JP4928603B2

JP4928603B2 - 送信装置及びｓｓｂ信号形成方法

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Publication number: JP4928603B2
Application number: JP2009510647A
Authority: JP
Inventors: 将彦南里; 裕太関
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2007-04-06
Filing date: 2007-04-06
Publication date: 2012-05-09
Anticipated expiration: 2027-04-06
Also published as: CN101641921A; US20100124162A1; EP2136518A4; EP2136518A1; JPWO2008129609A1; CN101641921B; WO2008129609A1; US8130632B2

Description

本発明は、送信信号をＳＳＢ（Single Side Band）化して送信する送信装置及びＳＳＢ化信号形成方法に関する。

従来、送信信号の狭帯域化技術として、ＳＳＢ技術がある。ＳＳＢはアナログ通信全盛の時代に盛んに検討されており、代表的な方式としてはＷｅａｖｅｒ−ＳＳＢ方式が挙げられる。一方、ディジタル分野での代表的な方式として、ＲＺ−ＳＳＢ方式、ＳＳＢ−ＱＰＳＫ方式（Ｍｕｊｔａｂａ方式)等が挙げられる。Ｍｕｊｔａｂａ方式については、例えば非特許文献１や非特許文献２で紹介されている。

ディジタルＳＳＢ技術において、ヒルベルト変換は大変重要である。ここではその基礎について説明する。

（１）ヒルベルト変換
連続時間信号ｘ（ｔ）のフーリエ変換をＸ（ω）とするとき、周波数領域におけるＸ（ω）のヒルベルト変換Ｈ［Ｘ（ω）］は、次式により表される。

一方、時間領域ｘ（ｔ）のヒルベルト変換Ｈ［ｘ（ｔ）］は、Ｈ［Ｘ（ω）］の逆フーリエ変換として定義され、次式により表される。なお、次式において、Ｆ^−１は逆フーリエ変換を表し、*は畳み込み演算を表すものとする。

Ｘ（ω）とＨ［ｘ（ω）］は位相の変化があるのみなので、ｘ（ｔ）とＨ［ｘ（ｔ）］のパワースペクトル及び自己相関関数は等しくなる。また、ｘ（ｔ）とＨ［ｘ（ｔ）］は、次式の関係が成り立つ。

つまり、Ｈ［ｘ（ｔ）］とｘ（ｔ）の複素共役ｘ^＊（ｔ）は互いに直交する。

次に、ヒルベルト変換によって連続時間信号のスペクトルが変化する様子を図的に説明する。今、ｘ（ｔ）が図１Ａに示される通り、実軸領域のみの周波数成分にて構成される連続時間信号である場合を考える。これに対するヒルベルト変換Ｈ［ｘ（ｔ）］は、式（１）に示される通り、正の周波数成分に−ｊを、負の周波数成分に＋ｊを乗じることになる。そのため、Ｈ［ｘ（ｔ）］のスペクトルは、図１Ｂに示される通り、虚軸領域のみの周波数成分が、原点を中心とした点対称配置されたかたちとなる。さらにこのＨ［ｘ（ｔ）］に対してヒルベルト変換を施すと、図１Ｃに示される通り、スペクトルは実軸領域のみに現れる。ここで、ヒルベルト変換においては式（１）からもわかる通り、コーシーの定理が適用されるため、変換の過程においてエネルギーは常に一定に保たれる。従って、次式が成り立つ。

これを時間領域で考えると次式となる。

図１Ｃの信号に対してさらにヒルベルト変換を行うと−Ｈ［ｘ（ｔ）］が得られ(図１Ｄ)、もう一度行うと元の系列ｘ（ｔ）に戻る。

（２）ＵＳＢ・ＬＳＢ生成方法
上述したヒルベルト変換の性質を利用して、ＵＳＢ（Upper Side Band：上側波帯）及びＬＳＢ（Lower Side Band：下側波帯）を生成する方法を示す。上述したのと同様、実軸領域のみの周波数成分にて構成される送信データ系列ｘ（ｔ）を考える。ｘ（ｔ）を改めてスペクトル表記すると図２Ａに示す通りとなる。これに対するヒルベルト変換は、図１Ｂにも示したが、ｊを乗じると、スペクトル全体が＋９０°回転することになるので、図２Ｂに示すようなスペクトルが得られる。

