JP4925886B2 - 放電灯点灯装置及び照明器具 - Google Patents

Description

この発明は、インバータ方式の放電灯点灯装置に用いられるインバータ回路及びそのインバータ回路を用いた放電灯点灯装置及び照明器具に関する。

インバータ方式の放電灯点灯装置は、インバータ回路が生成した高周波の交流電圧を放電灯に印加することにより、放電灯を点灯する。
放電灯は、寿命末期になると点灯時の等価抵抗値が増大する。これにより回路バランスが崩れ、放電灯に過大な電力が加わると、放電灯が発熱し、放電灯やソケットが溶解するなど危険な状態となる可能性がある。
このような事態を避けるため、放電灯点灯装置は、通常、放電灯に印加される電圧を検出してインバータ回路の動作を停止させる過電圧保護回路や、放電灯の寿命末期に発生する整流放電を検出してインバータ回路の動作を停止させる整流放電保護回路や、負荷の電力を一定に保つ定電力制御回路など、様々な保護回路を設けている。
特開２００４−２４１３２０号公報

上述したような様々な保護回路を設けると、放電灯点灯装置の回路構成が複雑になるので、部品数が増加し、放電灯点灯装置が大型化し、製造コストが高くなる。
この発明にかかるインバータ回路は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、複雑な保護回路がなくても、寿命末期などにより放電灯の等価抵抗値が増大した場合に、放電灯に過大な電力が加わるのを防ぐことを目的とする。

この発明にかかるインバータ回路は、
入力した直流電圧を放電灯に印加する交流電圧に変換するインバータ回路において、
基準電位入力端子と、
直流電圧を上記基準電位入力端子に対する電位差として入力する直流入力端子と、
上記放電灯の一方の電極の両端をそれぞれ接続する２つの第一接続端子と、
上記放電灯の他方の電極の両端をそれぞれ接続する２つの第二接続端子と、
一端を上記直流入力端子に接続した第一のスイッチング素子と、
一端を上記第一のスイッチング素子の他端に接続し、他端を上記基準電位入力端子に接続した第二のスイッチング素子と、
上記第一のスイッチング素子と上記第二のスイッチング素子とを交互にオンオフする制御回路と、
一端を上記第一のスイッチング素子と上記第二のスイッチング素子との接続点に接続し、他端を上記第一接続端子の一方に接続したチョークコイルと、
一端を上記第一接続端子の他方に接続し、他端を上記第二接続端子の一方に接続した始動コンデンサと、
一端を上記第二接続端子の他方に接続し、他端を上記基準電位入力端子に接続した結合コンデンサと、
アノードを上記基準電位入力端子に接続し、カソードを上記第二接続端子の他方に接続した第一の整流素子と、
アノードを上記第二接続端子の他方に接続し、カソードを上記直流入力端子に接続した第二の整流素子とを有することを特徴とする。

この発明にかかるインバータ回路によれば、第一の整流素子及び第二の整流素子が結合コンデンサの両端電圧を０Ｖ以上直流電圧以下に抑制するので、放電灯が寿命末期になるなどして放電灯の等価抵抗値が増大した場合でも、放電灯に印加される交流電圧が異常に大きくなることを抑え、過負荷となるのを防ぐことができるという効果を奏する。

実施の形態１．
実施の形態１を、図１〜図６を用いて説明する。

図１は、この実施の形態における照明器具８００の構成を示す回路構成図である。
照明器具８００は、放電灯点灯装置１００、放電灯ＬＡを備える。照明器具８００は、商用電源などの交流電源ＡＣから電力の供給を受けて、放電灯ＬＡを点灯する。

放電灯点灯装置１００は、直流電源回路１１０、制御部１８１、インバータ回路１３０を備える。
直流電源回路１１０は、交流電源ＡＣから入力した交流電圧を直流電圧Ｖ_ＩＮに変換する。直流電源回路１１０は、例えば、ダイオードブリッジと昇圧チョッパ回路とから構成される。
制御部１８１は、インバータ回路１３０の動作（例えば、予熱・始動・点灯・消灯など）を制御する制御信号を出力する。

インバータ回路１３０は、駆動回路１５１、ＦＥＴＱ５１、ＦＥＴＱ５２、チョークコイルＬ６１、始動コンデンサＣ７２、結合コンデンサＣ７１、ダイオードＤ９１、ダイオードＤ９２を有する。
インバータ回路１３０は、直流電源回路１１０が出力した直流電圧Ｖ_ＩＮを、基準電位入力端子ｂに対する直流入力端子ａの電位差として入力する。なお、直流電圧Ｖ_ＩＮは正であり、直流入力端子ａのほうが基準電位入力端子ｂよりも高電位である。
インバータ回路１３０は、入力した直流電圧Ｖ_ＩＮを交流電圧ｖ_ＯＵＴに変換する。インバータ回路１３０が変換した交流電圧ｖ_ＯＵＴは、第一接続端子ｃと第二接続端子ｄとの間に接続された放電灯ＬＡに印加される。
照明器具８００は、放電灯ＬＡを着脱自在に取り付けることができるランプソケットを有する。ランプソケットは、第一接続端子ｃ及び第二接続端子ｄを内蔵している。
放電灯ＬＡは、２つの電極を有している。放電灯ＬＡをランプソケットに取り付けることにより、２つの電極の一方が第一接続端子ｃに、他方が第二接続端子ｄに電気的に接続される。
放電灯ＬＡの各電極は、それぞれフィラメントを有している。第一接続端子ｃは、２つの端子からなり、放電灯ＬＡを接続することにより、放電灯ＬＡのフィラメントを介して、２つの端子が電気的に接続する。第二接続端子ｄも同様である。

