、スムージング回路２８において、時間差２τの値に対して、距離方向および方位方向の２次元的なスムージングを掛ける場合には、アップチャープ信号およびダウンチャープ信号がそれぞれ送受信される走査線がずれていても周波数依存減衰係数βや受信信号の補正情報には殆ど影響がない。むしろ、アップチャープ信号およびダウンチャープ信号がそれぞれ送受信される走査線を互いにずらすことによって、フレームレートを向上させることが可能になる。
また、プローブ３を２次元アレイプローブで構成し、３次元的にアップチャープ信号およびダウンチャープ信号の送受信を行うようにしてもよい。この場合、周波数依存減衰係数βは、３次元分布として求められる。
さらに、Bモード画像用の受信信号やドプラ信号の元となる受信信号に対する補正によって結果的に、Bモード画像データやドプラ信号から得られる血流速度等の血流情報が補正されるように超音波診断装置１、１A、１Bを構成したが、Bモード画像データや血流速度等の血流情報に対して直接周波数依存減衰係数βやFDAの影響を低減させるための値を用いた補正を行っても良い。
本発明に係る超音波診断装置の第１の実施形態を示す構成図。 図１に示す送信回路からプローブに印加されるアップチャープ波形の送信パルスを示す図。 図１に示す送信回路からプローブに印加されるダウンチャープ波形の送信パルスを示す図。 図１に示す受信回路およびFDA計測部の詳細構成を示すブロック図。 図２に示すアップチャープ送信信号Tuに対してFDAを受けたアップチャープ受信信号Ruの波形を示す図。 図３に示すダウンチャープ送信信号Tdに対してFDAを受けたダウンチャープ受信信号Rdの波形を示す図。 周波数依存減衰係数β、FDAを受ける前の送信信号、FDAを受けた受信信号のそれぞれの周波数振幅特性を示す図。 図４に示すゲイン補正回路によるゲイン補正の方法を説明する図。 図４に示すバンドパスフィルタによるフィルタリングの方法を説明する図。 本発明に係る超音波診断装置の第２の実施形態を示す構成図。 図１０に示す受信回路AおよびFDA計測部の詳細構成を示すブロック図。 本発明に係る超音波診断装置の第３の実施形態を示す構成図。
符号の説明
１、１A、１B 超音波診断装置
２ 送信回路
３ プローブ
４、４A 受信回路
５ FDA計測部
６ Bモード処理系
７ カラードプラ処理系
８ 座標変換回路
９ モニタ
１０ 制御回路
２０ プリアンプ
２１ ディジタルビームフォーマ
２２ ゲイン補正回路
２３ 直交検波回路
２４ バンドパスフィルタ
２５ 包絡線検波部
２６ ラインバッファ
２７ 時間差検出回路
２８ スムージング回路
２９ FDA計算回路
３０ パルス圧縮回路
４０ 受信用ラインバッファ
５０ 減算回路

Claims (8)

  1. 時間と共に周波数が増加する第１の送信パルスおよび時間と共に周波数が減少する第２の送信パルスを送信し、前記第１の送信パルスに対する第１の受信信号および前記第２の送信パルスに対する第２の受信信号を取得する送受信するパルス送受信手段と、
    前記第１の受信信号から第１の包絡線を、前記第２の受信信号から第２の包絡線をそれぞれ検出する包絡線検出手段と、
    前記第１の包絡線および前記第２の包絡線の時間差を検出する時間差検出手段と、
    前記時間差から超音波の周波数依存減衰特性を取得する減衰取得手段と、
    を有することを特徴とする超音波診断装置。
  2. 前記パルス送受信手段は、前記第１の送信パルスとして包絡線がガウス波形のアップチャープ信号を、前記第２の送信パルスとして包絡線がガウス波形のダウンチャープ信号を用いるように構成されることを特徴とする請求項１記載の超音波診断装置。
  3. 前記第１の受信信号および前記第２の受信信号のパルス圧縮を行うパルス圧縮手段をさらに備えることを特徴とする請求項１記載の超音波診断装置。
  4. 前記パルス送受信手段は、前記第１の送信パルスおよび前記第２の送信パルスを３次元的に送信するように構成される一方、前記減衰取得手段は、前記周波数依存減衰特性を３次元分布として取得するように構成されることを特徴とする請求項１記載の超音波診断装置。
  5. 前記周波数依存減衰特性を利用して前記第１の受信信号および前記第２の受信信号の直交検波に用いるミキシング周波数、前記第１の受信信号および前記第２の受信信号に掛けるフィルタの特性並びに前記第１の受信信号および前記第２の受信信号の振幅の少なくとも１つを補正する補正手段をさらに備えることを特徴とする請求項１または２記載の超音波診断装置。
  6. 前記周波数依存減衰特性を利用してドプラ信号から得られる速度の補正を行う速度補正手段をさらに備えることを特徴とする請求項１記載の超音波診断装置。
  7. 前記周波数依存減衰特性を利用して前記第１の受信信号および前記第２の受信信号の振幅を補正する補正手段と、
    前記第１の受信信号および前記第２の受信信号のパルス圧縮を行うパルス圧縮手段と、
    前記パルス圧縮後の前記第１の受信信号および前記第２の受信信号間の一方から他方を減算することによって超音波造影剤からの造影信号を抽出する造影信号抽出手段と、
    をさらに備えることを特徴とする請求項１記載の超音波診断装置。
  8. コンピュータを、
    プローブに印加するための、時間と共に周波数が増加する第１の送信パルスおよび時間と共に周波数が減少する第２の送信パルスを生成するパルス生成手段、
    前記第１の送信パルスに対する第１の受信信号から第１の包絡線を、前記第２の送信パルスに対する第２の受信信号から第２の包絡線をそれぞれ検出する包絡線検出手段、
    前記第１の包絡線および前記第２の包絡線の時間差を検出する時間差検出手段、および
    前記時間差から超音波の周波数依存減衰特性を取得する減衰取得手段、
    として機能させることを特徴とする超音波診断装置の制御プログラム。
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