両者をコヒーレント加算した系列は次式の通りとなる。

式（６）を図示すると、図２Ｃに示す通りとなる。すなわち、実軸領域のみの上側波帯成分で構成されたＵＳＢ信号が得られる。これを時間軸上で表記すると次式の通りとなる。

虚数軸成分のみのＵＳＢ信号Ｓ_{ＵＳＢｉｍ}（ｔ）、実軸成分のみのＬＳＢ信号Ｓ_{ＬＳＢｒｅ}（ｔ）及び虚数軸成分のみのＬＳＢ信号Ｓ_{ＬＳＢｉｍ}（ｔ）も同様の手法で生成される。具体的には、虚数軸成分のみのＵＳＢ信号Ｓ_{ＵＳＢｉｍ}（ｔ）の形成過程は図３Ａ、図３Ｂ及び図３Ｃに示す通りであり、その結果は式（８）で表される。また、実軸成分のみのＬＳＢ信号Ｓ_{ＬＳＢｒｅ}（ｔ）の形成過程は図４Ａ、図４Ｂ及び図４Ｃに示す通りであり、その結果は式（９）で表される。また、虚数軸成分のみのＬＳＢ信号Ｓ_{ＬＳＢｉｍ}（ｔ）の形成過程は図５Ａ、図５Ｂ及び図５Ｃに示す通りであり、その結果は式（１０）で表される。

（３）Ｍｕｊｔａｂａ方式
次に、ディジタルＳＳＢ変調方式の代表例であるＭｕｊｔａｂａ方式について説明する。なお、Ｍｕｊｔａｂａ方式については、例えば非特許文献１や非特許文献２で紹介されている。この方式は、ＱＰＳＫにおけるＩ軸成分及びＱ軸成分の各ビットストリームをＳＳＢにより狭帯域化することにより、フェージング等による特性劣化を軽減することを目的としている。

図６に、Ｍｕｊｔａｂａ方式を採用した送信装置の構成を示す。また、図７に、Ｍｕｊｔａｂａ方式を採用した受信装置の構成を示す。

図６の送信装置１０は、まず、データ生成部１１で生成した送信データをシリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ変換部）１２で直並列変換する。送信装置１０は、直並列変換した送信系列ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）をオーバーサンプリング部１３、１４によってオーバーサンプリングした後、ルートナイキストフィルタ１５、１６に入力する。ルートナイキストフィルタ１５、１６はフィルタリング出力ｕ（ｔ）、ν（ｔ）をＳＳＢ化・多重化部１７に送出する。

ＳＳＢ化・多重化部１７は、フィルタリング出力ｕ（ｔ）を遅延器１８及びヒルベルト変換器１９に入力し、フィルタリング出力ν（ｔ）をヒルベルト変換器２０及び遅延器２１に入力する。

ヒルベルト変換器１９、２０は、タップ係数１／πｔのＦＩＲフィルタより構成されている（式（２）参照）。遅延器１８、２１は、入力信号をヒルベルト変換処理時間分だけ遅延して出力するものである。

遅延器１８の出力は乗算器２４に、ヒルベルト変換器１９の出力は乗算器２５に、ヒルベルト変換器２０の出力は乗算器２６に、遅延器２１の出力は乗算器２７にそれぞれ送出される。また、乗算器２４、２６にはキャリア周波数信号発生器２２で発生されたキャリア周波数信号（ｃｏｓω_ｃｔ）が入力され、乗算器２５、２７には移相器２３によって９０°だけ位相がシフトされたキャリア周波数信号（ｓｉｎω_ｃｔ）が入力される。これにより、乗算器２４、２６では遅延器１８、ヒルベルト変換器２０の出力にキャリア周波数信号が乗算され、乗算器２５、２７ではヒルベルト変換器１９、遅延器２１の出力に９０°位相のずれたキャリア周波数信号が乗算される。

加算器２８では乗算器２４の出力から乗算器２５の出力が減算され、加算器２９では乗算器２６と乗算器２７の出力が加算される。さらに、加算器２８と加算器２９の出力は加算器３０によって加算されることにより、ＳＳＢ変調波Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）が得られる。すなわち、Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）は次式で表される。