駆動回路１５１（制御回路）は、制御部１８１が出力した制御信号を入力し、入力した制御信号にしたがって、ＦＥＴＱ５１及びＦＥＴＱ５２をオンオフ制御する。インバータ回路１３０動作時において、駆動回路１５１は、ＦＥＴＱ５１及びＦＥＴＱ５２を交互にオンオフする。
駆動回路１５１がＦＥＴＱ５１及びＦＥＴＱ５２をオンオフする周波数は、制御部１８１からの制御信号により定まるインバータ回路１３０の動作モードごとに一定である。例えば、放電灯ＬＡの点灯時の動作周波数は５０ｋＨｚというように、あらかじめ周波数が決まっている。

ＦＥＴＱ５１（第一のスイッチング素子）及びＦＥＴＱ５２（第二のスイッチング素子）は、例えば、ＮＭＯＳＦＥＴである。
ＦＥＴＱ５１は、ドレイン端子を直流入力端子ａに接続し、ソース端子をＦＥＴＱ５２のドレイン端子及びチョークコイルＬ６１の一方の端子に接続し、ゲート端子を駆動回路１５１に接続している。
ＦＥＴＱ５２は、ドレイン端子をＦＥＴＱ５１のソース端子及びチョークコイルＬ６１の一方の端子に接続し、ソース端子を基準電位入力端子ｂに接続し、ゲート端子を駆動回路１５１に接続している。

チョークコイルＬ６１は、インダクタであり、一方の端子をＦＥＴＱ５１とＦＥＴＱ５２との接続点に接続し、他方の端子を第一接続端子ｃに接続している。
始動コンデンサＣ７２は、一方の端子を第一接続端子ｃに接続し、他方の端子を第二接続端子ｄに接続している。
結合コンデンサＣ７１は、一方の端子を第二接続端子ｄに接続し、他方の端子を基準電位入力端子ｂに接続している。

ダイオードＤ９１（第一の整流素子）は、アノード端子を基準電位入力端子ｂ及び結合コンデンサＣ７１に接続し、カソード端子を第二接続端子ｄ及びダイオードＤ９２のアノード端子に接続している。ダイオードＤ９１は、結合コンデンサＣ７１の両端電圧が０Ｖ以下になるとオンになり導通するので、結合コンデンサＣ７１の両端電圧が０Ｖ以下になるのを防ぐ働きをする。

ダイオードＤ９２（第二の整流素子）は、アノード端子を第二接続端子ｄ及びダイオードＤ９１のカソードに接続し、カソード端子を直流入力端子ａに接続している。ダイオードＤ９２は、結合コンデンサＣ７１の両端電圧が直流電圧Ｖ_ＩＮ以上になるとオンになり導通するので、結合コンデンサＣ７１の両端電圧が直流電圧Ｖ_ＩＮ以上になるのを防ぐ働きをする。

なお、第一接続端子ｃの２つの端子のうち、一方には、チョークコイルＬ６１が接続し、他方には、始動コンデンサＣ７２が接続している。
また、第二接続端子ｄの２つの端子のうち、一方には、始動コンデンサＣ７２が接続し、他方には、結合コンデンサＣ７１、ダイオードＤ９１、ダイオードＤ９２が接続している。
このため、放電灯ＬＡを接続しなければ、負荷回路が形成されない。

次に、動作について説明する。
基準電位入力端子ｂの電位を基準とする。
直流入力端子ａの電位は、直流電源回路１１０が出力しインバータ回路１３０が入力する直流電圧Ｖ_ＩＮである。
ＦＥＴＱ５１とＦＥＴＱ５２との接続点の電位をｖ_１、第一接続端子ｃの電位をｖ_ｃ、第二接続端子ｄの電位をｖ_ｄ、チョークコイルＬ６１の両端電圧をｖ_Ｌ１、チョークコイルＬ６１を流れる電流をｉ_Ｌ１、始動コンデンサＣ７２を流れる電流をｉ_Ｃ２、結合コンデンサＣ７１を流れる電流をｉ_Ｃ１、放電灯ＬＡを流れる電流をｉ_ＬＡとする。
ここで、ｖ_Ｌ１＝ｖ_１−ｖ_ｃ、ｖ_ＯＵＴ＝ｖ_ｃ−ｖ_ｄ、ｉ_Ｌ１＝ｉ_Ｃ２＋ｉ_ＬＡである。また、結合コンデンサＣ７１の両端電圧はｖ_ｄ、始動コンデンサＣ７２の両端電圧はｖ_ＯＵＴである。
結合コンデンサＣ７１を流れる電流ｉ_Ｃ１は、ダイオードＤ９１及びダイオードＤ９２がいずれもオフの場合、ｉ_Ｌ１と等しい。また、ダイオードＤ９１及びダイオードＤ９２のいずれかがオンの場合は、０になる。

図２は、この実施の形態における放電灯ＬＡ点灯中のインバータ回路１３０各部の電圧・電流を示す波形図である。
横軸は時刻を示し、縦軸は電圧または電流を示す。
電圧ｖ_１は細線、電圧ｖ_ｃ及び電圧ｖ_ｄは太線で示す。なお、右上がり斜線で示したのは、電圧ｖ_１と電圧ｖ_ｃとの差であり、チョークコイルＬ６１の両端電圧ｖ_Ｌ１である。
また、電流ｉ_Ｌ１及び電流ｉ_Ｃ２は細線、電流ｉ_Ｃ１及び電流ｉ_ＬＡは太線で示す。