図８は、このスペクトルを図示したものである。

次に、図７を用いて、Ｍｕｊｔａｂａ方式の信号を復調する受信装置の構成について説明する。式（１１）からもわかる通り、復調において通常の直交検波を行うと、所望のデータ系列ｕ（ｔ）及びν（ｔ）に加えて、ペアブランチのヒルベルト変換成分Ｈ［ν（ｔ）］及びＨ［ｕ（ｔ）］が一次結合された形で現れる。このまま復調処理を行うと、Ｈ［ν（ｔ）］及びＨ［ｕ（ｔ）］が干渉となり受信特性が大幅に劣化する。そこで、Ｍｕｊｔａｂａ方式では受信側にて所望の系列と、その直交系列のヒルベルト変換成分をそれぞれコヒーレント加算することにより、不要なヒルベルト変換成分を除去する。これをＤｏｕｂｌｅＢｒａｎｃｈ法という。

以下、ＤｏｕｂｌｅＢｒａｎｃｈ法について、図７を用いて説明する。まず、受信装置４０は、直交検波部４１によって、通常の直交検波と同様に受信信号Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳ}
_Ｋ（ｔ）にキャリア周波数信号（ｃｏｓω_ｃｔ）を乗じた後、乗算結果をローパスフィルタ（ＬＰＦ）４２を通過させることで、受信信号Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）の同相成分を取り出す。ローパスフィルタ４２の出力は、次式の通りとなる。

受信装置４０は、これと並行して、直交検波部４１によって、受信信号Ｓ’_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）にキャリア周波数信号（ｓｉｎω_ｃｔ）を乗じた後、乗算結果をローパスフィルタ（ＬＰＦ）４３を通過させることで、受信信号Ｓ’_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）の直交成分を取り出し、さらにヒルベルト変換器４７によってヒルベルト変換を施す。この処理により、次式の信号が得られる。

受信装置４０は、このＩ（ｔ）とＨ［Ｑ（ｔ）］を、加算器５０によって、次式のようにコヒーレント加算することで、ヒルベルト変換成分を除去し、所望の信号系列ｕ（ｔ）のみを得る。

ペアブランチの信号系列ν’（ｔ）も同様にして得られる。すなわち、受信装置４０は、直交検波部４１によって、受信信号Ｓ’_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）にキャリア周波数信号（ｃｏｓω_ｃｔ）を乗じた後、乗算結果をローパスフィルタ（ＬＰＦ）４４を通過させることで、受信信号Ｓ’_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）の同相成分を取り出し、さらにヒルベルト変換器４８によってヒルベルト変換を施す。

また、受信装置４０は、これと並行して、直交検波部４１によって、受信信号Ｓ’_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）にキャリア周波数信号（ｓｉｎω_ｃｔ）を乗じた後、乗算結果をローパスフィルタ（ＬＰＦ）４５を通過させることで、受信信号Ｓ’_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）の直交成分を取り出す。

受信装置４０は、このＨ［Ｉ（ｔ）］とＱ（ｔ）を、加算器５１によって、次式のようにコヒーレント加算することで、ヒルベルト変換成分を除去し、所望の信号系列ν’（ｔ）のみを得る。

受信装置４０は、以上のようにして得たｕ’（ｔ）及びν’（ｔ）を、それぞれルートナイキストフィルタ５２、５３及びダウンサンプリング部５４、５５を介して閾値判定部５６、５７に入力し、閾値判定部５６、５７によって硬判定処理を行うことにより、受信データ系列ｘ’（ｔ）及びｙ’（ｔ）を得る。その後、受信装置４０は、パラレルシリアル変換部（Ｐ／Ｓ変換部）５８によって受信データ系列ｘ’（ｔ）及びｙ’（ｔ）をシリアルデータに変換する。
Syed Aon Mujtaba, "A Novel Scheme for Transmitting QPSK as a Single-Sideband Signal", IEEE Globalcomm. pp.592-597, 1998 Syed Aon Mujtaba, "Performance Analysis of Coded SSB-QPSK in Mobile Radio Channels", IEEE Globalcomm. pp.112-117, 1998

ところで、上述したように、ＳＳＢ化を行う際には、ヒルベルト変換を行っている。これは一般的に、１／（πｔ）をタップ係数としたＦＩＲフィルタを用いることで実現される。