時刻ｔ_１において、駆動回路１５１からの駆動信号により、ＦＥＴＱ５１がオン、ＦＥＴＱ５２がオフになる。これにより、電圧ｖ_１は直流電圧Ｖ_ＩＮと等しくなる。
チョークコイルＬ６１の両端電圧ｖ_Ｌ１が正なので、電流ｉ_Ｌ１が増加して、始動コンデンサＣ７２及び結合コンデンサＣ７１を充電し、電圧ｖ_ｃ及び電圧ｖ_ｄが上昇する。また、放電灯ＬＡには、交流電圧ｖ_ＯＵＴ＝ｖ_ｃ−ｖ_ｄが印加される。点灯中の放電灯ＬＡは等価的に抵抗であると考えられるので、放電灯ＬＡには、交流電圧ｖ_ＯＵＴに比例した電流ｉ_ＬＡが流れる。

時刻ｔ_２において、始動コンデンサＣ７２及び結合コンデンサＣ７１が充電された結果、電圧ｖ_ｃが電圧ｖ_１より高くなり、チョークコイルＬ６１の両端電圧ｖ_Ｌ１が負になる。チョークコイルＬ６１の働きにより、電流ｉ_Ｌ１は減少に転じるが流れ続け、始動コンデンサＣ７２及び結合コンデンサＣ７１が更に充電されるので、電圧ｖ_ｃ及び電圧ｖ_ｄは更に上昇する。

時刻ｔ_３において、電圧ｖ_ｄが直流電圧Ｖ_ＩＮに達すると、ダイオードＤ９２がオンになり導通するので、電流ｉ_Ｃ１が０になり、電圧ｖ_ｄは直流電圧Ｖ_ＩＮを超えて上昇することはない。

時刻ｔ_４において、駆動回路１５１からの駆動信号により、ＦＥＴＱ５１がオフ、ＦＥＴＱ５２がオンになる。これにより、電圧ｖ_１は０になる。

また、チョークコイルＬ６１を流れる電流ｉ_Ｌ１が減少して、電流ｉ_ＬＡより小さくなると、始動コンデンサＣ７２を放電を始め（電流ｉ_Ｃ２＜０）、電圧ｖ_ｃが下降する。

時刻ｔ_５において、チョークコイルＬ６１を流れる電流ｉ_Ｌ１が負に転じると、結合コンデンサＣ７１が放電を始める。これにより、電圧ｖ_ｄも下降する。

その後、結合コンデンサＣ７１及び始動コンデンサＣ７２は放電を続け、時刻ｔ_６において、電圧ｖ_ｄが０に達すると、ダイオードＤ９１がオンになり導通するので、電圧ｖｄが負になることはない。

時刻ｔ_７において、駆動回路１５１からの駆動信号により、ＦＥＴＱ５１がオン、ＦＥＴＱ５２がオフになる。
以上の動作を繰り返すことにより、放電灯ＬＡに交流電圧ｖ_ＯＵＴが印加される。

定常状態において、チョークコイルＬ６１を流れる電流ｉ_Ｌ１の振幅は、右上がり斜線で示したチョークコイルＬ６１の両端電圧ｖ_Ｌ１の面積によって定まる。

図３は、この実施の形態における寿命末期の放電灯ＬＡ点灯中のインバータ回路１３０各部の電圧・電流を示す波形図である。

放電灯ＬＡは、寿命末期になると、点灯時の等価抵抗値が高くなる。
これにより、始動コンデンサＣ７２と放電灯ＬＡとの並列回路の容量性リアクタンス成分が大きくなる。インバータ回路１３０が、チョークコイルＬ６１・始動コンデンサＣ７２（及び放電灯ＬＡ）・結合コンデンサＣ７１からなる負荷回路の共振周波数より高い周波数で駆動している場合、負荷回路の合成インピーダンスは、誘導性リアクタンス成分を含むので、放電灯ＬＡの等価抵抗値が高くなると、合成インピーダンスは減少する。

このため、電流ｉ_Ｌ１が大きくなる。また、放電灯ＬＡの等価抵抗値の上昇により、放電灯ＬＡを流れる電流ｉ_ＬＡは減少するので、始動コンデンサＣ７２を流れる電流ｉ_Ｃ２が大きくなり、始動コンデンサＣ７２の両端電圧（＝ｖ_ＯＵＴ）の振幅が大きくなる。

また、結合コンデンサＣ７１を流れる電流も大きくなるが、ダイオードＤ９１及びダイオードＤ９２の働きにより、結合コンデンサＣ７１の両端電圧（＝ｖ_ｄ）は、０Ｖ以上Ｖ_ＩＮ以下の値に納まる。
このため、始動コンデンサＣ７２の両端電圧と結合コンデンサＣ７１の両端電圧との和である電圧ｖ_ｃは、あまり上昇しない。その結果、電流ｉ_Ｌ１の増大も抑えられる。

次に、ダイオードＤ９１及びダイオードＤ９２がない場合と比較する。

図４は、対比例における放電灯ＬＡ点灯中のインバータ回路各部の電圧・電流を示す波形図である。
対比例のインバータ回路は、この実施の形態におけるインバータ回路１３０と比較して、ダイオードＤ９１及びダイオードＤ９２がない点が異なり、他の点は同じである。
なお、放電灯ＬＡは、正常である（寿命末期ではない）ものとする。

時刻ｔ_３において、電圧ｖ_ｄは直流電圧Ｖ_ＩＮに達するが、ダイオードＤ９２がないので、結合コンデンサＣ７１の両端電圧は制限されず、Ｖ_ＩＮを超えて上昇する。
時刻ｔ_６において、電圧ｖ_ｄは０に達するが、ダイオードＤ９１がないので、結合コンデンサＣ７１の両端電圧は制限されず、０Ｖ以下にまで下降する。