しかしながら、このヒルベルトフィルタのタップ数は数百タップ以上設けないと、スペクトルカットが甘くなるという課題がある。

図９に、ヒルベルトフィルタのタップ係数を変化させたときのＬＳＢスペクトルの変化を示す。ここで、中心周波数は２［Ｈｚ］としている。図９からもわかる通り、タップ数を１００〜２００程度設けても隣接チャネルへの電力漏洩が大きく、５００タップ程度設けても、若干の漏洩が発生している。また、図示していないが、ＵＳＢについても同様の漏洩電力が確認される。

図１０は、このときの受信コンスタレーションを示した図である。ここで、伝播路環境は1path Static, Noise Freeとした。従来技術のＭｕｊｔａｂａ方式では、ＵＳＢとＬＳＢを密着させたスペクトル配置とするため、各々の隣接チャネル漏洩電力の影響を受けやすい欠点がある。図１０は、このことを如実に表している。

本発明の目的は、スペクトルカットの鋭いＳＳＢ信号を得ることができる送信装置及びＳＳＢ信号形成方法を提供することである。

本発明の送信装置は、送信シンボルをフーリエ変換処理するフーリエ変換回路と、前記フーリエ変換回路から出力されるＵＳＢ成分信号及びＬＳＢ成分信号のうちいずれか一方の成分をゼロとするゼロインサート回路と、前記ゼロインサート回路の出力を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換回路と、前記逆フーリエ回路の出力をパラレル／シリアル変換するパラレル／シリアル変換回路と、を具備する構成を採る。

本発明によれば、スペクトルカットの鋭いＳＳＢ信号を得ることができ、隣接チャネルへの漏洩電力を抑制することができるようになる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１１に、本発明の実施の形態１に係る送信装置の構成を示す。送信装置１００は、変調回路１０１に送信データを入力する。変調回路１０１は、例えばＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)変調を行うことで変調シンボルを得る。

変調回路１０１によって得られたシンボルは、シリアル／パラレル変換回路（Ｓ／Ｐ）１０２に送出される。Ｓ／Ｐ１０２は、順次入力されるシンボルを並列化して出力する。すなわち、Ｓ／Ｐ１０２は、順次入力される１番目からＮ番目のシンボルを並列化して同時に続くＦＦＴ回路１０３に送出する。

ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）回路１０３は、入力されたシンボルに高速フーリエ変換処理を施し、処理後の信号をゼロインサート回路１０４に送出する。

ゼロインサート回路１０４は、ＦＦＴ回路１０３から出力されるＵＳＢ成分信号及びＬＳＢ成分信号のうちいずれか一方の成分をゼロとする。すなわち、ゼロインサート回路１０４は、ＵＳＢ伝送を行う場合はＬＳＢ成分を、ＬＳＢ伝送を行う場合はＵＳＢ成分を、それぞれゼロにする。例えば、ＵＳＢ伝送を行う場合は、Ｎ系統のＦＦＴ出力のうち、ＵＳＢ成分に相当する系統をそのまま続くＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）回路１０５に出力すると共に、ＬＳＢ成分に相当する系統の信号をゼロとしてＩＦＦＴ回路１０５に出力する。このように、ゼロインサート回路１０４によってＳＳＢ化が行われる。

送信装置１００は、周波数領域の信号とされた送信データ系列を、続くＩＦＦＴ回路１０５及びパラレル／シリアル変換回路（Ｐ／Ｓ）１０６によって時間領域の信号に変換する。時間領域に変換された信号は、続く周波数変換器１０７によってキャリア搬送波ｆｃが乗じられることで無線信号とされ、図示しないアンテナから送信される。

図１２に、シミュレーション結果として、本実施の形態の送信装置１００により形成されたＬＳＢ信号（すなわちゼロインサート回路１０４でＵＳＢ成分をゼロにした場合）の周波数スペクトルを示す。なお、このシミュレーションは、中心周波数を２［Ｈｚ］とした場合のものである。図９と比較すると明らかなように、送信装置１００を用いれば、従来の構成と比べて、スペクトルカットの鋭いＳＳＢ信号を得ることができる。

また図１３に、シミュレーション結果として、本実施の形態の送信装置１００により形成されたＬＳＢ信号の受信コンスタレーションを示す。図１０と比較すると明らかなように、送信装置１００を用いれば、理想に近い受信コンスタレーションを得ることができる。なお、ＬＳＢ信号のシミュレーション結果のみを示したが、ＵＳＢ信号についても同様の特性が得られる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、送信シンボルをフーリエ変換処理するＦＦＴ回路１０３と、ＦＦＴ回路１０３から出力されるＵＳＢ成分信号及びＬＳＢ成分信号のうちいずれか一方の成分をゼロとするゼロインサート回路１０４と、ゼロインサート回路１０４の出力を逆フーリエ変換するＩＦＦＴ回路１０５と、ＩＦＦＴ回路１０５の出力をパラレル／シリアル変換するパラレル／シリアル変換回路１０６と、を設けたことにより、スペクトルカットの鋭いＳＳＢ信号を得ることができ、隣接チャネルへの漏洩電力を抑制することができるようになる。

（実施の形態２）
図１４に、本実施の形態の送信装置の構成を示す。送信装置２００は、ＬＳＢ信号形成部２０３と、ＵＳＢ信号形成部２０４と、ＬＳＢ信号形成部２０３により形成されたＬＳＢ信号とＵＳＢ信号形成部２０４により形成されたＵＳＢ信号とを多重する多重化部２０５とを有する。

送信装置２００は、先ず変調回路２０１によって送信データにＱＰＳＫ変調等の変調処理を施すことにより変調シンボルを得、続くシリアル／パラレル変換回路（Ｓ／Ｐ）２０２によって変調シンボルを２系統に分流する。送信装置２００は、第１の系統の信号をＬＳＢ信号形成部２０３に送出すると共に、第２の系統の信号をＵＳＢ信号形成部２０４に送出する。

ＬＳＢ信号形成部２０３は、第１の系統の変調シンボルをオーバーサンプラ（ＯＶＳ）２１１及びルートナイキストフィルタ２１２を介してシリアル／パラレル変換回路（Ｓ／Ｐ）２１３に入力させる。Ｓ／Ｐ２１３は、順次入力されるシンボルを並列化してＦＦＴ回路２１４に出力する。ＦＦＴ回路２１４の出力はゼロインサート回路２１５に入力される。ゼロインサート回路２１５は、ＦＦＴ回路２１４から出力されるＵＳＢ成分信号及びＬＳＢ成分信号のうち、ＵＳＢ成分をゼロにしてＩＦＦＴ回路２１６に出力する。ゼロインサート回路２１５から出力された信号は、ＩＦＦＴ回路２１６及びパラレル／シリアル変換回路（Ｐ／Ｓ）２１７によって時間領域の信号に変換される。このようにして、ＬＳＢ信号形成部２０３によってＬＳＢ信号が形成される。

次に、ＵＳＢ信号形成部２０４について説明する。ＵＳＢ信号形成部２０４とＬＳＢ信号形成部２０３との違いは、ゼロインサート回路２２５によってゼロを挿入する対象の成分が異なることである。ＵＳＢ信号形成部２０４は、第２の系統の変調シンボルをオーバーサンプラ（ＯＶＳ）２２１及びルートナイキストフィルタ２２２を介してシリアル／パラレル変換回路（Ｓ／Ｐ）２２３に入力させる。Ｓ／Ｐ２２３は、順次入力されるシンボルを並列化してＦＦＴ回路２２４に出力する。ＦＦＴ回路２２４の出力はゼロインサート回路２２５に入力される。ゼロインサート回路２２５は、ＦＦＴ回路２２４から出力されるＵＳＢ成分信号及びＬＳＢ成分信号のうち、ＬＳＢ成分をゼロにしてＩＦＦＴ回路２２６に出力する。ゼロインサート回路２２５から出力された信号は、ＩＦＦＴ回路２２６及びパラレル／シリアル変換回路（Ｐ／Ｓ）２２７によって時間領域の信号に変換される。このようにして、ＵＳＢ信号形成部２０４によってＵＳＢ信号が形成される。

多重化部２０５は、ＬＳＢ信号形成部２０３により形成されたＬＳＢ信号とＵＳＢ信号形成部２０４により形成されたＵＳＢ信号に、９０°位相の異なるキャリア搬送波ｆｃを乗じることで、これらのＬＳＢ信号とＵＳＢ信号を直交多重する。