上記以外の点において、対比例におけるインバータ回路の動作は、この実施の形態におけるインバータ回路１３０の動作と変わらない。
放電灯ＬＡが正常な場合、電圧ｖ_ｄがＶ_ＩＮ以上または０Ｖ以下である期間は短いので、図２と比較して、放電灯ＬＡを流れる電流ｉ_ＬＡもあまり変わらない。

図５は、対比例における寿命末期の放電灯ＬＡ点灯中のインバータ回路各部の電圧・電流を示す波形図である。

寿命末期により、放電灯ＬＡの等価抵抗値が大きくなった結果、電圧ｖ_ｄが直流電圧Ｖ_ＩＮ以上または０Ｖ以下である期間が長くなる。
そのため、図３と比較して、電圧ｖ_ｃが著しく大きくなり、放電灯ＬＡを流れる電流ｉ_ＬＡも増大している。

図６は、この実施の形態におけるインバータ回路１３０及び対比例のインバータ回路において、放電灯ＬＡの点灯時等価抵抗値が変化した場合の放電灯ＬＡの消費電力の変化を示すグラフ図である。
太線はこの実施の形態におけるインバータ回路１３０の場合、細線は対比例のインバータ回路の場合である。

放電灯ＬＡにおける消費電力は、放電灯ＬＡの等価抵抗値がある程度の値に達するまでは上昇し、放電灯ＬＡの等価抵抗値がその値を超えると減少して、最終的には０になる。
このため、放電灯ＬＡが寿命末期になる過渡期において、消費電力が大きくなる時期が存在するが、この実施の形態におけるインバータ回路１３０は、ダイオードＤ９１及びダイオードＤ９２の働きにより、消費電力の異常な増大が抑えられる。

このため、放電灯ＬＡの寿命末期を検出する回路などを設けなくても、消費電力の異常な増大による過負荷状態とはならず、インバータ回路１３０を保護することができる。

以上説明した内容を、別の観点から説明する。

結合コンデンサＣ７１に流れる電流ｉ_Ｃ１の実効値と、結合コンデンサＣ７１に発生する電圧ｖ_ｄの実効値との間には、ｉ_Ｃ１＝ｊ２πｆＣ_１ｖ_ｄ（ただし、ｊは虚数単位。πは円周率。ｆは動作周波数。Ｃ_１は結合コンデンサＣ７１の容量。）という関係がある。
ここで、結合コンデンサＣ７１に発生する電圧ｖ_ｄは、ダイオードＤ９１及びダイオードＤ９２の働きにより０〜Ｖ_ＩＮの間の値に抑制されているので、電圧ｖ_ｄの実効値は、約Ｖ_ＩＮ／２である。これは、放電灯ＬＡの等価抵抗値が変化しても変わらない。
また、自励式のインバータ回路は回路バランスによって動作周波数ｆが変化するが、インバータ回路１３０は他励式であり、点灯時の動作周波数が一定に制御されているので、動作周波数ｆも、放電灯ＬＡの等価抵抗値にかかわらず一定である。
したがって、結合コンデンサＣ７１に流れる電流ｉ_Ｃ１の実効値は、放電灯ＬＡの等価抵抗値にかかわらず一定である。

ダイオードＤ９１及びダイオードＤ９２がいずれもオフの場合における負荷回路の合成インピーダンスをＺ_０とすると、

ただし、Ｚ_Ｌは、放電灯ＬＡと始動コンデンサＣ７２との並列回路の合成インピーダンス。Ｘは、チョークコイルＬ６１と結合コンデンサＣ７１との直列回路の合成リアクタンスで、Ｘ＝２πｆＬ_１−１／２πｆＣ_１（Ｌ_１は、チョークコイルＬ６１のインダクタンス。）。Ｒ_ＬＡは、放電灯ＬＡの等価抵抗値である。

電圧ｖ_１の交流成分をｖ_０、電圧ｖ_ｄの交流成分をｖ_Ｃ１、電圧ｖ_ＯＵＴの交流成分をｖ_Ｌとする。電圧ｖ_１は矩形波なので、｜ｖ_０｜＝Ｖ_ＩＮ／２である。

ダイオードＤ９１及びダイオードＤ９２がオフなら、負荷回路を流れる電流と結合コンデンサＣ７１を流れる電流とは等しいので、ｖ_０／Ｚ_０＝ｊ２πｆＣ_１ｖ_Ｃ１である。したがって、

である。

定常状態における電圧ｖ_ｄの直流成分はＶ_ＩＮ／２だから、Ｖ_ＩＮ／２−√２｜ｖ_Ｃ１｜≦ｖ_ｄ≦Ｖ_ＩＮ／２＋√２｜ｖ_Ｃ１｜である。Ｖ_ＩＮ／２≧√２｜ｖ_ｃ１｜であれば、０≦ｖ_ｄ≦Ｖ_ＩＮとなる。すなわち、｜ｖ_０｜／｜ｖ_Ｃ１｜≧√２であれば、ダイオードＤ９１及びダイオードＤ９２はオンにならない。
そこで、｜ｖ_０｜／｜ｖ_Ｃ１｜の最小値を考える。数２より、

ここで、Ｘ４πｆＣ_２＞１とすると、Ｒ_ＬＡの増加に伴って、｜ｖ_０｜／｜ｖ_Ｃ１｜は、単調減少する。√２＜Ｘ２πｆＣ_１＜√２・Ｃ_１／Ｃ_２である場合、

のとき、｜ｖ_０｜／｜ｖ_Ｃ１｜＝√２となり、Ｒ_ＬＡがこの値より大きい場合に、｜ｖ_０｜／｜ｖ_Ｃ１｜＜√２となって、ダイオードＤ９１及びダイオードＤ９２がオンになる期間が生じる。

Ｒ_ＬＡが数４の値より小さく、ダイオードＤ９１及びダイオードＤ９２が常にオフであるとすると、電圧ｖ_Ｌは、合成インピーダンスＺ_０と合成インピーダンスＺ_Ｌとの分圧比によって定まるので、

である。

Ｒ_ＬＡにかかわらず、｜ｖ_０｜＝Ｖ_ＩＮ／２で一定なので、｜ｖ_０｜／｜ｖ_Ｌ｜が最小のとき、｜ｖ_Ｌ｜は最大となる。｜ｖ０｜／｜ｖＬ｜は、Ｒ_ＬＡの増加に伴って、単調減少し、Ｒ_ＬＡ→∞の極限における値｜Ｘ２πｆＣ_２−１｜が最小値となる。
したがって、ダイオードＤ９１及びダイオードＤ９２がない場合において、

である。
また、放電灯ＬＡにおける消費電力をＷ_ＬＡとすると、Ｗ_ＬＡ＝｜ｖ_Ｌ｜^２／Ｒ_ＬＡだから、

である。これは、Ｒ_ＬＡ＝｜Ｘ／（１−Ｘ２πｆＣ_２）｜のとき、最大値

をとる。

放電灯ＬＡにおける最大消費電力を抑えるためには、これよりもＲ_ＬＡが小さい段階で、ダイオードＤ９１及びダイオードＤ９２がオンになる期間が生じる必要がある。そのため、Ｘ２πｆＣ_１≦√２または

となるように、回路定数を設計する。

ダイオードＤ７１がオンの場合、結合コンデンサＣ７１の両端が短絡するので、結合コンデンサＣ７１がないものとみなすことができる。したがって、Ｚ_０＝Ｚ_Ｌ＋ｊＸ’（ただし、Ｘ’はチョークコイルＬ６１のリアクタンスで、Ｘ’＝２πｆＬ_１。）である。ダイオードＤ９２がオンの場合も、同様に考えることができる。
この場合において、

である。また、Ｗ_ＬＡの最大値は、

である。２πｆＬ_１＞１／２πｆＣ_２、Ｃ_１＞Ｃ_２であるとすると、｜ｖ_Ｌ｜の最大値及びＷ_ＬＡの最大値ともに、ダイオードＤ９１及びダイオードＤ９２がない場合よりも低く抑えられている。
次に、｜ｖ_Ｌ｜と｜ｖ_Ｃ１｜との関係を考えると、

である。｜ｖ_Ｃ１｜／｜ｖ_Ｌ｜は、Ｒ_ＬＡの増加に伴って単調減少するので、

である。
ダイオードＤ９１及びダイオードＤ９２の働きにより、｜ｖ_Ｃ１｜≦Ｖ_ＩＮ／２なので、

である。

定常状態において、出力電圧ｖ_ＯＵＴの直流成分は０だから、ｖ_ＯＵＴの最大値は√２｜ｖ_Ｌ｜である。
すなわち、放電灯ＬＡの寿命末期時に放電灯ＬＡの等価抵抗値が増大しても、出力電圧ｖ_ＯＵＴは、Ｖ_ＩＮ×Ｃ_１／√２Ｃ_２以下に抑えられる。
これにより、特別な保護回路を用いなくても、放電灯ＬＡの寿命末期に放電灯ＬＡに過大な電力が供給されず、インバータ回路１３０に過負荷がかからない。

この実施の形態におけるインバータ回路１３０は、
入力した直流電圧Ｖ_ＩＮを放電灯ＬＡに印加する交流電圧ｖ_ＯＵＴに変換するインバータ回路１３０において、
基準電位入力端子ｂと、
直流電圧Ｖ_ＩＮを上記基準電位入力端子ｂに対する電位差として入力する直流入力端子ａと、
上記放電灯ＬＡの一方の電極の両端をそれぞれ接続する２つの第一接続端子ｃと、
上記放電灯ＬＡの他方の電極の両端をそれぞれ接続する２つの第二接続端子ｄと、
一端（ドレイン端子）を上記直流入力端子ａに接続した第一のスイッチング素子（ＦＥＴＱ５１）と、
一端（ドレイン端子）を上記第一のスイッチング素子（ＦＥＴＱ５１）の他端（ソース端子）に接続し、他端（ソース端子）を上記基準電位入力端子ｂに接続した第二のスイッチング素子（ＦＥＴＱ５２）と、
上記第一のスイッチング素子（ＦＥＴＱ５１）と上記第二のスイッチング素子（ＦＥＴＱ５２）とを交互にオンオフする制御回路（駆動回路１５１）と、
一端を上記第一のスイッチング素子（ＦＥＴＱ５１）と上記第二のスイッチング素子（ＦＥＴＱ５２）との接続点に接続し、他端を上記第一接続端子の一方に接続したチョークコイルＬ６１と、
一端を上記第一接続端子ｃの他方に接続し、他端を上記第二接続端子ｄに接続した始動コンデンサＣ７２と、
一端を上記第二接続端子ｄの一方に接続し、他端を上記基準電位入力端子ｂに接続した結合コンデンサＣ７１と、
アノードを上記基準電位入力端子ｂに接続し、カソードを上記第二接続端子ｄの他方に接続した第一の整流素子（ダイオードＤ９１）と、
アノードを上記第二接続端子ｄの他方に接続し、カソードを上記直流入力端子ａに接続した第二の整流素子（ダイオードＤ９２）とを有することを特徴とする。

この実施の形態におけるインバータ回路１３０によれば、ダイオードＤ９１及びダイオードＤ９２が結合コンデンサＣ７１の両端電圧を０Ｖ以上直流電圧Ｖ_ＩＮ以下に抑制するので、放電灯ＬＡが寿命末期になり等価抵抗値が増大した場合でも、出力電圧ｖ_ＯＵＴが異常に大きくなるのを抑えることができるという効果を奏する。