ここで、ＬＳＢ信号形成部２０３では、実施の形態１で説明したようにスペクトルカットが鋭く隣接チャネルへの漏洩電力が非常に小さいＬＳＢ信号が形成されると共に、ＵＳＢ信号形成部２０４でも、スペクトルカットが鋭く隣接チャネルへの漏洩電力が非常に小さいＵＳＢ信号が形成されるので、多重化後のＬＳＢ信号とＵＳＢ信号は互い干渉し合うことなく伝送される。

以上説明したように、本実施の形態によれば、送信シンボルをフーリエ変換処理する第１のＦＦＴ回路２１４と、当該第１のＦＦＴ回路２１４から出力されるＵＳＢ成分信号及びＬＳＢ成分信号のうちＵＳＢ成分をゼロとする第１のゼロインサート回路２１６と、当該第１のゼロインサート回路２１６の出力を逆フーリエ変換する第１のＩＦＦＴ回路２１６と、当該第１のＩＦＦＴ回路２１６の出力をパラレル／シリアル変換する第１のパラレル／シリアル変換回路２１７と、を有するＬＳＢ信号形成部２０３と、送信シンボルをフーリエ変換処理する第２のＦＦＴ回路２２４と、当該第２のＦＦＴ回路２２４から出力されるＵＳＢ成分信号及びＬＳＢ成分信号のうちＬＳＢ成分をゼロとする第２のゼロインサート回路２２５と、当該第２のゼロインサート回路２２５の出力を逆フーリエ変換する第２のＩＦＦＴ回路２２６と、当該第２のＩＦＦＴ回路２２６の出力をパラレル／シリアル変換する第２のパラレル／シリアル変換回路２２７と、を有するＵＳＢ信号形成部２０４と、ＬＳＢ信号形成部２０３により形成されたＬＳＢ信号とＵＳＢ信号形成部２０４により形成されたＵＳＢ信号を多重する多重化部２０５と、を設けた。

これにより、ＬＳＢ信号とＵＳＢ信号を多重化して伝送する場合に、それらの信号を、互いに干渉し合うことなく伝送させることができるようになる。

本発明は、送信信号をＳＳＢ化して送信する無線通信機器に広く適用可能である。

連続時間信号ｘ（ｔ）に対するヒルベルト変換についての説明に供する図であり、図１Ａは実軸領域のみの周波数成分により構成される連続時間信号ｘ（ｔ）のスペクトルを示し、図１ＢはＨ［ｘ（ｔ）］のスペクトルを示し、図１ＣはＨ［Ｈ［ｘ（ｔ）］］のスペクトルを示し、図１Ｄは−Ｈ［ｘ（ｔ）］のスペクトルを示す図実数成分のみのＵＳＢ生成方法の説明に供する図であり、図２Ａは実軸領域のみの周波数成分により構成される連続時間信号ｘ（ｔ）のスペクトルを示し、図２ＢはｊＨ［ｘ（ｔ）］のスペクトルを示し、図２Ｃはｘ（ｔ）＋ｊＨ［ｘ（ｔ）］のスペクトルを示す図虚数成分のみのＵＳＢ生成方法の説明に供する図であり、図３Ａは−Ｈ［ｘ（ｔ）］のスペクトルを示し、図３Ｂはｊｘ（ｔ）のスペクトルを示し、図３Ｃは−Ｈ［ｘ（ｔ）］＋ｊｘ（ｔ）のスペクトルを示す図実数成分のみのＬＳＢ生成方法の説明に供する図であり、図４Ａは実軸領域のみの周波数成分により構成される連続時間信号ｘ（ｔ）のスペクトルを示し、図４Ｂは−ｊＨ［ｘ（ｔ）］のスペクトルを示し、図４Ｃはｘ（ｔ）−ｊＨ［ｘ（ｔ）］のスペクトルを示す図虚数成分のみのＬＳＢ生成方法の説明に供する図であり、図５ＡはＨ［ｘ（ｔ）］のスペクトルを示し、図５Ｂはｊｘ（ｔ）のスペクトルを示し、図５ＣはＨ［ｘ（ｔ）］＋ｊｘ（ｔ）のスペクトルを示す図従来のＭｕｊｔａｂａ方式の送信装置の構成を示すブロック図従来のＭｕｊｔａｂａ方式の受信装置の構成を示すブロック図図６の送信装置により形成されるＳＳＢ−ＱＰＳＫ信号のスペクトルを示す図ヒルベルト変換器のタップ数に応じたＬＳＢ信号のスペクトルを示し、図９Ａはタップ数を１０１とした場合のスペクトルを示し、図９Ｂはタップ数を２０１とした場合のスペクトルを示し、図９Ｃはタップ数を５０１とした場合のスペクトルを示す図ヒルベルト変換器のタップ数に応じたＬＳＢ信号の受信コンスタレーションを示し、図１０Ａはタップ数を１０１とした場合の受信コンスタレーションを示し、図１０Ｂはタップ数を２０１とした場合の受信コンスタレーションを示し、図１０Ｃはタップ数を５０１とした場合の受信コンスタレーションを示す図実施の形態１の送信装置の構成を示すブロック図実施の形態１の送信装置により形成されるＳＳＢ信号のスペクトルを示す図実施の形態１の送信装置により形成されるＳＳＢ信号の受信コンスタレーションを示す図実施の形態２の送信装置の構成を示すブロック図