このようなインバータ回路１３０を備える放電灯点灯装置１００及び照明器具８００は、放電灯ＬＡの寿命末期における過負荷を防ぐための保護回路を設ける必要がないので、放電灯点灯装置１００及び照明器具８００を小型化することができ、放電灯点灯装置１００及び照明器具８００の製造コストを抑えることができるという効果を奏する。

実施の形態２．
実施の形態２について、図７を用いて説明する。

図７は、この実施の形態における照明器具８００の構成を示す回路構成図である。
なお、実施の形態１で説明した照明器具８００と共通する部分については、同一の符号を付し、ここでは説明を省略する。

インバータ回路１３０は、更に、コンデンサＣ６２、ダイオードＤ６３、ダイオードＤ６４、コンデンサＣ６５、定電圧ダイオードＺ６６、コンデンサＣ８３を有する。
コンデンサＣ６２は、一方の端子をＦＥＴＱ５１とＦＥＴＱ５２との接続点に接続している。
ダイオードＤ６３は、カソード端子をコンデンサＣ６２の他方の端子に接続し、アノード端子を基準電位端子ｂに接続している。
ダイオードＤ６４は、アノード端子をコンデンサＣ６２とダイオードＤ６３との接続点に接続している。
コンデンサＣ６５は、一方の端子をダイオードＤ６４に接続し、他方の端子を基準電位端子ｂに接続している。
定電圧ダイオードＺ６６（ツェナーダイオード）は、カソード端子をダイオードＤ６４とコンデンサＣ６５との接続点に接続し、アノード端子を基準電位端子ｂに接続している。
コンデンサＣ８３は、一方の端子を第一接続端子ｃに接続し、他方の端子を基準電位入力端子ｂに接続している。

コンデンサＣ６２及びダイオードＤ６３は、いわゆるスナバ回路である。
ＦＥＴＱ５１がオン、ＦＥＴＱ５２がオフの状態から、ＦＥＴＱ５１がオフ、ＦＥＴＱ５２がオンの状態（あるいはその逆）に遷移するとき、ＦＥＴＱ５１とＦＥＴＱ５２とが同時のオンの期間があると、直流電源回路１１０の出力が短絡してしまうので、駆動回路１５１は、ＦＥＴＱ５１をオフにしてからＦＥＴＱ５２をオンにするよう制御する。ＦＥＴＱ５１とＦＥＴＱ５２とが共にオフの期間は、デッドタイムと呼ばれている。
デッドタイムにおいて、チョークコイルＬ６１を流れる電流が急激に減少すると、チョークコイルＬ６１の両端電圧が急激に上昇する。そのため、ＦＥＴＱ５１やＦＥＴＱ５２のドレイン−ソース間に大電圧が加わり、ＦＥＴＱ５１やＦＥＴＱ５２が破壊されるおそれがある。
コンデンサＣ６２は、デッドタイムにおいて、チョークコイルＬ６１を流れる電流を補うことにより、このピーク電圧を小さくし、ＦＥＴＱ５１やＦＥＴＱ５２を保護するものである。

ＦＥＴＱ５１がオン、ＦＥＴＱ５２がオフの状態から、デッドタイムを経て、ＦＥＴＱ５１がオフ、ＦＥＴＱ５２がオンの状態に遷移する場合において、コンデンサＣ６２には、ダイオードＤ６３を通して電流が流れ、コンデンサＣ６２が充電される。
その後、コンデンサＣ６２には、ダイオードＤ６４を通して逆方向の電流が流れ、コンデンサＣ６２が放電する。
この例では、コンデンサＣ６２を放電する電流により、コンデンサＣ６５を充電し、定電圧ダイオードＺ６６により一定の電圧値として、制御部１８１などに供給する直流電源電圧Ｖｃｃを生成している。

ここで、コンデンサＣ６５を放電する電流は、コンデンサＣ６２から、ダイオードＤ６４、コンデンサＣ６５または定電圧ダイオードＺ６６を通って、基準電圧入力端子ｂに達し、コンデンサＣ８３、チョークコイルＬ６１を通って、コンデンサＣ６２に戻ってくる。

このとき、結合コンデンサＣ７１は、それまでＦＥＴＱ５１がオンだったので、直流電圧Ｖ_ＩＮまで充電されている。そのため、ダイオードＤ９１はオフ、ダイオードＤ９２はオンの状態である。結合コンデンサＣ７１には電流が流れていない。

コンデンサＣ８３がない場合について考えると、コンデンサＣ６５を放電する電流は、
基準電圧入力端子ｂから直流電源回路１１０のなかを通り、ダイオードＤ９２、放電灯ＬＡ及び始動コンデンサＣ７２、チョークコイルＬ６１を通って、コンデンサＣ６２に戻ってくる。放電経路が長いため、コンデンサＣ６２が十分に放電されない可能性がある。

負荷回路の合成容量は、コンデンサＣ８３を並列に接続することにより、大きくなる。インバータ回路１３０の駆動周波数は負荷回路の共振周波数より高いので、合成容量成分が大きくなることにより、負荷回路の合成インピーダンスＺ_０のリアクタンス成分が大きくなる。その結果、負荷回路を流れる電流の遅れ位相が大きくなり、コンデンサＣ６２を十分に放電できるようになる。これにより、コンデンサＣ６２及びダイオードＤ６３からなるスナバ回路が確実に機能して、ＦＥＴＱ５１やＦＥＴＱ５２を保護することができる。

この実施の形態におけるインバータ回路１３０は、更に、
一端を上記第一接続端子ｃの一方に接続し、他端を上記基準電位入力端子ｂに接続したコンデンサＣ８３を有することを特徴とする。

この実施の形態におけるインバータ回路１３０によれば、コンデンサＣ８３を接続することによりスナバ回路のコンデンサが確実に放電されるので、ＦＥＴＱ５１やＦＥＴＱ５２を保護することができるという効果を奏する。

このようなインバータ回路１３０を備える放電灯点灯装置１００及び照明器具８００は、ダイオードＤ９１やダイオードＤ９２を確実に保護することができるので、放電灯点灯装置１００及び照明器具８００を小型化することができ、放電灯点灯装置１００及び照明器具８００の製造コストを抑えることができるという効果を奏する。

実施の形態３．
実施の形態３について、図８〜図９を用いて説明する。

図８は、この実施の形態における照明器具８００の構成を示す回路構成図である。
なお、実施の形態１で説明した照明器具８００と共通する部分については、同一の符号を付し、ここでは説明を省略する。

放電灯点灯装置１００は、更に、過電圧検出部１８２を備える。
過電圧検出部１８２（保護回路）は、基準電位入力端子ｂに対する第一接続端子ｃの電位を測定し、測定した電位の最大値が所定の電圧値以上である場合に、過電圧検出信号を出力する。
過電圧検出部１８２が出力した過電圧検出信号は、制御部１８１が入力し、制御部１８１は、駆動回路１５１の動作を停止させる制御信号を出力する。

実施の形態１で説明したように、インバータ回路１３０は、ダイオードＤ９１及びダイオードＤ９２の働きにより、放電灯ＬＡが寿命末期になっても過負荷となることがないので、保護回路を設ける必要がない。
しかし、過渡期において、放電灯ＬＡの消費電力が増大する場面があり、インバータ回路１３０に負担をかける。

この実施の形態におけるインバータ回路１３０は、これを防ぐため、過電圧検出部１８２を設けている。
過電圧検出部１８２は、第一接続端子ｃの電圧ｖ_ｃを監視することにより、放電灯ＬＡの寿命末期を検出し、電圧ｖ_ｃの最大値が所定の電圧を超えた場合に、駆動回路１５１の動作を停止する。

図９は、この実施の形態におけるインバータ回路１３０において、放電灯ＬＡの点灯時等価抵抗値が変化した場合の電圧ｖ_ｃの変化を示すグラフ図である。
太線は、この実施の形態におけるインバータ回路１３０の場合を示す。細線は、対比のため、ダイオードＤ９１及びダイオードＤ９２がないインバータ回路の場合を示す。

ここに示すように、ダイオードＤ９１及びダイオードＤ９２の働きにより、寿命末期により放電灯ＬＡの等価抵抗値が大きくなった場合でも、電圧ｖ_ｃの上昇は抑えられる。

これは、インバータ回路１３０を保護するという点では有効であるが、電圧ｖ_ｃにより寿命末期を検出しようとした場合には、検出が困難になるという側面がある。

そこで、この実施の形態におけるインバータ回路１３０では、結合コンデンサＣ７１の容量Ｃ_１と、始動コンデンサＣ７２の容量Ｃ_２との間の関係を規定することにより、放電灯ＬＡの寿命末期に、電圧ｖ_ｃが所望の値になるようにし、過電圧検出部１８２による寿命末期の検出が確実にできるようにする。

実施の形態１で説明したように、Ｒ_ＬＡ→∞の極限において、ｖ_ＯＵＴ≦Ｖ_ＩＮ×Ｃ_１／√２Ｃ_２である。
ｖ_ｃ＝ｖ_ＯＵＴ＋ｖ_ｄであり、ｖ_ｄの最大値はＶ_ＩＮであるから、ｖ_ｃの最大値は、Ｖ_ＩＮ＋Ｖ_ＩＮ×Ｃ_１／√２Ｃ_２である。
これに対して、放電灯ＬＡが正常点灯時の出力電圧ｖ_ＯＵＴの最大値をＶ_ＬＡとすると、正常点灯時におけるｖ_ｃの最大値は、Ｖ_ＩＮ＋Ｖ_ＬＡである。

したがって、結合コンデンサＣ７１の容量Ｃ_１と、始動コンデンサＣ７２の容量Ｃ_２との比Ｃ_１／Ｃ_２を所定の値に設定することにより、放電灯ＬＡの寿命末期における電圧ｖ_ｃの最大値を所望の値にすることができるので、放電灯点灯装置１００の設計が容易になる。

放電灯ＬＡの正常点灯時電圧は、部品のばらつきや周囲環境の変化などに左右され、最大で１５〜２０％の範囲内で変化する。
そこで、Ｖ_ＩＮ×Ｃ_１／√２Ｃ_２≧１．２Ｖ_ＬＡとなるようにＣ_１及びＣ_２を設定する。
これにより、放電灯ＬＡの寿命末期における電圧ｖ_ｃの最大値と、正常時における電圧ｖ_ｃの最大値との差は、Ｖ_ＩＮ×Ｃ_１／√２Ｃ_２−Ｖ_ＬＡ≧０．２Ｖ_ＬＡとなり、Ｖ_ＬＡに２０％以内のばらつきがある場合でも、放電灯ＬＡの寿命末期を確実に検出できる。

この実施の形態における放電灯点灯装置１００は、更に、
上記基準電位入力端子ｂに対する上記第一接続端子ｃの電位ｖ_ｃを測定し、測定した電位ｖ_ｃの最大値が所定の電圧値以上である場合に上記制御回路（駆動回路１５１）の動作を停止させる保護回路（過電圧検出部１８２）を備え、
上記結合コンデンサＣ７１の容量をＣ_１、上記始動コンデンサＣ７２の容量をＣ_２、上記直流電圧の電圧値をＶ_ＩＮ、上記放電灯ＬＡの正常点灯時における電極間電圧の最大電圧値をＶ_ＬＡとして、Ｖ_ＩＮ×Ｃ_１／√２Ｃ_２≧Ｖ_ＬＡ×１．２であることを特徴とする。