Claims

送信信号をＳＳＢ化して送信する送信装置であって、
送信シンボルをフーリエ変換処理するフーリエ変換回路と、
前記フーリエ変換回路から出力されるＵＳＢ成分信号及びＬＳＢ成分信号のうちいずれか一方の成分をゼロとするゼロインサート回路と、
前記ゼロインサート回路の出力を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換回路と、
前記逆フーリエ回路の出力をパラレル／シリアル変換するパラレル／シリアル変換回路と、
を具備する送信装置。
送信信号をＳＳＢ化して送信する送信装置であって、
送信シンボルをフーリエ変換処理する第１のフーリエ変換回路と、当該第１のフーリエ変換回路から出力されるＵＳＢ成分信号及びＬＳＢ成分信号のうちＵＳＢ成分をゼロとする第１のゼロインサート回路と、当該第１のゼロインサート回路の出力を逆フーリエ変換する第１の逆フーリエ変換回路と、当該第１の逆フーリエ回路の出力をパラレル／シリアル変換する第１のパラレル／シリアル変換回路と、を有するＬＳＢ信号形成部と、
送信シンボルをフーリエ変換処理する第２のフーリエ変換回路と、当該第２のフーリエ変換回路から出力されるＵＳＢ成分信号及びＬＳＢ成分信号のうちＬＳＢ成分をゼロとする第２のゼロインサート回路と、当該第２のゼロインサート回路の出力を逆フーリエ変換する第２の逆フーリエ変換回路と、当該第２の逆フーリエ回路の出力をパラレル／シリアル変換する第２のパラレル／シリアル変換回路と、を有するＵＳＢ信号形成部と、
前記ＬＳＢ信号形成部により形成されたＬＳＢ信号と、前記ＵＳＢ信号形成部により形成されたＵＳＢ信号を多重する多重化部と、
を具備する送信装置。
送信シンボルをフーリエ変換し、
フーリエ変換された信号に含まれるＵＳＢ成分信号及びＬＳＢ成分信号のうちいずれか一方の成分をゼロにし、
前記一方の成分がゼロにされたフーリエ変換信号を逆フーリエ変換する
ＳＳＢ信号形成方法。
送信シンボルをフーリエ変換し、フーリエ変換された信号に含まれるＵＳＢ成分信号をゼロにし、ＵＳＢ成分がゼロにされたフーリエ変換信号を逆フーリエ変換することで、ＬＳＢ信号を形成するＬＳＢ信号形成ステップと、
送信シンボルをフーリエ変換し、フーリエ変換された信号に含まれるＬＳＢ成分信号をゼロにし、ＬＳＢ成分がゼロにされたフーリエ変換信号を逆フーリエ変換することで、ＵＳＢ信号を形成するＵＳＢ信号形成ステップと、
前記ＬＳＢ信号形成ステップで形成されたＬＳＢ信号と、前記ＵＳＢ信号形成ステップで形成されたＵＳＢ信号を多重する多重化ステップと、
を含むＳＳＢ信号形成方法。