この実施の形態における放電灯点灯装置１００によれば、放電灯ＬＡの寿命末期における電圧ｖ_ｃの最大値を、正常時と識別可能な値としているので、過電圧検出部１８２が放電灯ＬＡの寿命末期を確実に検出することができるという効果を奏する。

実施の形態１における照明器具８００の構成を示す回路構成図。 実施の形態１における放電灯ＬＡ点灯中のインバータ回路１３０各部の電圧・電流を示す波形図。 実施の形態１における寿命末期の放電灯ＬＡ点灯中のインバータ回路１３０各部の電圧・電流を示す波形図。 対比例における放電灯ＬＡ点灯中のインバータ回路各部の電圧・電流を示す波形図。 対比例における寿命末期の放電灯ＬＡ点灯中のインバータ回路各部の電圧・電流を示す波形図。 実施の形態１におけるインバータ回路１３０及び対比例のインバータ回路において、放電灯ＬＡの点灯時等価抵抗値が変化した場合の放電灯ＬＡの消費電力の変化を示すグラフ図。 実施の形態２における照明器具８００の構成を示す回路構成図。 実施の形態３における照明器具８００の構成を示す回路構成図。 実施の形態３におけるインバータ回路１３０において、放電灯ＬＡの点灯時等価抵抗値が変化した場合の電圧ｖ_ｃの変化を示すグラフ図。

符号の説明

１００ 放電灯点灯装置、１１０ 直流電源回路、１３０ インバータ回路、１５１ 駆動回路、１８１ 制御部、１８２ 過電圧検出部、８００ 照明器具、ＡＣ 交流電源、Ｄ９１，Ｄ９２ ダイオード、Ｃ７１ 結合コンデンサ、Ｃ７２ 始動コンデンサ、Ｃ８３ コンデンサ、Ｌ６１ チョークコイル、ＬＡ 放電灯、Ｑ５１，Ｑ５２ ＦＥＴ。

Claims (3)

1. 直流電圧を生成する直流電源回路と、
   上記直流電源回路が生成した直流電圧を、放電灯に印加する交流電圧に変換するインバータ回路とを備え、
   上記インバータ回路は、
   一端を上記直流電源回路の出力のうち正電位側に電気接続した第一のスイッチング素子と、
   一端を上記第一のスイッチング素子の他端に電気接続し、他端を上記直流電源回路の出力のうち負電位側に電気接続した第二のスイッチング素子と、
   上記第一のスイッチング素子と上記第二のスイッチング素子とをともにオフするデッドタイムを設けつつ、上記第一のスイッチング素子と上記第二のスイッチング素子とを交互にオンオフする制御回路と、
   一端を上記第一のスイッチング素子と上記第二のスイッチング素子との接続点に電気接続し、他端を上記放電灯の２つのフィラメントのうち第一のフィラメントの一端に電気接続するよう配置されたチョークコイルと、
   一端を上記放電灯の上記第一のフィラメントの他端に電気接続し、他端を上記放電灯の２つのフィラメントのうち第二のフィラメントの一端に電気接続するよう配置された始動コンデンサと、
   一端を上記放電灯の上記第二のフィラメントの他端に電気接続するよう配置され、他端を上記直流電源回路の出力のうち負電位側に電気接続した結合コンデンサと、
   アノードを上記直流電源回路の出力のうち負電位側に接続し、カソードを上記結合コンデンサの両端のうち上記放電灯に電気接続する側に電気接続した第一の整流素子と、
   アノードを上記第一の整流素子のカソードに電気接続し、カソードを上記直流電源回路の出力のうち正電位側に電気接続した第二の整流素子と、
   上記デッドタイムにおいて上記チョークコイルを流れる電流が流れるコンデンサであって上記チョークコイルを流れる電流が急激に減少するのを防ぐコンデンサを有し、一端を上記第一のスイッチング素子と上記第二のスイッチング素子との接続点に電気接続し、他端を上記直流電源回路の出力のうち負電位側に電気接続したスナバ回路と、
   一端を上記チョークコイルの両端のうち上記放電灯に電気接続する側に電気接続し、他端を上記直流電源回路の出力のうち負電位側に電気接続し、上記スナバ回路のコンデンサの放電経路を形成することにより上記スナバ回路のコンデンサを十分に放電する放電用コンデンサとを有することを特徴とする放電灯点灯装置。
2. 上記放電灯点灯装置は、更に、
   上記直流電源回路の出力のうち負電位側を基準として、上記チョークコイルの両端のうち上記放電灯に電気接続する側の電位を測定し、測定した電位の最大値が所定の電圧値以上である場合に上記制御回路の動作を停止させる保護回路を備え、
   上記結合コンデンサの容量をＣ_１、上記始動コンデンサの容量をＣ_２、上記直流電源回路が生成した直流電圧の電圧値をＶ_ＩＮ、上記放電灯の正常点灯時におけるフィラメント間電圧の最大電圧値をＶ_ＬＡとして、Ｖ_ＩＮ×Ｃ_１／√２Ｃ_２≧Ｖ_ＬＡ×１．２であることを特徴とする請求項１に記載の放電灯点灯装置。
3. 請求項１または請求項２に記載の放電灯点灯装置と、
   上記放電灯を着脱自在に取り付け可能であり、上記放電灯を取り付けることにより、上記放電灯のフィラメントと上記放電灯点灯装置とを電気接続するランプソケットと
   を備えることを特徴とする照明器具。

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